DE1537150C

DE1537150C - Deflection circuit, in particular for television sets, for generating a periodic current in a coil. Annr Hewlett-Packard Co., PaIo Alto, Calif. (V.St.A.)

Info

Publication number: DE1537150C
Authority: DE
Inventors: Bernard M. Los Altos Hills Calif. Oliver (V.St.A.)
Publication date: 1971-08-05

Description

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Die Erfindung betrifft eine Ablenkschaltung, ins- Bezugswert verglichen; auf diese Weise wird die besondere für Fernsehgeräte, zur Erzeugung eines Amplitude des Sägezahnstromes festgestellt, und bei periodischen Stromes in einer Spule, die in Reihe mit Abweichungen vom Sollwert wird der Sägezahngene-, einer Signalquelle und einem durch einen Schalter rator entsprechend nachgeregelt. Diese bekannte überbrückbaren Kondensator liegt, wobei der Strom 5 Schaltung verfolgt somit nicht den gesamten Anstieg während eines ersten Zeitabschnittes seiner Periode des Sägezahnstromes, sondern begnügt sich mit einer durch einen ersten, den Schalter enthaltenden Strom- . Feststellung der .Sägezahnamplitude,
pfad fließt und sich in einer vorbestimmten Weise Die Aufgabe der Erfindung besteht daher in der ändert, während eines zweiten Zeitabschnittes seiner Schaffung einer Energie speichernden, in Festkörper-Periode durch einen zweiten, den Kondensator ent- ίο bauweise ausgeführten Ablenkschaltung, die einen haltenden Strompfad fließt und in eirfer Halbwelle guten Wirkungsgrad hat und eine außerordentlich entsprechend der Resonanzfrequenz des aus der hohe Linearität ergibt. Dabei soll insbesondere die Spule und dem Kondensator gebildeten Schwing- Amplitudenjustierung die Linearität praktisch nicht kreises auf seinen Anfangswert zurückkehrt. beeinflussen. Auch soll sich die Einstellung der BiId-The invention relates to a deflection circuit, compared to the reference value; In this way, the special for televisions, to generate an amplitude of the sawtooth current is determined, and with periodic current in a coil that is in series with deviations from the target value of the sawtooth genes, a signal source and a rator adjusted by a switch accordingly. This known bridgeable capacitor is located, the current 5 circuit thus not following the entire increase during a first time segment of its period of the sawtooth current, but is content with a current through a first, the switch containing. Determination of the sawtooth amplitude,
path flows and changes in a predetermined manner. The object of the invention is therefore to change, during a second period of its creation, an energy-storing, solid-state period by a second deflection circuit designed to contain the capacitor, which flows a sustaining current path and in eirfer half-wave has good efficiency and an extraordinarily high linearity corresponding to the resonance frequency of the results. In particular, the oscillation amplitude adjustment formed by the coil and the capacitor should return the linearity practically non-circularly to its initial value. influence. The attitude of the image

Die in der Ablenkspule eines Fernsehempfängers 15 zentrierung weder auf die Bildgröße noch auf dieThe centering in the deflection coil of a television receiver 15 neither on the image size nor on the

oder Bildmonitors am Anfang oder am Ende einer . Linearität nennenswert auswirken, so daß all dieseor picture monitor at the beginning or at the end of a. Linearity have a significant impact, so that all of these

Strahlablenkperiode gespeicherte Energie liegt üb- Einstellungen voneinander praktisch unabhängigThe energy stored in the beam deflection period is practically independent of one another via settings

licherweise in der Größenordnung von 1 bis 3 Milli- sind.Licherweise in the order of 1 to 3 milli- are.

joules. Wird diese Energie am .Ende der hinlaufen- Bei einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung den Strahlauslenkung im Ablenksystem verbraucht 20 eines periodischen Stromes in einer Spule, die in und dann am Ende des Strahlrücklaufs wieder aufs Reihe mit einer Signalquelle und einem durch einen neue zugeführt, so ist hierzu eine Eingangsleistung Schalter überbrückbaren Kondensator liegt, wobei von etwa 30 bis 90 Watt erforderlich. Eine derartig der Strom während eines ersten Zeitabschnittes seiner große Leistung bedingt jedoch eine aufwendige An- Periode durch einen ersten, den Schalter enthaltensteuerschaltung. Aus diesem Grunde und aus ener- 25 den Strompfad fließt und sich in einer vorbestimmten getischen Gründen benutzt man bei Fernseh- Weise ändert, während eines zweiten Abschnittes empfängern üblicherweise Energie speichernde Ab- seiner Periode dagegen durch einen zweiten, den lenksysteme, bei denen die am Ende, des Strahlhin- Kondensator enthaltenden Strompfad fließt und in laufs in den Ablenkspulen gespeicherte magnetische einer Halbwelle entsprechend der Resonanzfrequenz Energie während der Rücklaufperiode in elektrische 3° des.aus der Spule und dem Kondensator gebildeten Energie umgewandelt wird, die in einem Konden- . Schwingkreises auf seinen Anfangswert zurückkehrt, sator gespeichert wird und am Ende der Rücklauf- wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, periode wiederum in den Ablenkspulen als magne- daß mit dem ersten Strompfad ein die zeitliche Ändetische Energie gespeichert ist (jedoch bei umge- rung des im ersten Strompfad während des ersten kehrtem Spulenstrom). Bei derartigen Schaltungen 35 Zeitabschnittes fließenden Stromes erfassende Diffebraucht lediglich die durch die Verluste des Ablenk- renzierglied gekoppelt ist, welches ein durch diese joches und der Schaltungselemente verbrauchte Ener- Änderung bestimmtes Kon'trollsignal erzeugt, daß gie nachgeführt zu werden, die nur wenige Watt be- ferner eine Bezugsspannungsquelle vorgesehen ist, trägt. Allerdings erzeugen derartige Schaltungen die ein Bezugssignal liefert, dem das Kontrollsignal wegen des durch die Schalterelemente und das Ab- 40 proportional ist, solange sich der Strom im ersten lenkjoch selbst bedingten Widerstandes keine lineare Strompfad in der vorbestimmten Weise ändert, und Ablenkkurvenform,, sondern die Stromkurve hat die daß zwischen das Differenzierglied und das dem Form eines Exponentialkurvenabschnittes. Für die Schalter abgewandte Ende der Spule eine Korrektur-Korrektur dieser Nichtlinearität der Ablenkkurven- schaltung eingefügt ist, der das Kontrollsignal und form hat man zahlreiche Entzerrerschaltungen be- 45 das Bezugssignal zugeführt werden und die bei nicht nutzt, jedoch läßt der damit erreichte Linearitätsgrad vorhandener Proportionalität zwischen diesen beiden viel zu wünschen übrig. Weiterhin lassen sich bei Signalen den zeitlichen Verlauf des Stromes im ersten diesen Ablenkschaltungen die Ablenkamplituden Strompfad auf den vorbestimmten Verlauf korrinicht unter Beibehaltung der Linearität'einstellen. So giert. ■ . .
muß zuerst die Ablenkamplitude eingestellt werden, 5° Im Gegensatz zu den bekannten Schaltungen wird dann die Linearität justiert, danach die Amplitude der Verlauf des zu erzeugenden periodischen Stromes erneut nachgestellt werden usw. also nicht unmittelbar abgefühlt und mit einem denjoules. If this energy is at the end of the return path, a circuit arrangement for generating the beam deflection in the deflection system consumes a periodic current in a coil that is fed into and then at the end of the beam return back to the series with one signal source and one by a new one this is an input power switch bypassable capacitor, with about 30 to 90 watts required. Such a current during a first time segment of its great power, however, requires an expensive on-period by a first control circuit containing the switch. For this reason and for the sake of energy, the current path flows and changes for a predetermined reason, is used in television mode changes, whereas during a second section, energy-storing periods are usually received through a second, the steering systems, in which the am At the end of the current path containing the beam, the capacitor flows and the magnetic half-wave stored in the deflection coils corresponding to the resonance frequency energy is converted into electrical 3 ° des.aus.aus the coil and the capacitor energy during the flyback period, which is converted into a condenser. The resonant circuit returns to its initial value, the generator is stored and at the end of the return cycle, this object is achieved according to the invention by periodically again in the deflection coils as a magnet that the temporal changing energy is stored with the first current path (but when the im first current path during the first reversed coil current). In circuits of this type 35 time segment of the flowing current is only used which is coupled by the losses of the deflecting element, which generates a control signal determined by this yoke and the circuit elements consumed by the change in energy that can be tracked that only be a few watts - Furthermore, a reference voltage source is provided, carries. However, such circuits generate a reference signal to which the control signal is proportional because of the by the switch elements and the ab- 40, as long as the current in the first steering yoke itself does not change a linear current path in the predetermined manner, and deflection curve shape, but the The current curve has the shape of an exponential curve section between the differentiator and the the. For the end of the coil facing away from the switch, a correction correction of this non-linearity of the deflection curve circuit has been inserted, to which the control signal and numerous equalization circuits have been supplied with the reference signal and which are not used, but the degree of linearity achieved with this leaves the proportionality present much to be desired between these two. Furthermore, in the case of signals, the time profile of the current in the first of these deflection circuits, the deflection amplitudes of the current path, cannot be set to the predetermined profile while maintaining the linearity. So greed. ■. .
the deflection amplitude must first be set, 5 ° In contrast to the known circuits, the linearity is then adjusted, then the amplitude of the course of the periodic current to be generated is readjusted again, etc. so it is not directly sensed and with one of the

