DE1591300B2

DE1591300B2 - ANTENNA WITH A REINFORCING TRIPOLE CONNECTED DIRECTLY BETWEEN THE INPUT TERMINALS

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Publication number: DE1591300B2
Application number: DE19671591300
Authority: DE
Inventors: Die Anmelder Sind
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1967-12-12
Filing date: 1967-12-12
Publication date: 1973-04-05
Also published as: SE363009B; FR1603629A; BE725370A; ES361329A1; DE1591300A1; NL6817820A; CH503385A

Description

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Die Erfindung betrifft eine Antenne zum Senden Empfangsfall — ein optimales Signal-Rausch-Ver-The invention relates to an antenna for sending reception - an optimal signal-to-noise ratio

und/oder Empfangen elektromagnetischer Wellen mit hältnis für die aus Antenne und direkt zwischen derenand / or receiving electromagnetic waves with proportion to the antenna and directly between them

einem direkt, d. i. ohne Anpassungsnetzwerk und Eingangsklemmen geschalteten verstärkenden Dreipolone directly, d. i. Amplifying three-pole switched without a matching network and input terminals

ohne längere Zuleitungen zwischen ihre Eingangs- bestehende Anlage erreicht wird bzw. — im Sendeklemmen geschalteten verstärkenden Dreipol, wobei 5 fall — der Antenne die für den betreffenden ver-is achieved without longer supply lines between your input - existing system or - in the transmission terminals switched amplifying three-pole, with 5 case - the antenna is the

im Fall einer Sendeantenne Quellelektrode und Aus- stärkenden Dreipol mögliche maximale Nutzleistungin the case of a transmitting antenna, source electrode and reinforcing three-pole possible maximum useful power

gangselektrode des Dreipols, im Fall einer Empfangs- zugeführt wird.output electrode of the three-pole, in the case of a receiving is fed.

antenne Quellelektrode und Steuerelektrode des Drei- Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gepols an die Antennenklemmen angeschlossen sind. löst, daß der Eingangswiderstand Z_A der Antenne Der verstärkende Dreipol hat drei Anschlußpunkte, ίο durch geeignete Wahl der Antennenform und der die hier als Quellelektrode, Steuerelektrode und Aus- Antennenabmessungen im Betriebsfrequenzbereich gangselektrode bezeichnet sind. Beispiele verstärken- einen induktiven Phasenwinkel besitzt und zumindest der Dreipole nach dem heutigen Stand der Technik annähernd gleich der für den betreffenden verstärsind Hochvakuumröhren mit Steuergitter und Transi- kenden Dreipol optimalen Impedanz Z_{A opt} ist, wobei stören. Die Quellelektrode im Sinne der vorliegenden 15 Z_Aopt im Fall einer Sendeantenne derjenige BeErfindung ist diejenige Elektrode, die dem Eingangs- lastungswiderstand ist, für den der Dreipol maximale kreis und dem Ausgangskreis gemeinsam ist, z. B. Wirkleistung abgibt, und im Fall einer Empfangs-Kathode einer Hochvakuumröhre in der Kathoden- antenne derjenige Innenwiderstand der den Dreipol basisschaltung, Emitter eines bipolaren Transistors in speisenden Empfangsantenne, bei dem die Empfangsder Emitterschaltung, Source eines Feldeffekttransi- ao anlage kleinste Rauschzahl besitzt,
stors in einer Source-Schaltung. Die Steuerelektrode Nach der Erfindung wird also nicht der konjugiert ist diejenige Elektrode, an die die Steuerspannung komplexe Innenwiderstand als Lastimpedanz gewählt, angelegt wird, z. B. Steuergitter einer Hochvakuum- sondern eine nennenswerte von diesem Wert verrohre in der Kathodenbasisschaltung, Basis eines schiedene Impedanz. Die hierdurch erzielte Verbessebipolaren Transistors in der Emitterschaltung, Gate 25 rung des Signal-Rausch-Verhältnisses von Empfangseines Feldeffekttransistors in der Source-Schaltung. anlagen ist an zahlreichen Anlagen experimentell be-Die Ausgangselektrode ist diejenige Elektrode, aus stätigt worden.antenna source electrode and control electrode of the three- This object is achieved according to the invention by being connected to the antenna terminals with poles. solves that the input resistance Z _{A of} the antenna The amplifying three-pole has three connection points, ίο by suitable choice of the antenna shape and the output electrode are referred to here as source electrode, control electrode and antenna dimensions in the operating frequency range. Examples verstärken- an inductive phase angle has, and at least the three poles according to the state of the art approximately equal to the kenden for that verstärsind high vacuum tube with control grids and three terminal transis- optimum impedance Z _opt is _A, wherein interfere. The source electrode within the meaning of the present 15 Z _Aopt in the case of a transmitting antenna that BeErfindung is that electrode that is the input load resistance for which the three-pole maximum circuit and the output circuit are common, z. B. gives off real power, and in the case of a receiving cathode of a high vacuum tube in the cathode antenna that internal resistance of the receiving antenna feeding the three-pole base circuit, emitter of a bipolar transistor, in which the receiving of the emitter circuit, source of a field effect transistor system, has the lowest noise figure,
stors in a source circuit. The control electrode according to the invention is therefore not the conjugate that electrode to which the control voltage complex internal resistance selected as load impedance is applied, z. B. control grid of a high vacuum but a significant amount of this value tubing in the cathode base circuit, basis of a different impedance. The improvement achieved in this way bipolar transistor in the emitter circuit, gate 25 tion of the signal-to-noise ratio of reception of a field effect transistor in the source circuit. systems has been experimentally tested on numerous systems.

der der Nutzstrom in den Ausgangskreis tritt, z. B. Ein nahezu gleiches Prinzip ist auch für Sende-Anode einer Hochvakuumröhre in der Kathoden- antennen anwendbar. Der Endstufentransistor gibt basisschaltung, Kollektor eines bipolaren Transistors 30 maximale Leistung nur für eine bestimmte, komplexe in der Emitterschaltung, Drain eines Feldeffekttran- Impedanz seines Lastwiderstandes ab. Die Antenne sistors in der Source-Schaltung. muß daher so gebaut sein, daß sie zwischen ihren Stand der Technik: Durch die USA.-Patentschrift Eingangsklemmen denjenigen Impedanzwert aufweist, 2 578 973 ist es bekannt, eine Dipolempfangsantenne den der Transistor als optimalen Lastwiderstand verdirekt an die Steuergitter zweier Gegentakttrioden 35 langt, um maximale Nutzleistung zu erzeugen. Die anzuschließen, um neben anderen, nicht mit der vor- vom verstärkenden Dreipol maximal abgebbare Wirkliegenden Erfindung in Verbindung stehenden Eigen- leistung ist begrenzt durch die zulässige Erwärmung schäften eine Verstärkung des empfangenen Signals des Dreipols, d. h. durch die im Dauerbetrieb zuzu erreichen. Dabei ist durch geeignete Wahl der lässige Verlustleistung. Unter Ausgangswirkungsgrad Antennenform und der Antennenabmessungen er- 4° des Dreipols versteht man das Verhältnis η der im reicht, daß der Eingangswiderstand der Antenne im Ausgangskreis entstehenden Nutzleistung P_n zu der Betriebsfrequenzbereich einen induktiven Phasen- dem Transistor auf der Ausgangsseite zugeführten winkel besitzt. Gleichstromleistung P₀, als η = P_N/P₀. Die Differenzwhich the useful current enters the output circuit, z. B. Almost the same principle can also be used for the transmitting anode of a high vacuum tube in the cathode antenna. The output stage transistor emits base circuit, collector of a bipolar transistor 30 maximum power only for a certain, complex in the emitter circuit, drain of a field effect transistor impedance of its load resistance. The antenna sistors in the source circuit. must therefore be built in such a way that it is between its prior art: Through the USA patent specification input terminals have that impedance value, 2,578,973, it is known to have a dipole receiving antenna that the transistor reaches directly to the control grid of two push-pull triodes 35 as an optimal load resistance to generate maximum useful power. The inherent power to be connected in order to achieve an amplification of the received signal of the three-pole, ie through that in continuous operation, along with other, in addition to other, maximum active invention that can be output from the amplifying threepole is limited by the permissible heating. In doing so, the permissible power loss is through a suitable choice. The output efficiency of the antenna shape and the antenna dimensions - 4 ° of the tripole are understood to be the ratio η which is sufficient for the input resistance of the antenna in the output circuit to have useful power P _n to the operating frequency range of an inductive phase angle supplied to the transistor on the output side. DC power P ₀ , as η = P _N / P ₀ . The difference

