DE1524305C

DE1524305C - Two-channel correlator

Info

Publication number: DE1524305C
Authority: DE
Inventors: Carl Atwood Corona Del Mar Canaday James Allen Fullerton Loeschen Herbert Carl Anaheim Gaston James Brokaw La Mirada Calif Wiley (V St A )
Original assignee: North American Aviation Corp
Current assignee: North American Aviation Corp
Publication date: 1971-08-26

Description

I 524 305I 524 305

¹ ' ² ¹ ' ²

Die Erfindung betrifft einen Zweikanal-Korrelator Oszillatoreingängen der in den Signalkanälen liegendenThe invention relates to a two-channel correlator of the oscillator inputs in the signal channels

zum Bestimmen des günstigsten Abgriffintervalls τ, Mischer verbunden sind, und durch ein einstellbaresto determine the most favorable tap interval τ, mixers are connected, and by an adjustable

um die Funktion weiteres Verzögerungselement zum Phasenverschiebenthe function of another delay element for phase shifting

. I der einen Oszillatorfrequenz des einen Hilfsmischers, . I of one oscillator frequency of one auxiliary mixer,

— - I ti (t) ν(t-\-τ) dt -⁵ wobei das einstellbare weitere Verzögerungselement- - I ti (t) ν (t - \ - τ) dt - ⁵ where the adjustable further delay element

TJ so eingestellt ist, daß die vom Verzögerungselement TJ is set so that the delay element

⁰ . für das Abgriffintervall τ bewirkte Phasenverschiebung ⁰ . phase shift caused for the tap interval τ

zweier zeitabhängiger Wechselspannungs-Eingangs- . vermindert wird.two time-dependent AC voltage input. is decreased.

signale u (i) und ν (/) auf den höchsten Wert zu Die kompensierende Phasenverschiebung bei dersignals u (i) and ν (/) to the highest value

bringen, mit einem Verzögerungselement zur Ver- io Zwischenfrequenz bewirkt, eine Verminderung derbring, with a delay element to the ver io intermediate frequency, causes a reduction in the

zögerung des Eingangssignals ν (/) um das Abgriffinter- differenziellen Phasenverschiebung zwischen den beidenDelay of the input signal ν (/) by the tap inter- differential phase shift between the two

vall τ und mit einem integrierenden Produktdetektor Zwischenfrequenzausgangswerten. Dadurch werdenvall τ and with an integrating product detector intermediate frequency output values. This will be

zur Bildung des Integrals über das Produkt des Ein- Zweideutigkeiten im Korrelatorausgang gering ge-to form the integral over the product of the unambiguousness in the correlator output

gangssignals u (/) mit dem Ausgangssignal ν (t+τ) des halten.output signal u (/) with the output signal ν (t + τ) of the hold.

Verzögerungselements, wobei jeder einem Eingangs- 15 Die Erfindung wird nunmehr ausführlich beschrie-Delay element, each with an input 15 The invention will now be described in detail-

signal zugeordnete Kanal einen Mischer (Modulator) ben. In den Zeichnungen ist diethe channel assigned to the signal using a mixer (modulator). In the drawings is the

mit einem Oszillatoreingang aufweist, dem eine ge- Fig. 1 ein Blockschaltbild eines !"Correlators, derwith an oscillator input to which a Fig. 1 is a block diagram of a! "Correlator, the

meinsame Oszillatorfrequenz zugeführt wird. in einer passiven Höhenmesserfunktion verwendetcommon oscillator frequency is supplied. used in a passive altimeter function

Die Anwendungsgebiete für solche Korrelatoren wird, ' .The areas of application for such correlators will be '.

umfaßten die passive Entfernungsbestimmung, wie 20 F i g. 2 bis 5 je eine Zeitkurve, die das Prinzip derincluded passive ranging, such as FIG. 20 FIG. 2 to 5 each have a time curve that follows the principle of

z. B. in der USA.-Patentschrift 3 171 126, heraüsge- Zeit-Bereich-Korrelation darstellt,z. B. in U.S. Patent 3,171,126, shows time-domain correlation,

geben am 23. Februar 1965 für CA. Wiley unter F i g. 6 eine Kurve, die den Korrelationskoeffi-give on February 23, 1965 for CA. Wiley under Fig. 6 a curve showing the correlation coefficient

dem Titel »Passive Detection and Ranging System«, zienten R (τ) für einen älteren Zwischenfrequenz-entitled "Passive Detection and Ranging System", cient R (τ) for an older intermediate frequency

sowie einen Kreuz-Korrelationsempfänger zum Vei- korrelator darstellt,as well as a cross-correlation receiver for the Vei correlator,

größern des wirksamen Bereichs einer Radaranlage, 25 F i g. 7 ein Blockschaltbild einer Einrichtung nachincreasing the effective area of a radar system, 25 F i g. 7 is a block diagram of a device according to FIG

wie z.B. auf den Seiten 418 bis 421 des Aufsatzes der Erfindung,such as on pages 418 to 421 of the article of the invention,