Es ist bei Ablenkschaltungen bekannt, den Ver- vorbestimmten Verlauf aufweisenden Bezugssignal lauf des Sägezahnanstiegs des Ablenksignals mit· verglichen, sondern es wird der zeitliche Differenzialeinem Bezugssignal zu vergleichen und bei Ab- 55 quotient des Stromes ermittelt und mit einem Beweichungen eine entsprechende Korrektur des Säge- . zugssignal verglichen, welches sich in der Regel mit zahnsignals durchzuführen. Jedoch muß das Bezugs- einem wesentlich geringeren Aufwand erzeugen läßt, oder Vergleichssignal hierzu bereits die gewünschte Soll nämlich beispielsweise der zu erzeugende Strom Kurvenform besitzen, nach welcher der Ablenksäge- einen sägezahnförmigen oder dreieckförmigen Verzahn korrigiert werden soll. Der zur Erzeugung eines 60 lauf haben, dann genügt als Bezugssignal eine konsolchen genauen Bezugssignals erforderliche Gene- stante Spannung. Ein solcher Anwendungsfall ist rator ist jedoch recht aufwendig, insbesondere wenn z. B. bei Ablenkschaltungen von Fernsehempfängern eine S-förmige Vorverzerrung des Ablenksägezahns gegeben. Soll der Sägezahn beispielsweise aus Korerreicht werden soll, welche im Bezugssignal bereits rekturgründen (wenn der Krümmungsradius des BiIdcbenfalls berücksichtigt sein muß. Bei einer ein- 65 schirmes größer als die l,5fache Entfernung zwischen fächeren, weiterhin bekannten Schaltung wird da- Ablenkzentrum und Bildschirm ist) S-förmig vorvergegen nur der Spitzenstrom des durch die Ablenk- zerrt werden, so braucht der konstanten Bezugsspanspule fließenden Stromes abgefühlt und mit einem nung lediglich ein bestimmter Anteil einer geeignetenIt is known in deflection circuits to have the reference signal having the predetermined profile during the sawtooth rise of the deflection signal is compared with ·, but the time differential becomes one Compare the reference signal and determine 55 quotient of the current and use a movement a corresponding correction of the saw. Zugssignal compared, which is usually with to perform tooth signal. However, the reference must produce a much lower effort, or comparison signal for this already the desired target, namely, for example, the current to be generated Have a curve shape according to which the deflecting saw has a sawtooth-shaped or triangular toothed tooth should be corrected. To generate a 60 run, a console is sufficient as a reference signal exact reference signal required constant voltage. One such use case is However, rator is quite expensive, especially when z. B. in deflection circuits of television receivers given an S-shaped predistortion of the deflection sawtooth. Should the saw tooth reach from Kor, for example which are already rectified in the reference signal (if the radius of curvature of the image is also must be taken into account. With a single screen greater than 1.5 times the distance between fan-out, still known circuit is there in advance of the deflection center and screen is) S-shaped only the peak current that is distorted by the deflection is required by the constant reference voltage coil flowing current is sensed and with a voltage only a certain proportion of a suitable

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ungeradzahligen Oberwelle des Ablenksägezahns der Hinlaufperiode der Strahlablenkung mit der Abüberlagert zu werden. lenkwicklung einen Schwingkreis bildet, der eineodd-numbered harmonic of the deflection sawtooth of the trace period of the beam deflection with the superimposed to become. steering winding forms a resonant circuit, the one

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann die Vorverzerrung des Ablenkstromes in der gewünsch-HiIfsschaltung eine Hilfswicklung aufweisen, in der ten Weise bewirkt, so daß die Nichtlinearität der Abeine Spannung induziert wird, die proportional der 5 lenkung kompensiert wird, welche bei Bildröhren Änderungsgeschwindigkeit des Ablenkstromes in der auftritt, bei denen der Krümmungsradius des Ablenkspule ist und in einem bestimmten Größen- Schirmes größer ist als die I¹Afache Entfernung vom verhältnis zur Spannung einer Spannungsquelle steht, Ablenkzentrum zum Schirm.In a further embodiment of the invention, the predistortion of the deflection current in the desired auxiliary circuit can have an auxiliary winding, effected in the way so that the non-linearity of the voltage is induced which is compensated proportionally to the steering, which is the rate of change of the deflection current in picture tubes which occurs when the radius of curvature of the deflection coil is and in a certain size screen is greater than I ¹ A times the distance from the ratio to the voltage of a voltage source, the deflection center to the screen.

wenn der Ablenkstrom sich während der Vorlauf- Die Erfindung ist im folgenden an Hand der Darperiode der Ablenkung in einer gewünschten Weise io Stellungen von Ausführungsbeispielen näher bezeitlich ändert. Die Hilfswicklung und die Spannungs- schrieben. Es zeigtIf the deflection current is during the advance, the invention is described below on the basis of the Dar period the distraction in a desired way io positions of embodiments closer in time changes. The auxiliary winding and the voltage records. It shows

quelle können mit dem Eingang eines Transistorver- F i g. 1 eine schematische Darstellung einer ideali-source can with the input of a transistor F i g. 1 a schematic representation of an ideal

stärkers verbunden sein, dessen Ausgangssignal zur sierten Energie speichernden Ablenkschaltung,be connected stronger, whose output signal to the sized energy-storing deflection circuit,

Korrektur unerwünschter zeitlicher Änderungen des Fig. 2a und 2b Kurvenformen zur Veranschau-Correction of undesired temporal changes of the Fig. 2a and 2b curve shapes for Veranschau-

Ablenkstromes während der Hinlaufperiode des 15 üchung der Funktion der in F i g. 1 dargestelltenDeflection current during the trailing period of the 15 üchung the function of the in F i g. 1 shown

Elektronenstrahl benutzt wird und hierzu dem einen Schaltung,Electron beam is used and for this purpose one circuit,

Ende der Ablenkwicklung als Kompensationsrück- F i g. 3 ein Schaltbild einer praktischen Ausfüh-End of the deflection winding as a compensation return F i g. 3 a circuit diagram of a practical embodiment

kopplungsspannung zugeführt wird, wenn die Span- rungsform der idealisierten Schaltung nach F i g. 1,coupling voltage is supplied when the voltage shape of the idealized circuit according to FIG. 1,

nung der Hilfswicklung und die Spannung der Span- Fig. 4a und 4b Kurvenformen zur Veranschau-voltage of the auxiliary winding and the voltage of the tension Fig. 4a and 4b curve shapes for demonstration

nungsquelle von einem vorbestimmten Größenver- 20 lichung der Funktion der in F i g. 3 dargestellten Ab-voltage source of a predetermined size comparison of the function of the in FIG. 3 shown

hältnis abweichen. lenkschaltung,ratio differ. steering gear,

Der Transistorverstärker kann ein Paar in Kaskade F i g. 5 eine weitere Ausführungsform einer Ener-The transistor amplifier can be a pair in cascade F i g. 5 another embodiment of an energy

geschaltete Emitterfolgerstufen aufweisen, deren erste gie speichernden Ablenkschaltung,have switched emitter follower stages, the first deflection circuit storing energy,

mit dem Ausgang der zweiten so verbunden sein F i g. 6 die Ausgangsspannung des Verstärkersso connected to the output of the second F i g. 6 the output voltage of the amplifier

kann, daß eine Signalübertragung vom Eingang der 25 nach F i g. 5,can that a signal transmission from the input of the 25 according to FIG. 5,

ersten Stufe zum Ausgang der zweiten Stufe auch F i g. 7 eine Ablenkschaltung gemäß einer anderenfirst stage to the output of the second stage also F i g. 7 shows a deflection circuit according to another

dann erfolgen kann, wenn zwar die erste Stufe bei Ausführungsform der Erfindung,can then take place if, although the first stage in the embodiment of the invention,

einem Ruhestrom auf Durchlaß geschaltet ist, die Fig. 8 bis 13 Spannungs-, Strom- und Wider-a quiescent current is switched on, Fig. 8 to 13 voltage, current and resistance

zweite Stufe dagegen bei diesem Ruhestrom gesperrt Standsverläufe für den Betrieb der Schaltung nachsecond stage, however, with this quiescent current locked status curves for the operation of the circuit

ist. 30 Fig. 7,is. 30 Fig. 7,

Ferner kann in Reihe mit der Hilfswicklung eine Fig. 14 eine schematische Darstellung einer Diode geschaltet sein, welche das andere Ende der " Kathodenstrahlbildröhre, bei der der Krümmungseinseitig am Verstärkereingang liegenden Hilfswick- radius des Schirmes größer als die I¹Afache Entferlung an Massepotential oder an die Spannungsquelle nung vom Ablenkzentrum bis zum Schirm ist, und
legt. Während der Rücklaufperiode sperrt diese Di- 35 Fig. 15 eine Schaltung zur Veranschaulichung ode und trennt die Hilfswicklung von der Spannungs- weiterer Abwandlungen der in Fig. 7 gezeigten quelle bzw. dem Bezugspotential, so daß die während Schaltung.Further, a schematic representation of a diode, in series with the auxiliary winding a Fig. 14 to be connected, which the other end of the "cathode ray tube in which the Krümmungseinseitig at the amplifier input lying Hilfswick- radius of the screen greater than the I ¹ Afache Entferlung to ground potential or the voltage source is voltage from the center of deflection to the screen, and
lays. During the flyback period, this diode blocks a circuit for illustration purposes and separates the auxiliary winding from the voltage. Further modifications of the source shown in FIG.

der Rücklaufperiode in der Hilfswicklung induzierte F i g. 1 zeigt eine idealisierte Energie speichernde hohe Spannung nicht als Eingangsspannung für den Ablenkschaltung mit einer Spannungsquelle 8 einer Verstärker erscheint. Parallel zu dieser Diode kann 40 festen Spannung E, die mit einem Ende an Masse in weiterer Ausgestaltung der Erfindung ein Konden- liegt, mit einer Ablenkwicklung 10 der Induktivisator geschaltet sein, so daß der Verstärker derart tat L, deren eines Ende ebenfalls an Masse liegt, mit gesteuert wird, daß der Strom in der Ablenkwick- einem Rücklaufkondensator 12 der Kapazität C zwilung am Ende der Rücklaufperiode erhöht wird. Da- sehen den nicht mit Masse verbundenen Enden der durch werden Verluste in der Ablenkwicklung korn- 45 Spannungsquelle 8 und der Ablenkwicklung 10, der pensiert, und der Spannungsquelle wird weniger mit dieser während der Rücklaufzeit schwingt, und Strom entnommen. mit einem Schalter 14 zum Kurzschließen des Rück-the flyback period in the auxiliary winding induced F i g. 1 shows an idealized energy-storing high voltage that does not appear as an input voltage for the deflection circuit with a voltage source 8 of an amplifier. In parallel with this diode, 40 fixed voltage E, one end of which is connected to ground, in a further embodiment of the invention, is connected to a deflection winding 10 of the inductivizer, so that the amplifier does L, one end of which is also connected to ground , is controlled with that the current in the deflection winding a flyback capacitor 12 of the capacitance C is increased at the end of the flyback period. See the ends of the ends not connected to ground by grain losses in the deflection winding 45 voltage source 8 and the deflection winding 10, which is paused, and the voltage source is less oscillating with it during the flyback time, and current is drawn. with a switch 14 to short-circuit the back