Durch die USA.-Patentschrift 3 343 089 ist es ferner F₀- P'_N ist die Verlustleistung
bekannt, einen Transistor direkt an eine Sendeantenne 45US Pat. No. 3,343,089 also states that F ₀ - P ' _N is the power loss
known to connect a transistor directly to a transmitting antenna 45

so anzuschließen, daß die Antennenimpedanz an die ρ _ ρ _ ρ ρ ljj>_ ~\\ — P (— Λto be connected in such a way that the antenna impedance corresponds to the ρ _ ρ _ ρ ρ ljj> _ ~ \\ - P (- Λ

Ausgangsimpedanz des Transistors angepaßt ist. Die ^v ° ^Λ' ^N \p_N J ~~ ^N \η j Anpassung einer Lastimpedanz (Antenne) an eine ,^
gegebene Quelle (Transistor) erfolgt nach allgemein ^ '
gebräuchlicher Definition dadurch, daß bei Variation 5° Bei gegebenem P_v ist also die maximal vom Dreider Lastimpedanz ein Maximum der von der Quelle pol abgebbare Wirkleistung
abgegebenen Leistung dann auftritt, wenn die Lastimpedanz gleich dem konjugiert komplexen Innen- ρ — ρ ■*■ _ p_y . __J? Output impedance of the transistor is matched. The ^v ° ^Λ ' ^N \ p _N J ~~ ^N \ η j adaptation of a load impedance (antenna) to a , ^
given source (transistor) takes place according to general ^ '
The usual definition is that with a variation of 5 ° At a given P _v , the maximum load impedance of the three-dimensional load impedance is a maximum of the real power that can be output by the source pol
output power occurs when the load impedance equals the complex conjugate internal ρ - ρ ■ * ■ _ p _y . __J?

widerstand der gegebenen Quelle ist. 1 1 — η (2)resistance of the given source is. 1 1 - η (2)

Bei diesen bekannten Antennen ist zwar das Signal- 55 ~Z *
Rausch-Verhältnis der Empfangsanlage dadurch verbessert, daß zwischen den Ausgangsklemmen der An- Je größer η ist, desto größer ist die aus einem vortenne und den Eingangsklemmen des verstärkenden gegebenen Transistor mit zulässiger Verlustleistung Dreipols keine verlusterzeugenden Schaltelemente, P_v entnehmbare Nutzleistung P_n. Die Lastimpedanz, d. h. die Eingangsklemmen des Dreipols direkt an ^6o die erforderlich ist, um größtes P_n entsprechend der die Anschlußklemmen der Empfangsantenne ange- vorliegenden Erfindung zu erzeugen, ist wesentlich schlossen sind. Jedoch ist bei diesen Antennen das verschieden von dem konjugiert komplexen Ausoptimale Signal-Rausch-Verhältnis bzw. im Sendefall gangswiderstand des Dreipols, der Anpassung an die die maximal mögliche Antennen-Nutzleistung noch Quelle erzeugt. Dies ist experimentell erwiesen, vernicht erreicht worden, wie weiter unten an Hand der ⁶5 gleiche z. B. die nachveröffentlichte Literaturstelle, F i g. 1 bis 4 erläutert werden wird. H. M e i η k e, Antennas integraded with transistors and Aufgabe der Erfindung ist es, eine Antenne der varactor diodes, Final Scientific Report prepared by eingangs genannten Art so auszubilden, daß — im Institut für Hochfrequenztechnik der TechnischenWith these known antennas the signal- 55 ~ Z *
The noise ratio of the receiving system is improved by the fact that between the output terminals of the connection, the greater η , the greater the useful power P _n that can be drawn from a front antenna and the input terminals of the amplifying given transistor with permissible power loss three-pole no loss-generating switching elements, P _v . The load impedance, ie the input terminals of the three-pole directly at ^6o, which is required to generate the greatest P _{n in} accordance with the present invention for the connection terminals of the receiving antenna, is essentially closed. However, with these antennas, the difference from the complex conjugate signal-to-noise ratio or, in the case of transmission, the input resistance of the three-pole, the adaptation to which the maximum possible antenna power output still generates the source. This has been experimentally proven, has been achieved, as further below with reference to the ⁶ 5 same z. B. the post-published reference, F i g. 1 to 4 will be explained. H. M ei η ke, Antennas integrated with transistors and the object of the invention is to design an antenna of the varactor diodes, Final Scientific Report prepared by the type mentioned at the outset, so that - in the Institute for High Frequency Technology of the Technical

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Hochschule München, under Contract AF 61 (052)- Dreipol, der aus zwei hintereinandergeschalteten 950 for Air Force Avionics Laboratory, AFAL, US Transistoren besteht,University of Munich, under Contract AF 61 (052) - three-pole, consisting of two series-connected 950 for Air Force Avionics Laboratory, AFAL, US transistors,

Air Force, Dezember 1968. Die obenerwähnte Tat- Fig. 16 zwei Faltantennen nach der Erfindung mitAir Force, December 1968. The aforementioned Tat- Fig. 16 with two folding antennas according to the invention

sache ist durch Fig. 2.8 dieses Berichts bestätigt. einem Empfangstransistor T₁ und einem Sendetran-thing is confirmed by Fig. 2.8 of this report. a receiving transistor T ₁ and a transmitting trans-

Im folgenden wird das bei der Erfindung ange- 5 sistor T₂.In the following, the transistor T ₂ is used in the invention.

wendete Prinzip an Hand der F i g. 1 bis 4 erläutert. Was im folgenden für bipolare Transistoren erörtertapplied principle on the basis of FIG. 1 to 4 explained. Which is discussed below for bipolar transistors

Dabei zeigt wird, gilt naturgemäß in gleicher Weise für alle ähn-It is shown that naturally applies in the same way to all similar

F i g. 1 Prinzipbild einer Empfangsanlage mit einem lieh wirkenden elektronischen Bauelemente, die manF i g. 1 Schematic diagram of a receiving system with a borrowed acting electronic components that one

direkt an die Antenne angeschalteten verstärkenden als verstärkende Elemente mit Dreipolcharakter be-amplifying elements connected directly to the antenna as amplifying elements with a three-pole character

Dreipol Γ, io zeichnen kann, z. B. Hochvakuum-Elektronenröhren.Dreipol Γ, io can draw, e.g. B. High vacuum electron tubes.

F i g. 2 Prinzipbild einer Schaltung zum Messen der F i g. 1 gibt ein Prinzipbild einer EmpfangsanlageF i g. 2 Schematic diagram of a circuit for measuring the F i g. 1 gives a schematic diagram of a receiving system

Rauschzahl einer Empfangsanlage in Abhängigkeit mit integriertem Antennenverstärker. Die Empfangs-Noise figure of a receiving system depending on the integrated antenna amplifier. The reception

vom Innenwiderstand der speisenden Quelle, antenne wirkt als Spannungsquelle, deren Urspannungfrom the internal resistance of the feeding source, antenna acts as a voltage source, its original voltage

F i g. 3 Kreise konstanter Rauschzahl (T_T — const) aus der empfangenen Welle stammt und die einenF i g. 3 circles of constant noise figure (T _T - const) originate from the received wave and one

in der komplexen Ebene mit frequenzabhängiger Im- 15 komplexen Innenwiderstand Z_A hat. Z_A ist der kom-in the complex plane with frequency-dependent Im- 15 complex internal resistance Z _A has. Z _A is the com-

pedanz Z_A der Antenne, plexe Widerstand der Antenne, gemessen zwischenPedanz Z _{A of} the antenna, plexe resistance of the antenna, measured between

F i g. 4 Prinzipbild einer Schaltung zum Messen der Klemmen 1 und 2, an die Basis und Emitter desF i g. 4 Schematic diagram of a circuit for measuring terminals 1 and 2, to the base and emitter of the

Abhängigkeit der Ausgangsleistung einer Sende- Transistors angeschlossen werden. Der Transistor T Depending on the output power of a transmitting transistor can be connected. The transistor T

antenne vom Lastwiderstand. ist direkt an die Antenne angeschlossen, an seinemantenna from the load resistor. is connected directly to the antenna, to his

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den ao Kollektorausgang liegt der eigentliche Empfänger E Embodiments of the invention are in the ao collector output is the actual receiver E

folgenden Fig. 5 bis 16 dargestellt bzw. erläutert. Es einschließlich etwaiger Speiseleitungen und Anpas-the following FIGS. 5 to 16 shown or explained. It including any feed lines and adapters

zeigt sungsnetzwerke.shows solution networks.