»Introduction to Radar Systems« von S k ο 1 η i k F ig. 8 eine Reihe von Kurven, die die Ausgangsbeschrieben, veröffentlicht von McGraw-Hill (1962). signale gewisser Elemente der F i g. 7 zeigt,
Die. Zeitintervallabgriffseinrichtung kann aus einer F i g. 9 eine Übersicht über eine Verfolgungsaneinstellbaren Zeitverzögerung bestehen, wie in der 30 Ordnung für die Einrichtung nach der F i g. 7, bei der obengenannten Patentschrift für Wiley beschrieben. zwei integrierende Produktdetektoren verwendet wer- oder aus einer Anzahl von Korrelatoren und einer den, und die ."Introduction to Radar Systems" by S k ο 1 η ik F ig. 8 a series of curves describing the original, published by McGraw-Hill (1962). signals of certain elements of FIG. 7 shows
The. Time interval tapping device can be seen in FIG. 9 there is an overview of a tracking adjustable time delay, as in the 30th order for the device according to FIG. 7, described in the aforementioned Wiley patent. two integrating product detectors are used or from a number of correlators and one den, and the.

Verzögerungsleitung, wie in der F i g. 9.8 auf S. 420 F i g. 10 eine graphische Darstellung der verschie-Delay line as shown in FIG. 9.8 on p. 420 F i g. 10 a graphical representation of the various

des obengenannten Aufsatzes von S k ο 1 η i k dar- denen Ausgangssignale der beiden Korrelatoren nachof the above-mentioned article by S k ο 1 η i k show the output signals of the two correlators

gestellt. .35 der F i g. 9.placed. .35 of FIG. 9.

Bei diesen bekannten Korrelatoren mit Wechsel- In den Figuren sind die einander gleichen oder ent-In these known correlators with alternating In the figures, the same or different

spannungseingängen wurden notwendigerweise band- sprechenden Elemente mit den gleichen BezugszeichenVoltage inputs were necessarily band-speaking elements with the same reference numerals

begrenzende Elemente verwendet bei der Verarbeitung versehen. Die F i g. 1 zeigt einen Korrelator, der indelimiting elements used in processing provided. The F i g. 1 shows a correlator that is used in

der interessierenden Signale bei Zwischenfrequenzen, einer in der Luft ausgeübten passiven Höhenmeß-the signals of interest at intermediate frequencies, a passive altitude measurement performed in the air

wobei das Zusammenwirken mit dem Verzögerungs- 40 funktion verwendet wird. Es ist eine nach oben ge-using the interaction with the delay function. It is an upward

intervall-Abgreifelement zu gewissen Zweideutigkeiten richtete Himmelsantenne 10 vorgesehen, die auf eininterval tapping element to certain ambiguities directed sky antenna 10 provided on a

in den aus diesen Korrelatoren erhaltenen Resultaten galaktisches Rauschen anspricht oder auf eine andereresponds to galactic noise in the results obtained from these correlators or to another

führte. oberhalb der Antenne 10 befindliche Energiequelle, dieled. Energy source located above the antenna 10, which

Im normalen Betrieb der Einrichtung bewirkt die zu dem Gelände 11 unter der Antenne 10 strahlt,During normal operation of the device, which radiates to the site 11 below the antenna 10,

Einstellung des abgegriffenen Verzögerungsintervalls 45 wobei am Ausgang des Bezugskanals 12 ein Bezugs-Setting of the tapped delay interval 45 whereby at the output of the reference channel 12 a reference

bei dem Versuch, den Ausgang des Korrelators auf signal erzeugt wird. Eine entsprechende, nach untenwhile trying to signal the output of the correlator is generated. A corresponding, down

einen Höchstwert zu bringen, gleichfalls eine Phasen- gerichtete Empfangsantenne 13 empfängt Echos desTo bring a maximum value, likewise a phase-directed receiving antenna 13 receives echoes of the

verschiebung desjenigen der beiden Zwischenfrequenz- galaktischen Rauschens, das vom Gelände 11 re-shift of that of the two intermediate frequency galactic noises that come from the terrain 11

ausgänge, dem dieser zugeordnet ist, welche Phasen- flektiert wird, wobei am Ausgang des Signalkanals 14outputs to which this is assigned, which phase is inflected, with the output of the signal channel 14

verschiebung ohne Kompensation zu Zweideutigkeiten 50 ein empfangenes Signal auftritt. Diese Bezugs- undshift without compensation to ambiguities 50 a received signal occurs. This reference and

bei dem Ausgang des Korrelators führt. - Echosignale können z. B. erzeugt werden von derleads at the output of the correlator. - Echo signals can e.g. B. be generated by the