Ferner kann zwischen das andere Ende der Ab- laufkondensators 12 während der Hinlaufablenkperi-Furthermore, between the other end of the drain condenser 12 during the outgoing deflection period

lenkwicklung und einen Massepunkt (oder anderen ode. An Hand von F i g. 2 a, welche die Spannung e steering winding and a ground point (or other ode. With reference to Fig. 2 a, which the voltage e

Bezugsspannungspunkt) eine Spule, die eine wesent- 50 am Verbindungspunkt 18 der Ablenkspule 10 mitReference voltage point) a coil which has a substantial 50 at the connection point 18 of the deflection coil 10 with

lieh größere Induktivität als die Ablenkwicklung hat, Rücklaufkondensator 12 darstellt, und Fig. 2b,borrowed greater inductance than the deflection winding, represents flyback capacitor 12, and Fig. 2b,

in Reihe mit einem kapazitiv überbrückten Wider- welche den Strom ζ in der Ablenkspule 10 darstellt,in series with a capacitively bridged resistor which represents the current ζ in the deflection coil 10,

stand geschaltet werden. Dadurch kann in der Ab- läßt sich erkennen, daß während der ersten Hälftestand to be switched. In this way it can be seen in the ab- that during the first half

lenkwicklung ein Zentrierstrom fließen, der sich mit der Hinlaufperiode der Ablenkung, wenn der Schal-steering winding a centering current flow, which increases with the trace period of the deflection when the switching

der mittleren Ausgangsspannung des Verstärkers 55 ter 14 geschlossen ist, der aus der Spannungsquelle 8the mean output voltage of the amplifier 55 ter 14 is closed, that from the voltage source 8

(und der anderen Spannungsquelle, wenn eine solche entnommene Strom i dem durch den Pfeil in F i g. 1(and the other voltage source, if such a drawn current i corresponds to that indicated by the arrow in FIG. 1

verwendet wird) verändert. Zwischen die Hilfswick- dargestellten Strom entgegengerichtet ist, so daß deris used). Between the auxiliary winding shown current is opposite, so that the

lung und den Eingang des Verstärkers kann weiter- Spannungsquelle Energie zugeführt wird und in derment and the input of the amplifier can further- voltage source energy is supplied and in the

hin ein veränderbarer Widerstand eingeschaltet Mitte der Hinlauf ablenkung keine Energie in der Ab-towards a variable resistance switched on mid of the outward deflection no energy in the deflection

werden, welcher eine Variierung der mittleren Aus- 6° lenkwicklung 10 gespeichert ist, sondern vollständigare stored, which is a variation of the average deflection 6 ° steering winding 10, but completely

gangsspannung des Verstärkers gestattet, so daß der an die Spannungsquelle abgegeben ist. Während deroutput voltage of the amplifier allowed, so that it is delivered to the voltage source. During the

durch die Ablenkwicklung fließende Zentrierstrom zweiten Hälfte der Hinlauf ablenkung wird dieseCentering current flowing through the deflection winding will deflect the second half of the outgoing flow

ohne wesentliche Beeinflussung der Bildgröße oder Energie aus der Spannungsquelle 8 wieder entnom-removed again from the voltage source 8 without significantly influencing the image size or

der Linearität des Ablenkstroms justiert werden men und in der Ablenkwicklung 10 gespeichert. Amthe linearity of the deflection current are adjusted and stored in the deflection winding 10. At the

kann. 65 Ende der Hinlaufablenkung hat sich in der Ablenk-can. 65 The end of the outward diversion has become

Die Spannungsquelle kann für die Grundwelle und wicklung 10 ein Strom i in der dargestellten RichtungThe voltage source can for the fundamental wave and winding 10 a current i in the direction shown

alle Harmonischen des Ablenkstromes eine kapazi- aufgebaut. Der Schalter 14 wird dann geöffnet undall harmonics of the deflection current are built up capacitively. The switch 14 is then opened and

tive Ausgangsimpedanz aufweisen, welche während die Ablenkspule 10 und der Rücklaufkondensator 12have tive output impedance, which during the deflection coil 10 and the flyback capacitor 12

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führen eine Halbwelle ihrer Eigenfrequenz aus. In derjenige, der der genauen Mitte der Hinlaufperiodeperform a half-wave of their natural frequency. In the one who is the exact middle of the trace period

einer Zeit, die gleich einer Viertelperiode der Reso- der Ablenkung entspricht. Wenn an dem Transistora time which corresponds to a quarter of a period of the resonator's deflection. If on the transistor

nanzf requenz ist, steigt die Spannung über dem Rück- 20 und an der Diode 22 keine Spannungen abfielen,nanzfrequency, the voltage increases across the rear 20 and no voltages dropped across the diode 22,

laufkondensator 12 von ihrem Wert 0 um einen Be- sondern nur am Widerstand 26 ein SpannungsabfallRunning capacitor 12 from its value 0 by one load but only a voltage drop across resistor 26

τ l IT λ ι · ι. ·♦· πι. jc₊ · α ⁵ auftreten würde, dann würde die Hinlaufperiode aus trag /·]/-£ ,und gleichzeitig fallt der Strom in der _{dnem Teü eker ExponentiaIkurve} ^stehen. _Der τ l IT λ ι · ι. · ♦ · πι. jc ₊ · α ⁵ would occur, then the trailing period would be / ·] / - £, and at the same time the current falls in the _{part of the exponential curve} . _the

Ablenkwicklung 10 von seinem Wert-^ auf den ^Trans^°r20 und die Diode 22 erzeugen jedoch zu ⁶ 2 L einer Zeit, wo der Strom ζ seme Richtung m der Ab-Deflection winding 10 from its value ^ to the ^Trans ^ ° r20 and the diode 22 generate however to ⁶ 2 L a time when the current ζ seme direction m the ab-

Wert 0. Nach einer weiteren Viertelperiode der Reso- lenkspule 10 umkehrt, einen plötzlichen Spannungsnanzfrequenz kehrt die Spannung über dem Rück- io Sprung 30 (s. Fig. 4a) und damit eine plötzliche laufkondensator 12 wieder auf 0 zurück, und der Änderung der Ablenkgeschwindigkeit.
Strom in der Ablenkwicklung 10 fällt weiter auf Um die Kurvenform des Ablenkstromes i(t) derValue 0. After a further quarter period of the resolving coil 10 reverses, a sudden voltage frequency, the voltage across the reverse jump 30 (see FIG. 4a) and thus a sudden running capacitor 12 returns to 0, and the change in the deflection speed .
Current in the deflection winding 10 continues to fall to the curve shape of the deflection current i (t) the

„₇ . T_SE „ ,. _ -7--_t-,„_.i,_t , -_j Fig. 4b zu linearisieren, wie es die gestrichelte Linie" ₇ . T _S E ",. _ -7-- _t -, "_. I, _t , -_j to linearize Fig. 4b as the dashed line does

einen wert von —=-?—· Zu diesem Zeitpunkt wird .,., . . „ . ' .. .. , ^e .,, , , „_a value of - = -? - · At this point,.,.,. . ". '.. .., ^e . ,,,, "_

2 L ^r 32 zeigt, muß man in Reihe mit der Ablenkspule 10 2 L ^r 32 shows one must be in series with deflection coil 10

der Schalter 14 wieder geschlossen und leitet den i₅ eine Spannung einfügen, die dem schraffierten Be-the switch 14 is closed again and conducts the i ₅ insert a voltage that corresponds to the hatched area

Hinlaufteil des nächsten Abtastzyklus ein. Wenn in reich 34 in Fig. 4a entspricht. Damit würde dieTrace part of the next sampling cycle. If in rich 34 corresponds in Fig. 4a. That would make the

der Ablenkspule 10, dem Rücklaufkondensator 12 Kurvenform der Spannung e(t) in die in F i g. 2 a ge-the deflection coil 10, the flyback capacitor 12 waveform of the voltage e (t) into the in F i g. 2 a ge

oder dem Schalter 14 keine Verluste auftreten, liefert gezeigte Form gebracht. Der Abschnitt der Span-or the switch 14 no losses occur, provides the form shown. The section of the span

diese Schaltung Ablenkströme i(t) einer idealen nung e(r) zwischen den in F i g. 4 a mit A und B be-this circuit deflection currents i (t) of an ideal voltage e (r) between the in F i g. 4 a with A and B

Kurvenform, wie sie in F i g, 2 b gezeigt sind, und 20 zeichneten Punkten wäre dann wieder konstant undCurve shape, as shown in Fig. 2b, and 20 drawn points would then be constant and again

verbraucht keine Energie aus der Spannungsquelle 8. gleich —E. Die Schaltung nach Fig. 5 veranschau-does not consume any energy from the voltage source 8. equals —E. The circuit according to Fig. 5 illustrates

In der Praxis läßt sich die idealisierte Energie licht eine Möglichkeit hierfür unter Anwendung derIn practice, the idealized energy can be a way of doing this using the light

speichernde Ablenkschaltung der Fig. 1 gemäß Prinzipien der Erfindung.latching deflection circuit of FIG. 1 in accordance with principles of the invention.