Fig. 5 unsymmetrische Antennen nach der Er- Die Antenne empfängt eine Signalleistung P₅. Sie fügtFig. 5 asymmetrical antennas according to the The antenna receives a signal power P ₅ . She adds

findung, aber auch eine RaUSChIeIStUHgPjV₁ hinzu, die teilsfinding, but also a RaUSChIeIStUHgPjV ₁ , which partly

F i g. 6 symmetrische Antennen nach der Erfindung, 25 aus dem Außenraum als atmosphärische Störung imF i g. 6 symmetrical antennas according to the invention, 25 from the outside as atmospheric disturbance in the

F i g. 7 die Stromverteilung an der Anschlußstelle allgemeinsten Sinn empfangen wird, teils in der An-F i g. 7 the power distribution at the connection point is received in the most general sense, partly in the

einer Antenne nach F i g. 6, tenne selbst als Rauschen ihrer Verlustwiderständean antenna according to FIG. 6, consider themselves as noise of their loss resistances

F i g. 8 Diagramm der Frequenzabhängigkeit der entsteht. Der direkt an die Klemmen der AntenneF i g. 8 Diagram of the frequency dependence that arises. The one directly on the terminals of the antenna

Ausgangsleistung, angeschlossene Transistor fügt eine RauschleistungOutput power, connected transistor adds a noise power

Fig. 9 Schleifenkurve der Antennenimpedanz Z_A 3° P_{n 2} öinzu, die man sich in der Basis-Emitter-StreckeFig. 9 Loop curve of the antenna impedance Z _A 3 ° P _{n 2} öinzu, which is found in the base-emitter path

in der komplexen Widerstandsebene, wobei die entstanden denken kann. Diese drei Leistungen wer-in the complex level of resistance, whereby the arisen can think. These three services are

Schleife einmal durch den Punkt Z_{A opt} geht, den durch den Transistor um den Faktor V_P ver-Loop once through the point Z _{A opt} , which is reduced by the transistor by the factor V _P

F i g. 10 Schleifenkurve der Antennenimpedanz Z_A, stärkt, wobei V_P der Leistungsverstärkungsfaktor ist.F i g. 10 Loop curve of the antenna impedance Z _A , strengthens, where V _{P is the power gain factor.}

die zweimal durch den optimalen Punkt Z_Aopt geht, Am Kollektorausgang des Transistors kommt diewhich goes twice through the optimal point Z Aopt, at the collector _{output of the transistor comes the}

Fig. 11 Faltdipol mit Dielektrikum im Gegentakt- 35 Rauschleistung P_ns hinzu, die teils aus dem Kollek-Fig. 11 Folded dipole with dielectric in push-pull 35 added noise power P _ns , which is partly from the collective

kreis, torgleichstrom, teils aus Wirkwiderständen auf dercircuit, gate direct current, partly from real resistances on the

Fig. 12 mehrere kapazitiv belastete erfindungs- Kollektorseite stammt. Der anschließende EmpfängerFig. 12 comes from several capacitively loaded collector sides according to the invention. The subsequent recipient

gemäße Faltdipole mit Zusatzblindwiderständen, fügt weiteres Rauschen hinzu, das man üblicherweiseproper folded dipoles with additional reactive resistances, adds additional noise that is usually found

Fig. 13 Schleifenkurven der Antennenimpedanz Z_A formal so beschreibt, als ob am EmpfängereingangFig. 13 describes loop curves of the antenna impedance Z _A formally as if at the receiver input

in der komplexen Widerstandsebene, 4° seitens des Empfängers eine Rauschleistung P^₄ zu-in the complex resistance level, 4 ° on the part of the receiver, a noise power P ^ ₄

Fig. 14 Diagramm der Frequenzabhängigkeit der gefügt wird. Das Signal-Rausch-Verhältnis der GeAusgangsleistung, samtanlage beträgt dann, bezogen auf den Empfänger-14 diagram of the frequency dependency that is added. The signal-to-noise ratio of the Ge output power, total system is then, based on the recipient

Fig. 15 Antenne nach der Erfindung mit einem eingang,15 antenna according to the invention with an input,

Ps-Vp P₅ Ps-Vp P ₅

P 4- P CW P 4- P CW

ρ ι ρ _ι_ * #3 ' ^r Af4 V / ρ ι ρ _ι_ * # 3 ' ^r Af4 V /

^Af 1"T^AT₂ T" — ^ Af 1 "T ^ AT ₂ T" -

P^₁, P_Ns und P_Ni sind Größen, die weitgehend Kleinstes P^₂ und größtes V_P sind nicht mit dem als nicht beeinflußbar anzusehen sind, da Regeln für gleichen Z_A zu erreichen. Das günstigste Z_A ergibt die beste Gestaltung dieser Größen längst bekannt sich daher aus einem Kompromiß, der entweder ersind und allgemein verwendet werden. Jedoch kann 55 rechnet werden kann, falls das Ersatzbild des betrefman P^₂ und Vp noch zweckmäßig dimensionieren. fenden Transistortyps hinsichtlich Signalübertragung Um optimales Signal-Rausch-Verhältnis zu schaffen, und Rauschen vollständig bekannt ist, oder aber in muß einerseits Vp möglichst groß sein, andererseits einfacher Weise durch das in Fig. 2 dargestellte P_n ₂ möglichst klein sein. Beide Größen hängen we- Meßverfahren festgelegt werden kann. Die Antenne sentlich von der Impedanz Z_A der Antenne in F i g. 1 60 der F i g. 1 ist hierbei ersetzt durch einen geeichten ab, die im Basisstromkreis des Transistors liegt. Daß Rauschgenerator R, bestehend aus eine.r Rauscheine Impedanz im Basisstromkreis die Rauschleistung stromquelle und einem parallelen Wirkwiderstand. P_n ₂ des Transistors wesentlich beeinflußt, ist bekannt. Durch ein vorgeschaltetes, verlustarmes Netzwerk aus Aber auch der Verstärkungsfaktor V_P hängt von Z_A einstellbaren Blindwiderständen kann der Innenab, weil die Anpassung zwischen dem Innenwider- 65 widerstand des Rauschgenerators in jeden gewünschstand der Quelle und dem Eingangswiderstand des ten komplexen Wert Z_A zwischen den Klemmen 1 Transistors die Steuerspannug des Transistors be- und 2 transformiert und dort auch gemessen werden, stimmt. ..-..■■■ Durch Ändern des Rauschstroms im RauschgeneratorP ^ ₁ , P _Ns and P _Ni are quantities that are largely the smallest P ^ ₂ and the largest V _{P, which} cannot be viewed with the, since rules can be achieved for the same Z _A. The cheapest Z _A results in the best design of these sizes, which is why it has long been known from a compromise that is either invented and generally used. However, it can be calculated if the substitute image of the subject P ^ ₂ and Vp is still appropriately dimensioned. Fenden transistor type with regard to signal transmission In order to create an optimal signal-to-noise ratio and noise is fully known, or on the one hand Vp must be as large as possible, on the other hand it must simply be as small as possible due to the P _n _{2 shown in FIG.} Both sizes depend on the measurement method that can be specified. The antenna depends significantly on the impedance Z _{A of} the antenna in FIG. 1 60 of FIG. 1 is replaced by a calibrated one, which is located in the base circuit of the transistor. That noise generator R, consisting of a noise impedance in the base circuit, the noise power current source and a parallel effective resistance. P _n _{2 of} the transistor significantly influenced is known. Thanks to an upstream, low-loss network of adjustable reactances, the gain factor V _{P also} depends on Z _A , because the adaptation between the internal resistance of the noise generator in any desired source and the input resistance of the complex value Z _A between the Terminals 1 transistor the control voltage of the transistor and 2 transformed and measured there is correct. ..- .. ■■■ By changing the noise current in the noise generator

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kann dann in bekannter Weise die Rauschzahl der gigkeit von Z_A voll beschrieben wird. Man wird eine Gesamtanlage und ihre Abhängigkeit von Antenne verwenden, deren Eingangswiderstand dem ₇ __R ,.y optimalen Wert Z_{A opt} gleich oder hinreichend genau ^a a-t-Ja angenähert ist. Eine solche Kombination von Angemessen werden. In ebenfalls bekannter Weise kann 5 tenne und Transistor ergibt optimale ausgestrahlte man statt der Rauschzahl auch die äquivalente Leistung.the noise figure of Z _A can then be fully described in a known manner. It will use a whole plant and its dependence on antenna, the input resistance of the ₇ _ _R, .y optimum value Z _{A opt} equal to or sufficiently accurately at ^ a-Ja is approximated. Such a combination of being reasonable. In a well-known way, 5 antenna and transistor results in optimal radiated one instead of the noise figure also the equivalent power.

