DE1909874C

DE1909874C - VHF preamplifier with bipolar trasistor operated in basic circuit

Info

Publication number: DE1909874C
Authority: DE
Inventors: Heinz 7100 Heilbronn Rinderle
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH, 6000 Frankfurt
Publication date: 1972-04-20

Description

Während noch vor einigen Jahren eine kleine Rauschzahl die Hauptforderung für einen UKW^Empfänger war, ist bei den heutigen Senderleistungen und Senderdichten das Problem der Mehrdeutigkeit eine weitere wichtige Forderung. Die Ursache der Mehrdeutigkeit bei UKW-Empfängern ist zum großen Teil auf die Nichtlinearität der Eingangsstufe, die meistens als Vorstufe vor der Mischstufe ausgeführt ist, zurückzuführen. Die Mehrdeutigkeit ist besonders bei Vorstufen mit herkömmlichen Transistoren (bipolaren Transistoren) zu beobachten. Bei solchen Vorstufen stellt man bei Vorhandensein genügend starker Signale eine besonders starkeOberwellenbildungder Empfjngssigpale fest, die über die Mischung mit Oberwellen des Oszillators in der nachfolgenden Mischstufe zu Störempfangsstellen führen. Auch bilden sich Kombinationsfrequenzen aus den stärkeren Empfangssignalen, die zum Teil in das Empfangsband fallen und ungeschwächt zur Mischstufe gelangen können und dort, auf die Zwischenfrequenz transponiert, ebenfalls ungewollte Empfangsstellen verursachen.While a few years ago a small noise figure was the main requirement for an FM receiver was, the problem of ambiguity is one of today's broadcasting services and broadcasting densities another important requirement. The cause of the ambiguity in VHF receivers is in large part due to the non-linearity of the input stage, which is usually designed as a preliminary stage before the mixer stage. The ambiguity is particularly evident in the case of pre-stages with conventional transistors (bipolar Transistors). With such pre-stages, one sets sufficiently strong signals a particularly strong formation of harmonics in the reception signals fixed, which via the mixing with harmonics of the oscillator in the subsequent mixer stage to interference receiving points to lead. Combination frequencies are also formed from the stronger received signals, some of which fall into the receiving band and can get to the mixer stage without being weakened and there, transposed to the intermediate frequency, also cause unwanted receiving points.

Um die Mehrdeutigkeit zu verringern, ging man dazu über, Feldeffekttransistoren, abgekürzt F-ET genannt, in der Vorstufe einzusetzen. Die dabei meist verwendeten Sperrschicht/ ET haben jedoch gewisse Nachteile. Es ist eine meist einstellbare Neutralisation notwendig. Außerdem stellt man bei Verwendung von FET eine stärkere Betriebsspannungsabhängi_t,keitder Ausgangskapazität fest, die bei Betriebsspannungsänderung zu stärkerer Verstimmung des Ausgangskreises und damit zu Verstärkungsänderungen führt.In order to reduce the ambiguity, a move was made to use field effect transistors, called F-ET for short, in the preliminary stage. The mostly used barrier layer / ET have certain disadvantages. Usually adjustable neutralization is necessary. In addition, it provides for use of a stronger FET Betriebsspannungsabhängi _t, keitder output capacitance determines the results in operating voltage change to stronger detuning of the starting circuit, and thus to gain changes.

Die rrimdung löst die Aufgabe, in einer UKW-Vorstufe den Vorteil eines FET (wenige Störempfangsstellen) ohne die Nachteile (Neutralisation, Betriebsspannungsabhängigkeit) zu erhalten.The rrimdung solves the task in a VHF pre-stage the advantage of an FET (few interference receiving points) without the disadvantages (neutralization, operating voltage dependency) to obtain.