Obwohl solche Zweideutigkeiten vermieden werden ■ rauschmodulierten 1420 Megahertz-Wasserstofflinie,Although such ambiguities are avoided ■ noise modulated 1420 megahertz hydrogen line,

können durch Gleichrichtung der Signale vor der die von der Sonne oder von der Milchstraße emittiertcan be achieved by rectifying the signals in front of those emitted by the sun or by the Milky Way

Korrelation, so führt die Korrelation dieser Signale wird, wie in der obengenannten USA.-PatentschriftCorrelation, so the correlation of these signals will result, as in the aforementioned U.S. patent

trotzdem zu begrenzt verwertbaren Ergebnissen, und 55 3 171126 (W i 1 e y) beschrieben wird,
zwar aus dem Grunde, weil dieses Verfahren unempfind- . Die Ausgänge der Kanäle 12 und 14 werden zunevertheless to limited usable results, and 55 3 171126 (W i 1 ey) is described,
for the reason that this process is insensitive. The outputs of channels 12 and 14 become

lieh ist für die Anfangszeit-Phasen-Beziehung zwischen einem Korrelator 15 geleitet, der ein Ausgangssignalloan is passed for the initial time-phase relationship between a correlator 15, which has an output signal

entsprechenden empfangenen Signalkomponenteh mit erzeugt, das das zeitintegrierte Produkt der Eingängecorresponding received signal component, which is the time-integrated product of the inputs

der gleichen Frequenz. Solche Gleichrichtungsein- darstellt, wobei zwischen dem einen der Kanäle 12the same frequency. Such a rectification device is represented, wherein between the one of the channels 12

richtungen zeigen eine verminderte Empfindlichkeit, 60 und 14 und einem zugeordneten Eingang zu einemdirections indicate decreased sensitivity, 60 and 14 and an associated input to one

wodurch die höchsten Rauschpegel begrenzt werden. Korrelator 15 ein einstellbares Verzögerungselement 16thereby limiting the highest levels of noise. Correlator 15, an adjustable delay element 16

bei denen diese benutzt werden können. abgeordnet ist. Wird das Verzögerungselement 16where these can be used. is delegated. If the delay element 16

Die Erfindung sieht eine Einrichtung vor, die zwei eingestellt, bis im Bezugssignalausgang des Korrezeitveränderliche Signale ohne die oben angeführten lators 15 eine Verzögerung erreicht ist, die dem EntNachteile miteinander korreliert, und ist gekenn- 65 femungs-Zeitintervall entspricht, die die galaktische zeichnet durch zwei Oszillatoren, deren Oszillator- Energie benötigt, um die Strecke von der Antenne bis frequenzen in zwei Hilfsmischern additiv oder substrak- zum Gelände zu durchlaufen und an der nach unten tiv überlagert werden, deren Ausgänge mit den gerichteten Antenne 13 reflektiert wird, so erreicht derThe invention provides a device that sets two until the correction time variable in the reference signal output Signals without the above-mentioned lators 15, a delay is reached which correlates with the disadvantage with one another, and is a characteristic distance-time interval corresponding to the galactic characterized by two oscillators, the oscillator energy of which is required to travel from the antenna to frequencies in two auxiliary mixers to pass through additively or subtractively to the terrain and at the bottom tiv are superimposed, the outputs of which is reflected by the directional antenna 13, so the achieved

Zeitdurchschnittsausgangswert des !Correlators 15 einen Höchstwert. Hiernach kann durch Feststellen der zu diesem größten Ausgangswert zugehörigen eingeführten Zeitverzögerung die Höhe oberhalb des Geländes bestimmt werden.Time average output value of the! Correlator 15 has a maximum value. According to this, by ascertaining the introduced time delay associated with this greatest output value is the amount above the Terrain can be determined.

Die Prinzipien der Zeitbereichskorrelation sind in der klassischen Literatur mit großer Ausführlichkeit behandelt.The principles of time domain correlation are described in great detail in the classical literature treated.

Zum Verständnis des Erfindungsgedankens sollen jedoch diese Prinzipien noch einmal in vereinfachter Form erläutert werden.To understand the idea of the invention however, these principles will be explained again in a simplified form.