Rauschtemperatur der Gesamtanlage, bezogen auf Die Kurven konstanter Ausgangsleistung derNoise temperature of the entire system, based on The curves of constant output power of the

die Klemmen 1 und 2, angeben. Sendeantennen sind nicht genau Kreise, weil derspecify terminals 1 and 2. Transmitting antennas aren't exactly circles because of the

Fig. 3 zeigt das Ergebnis solcher Berechnungen Transistor bei Aussteuerung mit größeren Ampli-Fig. 3 shows the result of such calculations transistor with control with larger amplitudes

oder Messungen, dargestellt in der komplexen Wider- 10 tuden eine gewisse Nichtlinearität zeigt. Jedochor measurements, shown in the complex resistance 10 shows a certain non-linearity. However

standsebene. Es gibt einen optimalen Wert des Z_A, macht man keinen ins Gewicht fallenden Fehler,stand level. There is an optimal value for the Z _A , if you do not make a significant mistake,

genannt Z_{A op(}, für den die äquivalente Rauschtempe- wenn man die Kurven konstanter Ausgangsleistungcalled Z _{A op (} , for which the equivalent noise tempe- if one considers the curves of constant output power

ratur der Anlage ein Minimum ist. Die Linien kon- näherungsweise durch Kreise ersetzt. Da das Systemtemperature of the system is a minimum. The lines are approximately replaced by circles. As the system

stanter Rauschtemperatur in der Impedanzebene sind dieser Kreise konstanter Wirkleistung der transisto-constant noise temperature in the impedance level, these circles of constant active power of the transistor

Kreise, wie sie in Fig. 3 gezeichnet sind. Mit wach- 15 rierten Sendeantenne und das System der KreiseCircles as drawn in FIG. 3. With a guarded transmitting antenna and the system of circles

sendem Abstand von Z_{A opt} nimmt die Rauschtempe- konstanter Rauschtemperatur der transistoriertensend distance from Z _{A opt} takes the noise temperature constant noise temperature of the transistorized

ratur zu. Ein solches Rauschtemperaturdiagramm ist Empfangsantenne nach ähnlichen mathematischenrature closed. One such noise temperature diagram is receiving antenna according to similar mathematical

frequenzabhängig, jedoch nicht stark, so daß man bei Gesetzen aufgebaut ist, kann mit Hilfe eines solchenfrequency-dependent, but not strong, so that one is built up with laws, can with the help of such

Antennen mit kleiner Bandbreite dieses Diagramm Kreisdiagramms im folgenden Sendeantenne undSmall bandwidth antennas this diagram and pie chart below transmit antenna

für die Mittenfrequenz des Frequenzbandes mißt und 20 Empfangsantenne in gleicher Weise behandelt werden,measures for the center frequency of the frequency band and 20 receiving antennas are treated in the same way,

es näherungsweise innerhalb des Frequenzbandes als Da Transistoren stets eine Eigenkapazität haben,it is approximately within the frequency band as Since transistors always have a self-capacitance,

frequenzunabhängig ansehen kann. Das Temperatur- hat das Z_{A opl} im Empfangsfall stets eine induktivecan watch regardless of frequency. The temperature of the Z A opl is always inductive _{when it is received}

diagramm ist für jeden Transistortyp verschieden und Komponente, wie dies in F i g. 3 gezeichnet ist. ManThe diagram is different for each transistor type and component, as shown in FIG. 3 is drawn. Man

gesondert herzustellen. muß daher Antennen verwenden, die im gewünschtento be produced separately. must therefore use antennas that are in the desired

Legt man zwischen die Klemmen 1 und 2 (Fig. 2) 25 Frequenzbereich eine Impedanz Z₄ mit induktivenIf you put between the terminals 1 and 2 (Fig. 2) 25 frequency range an impedance Z ₄ with inductive

eine wirkliche Antenne, so ist Z_A die gegebene, fre- Komponenten besitzen. Bei der Auswahl der An-a real antenna, then Z _{A is} the given, fre components possess. When choosing the

quenzabhängige Impedanz dieser Antenne. Zeichnet tennenform ist ein besonderer Vorteil dann zu er-frequency-dependent impedance of this antenna. If the shape of the antenna is drawn, a particular advantage is then to be

man diese Z^-Kurve in F i g. 3 ein, so kann man in warten, wenn die Antenne selbst sehr verlustarm istone this Z ^ curve in F i g. 3, you can wait in when the antenna itself is very low-loss

einem gewissen Frequenzbereich von ungefähr un die empfangene Signalleistung durch eigene Ver-a certain frequency range of approximately un the received signal power through its own

± 30% beiderseits der Mittenfrequenz die Rausch- 30 luste nicht mehr schwächt. Solche Verlustarmut wird± 30% on both sides of the center frequency no longer weakens the noise loss. Such poverty of loss becomes

temperatur der Anlage mit Hilfe der Kreise konstan- nur durch sehr einfache Antennenform erreicht,constant temperature of the system with the help of the circles - only achieved with a very simple antenna shape,

ter Rauschtemperatur aus dem Kreisdiagramm der Durch geeigneten Aufbau der Antenne muß dafürThe noise temperature from the circle diagram of the suitable structure of the antenna must be used for this

Mittenfrequenz ablesen und beispielsweise auch er- gesorgt werden, daß sowohl die induktive Kompo-Read off the center frequency and, for example, ensure that both the inductive component

kennen, wie weit man sich dem optimalen Wert ge- nente wie auch die Wirkkomponente des Z_A bei derknow how far you can get along with the optimal value as well as the active component of the Z _A in the

nähert hat. 35 Betriebsfrequenz die geforderten Werte aufweisen.has approached. 35 operating frequency have the required values.

Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, Beispielsweise kann man wie in Fig. 5a einen einen verstärkenden Dreipol vorgegebenen Typs an Unipol über einer leitenden Grundebene verwenden, eine solche Antenne anzuschließen, die bei der Mit- dessen Höhe h zwischen einer Viertelwellenlänge und tenfrequenz eine Eingangsimpedanz Z_A hat, die dem einer halben Wellenlänge liegt. Dieser hat in Ab-Wert Z_{A opt} gleicht oder ihm zumindest so nahe 40 hängigkeit von der Frequenz einen Z₄-Verlauf, wie kommt, daß die Anlage sich der optimalen Rausch- er in F i g. 3 gezeichnet ist. Durch Variation der temperatur mit einer für die praktische Anwendung Länge h kann man bei einer Frequenz die induktive ausreichenden Genauigkeit annähert. Die durchge- Komponente des Z_A auf den für Z_Aopl geforderten führten Versuche zeigen, daß durch Anwendung Wert einstellen. In diesem Fall wird man bevorzugt dieser Regel eine erhebliche Verbesserung des Signal- 45 die Dicke d des Unipols zur Einstellung der Wirk-Rausch-Verhältnisses im Vergleich zu üblichen Emp- komponente des Z_A verwenden, da für solche Unifangsanlagen erreicht wird. pole, die langer als eine Viertelwellenlänge sind, dieThe basic idea of the invention is, for example can be as shown in Fig. 5a using a an amplifying three-pole predetermined type of Unipol over a conductive ground plane to connect such an antenna, the h at the joint the height of between a quarter wavelength and center frequency input impedance Z _A , which is half a wavelength. In Ab-value Z _{A opt,} _{this has a Z 4} curve that is equal to or at least as closely dependent on the frequency as the system is based on the optimal noise in FIG. 3 is drawn. By varying the temperature with a length h for practical use, one can approximate the inductive accuracy sufficient for a frequency. The components of the Z _{A carried out} on the _tests required for Z Aopl show that a value can be set through use. In this case, this rule is preferred to use a considerable improvement in the signal 45 the thickness d of the unipole for setting the effective-to-noise ratio in comparison to the usual reception components of the Z _A , since this is achieved for such uni-reception systems. poles longer than a quarter wavelength, the

Bei einer Sendeantenne findet man ähnliche Ver- Wirkkomponente stark von der Dicke des UnipolsIn the case of a transmitting antenna, similar active components are found to a large extent depending on the thickness of the unipole

hältnisse, die in Fig. 4 dargestellt sind. An Stelle des abhängt. Die Zuleitung zum dritten Anschluß desratios shown in FIG. Instead of that depends. The lead to the third connection of the