Die Erfindung geht von einer bekannten UKW-Vorstufe mit in Basisschaltung betriebenem bipolarem Transistor aus und bestellt in der gleichzeitigen Anwendung der folgenden Merkmale:The invention is based on a known VHF pre-amplifier with a bipolar circuit operated in a basic circuit Transistor off and ordered in the simultaneous application of the following features:

a) Der ver/errungsarme Aussteuerbercich ist dadurch vergrößert, daß das Produkt aus dem Wert des Kollcktorglcichstromes in mA und dem Wurzelwert aus dem den Transistor steuernden Quell· widerstand in Ohm mindestens gleich etwa 40 bemessen ist.a) The low-loss control range is thereby increases that the product of the value of the Kollcktorglcichstromes in mA and the root value measured from the source resistance in ohms controlling the transistor to be at least approximately 40 is.

b) Fs ist ein Transistor verwendet, dessen Stromverstärkung in Basisschaltung in Abhängigkeit vom Kollekiorgleichstrom in vergrößerten Aussteuerhercich genau oder nahezu konstant ist.b) Fs a transistor is used, the current gain of which depends on the base circuit Collector direct current in enlarged control cylinder is exact or nearly constant.

c) Es ist ein Transistor verwendet, dessen Rauschzahl unter der nachfolgend genannten Bedingung d) nur etwa 4 db oder weniger beträgt.c) A transistor is used whose noise figure under condition d) mentioned below is only about 4 db or less.

d) Das Verhältnis von Kollektorgleichstrom und Quellwiderstand ist so bemessen, daß die Rausch* zahl nur etwa 4 db oder weniger beträgt.d) The ratio of collector direct current and Source resistance is dimensioned so that the noise figure is only about 4 db or less.

Die im Merkmal a) angegebenen Mittel zur Vergrößerung des ver/cmingsarmen Aussteucrbcrcichcs, nämlich ein großer Kollcktorstrom und ein großer Qucllwidcrsland, sind bekannt. Der große Kollektor· strom vermeidet die Aussteuerung des unteren stark gekrümmten Kcnnlinicnlcils, und ein großer Quell· widerstand in Basisschaltung ist gleichbedeutend mit einem großen Wcchsclstromwiderstand in der Emitter' zuleitung, wodurch eine entsprechend große, entzerrend wirkende Gegenkopplung auftritt. Bisher war aber ein großer Kollcktorstrom nicht anwendbar, weil dann die Rauschzahl zu groß wurde. Eine Vergrößerung des Qucllwidcrstiindes ist nur in beschränktem Maße mög* lieh, weil eine Gegenkopplung die Verstärkung herabsetzt. Außerdem ist eine Vergrößerung des Qiiellwiderstandcs weit weniger wirksam als eine Vi-größerung des Kollektorstromes und bringt deshalb für sich aüein keine ausreichende Vergrößerung des verzerrungsarmen Ausstcuerbereiches. Es ist also erforderlich, in erster Linie den Kollektorstror.i zu vergrößern und im Bedarfsfalle eine Vergrößerung des Quellwiderstandes zusätzlich anzuwenden. Hierfür gibt das Merkmal a)The means indicated in feature a) for increasing the low-level control range, namely a large collision current and a large swelling area, are known. The large collector current · avoids the modulation of the strongly curved lower Kcnnlinicnlcils, and a great resistance in the source · basic circuit supply line is equivalent to a large Wcchsclstromwiderstand in the emitter 'occurs whereby a correspondingly large, entzerrend acting negative feedback. Up to now, however, a large collector current could not be used because the noise figure would then be too large. An increase in the source resistance is only possible to a limited extent , because negative feedback reduces the gain. In addition, an increase in the signal resistance is far less effective than an increase in the collector current and therefore does not in itself result in a sufficient increase in the low-distortion output range. It is therefore necessary first and foremost to increase the collector current and, if necessary, also to increase the source resistance. For this, feature a)

ίο die Mindestforderung an. Das Merkmal a) ist aber mit den bishergebräuchlichenTransistoren nichtdurcliführbar, weil die Rauschzahl viel zu groß wird, nämlich über etwa 4 db liegt.ίο the minimum requirement. The feature a) is with the transistors commonly used up to now cannot be carried out, because the noise figure is much too large, namely above about 4 db.