Für ein Bezugssignal u (Z) (gepulst nach der F i g. 2 durch den Puls 21 im Zeitpunkt Z₁) und für ein resultierendes Pulsecho r (/), das im Zeitpunkt Z₂ empfangen wird (wie durch den Impuls 22 angezeigt), die sämtlich innerhalb eines Zeitintervalls T liegen, kann eine Funktion des Produktes der ausgesendeten und empfangenen .Amplituden aufgetragen werden als Funktion des auf Z₁ folgenden Zwischenintervalls τ, wie in der F i g. 3 dargestellt. Mit anderen Worten, das Produkt ii (Z₁) ν (Z₁ + τ) weist außer Null einen endlichen Wert nur für den Wert T₁ für r auf. Für alle anderen Werte von τ wird das Produkt gleich Null, da der Wert von V(Z₁ + τ) innerhalb des beobachteten Intervalls Γ Null ist. Hiernach zeigt die Spitze der Kurve 23 bei T₁ in der F i g. 3 an erstens eine Korrelation zwischen ii (Z₁) und ν (Z₁ -j- τ) und zweitens^ daß diese Korrelation für (T-T₁) einen Höchstwert aufweist. For a reference signal u (Z) (pulsed according to FIG. 2 by the pulse 21 at the time Z ₁ ) and for a resulting pulse echo r (/) that is received at the time Z ₂ (as indicated by the pulse 22) , all of which are within a time interval T , a function of the product of the transmitted and received amplitudes can be plotted as a function of the _{interval τ following Z 1} , as shown in FIG. 3 shown. In other words, the product ii (Z ₁ ) ν (Z ₁ + τ) has, besides zero, a finite value only for the value T ₁ for r. For all other values of τ the product becomes equal to zero, since the value of V (Z ₁ + τ) is zero within the observed interval Γ. This shows the peak of curve 23 at T ₁ in FIG. 3 firstly a correlation between ii (Z ₁ ) and ν (Z ₁ -j- τ) and secondly ^ that this correlation has a maximum value _{for (TT 1).}

Bei der Anwendung des Korrelationsverfahrens in der Praxis, z. B. in der Einrichtung nach der F i g. 1, kann für jedes wahlweise herausgegriffene Verzögeruhgsintefvall τ während der Dauer eines gewählten Intervalls Γ beständig eine Bezugswellenform u (Z) und ein empfangenes Signal r (Z) beobachtet werden, wie in'den F i g. 4 und 5 dargestellt. Die in der F i g. 4 als Kurve 24 dargestellte Bezugswellenform u (Z) wird beständig mit einem zugeordneten Wert ν (Z + τ) (Kurve 25 in der F i g. 4) für ein gewähltes herausgegriffenes Verzögerungsintervall τ multipliziert, und für die auf diese Weise für jeden Wert von Z innerhalb des Beöbachtungsintervalls T erhaltenen Produkte wird dann der zeitliche Durchschnittswert ermittelt, der den Korrelationskoeffizienten R (r) anzeigt, Kurve 26 in der F i g. 5:When applying the correlation method in practice, e.g. B. in the device according to FIG. 1, a reference waveform u (Z) and a received signal r (Z) can be continuously observed for each optionally selected delay interval τ during the duration of a selected interval Γ, as shown in FIGS. 4 and 5 shown. The in the F i g. Reference waveform u (Z) shown as curve 24 in FIG. 4 is constantly multiplied by an assigned value ν (Z + τ) (curve 25 in FIG. 4) for a selected selected delay interval τ, and in this way for each value The products obtained from Z within the observation interval T are then determined to be the average value over time, which indicates the correlation coefficient R (r), curve 26 in FIG. 5:

Änderung der verlangten Daten. Die durch die Kurve in der F i g. 5 dargestellten Ausgangssignale können erzeugt werden durch eine Gleichrichtungsanlage, in der eine solche Ermittlung z. B. in den Signalkanälen der Einrichtung nach der Fig.! vor der Zuführung zur einstellbaren Zeitverzögerungsleitung 16 und zum Korrelator 15 erfolgt. Eine solche Gleichrichtungsanlage weist jedoch den Nachteil einer verminderten Empfindlichkeit der Ansprache der Einrichtung auf.Change of the requested data. The curve in FIG. 5 output signals shown can are generated by a rectification system in which such a determination z. B. in the signal channels the device according to the Fig.! before being fed to the adjustable time delay line 16 and to Correlator 15 takes place. However, such a rectification system has the disadvantage of a reduced Sensitivity of the address of the facility.