Rauschgenerators der Fig. 2 liegt hier ein geeichter 50 Transistors T kann dann wie in Fig. 5a durch dieNoise generator of Fig. 2 is here a calibrated 50 transistor T can then as in Fig. 5a by the

Leistungsmesser L, dessen Eingang ein Wirkwider- leitende Ebene hindurch erfolgen,Power meter L, the input of which is carried out through a resistive level,

stand ist. Dieser wird durch ein verlustarmes Netz- Während ein Unipol nach F i g. 5 a wegen der ge-stand is. This is achieved by a low-loss network, while a Unipol according to FIG. 5 a because of the

werk N in einen komplexen Widerstand Z_A transfer- forderten Länge größer als eine Viertelwellenlängework N into a complex resistor Z _A transfer- required length greater than a quarter wavelength

miert, der zwischen den Klemmen 1 und 2 auftritt sein wird und daher für niedrigere Frequenzen weni-which will occur between terminals 1 and 2 and therefore less for lower frequencies

und dort gemessen wird. Der zu untersuchende Tran- 55 ger geeignet ist, kann man kleinere Antennen er-and is measured there. If the carrier to be examined is suitable, smaller antennas can be

sistor T wird zwischen Basis und Emitter ausgesteuert halten, wenn man der Antenne Schleifenform wie insistor T will keep controlled between base and emitter if the antenna is looped like in

durch einen mit S bezeichneten Sender, wobei in 5 Fig. 5b gibt. Die Wirkkomponente des Z_A kann manby a transmitter labeled S , with Fig. 5b in Fig. 5. The active component of the Z _A can be

auch eine Speiseleitung zwischen Sender und Antenne durch passende Wahl der Drahtlänge und der Draht-also a feed line between transmitter and antenna by choosing the right wire length and wire length

und gegebenenfalls Anpassungsnetzwerke enthalten stärke der Schleife auf den Wert Z_{A opt} einstellen. Eineand if necessary matching networks contain the strength of the loop set to the value Z _{A opt} . One

sein können. Der Transistor speist seine Ausgangs- 60 Abart der Schleifenantenne ist der Falt-Unipol dercould be. The transistor feeds its output 60 variant of the loop antenna is the folding unipole

leistung auf der Kollektorseite direkt in den Be- F i g. 5 c, bei dem der Abstand α der Drähte wesent-power on the collector side directly into the F i g. 5 c, where the distance α between the wires is

lastungswiderstand Z_A. Bei gegebener Aussteuerung lieh kleiner als die Höhe h ist. Durch zweckmäßige der Basisseite wird die Ausgangsleistung in Abhängig- Wahl von h und a, d. h. durch Messen des Antennen-load resistance Z _A. With a given modulation, borrowed less than the height h . By expediently the base side, the output power is determined depending on the choice of h and a, i.e. by measuring the antenna

keit von Z_A gemessen. Es ergibt sich ein Z_{A opt}, das Widerstandes Z_A zwischen den Klemmen 1 und 2 inmeasured by Z _A. The result is a Z _{A opt} , the resistor Z _A between terminals 1 and 2 in

größte Ausgangsleistung erzeugt. Um dieses Z_{A opt} 65 Abhängigkeit an α und h, kann man Z_A auf den Wertgreatest output power generated. To get this Z _{A opt} 65 dependence on α and h, one can Z _A on the value

herum gibt es in Analogie zu F i g. 3 Kurven kon- Z_{A opi} einstellen.around there is in analogy to F i g. Set 3 curves con- Z _{A opi} .

stanter Ausgangsleistung, so daß durch ein solches Während h in der Anordnung von F i g. 5 c nurconstant output power, so that by such a while h in the arrangement of FIG. 5c only

Leistungsdiagramm die Ausgangsleistung in Abhän- wenig kürzer als eine Viertelwellenlänge ist, kannPower diagram the output power is a little shorter than a quarter wave length

man h bei einem _vkapazitiv belasteten Falt-Unipol nach F i g. 5 d auch nennenswert kürzer gestalten. .one h with a _v capacitively loaded folded unipole according to FIG. Make 5 d significantly shorter. .

Bei symmetrischen^Antennen, z. B, bei einer sym-r metrischen Schleife ^nach F i g. 6 a oder bei einem Faltdipol nach F ig:,6J) oder einem kapazitiv belasteten Faltdipol nach Fig. 6c, wird der Transistor in der Mitte des in Fig. 6 rechts liegenden Antennenleiters an den Klemmen 1 und 2 angeschlossen und die Zuleitung zum Punkt 3 des Transistors koaxial durch das Innere des,Faltdipols geführt, wobei die koaxiale Zuleitung im Dipol am Mittelpunkt des in der F i g. 6 links liegenden Antennenleiters herausgeführt ist. Damit die aus der Antenne am Punkt 4 herausgeführte Zuleitung frei von Mantelwellen ist, muß die gesamte Anordnung symmetrisch zum Anschlußpunkt 4 der Zuleitung sein. Daher muß der zwischen 1 und 2 liegende Anschlußschlitz genau in der Mitte des rechten Antennenleiters liegen. Von diesem spannungsführenden Schlitz aus baut sich dann das elektrische Feld der Antenne auf. Mit Hilfe von F i g. 7 wird gezeigt, daß die Antenne auch völlig symmetrisch in ihrer; Stromverteilung bleibt, obwohl der zwischen 1 und 2 angeschlossene Transistor kein symmetrisches Gebilde ist. F i g. 7 zeigt die unmittelbare Umgebung des Transistors T in der Antenne für den Sendefall. In den Anschluß 1 der Antenne hinein fließt aus dem Transistor der Kollektorstrom i_c. Aus dem Anschluß 2 der Antenne in den Transistor hinein fließt der Emitterstrom i_E. Aus dem Transistor heraus fließt der Basisstrom i_B in den Innenleiter 3 der koaxialen Zuleitung. Dann fließt dort ein Strom i_B gleicher Größe, aber entgegengesetzter Richtung auf dem Außenleiter der koaxialen Leitung. Der Außenleiter der koaxialen Leitung ist die Innenseite des rohrförmigen Antennenleiters. Da wegen des Skineffekts das Innere der Leiter stromfrei ist, tritt der Strom i_B am Ende der Koaxialleitung von der Innenseite des rohrförmigen Antennenleiters auf die Außenseite in der in F i g. 7 gezeichneten Richtung über. Auf dem unteren Teil des Außenleiters fließt dann resultierend der Strom i_E — i_B, von unten nach oben. Da i_E — i_B = i_c ist, fließt über den Schlitz zwischen 1 resultierend der Strom i_E — i_B von unten nach oben. Die Tatsache, daß i_E und i_B verschieden sind, tritt also nicht in Erscheinung, sondern i_c bestimmt das im Außenraum der Antenne entstehende magnetische Feld.With symmetrical antennas, e.g. B, with a symmetrical loop ^ according to Fig. 6a or with a folded dipole according to Fig: 6J) or a capacitively loaded folded dipole according to Fig. 6c, the transistor is connected to terminals 1 and 2 in the middle of the antenna conductor on the right in Fig. 6 and the lead to point 3 of the transistor passed coaxially through the interior of the folded dipole, the coaxial feed line in the dipole at the center of the in FIG. 6 left antenna conductor is brought out. So that the lead out of the antenna at point 4 is free of standing waves, the entire arrangement must be symmetrical to the connection point 4 of the lead. Therefore the connection slot between 1 and 2 must be exactly in the middle of the right antenna conductor. The electrical field of the antenna then builds up from this live slot. With the help of FIG. 7 it is shown that the antenna is also completely symmetrical in its; Current distribution remains although the transistor connected between 1 and 2 is not a symmetrical structure. F i g. 7 shows the immediate vicinity of the transistor T in the antenna for the transmission case. The collector current i _c flows from the transistor into terminal 1 of the antenna . The emitter current i _E flows from terminal 2 of the antenna into the transistor . The base current i _B flows out of the transistor into the inner conductor 3 of the coaxial supply line. Then there flows a current i _{B of the} same magnitude but in the opposite direction on the outer conductor of the coaxial line. The outer conductor of the coaxial line is the inside of the tubular antenna conductor. Since the inside of the conductor is current-free because of the skin effect, the current i _B at the end of the coaxial line passes from the inside of the tubular antenna conductor to the outside in the FIG. 7 direction drawn over. The resultant current i _E - i _B then flows on the lower part of the outer conductor from bottom to top. Since i _E - i _B = i _c , the resulting current i _E - i _B flows through the slot between 1 from bottom to top. The fact that i _E and i _{B are} different does not appear, but rather i _c determines the magnetic field arising in the outer space of the antenna.