Es ist auch erforderlich, gemäß dem Merkmal b) einen Transistor zu verwenden, dessen Stromverstärkung in Basisschaltung in Abhängigkeit vom Kollektorgleichstrom im vergrößerten Aussteuerbereich genau oder nahezu konstant ist. Dies ist an sich bekannt, jedoch nicht bei jedem Transistor erfüllt, z. B.It is also necessary, according to feature b), to use a transistor whose current gain in basic circuit depending on the collector direct current in the enlarged modulation range is exact or nearly constant. This is known per se, but is not fulfilled for every transistor, e.g. B.

nicht bei Transistoren, die für eine Aufwärtsregelung des Kollektorstromes bestimmt sind.not with transistors that are intended for an upward regulation of the collector current.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei Verwendung eines seit etwa 2 Jahren auf dem Markt befindlichen Transistortyps mit einer niedrigen Rausch-The invention is based on the knowledge that with Use of a transistor type that has been on the market for about 2 years and has a low noise

zahl das Merkmal a) [zusammen mit dem Merkmal b)] durchführbar ist, wenn man gemäß Merkmal d) das Verhältnis von Kollektorgleichstrom und Quellwiderstand so bemißt, daß die Rauschzahl nur etwa 4 db oder weniger beträgt. Dieser Transistor, der in der Zeitschrift »Funk-Technik« 1967, S. 697 bis 698, beschrieben ist, ist für Frequenzen von 100 kHz bis ICO MHi, alsu auch für den LiKW-Bereich, besiiinmi, ohne daß jedoch erkannt wurde, daß er bei geeigneter Bemessung der Schaltung (Basisschaltung, Quell· widerstand) und Betriebsweise (Kollektorgleichstrom) einen großen verzerrungsarmen Aussteuerbereich bei geringer Rauschzahl hat. Auf einem Kennlinicnblatt vom Juli 1967 für einen solchen Transistor BF 125 ist für die Emitterschaltung bei einer Frequenz von 100 MHz und einem Kollektorgleichstrom von 1 mA und einem Quellwiderstand von 60 Ω eine Rauschzahl von 3,5 db angegeben. Die Rauschzahl ist zwar bei dieser Betriebsweise niedrig, jedoch ist bei 1 mA und Wahl der Emitterschaltung der Aussteuerbereich zu klein, wie weiter unten noch begründet werden soll. Der durch die Erfindung erzielte Erfolg ist aus folgendem ersichtlich:number the feature a) [together with feature b)] is feasible if, according to feature d), the The ratio of collector direct current and source resistance is dimensioned in such a way that the noise figure is only about 4 db or less. This transistor, which was described in the magazine "Funk-Technik" 1967, pp. 697 to 698 is, is for frequencies from 100 kHz to ICO MHi, as well as for the truck range, besiiinmi, without it being recognized, however, that with a suitable dimensioning of the circuit (basic circuit, source resistance) and operating mode (collector direct current) contribute to a large, low-distortion control range has a low noise figure. On a characteristic sheet from July 1967 for such a transistor BF 125 is for the emitter circuit at a frequency of 100 MHz and a collector direct current of 1 mA and a source resistance of 60 Ω, a noise figure of 3.5 db is specified. The noise figure is at this mode of operation is low, but at 1 mA and the emitter circuit is selected, the control range is closed small, as will be justified below. The success achieved by the invention is from the following evident:

Für die Größe des verzerrungsarmen Ausstcucrberciches ist die Aussteuernngsgrenzc maßgebend, die sich aus der folgenden, nicht bekannten Beziehung errechnet: For the size of the low-distortion display area the control limit is decisive, which is calculated from the following, unknown relationship:

Ic ..-■-- Ic ..- ■ -

1/8*1/8 *

Darin ist U,\ die Antennenklemmenspannung (gerechnet füi Anpassung) für beginnende Kennlinien· Übersteuerung; U der Kollektorgleichstrom; K ein Verlustfaktor, nämlich das Verhältnis zwischen derHere U, \ is the antenna terminal voltage (calculated for adaptation) for the beginning of the characteristic curve · overdrive; U is the collector direct current; K is a loss factor, namely the ratio between the verfügbaren Steucrleistung für den Transistor und der verfügbaren Antennenleistung; Rq der Quellwider* stand in der timittcrleitung, über den der Transistor an* gesteuert wird [Rq — Realteil des den Transistor steuernden Netzwerkes 1 bis 4 nach Schaltung inavailable control power for the transistor and the available antenna power; Rq the source resistance * stood in the timittcrleitung via which the transistor on * is controlled [Rq - real part of the network 1 to 4 controlling the transistor according to the circuit in

6s Fig. 3).6s Fig. 3).