ίο Mit anderen Worten, da das Gleichrichtungsverfahren nur auf die Amplitude und nicht auf die Phase anspricht, so zeigt ein auf diese Signale ansprechender Korrelator nicht denselben Grad von Empfindlichkeit wie eine A-C- oder Zwischenfrequenz-Signalverar-ίο In other words, since the rectification process responds only to the amplitude and not to the phase, a shows that is more responsive to these signals Correlator does not have the same degree of sensitivity as an A-C or intermediate frequency signal processing.

ig beitungseinrichtung, die sowohl auf die Amplitude als auch die Phasenbeziehung zwischen den Bezugs- ■ Signalen und den empfangenen Zwischerifrequenzsignalen anspricht, die innerhalb des Banddurchlasses dieser Zwischenfrequenzverarbeitungseinrichtung 'liegen. Diese verminderte Empfindlichkeit des Gleichrichtungskorrelators bedeutet, daß dieser nicht reagieren kann auf ein wichtiges Signal mit einem außergewöhnlich kleinen Verhältnis von Signal zu Rauschen, oder auf einen Signalpegel. der klein ist in bezug auf den in der Verarbeitungseinrichtung selbst erzeugten Rauschpegel.ig processing device that works on both the amplitude and also the phase relationship between the reference ■ signals and the received intermediate frequency signals responds, which are within the band pass of this intermediate frequency processing device '. This reduced sensitivity of the rectification correlator means that it is unresponsive can respond to an important signal with an exceptionally small signal-to-noise ratio, or to a signal level. which is small in terms of those generated in the processing device itself Noise level.

Andererseits ist der kohärente Ausgangswert eines Zwischenfrequenzkorrelators zu einem Bezugssignal und einem empfangenen Signal, zwischen denen ein hoher Grad von Korrelation oder Kohärenz besteht, außerordentlich empfindlich, so daß der Korrelator auf Signale ansprechen kann, die gut unterhalb des Rauschpegels der Einrichtung liegen. Eine solche erhöhte Empfindlichkeit ist eine Folge des Umstandes, daß der Zwischenfrequenzkorrelator sowohl auf die Amplitude als auch auf die Phasenbeziehung zwischen gleichen Frequenzkomponenten der Bezugssignale und der empfangenen Signale anspricht, die innerhalb der Banddurchlaßgrenzen der Einrichtung liegen.On the other hand, the coherent output value is one Intermediate frequency correlator to a reference signal and a received signal, between which a there is a high degree of correlation or coherence, extremely sensitive, so the correlator can respond to signals well below the device's noise level. Such increased Sensitivity is a consequence of the fact that the intermediate frequency correlator is sensitive to both the Amplitude as well as the phase relationship between equal frequency components of the reference signals and which is responsive to received signals which are within the bandpass limits of the device.

Eine solche Phasenbeziehung wird in der Technik als Kosinusfaktor bezeichnet, da das Produkt RUo₁) von zwei Wechselstromsignalen mit der gleichen Frequenz O)₁ durch den Kosinus des Phasenwinkels Θ zwischen diesen gedämpft wird:Such a phase relationship is referred to in technology as a cosine factor, since the product RUo ₁ ) of two AC signals with the same frequency O) ₁ is attenuated by the cosine of the phase angle Θ between them:

R(t) = R (t) =

•(Ζ+ τ) dz.• (Ζ + τ) dz.

Ist die Wellenform i·(Z) nach der Fig. 4 ein gedämpftes Echo der Wellenform 11 (Z) und in bezug auf diese verzögert (wie z. B. in dem in der F i g. 1 dargestellten Fall), dann weist der Körrelationskoeffizient R (τ) einen Höchstwert auf für den entsprechenden Wert dieser Verzögerung, in der F i g. 5 als T₁ dargestellt. Hiernach kann, wie oben in bezug auf die F i g. 1 beschrieben, die Entfernungszeit oder die von einer Verzögerung dargestellte Höhe dadurch bestimmt werden, daß die zu einem Höchstwert des Ausdrucks R (τ) zugehörige Verzögerung τ beobachtet wird. Die Genauigkeit der für R (τ) erhaltenen Kurve26 nach der F i g. 5 verbessert sich, wenn das Integrationsintervall T, über dem die Integration der F i g. 4 und der Gleichung (1) erfolgt, sich vergrößert. Dieses Integrationsintervall wird jedoch bei fortlaufender Auswertung oder bei der Höhenmessung nach der Fig. Γ begrenzt durch das quantitative Ausmaß der (2) If the waveform i · (Z) of FIG. 4 is an attenuated echo of waveform 11 (Z) and is delayed with respect to it (such as in the case shown in FIG. 1), then the Correlation coefficient R (τ) has a maximum value for the corresponding value of this delay, in FIG. 5 shown as T ₁ . According to this, as above with reference to FIGS. 1, the removal time or the amount represented by a delay can be determined by observing the delay τ associated with a maximum value of the expression R (τ). The accuracy of the curve 26 obtained for R (τ) according to FIG. 5 improves when the integration interval T, over which the integration of the F i g. 4 and equation (1) is increased. However, this integration interval is limited with continuous evaluation or with the height measurement according to Fig. Γ by the quantitative extent of (2)