Kennt man in Fig. 3 Z_A als Funktion der Frequenz, so kann man aus den Diagrammkreisen für jede Frequenz die Wirkleistung im Sendefall bzw. die Rauschtemperatur oder das Signal-Rausch-Verhältnis im Empfangsfall ablesen. Man erhält für die Wirkleistung bzw. das Signal-Rausch-Verhältnis eine Resonanzkurve, wie sie in Fig. 8, Kurve 1, gezeichnet ist. In vielen Fällen kann es erwünscht sein, eine größere Bandbreite der Resonanzkurve zu erhalten. Ferner ist es stets vorteilhaft, möglichst steile Flanken der Resonanzkurve zu erhalten. Steile Flanken verbessern im Sendefall die Unterdrückung der unerwünschten Harmonischen, die im Kollektorstrom des Transistors bei Aussteuerung mit großen Amplituden enthalten sind und nicht ausgestrahlt werden dürfen. Steile Flanken vermindern im Empfangsfall die Kreuzmodulation durch Sendefrequenzen, die außerhalb des gewünschten Frequenzbandes liegen. If one knows Z _A as a function of the frequency in FIG. 3, then one can read off the active power in the transmission case or the noise temperature or the signal-to-noise ratio in the reception case from the diagram circles for each frequency. A resonance curve, as shown in FIG. 8, curve 1, is obtained for the effective power or the signal-to-noise ratio. In many cases it may be desirable to obtain a wider range of the resonance curve. Furthermore, it is always advantageous to obtain the steepest possible flanks of the resonance curve. In the case of transmission, steep edges improve the suppression of the undesired harmonics which are contained in the collector current of the transistor when it is controlled with large amplitudes and which must not be transmitted. In the case of reception, steep edges reduce the cross-modulation due to transmission frequencies that are outside the desired frequency band.

Größere Bandbreite und steilere Flanken erhält man, wenn man Antennen verwendet, deren Z^-Kurve in der Umgebung der mittleren Betriebsfrequenz in der komplexen Widerstandsebene in Abhängigkeit von der Frequenz eine Schleife durchläuft, wie sie in F i g. 9 gezeichnet ist. Bekannte Beispiele für Antennen mit solchen Impedanzschleifen sind die gefalteten Unipole der F i g. 5 c und 5 d und die gefalteten Dipole der Fig. 6b und 6c. Erfindungsgemäß wird diese Impedanzschleife durch Variation der Antennendimensionen so gelegt, daß der Punkt Z_{A opl} in der Spitze der Schleife liegt, wie dies in F i g. 9Larger bandwidth and steeper flanks are obtained if antennas are used whose Z ^ curve runs through a loop in the vicinity of the mean operating frequency in the complex resistance level as a function of the frequency, as shown in FIG. 9 is drawn. Well-known examples of antennas with such impedance loops are the folded unipoles of FIG. 5c and 5d and the folded dipoles of FIGS. 6b and 6c. According to the invention, this impedance loop is placed by varying the antenna dimensions in such a way that the point Z _{A opl lies} in the tip of the loop, as shown in FIG. 9

ip gezeichnet ist. Man erhält dann eine Resonanzkurve wie in Fig. 8, Kurve 2, weil in der Umgebung der Schleifenspitze die Frequenzabhängigkeit des Z_A kleiner ist als bei Antennen mit schleifenlosen Z_A-Kurven, wie eine in F i g. 3 gezeichnet ist. Andererseits ist die Frequenzabhängigkeit des Z_A bei Schleifenkurven außerhalb der Z^-Schleife größer als im einfachen Fall der Z^-Kurve der F i g. 3.ip is drawn. A resonance curve is then obtained as in FIG. 8, curve 2, because the frequency dependency of the Z _A in the vicinity of the loop tip is smaller than in antennas with loopless Z _A curves, such as one in FIG. 3 is drawn. On the other hand, the frequency dependence of the Z _A in loop curves outside the Z ^ loop is greater than in the simple case of the Z ^ curve in FIG. 3.

Wenn noch größere Bandbreite gewünscht wird, legt man die Z^-Kurve wie in Fig. 10 so, daß der Kreuzungspunkt der Z^Schleife im Punkt Z_{A opt} liegt. Man erhält dann für zwei Frequenzen die optimale Antenne und eine Resonanzkurve wie in Fig. 8, Kurve 3. Man kann hier sinngemäß die Regeln anwenden, wie sie in H. Meinke, Einführung in die Elektronik höherer Frequenzen, Bd. 1, 2. Auflage in Abschnitt III.4, insbesondere Abb. 124, Abb. 131 und Abb. 133, angegeben sind. Eine Z^-Schleife entsteht immer dann, wenn zwei Resonanzgebilde existieren und ihre Ströme miteinander gekoppelt sind. Bei den bereits erwähnten gefalteten Unipolen und Dipolen besteht der eine Resonanzkreis aus der Leitung, die die beiden Leiter.4 und B der Antenne (Fig. 11) miteinander bilden (Gegentaktkreis). Der zweite Resonanzkreis ist die eigentliche Antenne, bestehend aus der Parallelschaltung der Leiter A und B zusammen mit den Endkapazitäten C (Gleichtaktkreis). Eine hinreichend kleine Z^-Schleife entsteht, wenn die Resonanzfrequenzen beider Resonanzgebilde dicht beieinander liegen und die Kopplung nur etwas größer als die kritische Kopplung ist. Bei der Mittenfrequenz hat eine solche Resonanzkurve eine Einsattelung, deren Tiefe davon abhängt, wie groß die Z^-Schleife ist, d. h. wie weit sich Z_A innerhalb der Z^-Schleife von Z_Aopt entfernt. Durch geeignete Dimensionierung der Antenne muß erreicht werden, daß die beiden Punkte der Z^-Kurve, bei denen sie durch den Punkt Z_{A opt} geht, bei passend vorgeschriebenen Frequenzen innerhalb des gewünschten Betriebsfrequenzbereichs liegen. Ferner muß durch geeignete Dimensionierung der Antenne die Größe der Z^-Schleife so gestaltet werden, daß die Einsattelung der Resonanzkurve bei der Mittenfrequenz ein gewisses, zulässiges Maß nicht überschreitet.If an even larger bandwidth is desired, the Z ^ curve is laid out as in FIG. 10 so that the crossing point of the Z ^ loop is at the point Z _{A opt} . The optimum antenna and a resonance curve as in FIG. 8, curve 3 are then obtained for two frequencies. The rules can be applied here analogously as they are in H. Meinke, Introduction to Electronics of Higher Frequencies, Vol. 1, 2nd edition in Section III.4, in particular Fig. 124, Fig. 131 and Fig. 133. A Z ^ loop always arises when two resonance structures exist and their currents are coupled to one another. In the already mentioned folded unipoles and dipoles, one resonance circuit consists of the line that the two conductors.4 and B of the antenna (Fig. 11) form with one another (push-pull circuit). The second resonance circuit is the actual antenna, consisting of the parallel connection of conductors A and B together with the end capacitors C (common mode circuit). A sufficiently small Z ^ loop is created when the resonance frequencies of both resonance structures are close together and the coupling is only slightly larger than the critical coupling. At the center frequency, such a resonance curve has a dip, the depth of which depends on how large the Z ^ loop is, ie how far Z _{A is} within the Z ^ loop from Z _Aopt . By suitably dimensioning the antenna it must be achieved that the two points of the Z ^ curve at which it passes through the point Z _{A opt} lie within the desired operating frequency range at suitably prescribed frequencies. Furthermore, through suitable dimensioning of the antenna, the size of the Z ^ loop must be designed so that the dip in the resonance curve at the center frequency does not exceed a certain permissible level.

Man benötigt Antennen, bei denen viele Dimensionen variiert werden können, um so entsprechend vielfältige Variationen der Ζ,,-Kurve zu erreichen.Antennas are needed in which many dimensions can be varied, so accordingly multiple variations of the Ζ ,, curve can be achieved.