Für einen vorgegebenen Antennen widerstand Λ,ι und Verlustfaktor K₁ der in der Parxis zwischen 0,5 und 0,9 beträgt, ist die Aussteuerbarkeit nach derFor a given antenna resistance Λ, ι and loss factor K ₁ which is between 0.5 and 0.9 in the Parxis, the modulation according to the

otngen Gleichung von der Bemessung des Produktesotngen equation of the dimensioning of the product

Iv \IR_Q Iv \ IR _Q

abhängig. Je größer dieses Produkt gewählt wird, um so größer ist auch die Antennenlei'sturig für die Aussieuerimgsgrenze. dependent. The larger this product is chosen, the larger the antenna performance for the exclusion limit.

Hei herkömmlicher Bemessung mit /,. l _mA λ 0.7 und R_Q ^ 100 Ω ist, bezogen auf R_A COLl: Hei conventional design with / ,. l _m A λ 0.7 and R _Q ^ 100 Ω, based on R _A COLl:

1 mA ,,
L,, ^₀₇IWUmLl 33 mV. · >°1 mA ,,
L ,, ^ ₀₇ IWUmLl 33 mV. ·> °

,Darin ist das Produkt l_c J R₀ = 10, also weit unter 4·' is. Merkmal a)].'Here the product l _c J R ₀ = 10, so far below 4 ·' is. Feature a)].

F--ür Ir 5 mA, K 0,7 und R₀ 250 Ω ist, be-/,.gen auf R,, = 60Ω:F - for Ir 5 mA, K 0.7 and R _{0 is} 250 Ω, be - / ,. Gen to R ,, = 60Ω:

UaA.o.

5 mA
|/8 · 0,75 mA
| / 8 x 0.7

1/60 Ll 250 Ω . 26OmV.1/60 Ll 250 Ω. 26OmV.

Darin ist das Produkt i_v \ _R^ 79, liegt also weit üner 40.In this the product i _v \ _R ^ 79 is far above 40.