Die Größe des Phasenwinkelausdrucks Θ kann erhöht werden durch die Verzögerung des Korrelationsverfahrens und verändert sich, für die Mittelfrequenz w/i" des Korrelators, wenn der gewählte Wert von τ sich verändert. Da weiterhin die Kosinusfunktion periodisch ist, so weicht die Hüllkurve des . Ausgangssignales eines Zwischenfrequenzkorrelators von der eines Gleichrichtungskorrelators ab (wie in der F i g. 5 dargestellt), da eine Periodizität eingeführt wird, wie in der F i g. 6 ausführlicher dargestellt. Diese Periodizität stellt eine Zweideutigkeit im Ausgang des Korrelators dar, und für die Kurve 27 in der F i g. 6 bestehen mehrere Beeinflussungsmöglichkeiten im Vergleich von nur einer Möglichkeit bei der Kurve in der F i g. 5. Die in der F i g. 6 dargestellte KurveThe size of the phase angle expression Θ can be increased by delaying the correlation method and changes, for the center frequency w / i "of the correlator, when the selected value of τ changes. Since the cosine function continues to be periodic, the envelope curve of the output signal deviates of an intermediate frequency correlator differs from that of a rectification correlator (as shown in Fig. 5), since a periodicity is introduced, as shown in more detail in Fig. 6. This periodicity represents an ambiguity in the output of the correlator, and for the Curve 27 in FIG. 6 has several possibilities for influencing the comparison of only one possibility for the curve in FIG. 5. The curve shown in FIG

- wurde normalisiert als Funktion einer Verstärkerbandbreite b und stellt die Autokorrelationsfunktion R (r) für eine einmal abgestimmte Zwischenfrequenzein-- was normalized as a function of an amplifier bandwidth b and represents the autocorrelation function R (r) for an intermediate frequency setting that has been tuned once.

6g richtung mit einer Mittelfrequenz von ω₀ dar, die gleich der sechsfachen Bandbreite ist. Bei einer aufgebauten Ausführung verändert sich die Gestalt der Kurve 27 als Funktion des Verhältnisses b>o>₀ und der6g direction with a center frequency of ω ₀ , which is equal to six times the bandwidth. In a built-up embodiment, the shape of the curve 27 changes as a function of the ratio b>o> ₀ and the

Form der Verstärkerbandbreite (einfach abgestimmt, doppelt abgestimmt. Rechteckfilter usw.). Die Anordnung der Kurve 27 in der Umhüllenden 28 kann anstatt symmetrisch auch nach rechts oder links verschoben sein als Folge feststehender Verzögerungen oder Phasenbeaufschlagungen in der Einrichtung.Shape of the amplifier bandwidth (single-tuned, double-tuned. Rectangular filters, etc.). The order the curve 27 in the envelope 28 can also be shifted to the right or left instead of symmetrically as a result of fixed delays or phase impositions in the facility.

Die Zweideutigkeit der Kurve 27 in der F i g. 6 kann mit Hilfe der in der F i g. 7 dargestellten Einrichtung nach der Erfindung vermieden werden.The ambiguity of curve 27 in FIG. 6 can with the help of the in F i g. 7 device shown be avoided according to the invention.

Die F i g. 7 stellt ein Blockschaltbild für eine Einrichtung nach der Erfindung dar. Es sind rwei Zwischenfrequenzsignalkanäle mit einem ersten und einem zweiten Mischer (Modulator) 31 und 32 vorgesehen, wobei ein erster Eingang eines jeden Mischers mit je einer der beiden Eingangskontakte 33 und 34 in Verbindung steht, während ein zweiter Eingang beider Mischer mit einem Oszillator 35 in Verbindung steht. Zwischen jeden der Eingangskontakte 33 und 34 und einem zugehörigen Mischer 31 und 32 kann ein bandbegrenzter Verstärker 36 und 37 geschaltet werden, der ein Bezugssignal oder ein empfangenes Signal so hoch verstärkt, daß ein Mischen mit dem Eingangssignal des Oszillators möglich ist und ein Zwischenfrequenzausgangssignal erzeugt wird, wie an sich bekannt. ■ -\ .·.·■·' ; The F i g. 7 shows a block diagram for a device according to the invention. Two intermediate frequency signal channels with a first and a second mixer (modulator) 31 and 32 are provided, a first input of each mixer being connected to one of the two input contacts 33 and 34 , while a second input of both mixers is connected to an oscillator 35. A band-limited amplifier 36 and 37 can be connected between each of the input contacts 33 and 34 and an associated mixer 31 and 32, which amplifies a reference signal or a received signal to such an extent that mixing with the input signal of the oscillator is possible and an intermediate frequency output signal is generated as known per se. ■ - \ . ·. · ■ · ';

Das zwischenfrequente Bezugssignal wird dann von einem einstellbaren Verzögerungselement 16 verzögert. JJas ,aus dem Mischer 32 empfangene zwischenfrequente Signal und das aus dem Verzögerungselement 16 . empfangene verzögerte zwischenfrequente Bezugssignal werden dann als je ein gesondertes Eingangssignal zu einem integrierenden Produktdetektor geleitet. The intermediate-frequency reference signal is then delayed by an adjustable delay element 16. JYes, intermediate frequencies received from mixer 32 Signal and that from the delay element 16. received delayed intermediate-frequency reference signals are then each received as a separate input signal to an integrating product detector.