F i g. 3 realisieren, wobei der Schalter 14 eine Par- Eine Hilfswicklung 36 ist mit der AblenkwicklungF i g. 3, where the switch 14 is a par- An auxiliary winding 36 with the deflection winding

allelschaltung aus einem Transistor 20 und einer Di- 25 10 gekoppelt, und zwischen beiden Wicklungen 10allele circuit of a transistor 20 and a di- 25 10 coupled, and between the two windings 10

ode 22 ist. Diese Parallelschaltung liegt zwischen dem und 36 besteht eine Kopplungsinduktivität M. Dieor 22 is. This parallel connection is between the and 36 there is a coupling inductance M. The

Verbindungspunkt 18 und der Spannungsquelle 8, so Hilfswicklung 36 stellt ein Mittel zur ÜberwachungConnection point 18 and the voltage source 8, so auxiliary winding 36 provides a means of monitoring

daß die Diode 22 während der ersten Hälfte des Hin- der Ablenkgeschwindigkeit und damit der Linearitätthat the diode 22 during the first half of the back deflection speed and thus the linearity

laufabschnittes der Ablenkung leitet, wenn der des Ablenkstromes dar, weil die durch sie erzeugteRunning section of the deflection conducts if that of the deflection current is because the generated by them

Strom/ durch die Ablenkspule 10 in der entgegen- 30 _{s in jed}emZeitpunkt gleich M%- ist. ÜberCurrent / through the deflection _{coil 10 in the opposite 30 s in each} emZime is equal to M% - . Over

gesetzten Richtung fließt, wie es dargestellt ist, und ^r ο j ν & _άί set direction flows as shown, and ^r ο j ν & _άί

der Transistor 20 während der zweiten Hälfte der · einen Widerstand 38 vom Wert R₁ ist mit dem Ein-Hinlaufperiode der Ablenkung, wenn der Strom 1 in gang des Korrekturverstärkers 40 eine Spannungsder dargestellten Richtung fließt, leitet. Die Rück- quelle 37 verbunden, mit der eine Bezugsspannung laufperiode der Ablenkung wird durch Abschalten 35 erzeugt wird, die proportional zu der von der Hilfsdes Transistors 20 eingeleitet, wenn an dessen Basis wicklung 36 erzeugten Spannung ist, wenn der Strom der dargestellte negative Impuls 24 angelegt wird. Die in der Ablenkwicklung 10 sich während des Hin-Dauer dieses Impulses ist langer als die Rücklauf- laufs linear mit der Zeit ändert. Diese Spannungsperiode. Ist der Transistor 20 abgeschaltet, so steigt quelle 37 kann, wie F i g. 5 zeigt, die Spannungsdie Spannung am Rücklauf kondensator 12 wie be- 40 quelle 8 der Ablenkwicklungsspeisespannung —E schrieben auf einen Spitzenwert und kehrt dann auf oder eine unabhängige Bezugsspannungsquelle sein. 0 zurück. Sobald die Spannung über dem Rücklauf- Das rechte Ende der Hilfswicklung 36 ist ebenfalls kondensator 12 sich um einen geringen Betrag um- mit dem Eingang des Korrekturverstärkers 40 über kehrt, leitet die Diode 22 den Strom 1, der nun in der _{einen Widerstand 42 vom Wert} M . _verbunden entgegengesetzten Richtung, wie es dargestellt ist, 45 L ^l The transistor 20 during the second half of the · a resistor 38 of the value R ₁ is conductive with the lead-in period of the deflection when the current 1 in the input of the correction amplifier 40 flows a voltage of the direction shown. The return source 37 is connected, with which a reference voltage running period of the deflection is generated by switching off 35, which is proportional to that initiated by the auxiliary of the transistor 20 when the voltage generated at its base winding 36 is when the current is the negative pulse 24 shown is created. The amount that changes in the deflection winding 10 during the outward duration of this pulse is longer than the return path changes linearly with time. This period of tension. If the transistor 20 is switched off, the source 37 can rise, as can be seen in FIG. Figure 5 shows the voltage the voltage across the flyback capacitor 12 as source 8 of the deflection winding supply voltage -E written to a peak value and then returns to or an independent reference voltage source. 0 back. As soon as the voltage across the return condenser 12 is reversed by a small amount with the input of the correction amplifier 40, the diode 22 conducts the current 1, which is now in the _{one resistor 42 of the value} M. _connected opposite direction as shown, 45 L ^l

fließt. Zu irgendeinem späteren Zeitpunkt vor der Auf diese Weise erhält der Korrekturverstärker 40 Mitte der Hinlaufperiode der Ablenkung kann der _k^ Eingangsspannung, wenn die Spannung L %- de, Transistor 20 wieder auf Durchlaß geschaltet werden, ° ° ^y °' ^{F 5} d/flows. At some later point in time before the In this way, the correction amplifier 40 receives in the middle of the trace period of the deflection, the _k ^ input voltage, if the voltage L% - de, transistor 20 are switched back to on, ° ° ^y ° ' ^{F 5} d /

so daß er leiten kann, wenn der Strom / seine Rieh- Ablenkwicklung 10 gleich der Spannung E der Spantung ändert. 50 nungsquelle 8 ist. Bei jeder Abweichung von diesemso that it can conduct when the current / its Rieh-deflection winding 10 changes equal to the voltage E of the frame. 50 voltage source is 8. With every deviation from this

Der Bequemlichkeit halber ist der Widerstand R Zustand der Spannungsgleichheit wird dem Korrekder Ablenkwicklung 10 als getrennter Widerstand 26 turverstärker 40 eine Eingangsspannung zugeführt, dargestellt, und die Induktivität L der Ablenkspule Die Ausgangsspannung des Verstärkers 40 ist mit 10 ist als getrennte Spule 28 gezeichnet. Die in dem Ende der Ablenkwicklung 10 verbunden, das in F i g. 4 a dargestellte Kurvenform der Spannung e(t) 55 den F i g. 1 und 3 an Masse gelegen hat.
ist nur die von der Spule 28 erzeugte Spannung, die Unter der Annahme, daß der KorrekturverstärkerFor the sake of convenience, the resistor R is the state of voltage equality, an input voltage is supplied to the corrector of the deflection winding 10 as a separate resistor 26, and an input voltage is shown, and the inductance L of the deflection coil. Those connected in the end of deflection winding 10 shown in FIG. 4 a shown curve shape of the voltage e (t) 55 den F i g. 1 and 3 was grounded.
is only the voltage generated by coil 28, assuming that the correction amplifier

, . . _r di. , „ „ . j _TT. , _£ ··,-, 40 eine Ausgangsspannung e„ erzeugt, die gleich,. . _r di. , "". j _DD . , _£ ··, -, 40 generates an output voltage e “ which is equal to

gleich Z₁₇ISt. Zum Beginn der Hinlaufpenode der __μτη&χ ^ _El_ng ^P _angsspaVung ist und dfß er Ablenkung hat die Spannung über der Spule 28 den einen unendlich großen Eingangswiderstand und den Wert E zuzüglich der Spannungsabfälle über dem 60 Ausgangswiderstand 0 hat, läßt sich zeigen, daß die Widerstand 26 und der Diode 22, am Ende der Hin- Rückkopplungsanordnung eine Schleifenverstärkungequal to Z ₁₇ ISt. At the beginning of the trace penode, which is _ _{μτη & χ} ^ _E l _ng ^P _angsspa Vung and the deflection, the voltage across coil 28 has an infinitely large input resistance and the value E plus the voltage drops above 60 output resistance 0, it can be shown that the resistor 26 and the diode 22, at the end of the feed-back arrangement, a loop gain

laufperiode ist sie dagegen E minus den Spannungs- ,_„ M , , , „ · ,· * „„„ .. *, .„running period it is E minus the voltage, _ " M ,,," ·, · * """..*,."

, ..Κ, ,,,.j ° j „,,- j _, ^r . . S_n von — μ hat und daß jegliche unerwünschte , ..Κ, ,,,. J ° j ",, - j _, ^r . . S _n of - μ and that any undesirable

abfallen am Widerstand 26 und am Transistor 20. ' L + M ^{J 6} drop across resistor 26 and transistor 20. ' L + M ^{J 6}

Da die Änderung des Stromes in der Ablenkspule Spannung in der Ablenkspulenschaltung, wie dieAs the change in current in the deflection coil voltage in the deflection coil circuit, like the

10, wie die Kurvenform des Stromes i(t) in Fig. 4b 65 Spannungsabfälle über dem Widerstand 26, dem10, like the waveform of the current i (t) in Fig. 4b 65 voltage drops across the resistor 26, the

zeigt, am Beginn der Hinlaufperiode größer als an Transistor 20 und der Diode 22 durch Änderungenshows larger at the beginning of the trace period than on transistor 20 and diode 22 by changes

seinem Ende ist, kehrt der Strom in der Ablenkspule der Ausgangsspannung e_a des Korrekturverstärkersat its end, the current in the deflection coil reverses the output voltage e _{a of} the correction amplifier

seine Richtung zu einem früheren Zeitpunkt um als 40 kompensiert werden, so daß die Wirkung dieserits direction earlier than 40 can be compensated, so that the effect of this

unerwünschten Spanungen um den Faktorunwanted stresses by the factor

1+μ1 + μ

Die Hilfswicklung 36 ist als bifilar mit der Ablenkwicklung 10 gewickelte Spule dargestellt, so daß für alle praktischen Fälle M=L ist. Auf diese Weise würde bei der Schaltung nach F i g. 5 die SpannungThe auxiliary winding 36 is shown as a bifilar coil wound with the deflection winding 10, so that M = L for all practical cases. In this way, in the circuit according to FIG. 5 the tension

L + ML + M

verringert wird. Dieser Faktor kann leicht kleiner als —r^- gemacht werden, so daß eine Linearitätsverbesserung im Verhältnis 100:1 erreicht wird. Zwischen das andere Ende der Hilfswicklung 36 und Masse ist eine Diode 44 geschaltet, so daß dieses Ende während der Rücklaufzeit von Masse abgetrennt wird und dadurch die in Hilfswicklung während der Rücklaufzeit entstehenden hohen Spannungen vom Korrekturverstärker 40 ferngehalten werden. Die Diode 44 verringert ebenfalls die Spannung zwischen der Ablenkwicklung 10 und der Hilfswicklung 36 während der Rücklaufzeit, so daß diese beiden Wicklungen, ohne daß ein Isolationsdurchschlag zu befürchten wäre, eng miteinander gekoppelt sein können. Obgleich der Durchlaßwiderstand der Diode 44 nicht linear ist, bringt sie keine Verzerrung an der Ablenkkurvenform, da der diese Diode durchfließende Strom während der Hinlaufdauer konstant ist, falls die Ablenkkurvenform linear ist.is decreased. This factor can easily be made smaller than —r ^ -, so that a linearity improvement in a ratio of 100: 1 is achieved. Between the other end of the auxiliary winding 36 and ground a diode 44 is connected so that this end is disconnected from ground during the retrace time and thereby the high voltages generated in the auxiliary winding during the ramp-down time Correction amplifier 40 are kept away. The diode 44 also reduces the voltage between the deflection winding 10 and the auxiliary winding 36 during the flyback time, so that these two windings, be closely coupled to one another without the fear of an insulation breakdown be able. Although the forward resistance of diode 44 is not linear, it does not distort Deflection curve shape, since the current flowing through this diode is constant during the trace duration if the deflection curve shape is linear.