Außer der Bedingung des großen Aussteuerbereiches muß noch die Bedingung der kleinen Rauschzahl eriullt werden. Dies ist aus F i g. 1 ersichtlich, zu der die Pnn/ipschaltung(ohne Gleichstromquellen) in F i g. 2 gehört. Rq ist der schon erwähnte Quellwiderstand, I,- der Kollektorgleichstrom und L eine Induktivität, du· in bekannter Weise zur Rauschabstimmung, also' -zur Abstimmung des Einganges des Transistors auf kk:n-.te Rauschzahl dient. Die Rauschabstimmung ist niuit unbedingt erforderlich, jedoch vorteilhaft zur Erzielung einer besonders kleinen Rauschzahl. In F i g. 1 im ine Abhängigkeit der Rauschzahl Z⁷ vom Quell widerst;.^! Rq für verschieden große Kollektorgleichströme Ir und zugehörigem passendem induktivem Widerstands/, dargestellt. Die gestrichelten Kennlinien gcinren zu dem bisher üblichen Transistor (BF 255, H! V)S, BF 185) bei 100 MHz und die ausgezogenen Kennlinien zu dem erwähnten neueren Transistor < Ii/- 125). Man sieht, daß nicht nur die gestrichelten, sondern auch die ausgezogenen Kennlinien nur zum Teil unter dem in den Merkmalen c) und el) angegebenen Grenzwert von 4 db liegen. Deshalb ist nicht jeder beliebige Wert von Rq und Ir möglich, auch wenn ihr Produkt mindestens gleich etwa 40 oder darüber liegt. Wenn man wie bisher nur einen Kollcktorgleichstron¹ von I mA einstellen würde, so könnte man zwar mit einem Quellwidcrsland von 1600 Ω den Wert 40 und damit einen genügend großen Ausstcucrbcreich erreichen, jedoch würde die Rauschzahl weit über 4 db liegen (auf der untersten Kup-e rechts unterhalb des Bereiches in Fig. I), und außerdem wäre die Verstärkung wegen der großen Gegenkopplung im allgemeinen zu klein. Stellt man dagegen den Kollektorgleichstrom von 5 mA ein, so würde man mit dem bisher üblichen Qucllwidcrstand von 100 Ω ein Produkt von 50 erreichen und damit einen ausreichend großen Aussicucrbercich. Die Rauschzahl liegt also dann bei 3 db, also genüffind tief. Hier liegt ungefähr das Minimum der Rauschzahl, welches natürlich besonders vorteilhaft ist. Man konnte es auch bei I mA erreichen, wenn man cincit Qucllwidersfand von 300 Ω verwen· den würde. Dann würde sich aber nur ein Produkt von 16,3 ergeben, welches weit unter 40 liegt, so daß also der Ausstcuerbercich nicht genügend groß ist. Zu diesem ungünstigen Ergebnis gelangt man auch, wenn man die gestrichelten Kennlinien des älteren Transistors zugrunde legen würde. Mit diesen Kennlinien kann man bei keiner Bemessung das gewünschte Ziel erreichen, denn bei 1 mA wäre für den gewünschten Aussteuerungsbereich ein Quellwiderstand von 1600 Ω erforderlich, bei dem die Rauschzahl viel zu groß und die Verstärkung zu klein wäre.In addition to the condition of the large dynamic range, the condition of the low noise figure must also be met. This is from FIG. 1 can be seen, to which the Pnn / ip circuit (without direct current sources) in FIG. 2 heard. Rq is the already mentioned source resistance, I, - the collector direct current and L an inductance, which is used in a known manner for noise tuning, that is to say for tuning the input of the transistor to kk: nth noise figure. The noise tuning is not absolutely necessary, but advantageous for achieving a particularly low noise figure. In Fig. 1 as a function of the noise figure Z ⁷ from the source;. ^! Rq for different sized collector direct currents Ir and the associated matching inductive resistor / are shown. The dashed characteristic curves correspond to the previously common transistor (BF 255, H! V) S, BF 185) at 100 MHz and the solid characteristic curves to the mentioned newer transistor <Ii / - 125). It can be seen that not only the dashed, but also the solid characteristic curves are only partially below the limit value of 4 db specified in features c) and el). Therefore, not every arbitrary value of Rq and Ir is possible even if their product is at least about 40 or more. If one were to set only a collector direct current ¹ of I mA, as before, one could achieve a value of 40 with a source resistance of 1600 Ω and thus a sufficiently large output range, but the noise figure would be far above 4 db (on the lowest copper e to the right below the area in FIG. I), and in addition the gain would generally be too small because of the large negative feedback. If, on the other hand, one sets the collector direct current of 5 mA, then one would achieve a product of 50 with the previously customary source resistance of 100 Ω and thus a sufficiently large output range. The noise figure is then 3 db, which is just enough. This is roughly the minimum of the noise figure, which is of course particularly advantageous. It could also be achieved at I mA if one were to use a cincit source resistance of 300 Ω. Then there would only be a product of 16.3, which is well below 40, so that the discharge range is not sufficiently large. This unfavorable result can also be reached if the dashed characteristic curves of the older transistor were used as a basis. With these characteristics one cannot achieve the desired goal in any dimensioning, because at 1 mA a source resistance of 1600 Ω would be required for the desired modulation range, at which the noise figure would be much too high and the gain too small.