Der Grund für die Verwendung des Verzögerungs-. elementes 16 zusammen mit der Zwischenfrequenzstufe und dem Mischer 31 ist. darin zu sehen, daß die im Handel, erhältlichen einstellbaren Verzögerungselemente normalerweise eine außerordentlich begrenzte Bandbreite aufweisen, und zur Zeit liegt die günstigste Bandbreite bei einer Mittelfrequenz von 40 MHz. Dementsprechend kann die Mittelfrequenz W₁ der Eingangsverstärker 36 und 37 zum Verstärken einer rauschmodulierten Spektrallinie, die von Interesse ist. z. B. mit 150 MHz gewählt werden, und der Frequenzeingangswert aus dem Oszillator für jeden der Mischer 31 und 32 wird so gewählt, daß dieser von (Oj um den vorgewählten Wert der Zwischenfrequenz von 40 MHz abweicht. Hiernach beträgt die Frequenz des Oszillators 190 MHz bei einem Mischen mit der 150 MHz betragenden Mittelfrequenz des Eingangssignals für die Mischer 31 und 32, wobei ein unteres Seitenband oder ein Ausgangssignal mit einer Zwischenfrequenz von 40 MHz erzeugt wird. Das zugehörige. Seitenband kann unterdrückt werden mittels bandbegrenzter Ausgangsstufen oder nicht dargestellter Zwischenfrequenzverstärker, deren Mittelfrequenz gleich der Zwischenfrequenz von 40 MHz ist, wie an sich bekannt.The reason for using the delay. element 16 together with the intermediate frequency stage and the mixer 31 is. see that the commercially available adjustable delay elements normally have an extremely limited bandwidth, and currently the most favorable bandwidth is at a center frequency of 40 MHz. Accordingly, the center frequency W _{1 of} the input amplifiers 36 and 37 can be used to amplify a noise-modulated spectral line of interest. z. B. 150 MHz can be selected, and the frequency input value from the oscillator for each of the mixers 31 and 32 is selected so that it deviates from (Oj by the preselected value of the intermediate frequency of 40 MHz. Thereafter, the frequency of the oscillator is 190 MHz at mixing with the 150 MHz center frequency of the input signal for mixers 31 and 32, with a lower sideband or an output signal with an intermediate frequency of 40 MHz being generated is equal to the intermediate frequency of 40 MHz, as is known per se.

Während das Verzögerungselement 16 das herausgegriffene Verzögerungsintervall (Δ t = τ) erzeugt, dessen Korrelationsmessung erwünscht ist, erzeugen diese abgegriffenen Verzögerungen auch eine Phasenverschiebung/l O für die ZwischenfrequenzWhile the delay element 16 generates the selected delay interval (Δ t = τ), the correlation measurement of which is desired, these tapped delays also generate a phase shift / 10 for the intermediate frequency

A 0 — τ to if· A 0 - τ to if

Jede dieser Verzögerungen bewirkt ferner zugehörige Phasenverschiebungen für die Seitenfrequenzen, die in der Bandbreite des Zwischenfrequenzsignalkanals enthalten sind (der das einschränkende Bandpaßelement des Verzögerungselementes 16 selbst enthält). Die Phasenverschiebungen würden zu einem zweideutigen Ausgangssignal des Korrelators mit einem Bereich von Werten für die Verzögerung τ führen, sofern nicht eine Kompensation erfolgt (wie in Verbindung mit der F i g. 6 beschrieben).Each of these delays also causes associated phase shifts for the side frequencies, contained in the bandwidth of the intermediate frequency signal channel (which is the restrictive bandpass element of the delay element 16 itself). The phase shifts would become one ambiguous output of the correlator with a range of values for the delay τ lead, unless compensation takes place (as described in connection with FIG. 6).