F i g. 6 zeigt die Kurvenform der Ausgangsspannung e_a(t) des Korrekturverstärkers 40. Während der Rücklaufperiode wird der den Widerstand 38 durchfließende Strom dem Korrekturverstärker 40 entnommen, der dadurch bei der positiven Spannung E₂ in der Sättigung arbeitet. Unmittelbar nach der Rücklaufperiode fällt die Ausgangsspannung e_a(t) auf einen Wert, der weniger negativ als E₁ ist, und steigt dann während der Hinlaufperiode auf einen positiven Wert. Wenn die Schaltung der Ablenkwicklung nur lineare Widerstände enthalten würde, wäre der Abschnitt der Ausgangsspannung zwischen den Punkten A und B eine gerade Linie. Tatsächlich verändert sich aber der Spannungsabfall über der Diode 22 und dem Transistor 20 plötzlich zu der Zeit, wo der Strom in der Ablenkwicklung 10 seine Richtung umkehrt, so daß der Korrekturverstärker 40 zu diesem Zeitpunkt einen Sprung 46 der Spannung e_a(t) liefert. Der schraffierte Bereich 48 in F i g. 6 entspricht dem schraffierten Bereich 34 in F i g. 4 a, und seine Höhe zu einer bestimmten Zeit stellt die zusätzliche Spannung dar, die in der Ablenkwicklungsschaltung zur Erzeugung eines linearen Ablenkstromes erforderlich ist.F i g. 6 shows the curve shape of the output voltage e _a (t) of the correction amplifier 40. During the flyback period, the current flowing through the resistor 38 is taken from the correction amplifier 40, which thereby operates in saturation at the positive voltage E _2. Immediately after the flyback period, the output voltage e _a (t) falls to a value that is less negative than E ₁ , and then increases to a positive value during the trace period. If the deflection winding circuit only included linear resistors, the portion of the output voltage between points A and B would be a straight line. In fact, however, the voltage drop across the diode 22 and the transistor 20 suddenly changes at the time when the current in the deflection winding 10 reverses its direction, so that the correction amplifier 40 delivers a jump 46 in the voltage e _a (t) at this point in time. The hatched area 48 in FIG. 6 corresponds to the hatched area 34 in FIG. 4 a, and its magnitude at a given time, represents the additional voltage required in the deflection winding circuit to generate a linear deflection current.

F i g. 7 zeigt eine praktische Ausführungsform der Erfindung mit einer Spannungsquelle 8, einer Ablenkwicklung 10, einen Rücklaufkondensator 12, einen Schalter 14, einer Hilfswicklung 36 und einen Korrekturverstärker 40, wie es an Hand von F i g. 5 beschrieben ist. Der Emitter des Transistors 20 des Schalters 14 ist über eine Wicklung eines Transformators 50 und die Parallelschaltung eines Widerstandes 52 mit einer Diode 54 mit seiner Basis verbunden. Das Schalten des Transistors 20 wird über den Transformator 50 gesteuert; dies bietet den Vorteil, daß aus der Spannungsquelle 8, welche die Ablenkspannung für die Ablenkspule 10 liefert, kein Basisstrom entnommen wird. Der Widerstand 52 bebestimmt den Basisdurchlaßstrom des Transistors 20, während die Diode 54 ein plötzliches Abschalten des Transistors 20 ermöglicht.F i g. 7 shows a practical embodiment of the invention with a voltage source 8, a deflection winding 10, a flyback capacitor 12, a switch 14, an auxiliary winding 36 and a Correction amplifier 40, as shown with reference to FIG. 5 is described. The emitter of transistor 20 of the Switch 14 is via a winding of a transformer 50 and the parallel connection of a resistor 52 connected to its base by a diode 54. Switching of transistor 20 is over controlled transformer 50; this has the advantage that from the voltage source 8, which the deflection voltage for the deflection coil 10 supplies, no base current is drawn. The resistance 52 determines the base forward current of transistor 20, while diode 54 suddenly turns off the Transistor 20 allows.

der Spannungsquelle 37 und die Spannung L— mitthe voltage source 37 and the voltage L- with

Hilfe zweier gleicher Widerstände 38 und 42 kombiniert, um den Korrekturverstärker 40 anzusteuern. Die 6 db-Verluste in der Verstärkerschleife, die beiWith the aid of two equal resistors 38 and 42 combined in order to control the correction amplifier 40. The 6 db losses in the amplifier loop that occur at

ίο Benutzung dieser Widerstände 38 und 42 auftreten würden, werden bei der Schaltung nach F i g. 7 vermieden, bei der in einfacher Weise das rechte Ende der Hilfswicklung 36 unmittelbar mit dem Eingang des Verstärkers 40 und das linke Ende der Hilfswicklung 36 mit der Spannungsquelle 37 verbunden ist, und zwar über die Diode 44, einen Festwiderstand 56 und für hohe Frequenzen einen Kondensator 58 oder für niedrige Frequenzen einen Festwiderstand 60, einen veränderbaren Widerstand 62ίο use of these resistors 38 and 42 occur would, in the circuit according to FIG. 7 avoided in a simple manner the right end the auxiliary winding 36 directly to the input of the amplifier 40 and the left end of the auxiliary winding 36 is connected to the voltage source 37, through the diode 44, a fixed resistor 56 and a capacitor 58 for high frequencies or a fixed resistor for low frequencies 60, a variable resistor 62

ao und ein Paar Dioden 63 und 64. Wie durch die Lage des Schalters 65 angedeutet ist, entspricht die Spannungsquelle 37 der Spannungsquelle 8 der Ablenkwicklungsspeisespannung — E; sie kann jedoch auch eine unabhängige Bezugsspannungsquelle 66 sein, wie für die andere Lage des Schalters 65 veranschaulicht ist. Der Widerstand 56 liegt in Reihe mit der Diode 44 und dämpft die Schwingungen, die andernfalls am Ende der Rücklaufperiode auftreten würden, wenn die Diode 44 leitend wird. Die Dioden 63 und 64 leiten zu jeder Zeit den über den Widerstand 67 von einer Spannungsquelle 68 negativen Potentials kommenden Strom und dienen der Kompensation von temperaturbedingten Änderungen des Spannungsabfalls an dem Transistor 69 und der Diode 44.ao and a pair of diodes 63 and 64. As indicated by the position of the switch 65, the voltage source 37 corresponds to the voltage source 8 of the deflection winding supply voltage - E; however, it can also be an independent reference voltage source 66, as is illustrated for the other position of the switch 65. Resistor 56 is in series with diode 44 and dampens the oscillations that would otherwise occur at the end of the flyback period when diode 44 becomes conductive. The diodes 63 and 64 conduct the current coming via the resistor 67 from a voltage source 68 of negative potential and serve to compensate for temperature-related changes in the voltage drop across the transistor 69 and the diode 44.

Der Korrekturverstärker 40 enthält eine Spannungsverstärkerstufe mit dem Transistor 69 und drei Stromverstärkerstufen mit den Transistoren 70 bis 78. Von der Basis des Transistors 69 ist ein Widerstand 82 zu einer anderen negativen Spannungsquelle 84 geführt, so daß ein Strom durch den veränderbaren Widerstand 62, die festen Widerstände 60 und 56, die Diode 44 und die Hilfswicklung 36 fließt und eine Vorspannung für den Transistor 69 entstehen läßt. Der Emitter des Transistors 69 ist über die Parallelschaltung eines Widerstandes 86 und eines Kondensators 88 mit einer negativen Spannungsquelle 68 verbunden, sein Kollektor liegt an der Basis des Transistors 70 und ist über einen Lastwiderstand 90 an eine positive Spannungsquelle 92 geführt. Der Transistor 70 liegt mit seinem Kollektor an einer anderen positiven Spannungsquelle 94 und mit seinem Emitter an der Basis des Transistors 72 sowie über die in Reihe geschalteten Dioden 96 bis 100 am Verbindungspunkt der Basis des Transistors 74 mit einem Ende des Widerstandes 102, dessen anderes Ende an die negative Spannungsquelle 84 geführt ist. Ein Kondensator 103 liegt parallel zu den in Reihe geschalteten Dioden 96 bis 100 zwischen den Basen der Transistoren 72 und 74. Die Transistoren 72 bis 78 umfassen ein Paar im B-Betrieb in Kaskade geschalteter Emitterfolgerstufen, bei denen die Kollektoren der Transistoren 72 und 76 an die positive Spannungsquelle 94, die Kollektoren der Transistoren 74 und 78 an die negative Spannungsquelle 68 und die Emitter der Transistoren 72 und 74 jeweils mit den Basen der Transistoren 76 und 78 und durch die in Reihe geschalteten Widerstände 104 und 106 miteinander verbunden sind. Die Transi-The correction amplifier 40 contains a voltage amplifier stage with the transistor 69 and three current amplifier stages with the transistors 70 to 78. From the base of the transistor 69, a resistor 82 is led to another negative voltage source 84, so that a current through the variable resistor 62, the fixed Resistors 60 and 56, the diode 44 and the auxiliary winding 36 flows and a bias for the transistor 69 can arise. The emitter of the transistor 69 is connected to a negative voltage source 68 via the parallel connection of a resistor 86 and a capacitor 88; its collector is connected to the base of the transistor 70 and is connected to a positive voltage source 92 via a load resistor 90. The collector of the transistor 70 is connected to another positive voltage source 94 and with its emitter to the base of the transistor 72 and, via the series-connected diodes 96 to 100, to the connection point of the base of the transistor 74 with one end of the resistor 102, the other end of the resistor is fed to the negative voltage source 84. A capacitor 103 is connected in parallel to the series-connected diodes 96 to 100 between the bases of the transistors 72 and 74. The transistors 72 to 78 comprise a pair of emitter follower stages connected in B mode in cascade, in which the collectors of the transistors 72 and 76 are connected the positive voltage source 94, the collectors of the transistors 74 and 78 to the negative voltage source 68 and the emitters of the transistors 72 and 74 are connected to the bases of the transistors 76 and 78 and through the series connected resistors 104 and 106 together. The transit

(Y)Q ς RO /17A (Y) Q ς RO / 17 A

stören 72 und 74 sind durch die Dioden 96 bis 100 in Durchlaßrichtung vorgespannt und ziehen einen kleinen Ruhestrom durch die beiden Widerstände 104 und 106, welche ihre Emitter miteinander verbinden. Der Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände 104 und 106 ist mit den Emittern der Transistoren 76 und 78 zusammengeschaltet und an den Ausgang des Korrekturverstärkers 40 geführt, so daß eine Signalübertragung an den Ausgang des Korrekturverstärkers stattfindet, selbst wenn die Transistoren 76 und 78 normalerweise durch diesen Ruhestrom gesperrt sind. Der Ausgang des Korrekturverstärkers 40 ist mit dem rechten Ende der Ablenkwicklung 10 verbunden.disturb 72 and 74 are forward-biased by the diodes 96 to 100 and draw a small quiescent current through the two resistors 104 and 106, which connect their emitters to one another. The connection point of these two resistors 104 and 106 is connected to the emitters of the transistors 76 and 78 and led to the output of the correction amplifier 40, so that a signal transmission to the output of the correction amplifier takes place, even if the transistors 76 and 78 are normally blocked by this quiescent current are. The output of the correction amplifier 40 is connected to the right end of the deflection winding 10.