Der Grund für die gute Brauchbarkeit des Transistors mit den ausgezogenen Kennlinien liegt darin, daß eine kleine Rauschzahl durch einen kleinen Bahnwiderstand (ζ. B. kleiner als 3Oi)) und eine hohe Grenzfrequenz (z. B. größer als 300MHz) erzielt wird. Der kleine Bahnwiderstand (ohmscher Widerstand zwischen Basis und Basisanschluß bzw. Emitter und Emitteranschluß) wird bei diesem Transistor durch eine Kammstruktur der Basis- und Emitte^r<-«romzuführungen und damit auch der Basis und de:. Emitters selbst erzielt. Die Kammstruktur wird angewendet, um hohe Leistungen bei hohen Frequenzen zu erhalten (Zeitschrift »Elektro-Anzeiger«, Essen, vom 9. Mai 1962, S. 169).The reason for the good usability of the transistor with the solid characteristics is that a low noise figure is achieved through a small sheet resistance (. B. less than 30i)) and a high cut-off frequency (e.g. greater than 300MHz). The small bulk resistance (ohmic resistance between the base and the base terminal and the emitter and the emitter terminal) is in this transistor by a comb structure of the base and Emitte ^r <- "romzuführungen and thus the base and de :. Emitters himself scored. The comb structure is used to obtain high performance at high frequencies (magazine "Elektro-Anzeiger", Essen, May 9, 1962, p. 169).

Beim Betrieb eines Transistors mit großem Kollektorstrom besteht die Gefahr des Auftretens von parasitären Schwingungen. Es empfiehlt sich deshalb, in an sich bekannter Weise Gegenmittel anzuwenden. Vorteilhafte Beispiele sind in den Patentansprüchen 6 bis 11 angegeben. Die im Anspruch 6 erwähnte integrierte Schirmelektrode ist durch die anfangs genannte Literaturstelle (»Funk-Technik« 1967, S. 697 bis 698) zur Verringerung der Rückwirkungskapazität bekannt. Bei Anwendung der bei der Erfindung vorgeschriebenen Basisschaltung ist eine Herabsetzung der Rückwirkungskapazität für die Betriebsfrequenz nicht erforderlich, weil die Rückwirkungskapazität in der Basisschaltung bereits wegen der geerdeten Basis klein is.t. Die Abschirmung ist jedoch bei der erfindungsgernäßen Betriebsweise zur Unterdrückung von parasitären Schwingungen günstig.When operating a transistor with a large collector current, there is a risk of parasitic occurrences Vibrations. It is therefore advisable to use antidotes in a manner known per se. Advantageous examples are given in claims 6 to 11. The one mentioned in claim 6 integrated shield electrode is from the literature reference mentioned at the beginning ("Funk-Technik" 1967, p. 697 to 698) known to reduce the feedback capacity. When using the prescribed in the invention The basic circuit is not a reduction in the feedback capacitance for the operating frequency required because the feedback capacitance in the basic circuit is already small because of the grounded base is. The shielding is, however, in the mode of operation according to the invention for suppressing parasitic ones Vibrations favorable.

In F i g. 3 und 4 sind zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt.In Fig. 3 and 4 are two embodiments of FIG Invention shown.

In F i g. 3 ist die Antenne mit der Spule 1 verbunden die mit der Spule 2 des Schwingungskreises 2, 3 gekoppelt ist. Zur Herabtransformieruiig des Resonanzwiderstandes des Schwingungskreises 2. 3 auf den Transistor 12 dient eine Spule 4. Es findet eine sogenannte Rcsonanztransfortmtion statt, die den besonderen Vorteil hat, daß der Schwingungskreis 2, 3 durch den klninen Eingangswiderstand des Transistors Ji! praktisch nicht bedämpft wird (deutsche Patentschrift I 245 443). Die Spule /. dient wie oben in F i g. 2 zur Rauschabstimmung. Der Emitterstrom wird über das RC-GUcd 5, 6 zugeführt. Die Widerstände 8 und 9 bilden den Basisspannungstcilcr, der Kondensator? dient /<n Entkopplung und der Kondensator 10 zur Unterdrückung von parasitären Schwingungen. Der obenerwähnte Quellwiderstand wird durch den transformierten Resonanzwiderstand des Schwingungskreises 2, 3 gebildet. Durch die dargestellte Art der Transformation mit einer Induktivität 4 ist die Belastung des Transistoiringarigs, vom Transistor au3 gesehen, hochohmig für parasitäre Schwingungen, was sie nicht wäre, wenn statt der Induktivität 4 eine Kapazität verwendet würde. Der Kondensator ti dient nur zur gleichstrommäOigen Trennung.In Fig. 3, the antenna is connected to the coil 1, which is coupled to the coil 2 of the oscillating circuit 2, 3. A coil 4 is used to transform the resonance resistance of the resonance circuit 2, 3 onto the transistor 12. A so-called resonance transmission takes place, which has the particular advantage that the resonance circuit 2, 3 is caused by the small input resistance of the transistor Ji! is practically not attenuated (German Patent I 245 443). The sink /. serves as above in FIG. 2 for noise tuning. The emitter current is fed in via the RC-GUcd 5, 6. The resistors 8 and 9 form the base voltage component, the capacitor? serves / <n decoupling and the capacitor 10 to suppress parasitic oscillations. The above-mentioned source resistance is formed by the transformed resonance resistance of the oscillating circuit 2, 3. As a result of the type of transformation shown with an inductance 4, the load on the transistor ring, as seen from the transistor au3, is high-resistance for parasitic oscillations, which it would not be if a capacitance were used instead of the inductance 4. The capacitor ti is only used for DC isolation.