Bewährt haben sich hierfür kapazitiv belastete, gefaltete Antennen wie in F i g. 5 d und F i g. 6 c, da hier neben der Antennenhöhe, der Stabdicke d und dem Stababstand α auch noch die Größe der Dachkapazität variiert werden kann. Bewährt hat sich ebenfalls die in Fig. 11 dargestellte Möglichkeit, ein Dielektrikum zwischen die beiden Antennenstäbe zu legen. Die Ausstrahlung in den freien Raum wird dann weiterhin durch die Gesamthöhe h bestimmt; sie ist unabhängig von der Anwesenheit des Dielektrikums. Wohl aber beeinflußt das Dielektrikum die Leitung, die von den beiden Leitern Λ und B der AntenneFor this purpose, capacitively loaded, folded antennas as in FIG. 5 d and F i g. 6 c, since in addition to the antenna height, the rod thickness d and the rod spacing α , the size of the roof capacity can also be varied. The possibility shown in FIG. 11 of placing a dielectric between the two antenna rods has also proven itself. The radiation into the free space is then still determined by the total height h ; it is independent of the presence of the dielectric. However, the dielectric does influence the line that is carried by the two conductors Λ and B of the antenna

11 1211 12

gebildet wird und die am Entstehen des Z_A wesentlich geräusch so groß, daß das Transistorrauschen der beteiligt ist. Man kann also allgemein den Gegen- Antenne weniger bedeutsam ist und daher auch ein taktkreis und den Gleichtaktkreis der gefalteten An- gewisses Opfer an Antennenrauschen zugunsten der tenne unabhängig voneinander variieren und auch die Bandbreite gebracht werden kann.
Kopplung zwischen beiden Kreisen variieren. Weitere 5 Wenn der in Fig. 13 und 14 dargestellte Vorgang Variationsmöglichkeiten für den aus den Leitern A für extrem große Frequenzbandbreiten angewendet und B bestehenden Gegentaktkreis und für die Kopp- werden soll, muß man beachten, daß Z_{A opt} etwas lung zwischen beiden Kreisen zeigt F i g. 12, beispiels- frequenzabhängig ist. Zum Beispiel wird dann die weise in Fig. 12a durch Zusatzkapazitäten C₁ zwi- Impedanzschleife in Fig. 13, Kurve 1 so gelegt, daß sehen den Leitern und Fig. 12b durch Querstege D 10 sie bei einer vorgeschriebenen FrequenzZ₁ (Fig. 14) zwischen den Leitern, in Fig. 12c durch eine lei- durch den WertZ_Aopl geht, der zur Frequenz Z₁ getende Verkürzung, durch die die Gegentaktleitung hört, und bei einer vorgeschriebenen Frequenz /₂ kürzer als die Gleichtaktleitung wird, oder in durch den Wert Z^₀,,, geht, der zur Frequenz/₂ ge-Fig. 12d durch Verwendung mehrere paralleler Lei- hört. Z₁ und /₂ sind dann diejenigen Frequenzen, bei ter, die gleichen oder ungleichen Abstand und/oder 15 denen die Sendeantenne maximale Leistung abstrahlt gleiche oder ungleiche Form haben können, oder oder bei denen die Empfangsantenne bestes Signaldurch Kombination der genannten Maßnahmen. In Rausch-Verhältnis hat. Wenn man das Kreisdiajedem Fall geht es darum, zwei gekoppelte Resonanz- gramm des Transistors für die verschiedenen Fregebilde zu schaffen und die Eigenschaften jedes Ge- quenzen kennt, ist es für den Fachmann nicht schwiebildes variieren zu können, wobei nun solche Maß- 20 rig, eine Z^-Kurve zu finden, die den für die jeweilige nahmen vorteilhaft sind, bei denen die Verluste der Aufgabe geforderten Bedingungen entspricht.
Antenne extrem klein bleiben. Um nach Formel (3) das geringe Rauschen der Zur Vereinfachung der Herstellung solcher An- optischen Antenne voll ausnutzen zu können, muß tennen ist es vorteilhaft, sie als gedruckte Schaltung V₁, einen gewissen Mindestwert haben. Dies ist beauf isolierendem Untergrund auszuführen. Hierbei 25 sonders wichtig, wenn der Empfänger stark rauscht, wird die koaxiale Zuleitung als Streifenleitung in also P_{n i} sehr groß ist. Dies ist ferner wichtig, wenn bekannter Form gebildet. Wenn man bei gleichblei- zwischen Empfänger und Antenne eine längere Leibender Resonanzfrequenz die Höhe der Antenne ver- tung und Anpassungsnetzwerke liegen, die nennenskleinern will, kann man in an sich bekannter Weise werte Dämpfung besitzen. Diese Dämpfung vermindie stromführenden Teile der Antenne als Spiralen 30 dert dann das in der Anlage wirksam werdende V₁,, ausbilden. Bei gedruckten Schaltungen wird man weil V_P die Gesamtverstärkung zwischen Antennenvorteilhaft Zickzackform oder Mäanderform ver- transistor und Empfängereingang ist. Da das V₁, eines wenden. auf kleinstes Rauschen eingestellten Transistors nicht Wenn man in Fig. 13, Kurve 1 die Z^-Schleife sehr groß ist, wird dann zwischen den bisher besehr groß macht, sie aber weiterhin zweimal durch ₃₅ schriebenen Transistor und die Ausgangsleitung ein Z_{A opt} laufen läßt, ist die Einsattelung bei der Mitten- zweiter, verstärkender Transistor geschaltet, um V₁, frequenz in der Kurve 1 der Fig. 14 so tief; daß die zu vergrößern. Das Prinzip zeigt Fig. 15 in einem Antenne zwei getrennte Betriebsfrequenzbereiche be- Beispiel. Dieser Transistor wird vorzugsweise in sitzt, die durch einen Sperrbereich getrennt sind. Der- Kollektorschaltung betrieben. Die bekannte impeartige Antennen haben z. B. Bedeutung für den breit- ₄₀ danztransformierende Wirkung der Kollektorschalbandigen Fernsehempfang, bei dem Fernsehfrequen- tung wird dann auch dahingehend verwendet, den zen um 60MHz herum und Fernsehfrequenzen um Ausgangswiderstand der Schaltung an den Wellen-200 MHz herum durch einen dazwischenliegenden widerstand des Ausgangskabels anzupassen.
Frequenzbereich für UKW-Hörrundfunk getrennt Wenn man wie beispielsweise im Funksprechversind und Kreuzmodulation durch UKW-Hörrund- ₄₅ kehr die Antenne abwechselnd zum Senden und zum funksender vermieden werden muß. Empfangen verwenden will, braucht man zwei umWenn man die große Z^-Schleife wie in Fig. 13, schaltbare Transistoren T₁ und T₉ in verschiedenen Kurve 2 um den Punkt Z_Aopt in einem gewissen Ab- Armen der gefalteten Antenne, wie dies in Fig. 16a stand herumlegt, erhält man die Resonanzkurve2 der für den unsymmetrischen Fall und in Fig. 16b für Fig. 14, die eine sehr große Bandbreite ohne größere ₅₀ den symmetrischen Fall gezeichnet ist. Fig. 16 b zeigt Amplituden-Schwankungen besitzt, aber niemals den ferner, wie die beiden Speiseleitungen verlegt und am optimalen Zustand erreicht. Dies ist eine bevorzugte Symmetriepunkt herausgeführt werden.
Methode, um große Bandbreiten zu erzeugen. Dieses Selbstverständlich können die hier beschriebenen Verfahren ist beispielsweise erfolgreich im Kurz- gespeisten Einzelstrahler in bekannter Weise mit Wellenbereich, in dem ein sehr breites Frequenzband ₅₅ anderen gespeisten oder/und ungespeisten Strahlern zur Verfügung steht (z. B. 3 bis 5 MHz). Bei diesen und/oder spiegelnden Flächen zu Richtantennen niedrigeren Frequenzen ist das atmosphärische Stör- kombiniert werden.is formed and the origin of the Z _{A is} so much noise that the transistor noise is involved. One can therefore generally vary the counter antenna is less significant and therefore also a clock cycle and the common mode circuit of the folded certain sacrifice of antenna noise in favor of the antenna can be varied independently of one another and the bandwidth can also be increased.
Coupling between the two circles vary. If the process shown in FIGS. 13 and 14 is to be used for variation possibilities for the push-pull circuit consisting of conductors A for extremely large frequency bandwidths and B and for the coupling, one must note that Z _{A opt shows} some development between the two circles F i g. 12, for example, is frequency-dependent. For example, the way in Fig. 12a by additional capacitances C _{1 is then placed} between impedance loop in Fig. 13, curve 1 so that the conductors and Fig. 12b can be seen by transverse webs D 10 at a prescribed frequency Z ₁ (Fig. 14) between the conductors, in Fig. 12c through a line through the value Z _Aopl , the shortening which occurs at the frequency Z ₁ , through which the push-pull line hears, and at a prescribed frequency / ₂ becomes shorter than the common-mode line, or in through the Value Z ^ ₀ ,,, goes to the frequency / ₂ ge-Fig. 12d through the use of several parallel libraries. Z ₁ and / ₂ are those frequencies at which the same or unequal spacing and / or 15 at which the transmitting antenna emits maximum power can have the same or different shape, or at which the receiving antenna receives the best signal by combining the measures mentioned. Has in intoxication ratio. If the circular diagram in each case is about creating two coupled resonance grams of the transistor for the various free structures and knowing the properties of each sequence, it is not easy for the skilled person to be able to vary anything, with such dimensions To find a Z ^ curve that is advantageous for the particular task in which the losses correspond to the conditions required.
Antenna remain extremely small. In order to be able to fully utilize the low noise of the antenna, according to formula (3), it is advantageous for it to have a certain minimum value as a printed circuit V _1. This must be done on an insulating surface. It is particularly important here if the receiver is very noisy, the coaxial feed line as a strip line in P _{ni is} very large. This is also important when forming known shapes. If, with the receiver and antenna remaining the same, the resonance frequency remains the same as the height of the antenna and matching networks are desired to be nominally smaller, one can have a value attenuation in a manner known per se. This attenuation reduces the current-carrying parts of the antenna as spirals 30 then change the V ₁ i which becomes effective in the system. In the case of printed circuits, because V _{P is} the overall gain between the antenna, advantageously a zigzag shape or meander shape, transistor and receiver input. Since the V ₁ , turn one thing. set at the smallest noise transistor Unless seen in FIG. 13, curve 1, the Z ^ loop is very large, is then makes been besehr large between, it can however continue to run _opt twice by ₃₅ signed transistor and the output line a Z _A The dip in the middle is connected to the second, amplifying transistor, so low V ₁ , frequency in curve 1 of FIG. 14; that the enlarge. The principle is shown in FIG. 15 in one antenna, two separate operating frequency ranges for the example. This transistor is preferably located in, which are separated by a blocking region. The collector circuit operated. The well-known pulse-like antennas have z. B. importance for the _broad-40 danztransformierende effect of Kollektorschalbandigen television reception, wherein Fernsehfrequen- processing is then also used as to the zen to 60MHz around and television frequencies to output resistance of the circuit to the shaft 200 MHz around adapt by an intermediate resistance of the output cable .
Frequency range for FM radio broadcasting isolated If one has to be such as in Funksprechversind and cross modulation by the FM antenna _45, the periodic Hörrund- alternately for transmitting and avoided to the radio transmitter. If you want to use receiving, you need two to If you want to use the large Z ^ loop as in Fig. 13, switchable transistors T ₁ and T ₉ in different curve 2 around the point Z _{Aopt in a certain arm of} the folded antenna, as shown in Fig. 16a was lying around, one obtains the resonance curve 2 for the asymmetrical case and in Fig. 16b for Fig. 14, which shows a very large bandwidth without larger ₅₀ the symmetrical case. Fig. 16b shows amplitude fluctuations, but never the further one, how the two feed lines are laid and achieved at the optimum state. This is a preferred point of symmetry to be brought out.
Method to generate large bandwidths. This course, the methods described herein, for example, successful in the short-fed individual radiators in a known manner with the wavelength range, in which a very wide frequency band is ₅₅ other powered and / or unpowered radiators available (eg., 3 to 5 MHz). With these and / or reflective surfaces to directional antennas with lower frequencies, atmospheric interference must be combined.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen For this purpose 4 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1.Antenna for sending and / or receiving electromagnetic waves with a direct amplifying three-pole connection, i.e. without a matching network and without longer leads between its input terminals, with the source electrode and output electrode of the three-pole in the case of a transmitting antenna and the source electrode and control electrode of the three-pole in the case of a receiving antenna the antenna input terminals are connected, characterized in that the input resistance Z _{A of} the antenna has an inductive phase angle in the operating frequency range through a suitable choice of antenna shape and antenna dimensions and is at least approximately equal to the optimal impedance ZA opt for the amplifying three-pole in question, where Z _{A opt,} in the case of a transmitting antenna, is the load resistance for which the three-pole delivers maximum active power, and in the case of a receiving antenna, that internal resistance of the receiving antenna feeding the three-pole, for which the receiving system has the smallest surface schzahl owns.