Ist der Schalter 108 offen, wie es F i g. 7 zeigt, so ist die Kurvenform der vom Korrekturverstärker 40 gelieferten Ausgangsspannung so wie es F i g. 6 zeigt, wobei E₂ im wesentlichen das positive Potential der Spannungsquelle 94 und E₁ und das negative Potential der Spannungsquelle 68 ist. Zwischen die Basis des Transistors 69 und die negative Spannungsquelle 68 ist eine Diode 110 geschaltet, so daß während der Rücklaufzeit, wenn die Diode 44 nichtleitend ist, der Widerstand 82, der zwischen der Basis des Transistors 69 und der negativen Spannungsquelle 84 liegt, einen Strom von etwa 2 mA durch die Diode 110 fließen läßt und den Transistor 69 gesperrt hält. Dieser Strom ist als Kurve i% in F i g. 8 gezeigt. Ist der Schalter 108 geschlossen, so daß der Kondensator 112 parallel sowohl zur Diode 44 als auch zum Widerstand 56 liegt, so verursacht der Ladestrom des Kondensators 112 während der Rücklaufzeit einen zusätzlichen Strom, der in F i g. 8 durch die Kurvenform i_c dargestellt ist und aus der Diode 110 oder dem Transistor 69 oder aus der Streukapazität zwischen der Ablenkwicklung 10 und der Hilfswicklung 36 entnommen wird. So ist der Gesamtstrom, der der Diode 110, dem Transistor 69 oder dieser Streukapazität entnommen werden muß, gleich der Summe von /_c und i_R; er ist in Fig. 8 durch die ausgezogene Kurve i_T dargestellt. Dieser Strom kehrt seine Richtung neben der Mitte der Rücklaufperiode um. Wenn die Kapazität zwischen der Ablenkwicklung 10 und der Hilfswicklung 36 nicht zu groß ist, dann bringt die Stromumkehrung den Transistor 69 kurz nach der Mitte der Rücklaufzeit in die Sättigung. Der Korrekturverstärker 40 gibt dann eine Ausgangsspannung e_a(t) ab, wie sie Fig. 9 zeigt. Ein Spannungssprung, der gleich E₂-E₁ ist, wird daher der Ablenkwicklung 10 unmittelbar neben der Mitte der Rücklaufperiode zugeführt, so daß am Ende der Rücklaufperiode (ein Viertelzyklus später) in der Ablenkwicklung 10 ein resultierender StromIf the switch 108 is open, as shown in FIG. 7 shows, the waveform of the output voltage supplied by the correction amplifier 40 is as shown in FIG. 6 shows, where E ₂ is essentially the positive potential of voltage source 94 and E ₁ and the negative potential of voltage source 68. A diode 110 is connected between the base of the transistor 69 and the negative voltage source 68, so that the resistor 82, which is located between the base of the transistor 69 and the negative voltage source 84, a current during the flyback time, when the diode 44 is non-conductive allows about 2 mA to flow through the diode 110 and keeps the transistor 69 blocked. This current is shown as curve i% in FIG. 8 shown. If the switch 108 is closed, so that the capacitor 112 is parallel to both the diode 44 and the resistor 56, the charging current of the capacitor 112 causes an additional current during the flyback time, which is shown in FIG. 8 is represented by the curve shape i _c and is taken from the diode 110 or the transistor 69 or from the stray capacitance between the deflection winding 10 and the auxiliary winding 36. Thus the total current that must be drawn from diode 110, transistor 69 or this stray capacitance is equal to the sum of / _c and i _R ; it is shown in FIG. 8 by the solid curve i _T. This current reverses direction near the middle of the flyback period. If the capacitance between deflection winding 10 and auxiliary winding 36 is not too great, then reversing the current will saturate transistor 69 shortly after midway through the retrace time. The correction amplifier 40 then emits an output voltage e _a (t) , as shown in FIG. 9. A voltage jump, which is equal to E ₂ -E ₁ , is therefore fed to the deflection winding 10 immediately next to the middle of the retrace period, so that at the end of the retrace period (a quarter cycle later) in the deflection winding 10 a resulting current

aufgebaut ist, der fast gleich ist. Dieser Stromwhich is almost the same. This stream

L/CL / C

ist so gerichtet, daß er den am Ende der Rücklaufperiode in der Ablenkwicklung 10 fließenden Strom verstärkt und dabei der Kompensation von Verlusten in der Ablenkwicklung während der Rücklaufperiode und zur Verringerung der Stromentnahme aus der Spannungsquelle 8 dient. Obgleich immer eine Streukapazität nach Masse besteht, ist normalerweise zur Erreichung des oben beschriebenen Betriebes eine zusätzliche Kapazität erforderlich, welche durch den parallel zur Diode 44 liegenden Kondensator 112 gebildet wird.is directed in such a way that it eliminates the current flowing in deflection winding 10 at the end of the flyback period reinforced while compensating for losses in the deflection winding during the retrace period and is used to reduce the current drawn from the voltage source 8. Although always a stray capacitance according to mass, is normally one to achieve the operation described above additional capacitance is required, which is formed by the capacitor 112 lying parallel to the diode 44 will.

Durch die Ablenkwicklung 10 läßt man einen Zentriergleichstrom/,, fließen, indem man ein Ende einer großen Induktivität 114 an das linke Ende der Ablenkspule 10 und das andere Ende der Induktivität 114 über einen kleinen Widerstand 116, der durch einen Kondensator 118 überbrückt ist, an Masse anschließt. Die Größe der Induktivität 114 soll beispielsweise mehr als 50mal so groß als die Induktivität der Ablenkwicklung 10 sein, so daß durch die Induktivität 114 nur ein vernachlässigbar kleiner Anteil des Ablenkstromes fließt. Da über eineA centering direct current / ,, is allowed to flow through the deflection winding 10 by one end a large inductor 114 to the left end of deflection coil 10 and the other end of the inductor 114 via a small resistor 116, which is bridged by a capacitor 118 Mass connects. The size of the inductance 114 should, for example, be more than 50 times as large as that Inductance of the deflection winding 10, so that only a negligible due to the inductance 114 small portion of the deflection current flows. Because about one

ίο Induktivität kein Gleichspannungsabfall auftritt, bekommt der Zentrierstrom I_c, der in der Ablenkwicklung 10 fließt, den Mittelwert des Quotienten aus der Ausgangsspannung e_a des Korrekturverstärkers und dem Gesamtwiderstand der Ablenkwicklung 10 plus dem zusätzlichen Wicklungswiderstand der Induktivität 114 und dem überbrückten Widerstand 116. Der Mittelwert der Ausgangsspannung e_a des Korrekturverstärkers wird durch Veränderung des variablen Widerstandes 62 in der Vorspannungsschaltung des Transistors 69 eingestellt. Solange die Ausgangsspannung e_a während der ganzen Hinlaufperiode innerhalb der Sättigungsgrenzen E₁ und E₂ des Korrekturverstärkers 40 verbleibt, beeinflußt diese Einstellung die Linearität nicht, und solange die Änderung des Mittelwertes von e_a gegenüber der Spannung E der Spannungsquelle 8 klein ist, ist der Einfluß auf die Bildgröße klein. Damit diese Justierung nicht zu kritisch wird, d. h. damit kleine Änderungen der vom Korrekturverstärker 40 gelieferten mittleren Ausgangsspannung nicht große Zentrierströme hervorrufen, ist der Wert des Widerstandes 116 so gewählt, daß der Gesamtwiderstand der Induktivität 114 (R₁₁₄) und des Widerstandes 116 in der Größenordnung nur weniger Ohm liegt. Der Widerstand 116 ist überbrückt, damit der geringe Anteil des Ablenkstromes, der über die Induktivität 114 fließt, keine zusätzlichen Verluste hervorruft.ίο inductance no DC voltage drop occurs, the centering current I _c , which flows in the deflection winding 10, the mean value of the quotient of the output voltage e _{a of} the correction amplifier and the total resistance of the deflection winding 10 plus the additional winding resistance of the inductance 114 and the bridged resistor 116. The The mean value of the output voltage e _{a of} the correction amplifier is set by changing the variable resistor 62 in the bias circuit of the transistor 69. As long as the output voltage e _a remains within the saturation limits E ₁ and E _{2 of} the correction amplifier 40 during the entire trace period, this setting does not affect the linearity, and as long as the change in the mean value of e _a compared to the voltage E of the voltage source 8 is small, the Influence on the image size small. So that this adjustment is not too critical, that is, so that small changes in the mean output voltage supplied by the correction amplifier 40 do not cause large centering currents, the value of the resistor 116 is chosen so that the total resistance of the inductance 114 (R ₁₁₄ ) and the resistor 116 is of the order of magnitude just less ohms. The resistor 116 is bridged so that the small portion of the deflection current which flows through the inductance 114 does not cause any additional losses.