In F i g. 4 ist eine andere bekannte Möglichkeit /ur Transformation angedeutet (deutsche Patentschrift 1 245 443). Die zur Transformation dienende Induktivität wird in diesem Falle durch die Streiiinduktivitit des Transform&tors gebildet. In diesem Falle muß der Schwingungskreis, wie dargestellt, auf der PrimiirseiUIn Fig. 4 is another known possibility / ur Transformation indicated (German patent specification 1,245,443). The inductance used for the transformation is in this case due to the inductance of the transformer. In this case the Oscillatory circuit, as shown, on the PrimiirseiU

Jes Transformators liegen. Hierbei kann der Eingwgsschwingungskreis auf eine feste Frequenz eingestelltJes transformers lie. Here, the input oscillation circuit set to a fixed frequency

Claims

Patent claims:

1. Preamplifier with bipolar operated in basic circuit Transistor, marked

the simultaneous use of the following features: <°

a) The low-distortion modulation range is increased by the fact that the product of the value of the collector direct current (Ic) in mA and the root value of the source resistance controlling the transistor (Rq) in ohms is at least approximately 40.

b) A transistor is used, its current amplification in the basic circuit depending on the collector direct current in the enlarged The dynamic range is exactly or almost constant.

c) A transistor is used whose noise figure is subject to the following condition d) is only about 4 db or less, as

d) The ratio of collector direct current (Ic) and source resistance (Rq) is such that the noise figure is only about 4db or less.

3030th

2. VHF preamplifier according to claim 1, characterized in that that a transistor with a comb structure of the base and emitter power supply lines is used.

3. VHF pre-stage according to claim 1, characterized in that the ratio of collector direct current and source resistance (Rq) is dimensioned. that the noise figure is a minimum for a given product.

4. VHF pre-amplifier according to claim 1, characterized in that the input of the transistor is on smallest noise figure is matched.

5. VHF preamplifier according to claim 1, characterized in that that means for suppressing parasitic vibrations are applied.

6. transistor with integrated shielding electrode for a VHF pre-stage according to claim 5, characterized in that that the shield electrode is connected to the base electrode within the transistor is.

7. VHF preamplifier according to claim 5, characterized in that a capacitor (10) directly is placed between the collector terminal and the base terminal of the transistor.

8. VHF preamplifier according to claim 5, characterized in that the load on the transistor input, Seen from the transistor point of view, for the parasitic oscillation frequencies and signal frequencies / overtones high resistance, that is, not capacitive, in particular inductive.

9. VHF pre-amplifier according to claim 8, characterized in that the load on the transistor input, Seen from the transistor point of view, at least for three times the signal frequencies? is high resistance.

10. VHF pre-stage according to claim 8, characterized in that the ^{transforming required to adapt the resonance resistance of the input resonant circuit to the much lower input resistance 1 of} the transistor is carried out by means of a resonance transformation by means of einci series-connected inductance (4) between the resonance circuit and the transistor input

11. VHF pre-stage according to claim 4 and 10, characterized in that the coordination of the handling of the transistor to the smallest noise level with an alternating current between the emitter and the base additional coil (/.) Durchgc leads ISl.

1 sheet of drawings