2. Antenna according to claim 1, characterized in that the antenna is a rod radiator above a conductive plane and the length of the rod radiator is between a quarter wavelength and a half wavelength and the base impedance of the rod radiator by suitable choice of the rod length (h) tired of the rod thickness (d ) is set to the optimal value Z _{A opt} (Fig. 5 a).

3. Antenna according to claim 1, characterized in that the antenna is a conductor loop above a conductive plane and the base impedance of the loop is set to the optimal value Z _{A opt} by suitable selection of the length and thickness of the loop conductor (F i g. 5 b).

4. Antenna according to claim 1, characterized in that the antenna is a folded unipole with or without roof capacity over a conductive plane (F i g. 5 c or 5 d) and the base impedance of the folded unipole by suitable choice of the antenna height (/ ι ) and the distance (α) between the two parallel conductors is set to the optimal value Z _{A opt} .

5. Antenna according to claim 1, characterized marked, ι · _; shows that the antenna is designed as a loop (Fig. 6a) or as a folded dipole (Fig. 6b) or as a capacitively loaded folded dipole (Fig. 6c) designed symmetrical "antenna and symmetrical input terminals (1 and 2) and the input terminals apparent impedance of the antenna is set to the optimal value Z _{A opt} by suitable selection of the conductor length, the conductor thickness and the conductor spacing.

6. Antenna according to claim 5, characterized in that the antenna conductor is tubular are and the supply line to the third connection (3) of the reinforcing three-pole coaxial takes place through the interior of the antenna conductor (Fig. 6a, 6c and 7).

7. Antenna according to claim 5, characterized in that the antenna conductor on insulating Are printed on the background and the supply line to the third connection of the reinforcing three-pole forms a stripline together with the associated antenna conductor.

8. Antenna according to claim 1, characterized in that parts of the antenna conductor are in spiral form or zigzag shape or meander shape.

9. Antenna according to claim 4 or 5, characterized in that the antenna is designed so that a curve loop occurs in the impedance curve in the complex resistance level depending on the frequency and this curve loop by suitable choice of the antenna shape, the antenna height, the conductor thickness and of the conductor spacing is set in terms of its position and size in the complex resistance plane so that the curve loop occurs within the operating frequency range and in this frequency range goes once (Fig. 9) or twice (Fig. 10) through the value Z _Aopt or the Curve loop completely encloses the point Z _{A opt} (FIG. 13, curve 2).

10. Antenna according to claim 9, characterized in that the occurrence of the impedance loop is achieved in that another conductor parallel to the folded part of the antenna is mounted so that this additional conductor together with the other conductors of the antenna results in a resonance structure whose resonance frequency is within the operating frequency range the antenna (Fig. 12d)

11. Antenna according to claim 9, characterized in that the occurrence of the impedance loop is achieved in the optimal size and position in the complex resistance level, that the push-pull circuit of the folded antenna is created by introducing dielectric (Fig. 11) and / or by partially, capacitively acting thickening of the conductors (Fig. 12a) and / or by additional shorting bar (Fig. 12b or 12c) is influenced in a suitable manner.

12. Antenna according to claim 5, characterized in that the amplifying three-pole consists of two transistors connected in series (Γ, and T ₂ in FIG. 15).

13. Antenna according to claim 1 or 9, which is used as a transmitting antenna and as a receiving antenna, characterized in that the antenna has two separate pairs of input terminals, with one pair of terminals of the amplifying receiving three-pole (T ₁ in Fig. 16) is connected and the antenna between these terminals has the optimal impedance for this three-pole when receiving and the amplifying transmitter three-pole is connected to the second pair of terminals (T ₂ in Fig. 16) and the antenna between these terminals has the optimal impedance for this three-pole when transmitting.

14. Antenna according to one of claims 2 to 13, characterized in that it is used for generating of directivity with passive reflectors or directors in a manner known per se, e.g. B. in the form of a yagi antenna.

15. Antenna according to one of claims 2 to 13, characterized in that it is used for generating of directivity with several antennas of the same type in a manner known per se, z. B. in the form of dipole walls is combined.