Die Spannungsquelle 8 enthält einen Transistor 120, dessen Kollektor über eine Sicherung 122 an die negative Spannungsquelle 84 gelegt ist und dessen Emitter über einen Widerstand 124 mit einem Ende eines großen Kondensators 126 verbunden ist, dessen anderes Ende an Masse liegt. Der Transistor 120 ist mit seiner Basis über einen Kondensator 128 an die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 124 und dem Kondensator 126 angeschlossen und mit dem einstellbaren Abgriff eines Potentiometers 130 zur Einstellung der Spannung — E und damit der Ablenkstromamplitude verbunden. Ein Ende des Potentiometers 130 liegt über einen Widerstand 132 an einer negativen Spannungsquelle 68, das andere Ende des Potentiometers liegt über einen Widerstand 134 an einer negativen Spannungsquelle 84. Die durch den Schalttransistor 20 und die Schaltdiode 22 fließenden großen Ablenkströme werden praktisch nur dem großen Kondensator 126 entnommen. Der zur Ergänzung der notgedrungen im Ablenksystem auftretenden Verluste erforderliche Dauerstrom entstammt dem Emitterfolgertransistor 120. Wäre der Widerstand 124 in der Emitterschaltung des Transistors 120 kurzgeschlossen, und würde der Kondensator 128, der die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 120 und die Kapazität 126 überbrückt, entfallen, so hätte der Transistor 120 bei allen Frequenzen eine niedrige Ausgangsimpedanz. Durch Einfügen des Widerstandes 124 und des Kondensators 128 wird jedoch die Ausgangsimpedanz dieser Kombination für eine relativ niedrige Frequenz induktivThe voltage source 8 contains a transistor 120, the collector of which is connected to the negative voltage source 84 via a fuse 122 and the emitter of which is connected via a resistor 124 to one end of a large capacitor 126, the other end of which is connected to ground. The transistor 120 is connected, and its base through a capacitor 128 to the junction between the resistor 124 and the capacitor 126 with the adjustable tap of a potentiometer 130 for adjusting the voltage - E is connected and thus the Ablenkstromamplitude. One end of the potentiometer 130 is connected to a negative voltage source 68 via a resistor 132, the other end of the potentiometer is connected to a negative voltage source 84 via a resistor 134. The large deflection currents flowing through the switching transistor 20 and the switching diode 22 are practically only the large capacitor 126 taken. The continuous current required to supplement the losses that necessarily occur in the deflection system comes from the emitter follower transistor 120. If the resistor 124 in the emitter circuit of the transistor 120 were short-circuited, and the capacitor 128, which bridges the base-emitter path of the transistor 120 and the capacitance 126, omitted, transistor 120 would have a low output impedance at all frequencies. However, by including resistor 124 and capacitor 128, the output impedance of this combination becomes inductive for a relatively low frequency

11 1211 12

und steigt mit der Frequenz, während sie für Gleich- Form einer Sinushalbwelle kürzerer Periodendauer spannung auf einem niedrigen Wert bleibt. Bei einer und umgekehrter Polarität hat. bestimmten Frequenz /, die ein Zehntel der Ablenk- Die mit dieser Ablenkschaltung erreichte Linefrequenz /_s gemacht werden kann, arbeitet diese in- arität kann mit Hilfe eines Differentialoszillographen duktive Ausgangsimpedanz mit dem Kondensator 5 zwischen den Meßpunkten 142 und 144 gemessen 126 als Schwingkreis, wie Fig. 10 zeigt. Bei höheren werden. Während der Rücklaufperiode verhindert Frequenzen, d. h. für die Ablenkgrundfrequenz und die Diode 44, daß große Spannungen an den Oszilloalle Harmonischen, ist die Impedanz Z der Parallel- graphen gelangen; daher tritt keine Übersteuerung schaltung des Kondensators 126 und dieser induk- des Oszillographen auf. Während der Hinlaufperiode tiven Ausgangsimpedanz im wesentlichen kapazitiv io . , ,. _o _T d/ ,. . ,. , . ,, „ ... und gleich der Reaktanz des Kondensators 126. ^mrd ^dle Spannung L-^, die ein direktes Maß furand increases with the frequency, while it remains at a low value for the same form of a sine half-wave of shorter period duration voltage. Has one polarity and reversed polarity. certain frequency /, which is a tenth of the deflection The line frequency / _s achieved with this deflection circuit can be made, this inarity can be measured with the help of a differential oscilloscope inductive output impedance with the capacitor 5 between the measuring points 142 and 144 126 as a resonant circuit, such as Fig. 10 shows. At higher will be. During the flyback period, frequencies, ie for the fundamental deflection frequency and the diode 44, prevent large voltages at the oscilloscope all harmonics, the impedance Z of the parallel graphs has reached; therefore, there is no overdriving of the capacitor 126 and this inductive oscilloscope. During the trace period tiven output impedance essentially capacitive io. ,,. _o _T d /,. . ,. ,. ,, "... and equal to the reactance of capacitor 126 ^billion ^dle voltage L ^, which is a direct measure for

Fig. 11 zeigt die Kurvenform des Stromes i_c ₁₂₆, die Ablenkgeschwindigkeit ist, dem Oszillographen der aus dem Kondensator 126 entnommen wird und zugeführt. Diese Messung zeigt die gesamte Nichtais Ablenkstrom in der Ablenkwicklung 10 fließt. linearität, die zur Korrektur großer Auslenkungen Wenn der Rücklaufkondensator 12 mit Masse statt 15 vorgesehen ist. Durch Messung der Spannung am mit dem Kondensator 126 verbunden wäre, dann Meßpunkt 144 gegenüber Masse wird nur die Abwürde der Strom i_c ₁₂₆ plötzlich auf Null fallen und weichung der Ablenkgeschwindigkeit von der gewährend der Rücklaufperiode dort bleiben, wie es wünschten Ablenkkurvenform erhalten. Bei einer die gestrichelte Linie 135 in Fig. 11 zeigt. Als Folge derart ausgeführten Messung wurden Linearitäten des im Kondensator 126 fließenden Stromes verändert 20 von besser als 0,2% festgestellt, sich dagegen die Spannung e_c _m über dem Konden- Weitere Abwandlungen der Erfindung, die der sator 126, wie es F i g. 12 zeigt. Wäre die Ablenkung Veranschaulichung des Umfangs des Erfindungsexakt linear, so würde die Spannung über dem Kon- gedankens dienen, bestehen beispielsweise darin, daß densator 126 während der Hinlaufperiode parabel- der Schalter 14 und die Rücklaufkapazität 12 auf der förmig verlaufen. Durch den Anschluß des Rück- 25 anderen Seite der Jochwicklung 10 angeordnet werlaufkondensators 12 gemäß F i g. 7 verläuft jedoch den können. Die Diode 44 und der Kondensator 112 die Spannung am Kondensator 126 während der werden dann ebenfalls auf die andere Seite der Ab-Rücklaufzeit nach einer Halbperiode einer Sinus- lenkwicklung verlegt. Diese Abwandlung der Schalwelle, die etwas an diese Parabel angeglichen ist. Bei tung wird bevorzugt, wenn es auf den Zentrierstrom einem Anschluß des Rücklaufkondensators 12 an 30 nicht so sehr ankommt. Wenn eine niedrige, zur Masse würde die Spannung über dem Kondensator · Masse symmetrische Spannung nicht zur Verfugung 126 während der Rücklaufperiode konstant bleiben, steht, so kann der Korrekturverstärker 40 zwischen wie es die gestrichelte Linie 136 in F i g. 12 zeigt. Masse und eine einzige Niederspannungsquelle ge-11 shows the waveform of the current i _c ₁₂₆ , which is the deflection speed, which is taken from the capacitor 126 and fed to the oscilloscope. This measurement shows the total non-ais deflection current flowing in the deflection winding 10. linearity, which is used to correct large deflections. If the return condenser 12 is provided with ground instead of 15. By measuring the voltage at connected to the capacitor 126, then measuring point 144 with respect to ground, only the deviation of the current i _c _{126 will} suddenly drop to zero and the deviation of the deflection speed from that granted during the flyback period will remain there as it is desired deflection curve shape. One shows the dashed line 135 in FIG. As a result of measurements carried out in this way, the linearities of the current flowing in the capacitor 126 changed by better than 0.2% were found, whereas the voltage e _c _m across the condenser was found . 12 shows. If the deflection were exactly linear to illustrate the scope of the invention, the voltage across the concept would serve, for example, that capacitor 126 during the trace period, the switch 14 and the return capacitance 12 run in a shape. By connecting the back 25 other side of the yoke winding 10, the running capacitor 12 is arranged according to FIG. 7 runs however the can. The diode 44 and the capacitor 112 the voltage on the capacitor 126 during the are then also transferred to the other side of the deceleration time after a half cycle of a sinusoidal steering winding. This modification of the sound wave, which is somewhat adapted to this parabola. In the case of device is preferred when the centering current of a connection of the return condenser 12 to 30 is not so important. If a low voltage that is symmetrical to ground, the voltage across the capacitor · ground would not remain available 126 during the flyback period, the correction amplifier 40 can between, as indicated by the dashed line 136 in FIG. 12 shows. Ground and a single low voltage source

Die Ablenkgeschwindigkeit ist direkt proportional schaltet werden; eine entsprechende Veränderung ist der Spannung am Kondensator 126. Während der 35 dann bei der Speisespannung — E für die Ablenk-Mitte der Hinlaufperiode ist diese Spannung am wicklung zur Kompensation der neuen Durchschnittsstärksten negativ; so ist die Ablenkgeschwindigkeit spannung e_a am Verstärkerausgang erforderlich. In in der Mitte der Hinlaufperiode am größten und an diesem Falle, wenn eine geeignete Spannungsquelle ihren beiden Enden niedriger, wie F i g. 13 zeigt, so der halben Spannung nicht zur Verfügung steht, ist daß die Kurvenform des Ablenkstromes i(t) entspre- 40 es nicht mehr möglich, die in F i g. 7 gezeigte einchend der gestrichelten Linie 137 von der Linearität fache Zentrierungsmethode anzuwenden, sondern es abweicht. Diese S-förmige Vorverzerrung des Ab- muß, wie Fig. 15 zeigt, eine zusätzliche Zentrierlenktromes i(t) entspricht gerade der erforderlichen Spannungsquelle 146 vorgesehen werden. Wenn der Korrektur für weite Auslenkungen, die bei großen Ausgangsspannungssprung, der vom Korrekturver-Ablenkwinkeln in einer Kathodenstrahlröhre 138 45 stärker 40 benötigt wird, wesentlich kleiner als die auftreten, bei denen nach Fig. 14 der Krümmungs- kleinste zur Verfügung stehende Niederspannungsradius r_s des Schirmes 140 größer als die lV2fache quelle ist, dann kann man den Korrekturverstärker Entfernung d zwischen dem Ablenkzentrum c_d und 40 über einen Blockkondensator 148 und einen Autodem Schirm 140 ist. Die Größe dieser gewünschten transformator 150 an die Ablenkwicklung 10 schal-Nichtlinearität kann durch Wahl der Größe des 50 ten, wie es F i g. 15 zeigt. Bei dieser Anordnung wird Kondensators 126 beeinflußt werden. Da sich diese der erforderliche Spannungssprung einfach an den Nichtlinearität nicht mit der Zeit ändert, wird der angeglichen, der durch den Korrekturverstärker 40 Kondensator 126 gleich so gewählt, daß er zur Korn- geliefert werden kann, und die Strom- und Leistungsbination der Ablenkwicklung 10 und der verwende- erfordernisse des Korrekturverstärkers werden entten Bildröhre 138 paßt. Bei der geringen Nichtline- 55 sprechend dem Windungsverhältnis des Autotransarität, die in der Kurvenform des Ablenkstromes i(t) formators 150 verringert. Verwendet man jedoch der Fig. 13 vorliegt, besteht die Kurvenform der einen Blockkondensator 148 zwischen dem Korrek-Spannung e_CJ26 (i) der Fig. 12 während der Hin- turverstärker und dem Transformator 150, dann läßt laufperiode der Ablenkung nicht aus einem Parabel- sich über den Korrekturverstärker nicht mehr ein abschnitt. Vielmehr tritt während der Hinlaufperiode 60 Anwachsen oder Abfallen des Mittelwertes von ein Schwingen der Ablenkwicklune 10 mit dem Kon- , d/ .., , , _A1_, , · , , , densator 126 auf, so daß während dieses Abschnittes ^L Ίΰ ^{wahrend der} Ablenkung erreichen, und er kann die Spannung e_c _12ß (i) aus einem kurzen Teil einer sich damit nicht mehr in der Mitte seines Ausgangs-Sinuswelle mit sehr langer Periode besteht, wohin- Spannungsbereiches selbst dynamisch zentrieren, gegen während der Rücklaufperiode der Ablenkung 65 Demzufolge muß der Korrekturverstärker 40 entdie Ablenkspule 10 mit der Reihenschaltung der weder wechselspannungsgekoppelt sein oder einen Kondensatoren 12 und 126 schwingt, so daß die getrennten Gleichspannungsrückkopplungsweg auf-Spannung e_c ₁₂₆ (t) während der Rücklaufperiode die weisen, der die Gleichspannungsstabilität sicherstellt.The deflection speed can be switched in direct proportion; a corresponding change is the voltage on capacitor 126. During the 35 then at the supply voltage - E for the deflection middle of the trace period, this voltage on the winding is negative to compensate for the new average strongest; the deflection speed voltage e _{a is} required at the amplifier output. Largest in the middle of the trace period and in this case when a suitable voltage source is lower at both ends, such as Fig. 13 shows that if half the voltage is not available, the curve shape of the deflection current i (t) is no longer possible, as shown in FIG. 7 to apply the dotted line 137 from the linearity multiple centering method, but it deviates. This S-shaped predistortion of the ab- must, as FIG. 15 shows, an additional centering current i (t) corresponds precisely to the required voltage source 146. If the correction for large deflections that occur with a large output voltage jump, which is required by the correction deflection angles in a cathode ray tube 138 45, is significantly smaller than that for which, according to FIG. 14, the smallest available low-voltage radius r _s des If the screen 140 is larger than the lV2fold source, then one can adjust the distance d between the deflection center c _d and 40 via a blocking capacitor 148 and an autodem screen 140. The size of this desired transformer 150 to the deflection winding 10 non-linearity can be determined by choosing the size of the 50 th, as shown in FIG. 15 shows. With this arrangement, capacitor 126 will be affected. Since the required voltage jump simply does not change over time due to the non-linearity, the capacitor 126 selected by the correction amplifier 40 is equalized so that it can be supplied to the grain, and the current and power combination of the deflection winding 10 and The picture tube 138 will fit the requirements of the use of the correction amplifier. In the case of the low non-line 55 speaking the turns ratio of the autotransarity, which decreases in the curve shape of the deflection current i (t) formator 150. If, however, FIG. 13 is used, the curve shape of a blocking capacitor 148 between the correct voltage e _CJ26 (i) of FIG. no longer a section over the correction amplifier. Rather occurs during the trace period 60 increase or decrease in the mean value of an oscillation of the deflection coil 10 with the capacitor 126, d / ..,,, _A1 _,, ·,,, capacitor 126, so that during this section ^L Ίΰ ^{during the} _Achieve deflection, and he can reach the voltage e _c 12ß (i) from a short part of a so no longer in the middle of his output sine wave with a very long period, where the voltage range center itself dynamically, against during the flyback period of the deflection 65 Accordingly, the correction amplifier 40 ent the deflection coil 10 must be connected in series with neither AC voltage coupled nor a capacitors 12 and 126 oscillates, so that the separate DC voltage feedback path on voltage e _c ₁₂₆ (t) during the flyback period, which ensures the DC voltage stability.

Wird der Blockkondensator 148 in Reihe mit dem an Masse liegenden Ende des Autotransformators geschaltet, so wird die Gleichspannungsübertragung zur Ablenkwicklung 10 wiederhergestellt; aber bei der Frequenz, bei der der Reihenkondensator 148 mit der Induktivität der unteren Hälfte der Autotransformatorwicklung zuzüglich der Koppelinduktivität zwischen ihren beiden Hälften schwingt, findet keine Übertragung statt. Dann sind geeignete Dämpfungsmaßnahmen zur Unterdrückung einer Nyquistinstabilität erforderlich.The blocking capacitor 148 becomes in series with the grounded end of the autotransformer switched, the direct voltage transmission to the deflection winding 10 is restored; but at the frequency at which the series capacitor 148 with the inductance of the lower half of the Autotransformer winding plus coupling inductance oscillates between its two halves, there is no transmission. Then suitable damping measures to suppress a Nyquist instability required.

Claims

Patent claims:

1. Deflection circuit, especially for television sets, for generating a periodic current in a coil that is in series with a signal source and one that can be bridged by a switch Capacitor lies, the current through during a first time segment of its period a first current path including the switch flows and changes in a predetermined manner changes, on the other hand, during a second portion of its period by a second, the capacitor containing current path flows and in a half-wave corresponding to the resonance frequency of the resonant circuit formed from the coil and the capacitor returns to its initial value, characterized in that that with the first current path (8, 14, 10) a time change in the first current path differentiating element (auxiliary coil 36) is coupled, which generates a control signal determined by this change, that further a reference voltage source (8) is provided which supplies a reference signal to which the Control signal is proportional as long as the current in the first current path is in the predetermined Way changes, and that between the differentiating element and the end facing away from the switch (14) the coil (10) a correction circuit (amplifier 40) is inserted, which the control signal and the reference signal are supplied and that when there is no proportionality between these two signals the temporal course of the current in the first current path to the predetermined Course corrected.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the differentiating element contains an inductive switching element (auxiliary coil 36) coupled to the first current path.

3. Circuit according to claim 1, characterized in that the inductive switching element is an auxiliary coil (36) inductively coupled to the coil (10).

4. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the in the first Current path switched signal source is a voltage source (37), which the reference signal in Form of a reference voltage is taken.

5. A circuit according to claim 4, characterized in that the voltage source (37) for all essential alternating components of the with the desired curve shape through the coil (10) flowing current has a capacitive impedance.

6. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that the voltage source

(37) contains an impedance with an ohmic and an inductive component or both and that this impedance with one end to a reference voltage source (84) and. with the other End on the switch (14) and that the voltage source is a further capacitor (126) between the other end of the impedance and the reference voltage source is switched.

7. Circuit according to claim 6, characterized in that that the impedance of the voltage source (37) by the output impedance of a transistor stage connected as an emitter follower (120) is determined whose output terminal is connected to the switch (14) that the Emitter of the transistor follower stage via a circuit element (124) and the base of this Stage via a further capacitor (128) to the output terminal of the voltage source (27) are connected and that the base of the stage also has circuit elements (132, 130, 134) receives a DC voltage potential.

8. A circuit according to claim 1, characterized in that the correction circuit has an amplifier (40) whose input is supplied with the reference signal combined with the auxiliary signal and which _{supplies a correction signal (<? A} ) at its output when the auxiliary signal is not proportional to the The reference signal is that the correction signal or a signal derived from it is fed to the first current path at the other end of the coil (10) in such a way that the coil current changes over time in the desired manner during the first time segment of the current period.

9. Circuit arrangement according to claim 8, characterized in that the correction signal (e _a ) is fed to the coil end of the correction circuit via an autotransformer (150) and a blocking capacitor (148) connected in series between the output of the amplifier (40) and a further reference voltage (ground) lie, and that the autotransformer has a tap which is led to the other end of the coil (10) for connection to the first current path (Fig. 15).

10. A circuit according to claim 8, characterized by an additional switch (44) for electrical isolation of the differentiating element (36) from the input of the amplifier (40) during of the second time segment of the current period.

11. Circuit according to claim 10, characterized in that that a further capacitor (112) is connected in parallel with the additional switch (44) which is a sudden change (point 46) in that supplied by the amplifier (40) Correction signal causes near the middle of the second time segment of the current period.

12. A circuit according to claim 8, characterized in that the amplifier has a plurality of transistorized Emitter follower stages (72, 74, 76, 78) between the input and the Output of the amplifier are connected in cascade and are all biased up to the last stage are that they carry a quiescent current that the amplifier (40) further circuit elements (104, 106), which a signal transmission from the output of the last stage (76, 78)

to the amplifier output for signal quantities close to the operating point of the conducting stages, even if the last stage is blocked within this signal range.
- 13. Circuit according to claim 12, characterized in that the amplifier (40) has a number of diodes (96, 98, 100) connected in series via the input of the first stage (72, 74), which up to the last stage (76, 78) bias all stages so that they lead a quiescent current, that the number of diodes (96, 98, 100) is smaller than the number of transistors (72, 74, 76, 78) of these stages, and that the additional circuit elements contain two equal resistors (104, 106) which are connected across the output of the last stage (76, 78) and whose connection point are interconnected with the output of the last stage and the output of the amplifier (40).

14. A circuit according to claim 8, characterized in that a further inductive circuit element (114), the inductance of which is significantly greater than the inductance of coil (10), in series between one end of the coil (10) and. a reference potential is connected, and that a Setting element (62) for setting the mean output potential of the amplifier (40) in this way it is provided that a practically constant current component which is proportional to the difference between the mean output potential of the amplifier (40) and the potential of the Voltage source (37) is flowing in the coil (10).

15. A circuit according to claim 14, characterized in that the voltage source (37) so it is adjustable that the practically constant current component flowing through the coil (10) can be changed without changing the mean output signal of the amplifier.

For this purpose 3 sheets of drawings 009 582/174