In der Schaltung nach der Fig. 7 ist ferner eine Einrichtung zum Kompensieren der veränderlichen ίο frequenzabhängigen Phasenverschiebung vorgesehen, die vom Verzögerungselement 16 eingeführt wird. Diese kompensierende Einrichtung besteht aus einer Hilfszwischenfrequenzeinrichtung zum Verändern der Frequenz des Oszillators für jede Zwischenfreqüenz um einen vorherbestimmten Wert, welche kompensierende Einrichtung aufweist einen zweiten Oszillator 38 einer zweiten Oszillatorfrequenz, die der Zwischenfrequenz ω/F entspricht, einen ersten und einen zweiten Hilfsmischer 39 und 40, deren Ausgangssignale jeweils mit dem Oszillatoreingang je eines der beiden Mischer 31 und 32 verbunden sind, einen ersten und einen zweiten Eingang, von denen je ein Eingang mit einem betreffenden ersten Oszillator 35 und einem zweiten Oszillator 38 verbunden ist. Um nunmehr einen Öszillatoreingangswert von 190 MHz für jede der von den Mischern 31 und 32 dargestellten Zwischenfrequenzstufen zu erzeugen, muß daher die Frequenz des ersten Oszillators 35 auf 230 MHz eingestellt werden, die dabei von der Signalmittelfrequenz ro, um den Wert 2 ω/F abweicht. Diese kompensierende Einrichtung enthält ferner eine einstellbare Phasenverschiebungseinrichtung zum kompensierenden Phasenverschieben der Hilfszwischenfrequenzänderung des frequenzveränderten Oszillatoreingangssignals, das einem der Zwischenfrequenzsignalkanäle zugeführt wird. Diese kompensierende Phasenverschiebungseinrichtung kann aufweisen ein einstellbares Verzögerungselement 41, das dem Element 16 gleicht und mit diesem mechanisch verkoppelt ist, wobei bei einer Einstellung des Verzögerungselementes 16 zugleich das Verzögerungselement 41 eingestellt wird. Hierbei wird eine Phasenverschiebung bei dem ro/f-Eingang zum Hilfsmischer 40 in bezug auf den entsprechenden Eingang für den Hilfsmischer 39 erzeugt. Da das Verzögerungselement 41 gemeinsam mit dem Verzögerungselement 16 eingestellt wird, so erfolgt in beiden Verzögerungselementen 16 und 41 die gleiche Änderung der Verzögerung. Da diese Änderungen der Verzögerung bei Signalen mit der gleichen Frequenz cofp wirksam werden, tritt eine gleiche Phasenverschiebung auf im Zwischenfrequenzbezugssignal (das am Ausgang des Verzögerungselementes 16 auftritt) und im Zwischenfrequenzsignal, das zum Ändern der Frequenz des Oszillatoreingangssignales für den Mischer 32 benutzt wird. Diese letztgenannte Phasenverschiebung wird nunmehr unverändert auf den Zwischenfrequenzausgang des Mischers 32 übertragen, wie später noch ausführlich beschrieben wird. Da hiernach gleich große Phasenverschiebungen in beiden Zwischenfrequenzeingängen auftreten, die dem integrierenden Produktdetektor 71 zugeführt werden, wird ein Phasenverschiebungsunterschied zwischen diesen Zwischenfrequehzeingangssignalen als Folge der Einstellung des Verzögerungselementes 16 zum Verändern des herausgegriffenen Verzögerungsintervalls gering gehalten. ■ ■■ Jede weitere Phasenverschiebung als Folge einer fehlenden Symmetrie zwischen den beiden Zwischenfrequenzkänälen kann kompensiert werden durchIn the circuit according to FIG. 7, a device for compensating for the variable ίο frequency-dependent phase shift that is introduced by the delay element 16 is also provided. This compensating device consists of an auxiliary intermediate frequency device for changing the frequency of the oscillator for each intermediate frequency by a predetermined value, which compensating device comprises a second oscillator 38 of a second oscillator frequency corresponding to the intermediate frequency ω / F, a first and a second auxiliary mixer 39 and 40 , the output signals of which are each connected to the oscillator input of one of the two mixers 31 and 32, a first and a second input, one input of which is connected to a respective first oscillator 35 and a second oscillator 38. In order to generate an oscillator input value of 190 MHz for each of the intermediate frequency stages represented by the mixers 31 and 32, the frequency of the first oscillator 35 must therefore be set to 230 MHz, which differs from the signal center frequency ro by the value 2 ω / F . This compensating device also contains an adjustable phase shifting device for compensating phase shifting of the auxiliary intermediate frequency change of the frequency-changed oscillator input signal which is fed to one of the intermediate frequency signal channels. This compensating phase shift device can have an adjustable delay element 41, which is similar to element 16 and is mechanically coupled to it, the delay element 41 being set at the same time when the delay element 16 is set. In this case, a phase shift is generated at the ro / f input to the auxiliary mixer 40 with respect to the corresponding input for the auxiliary mixer 39. Since the delay element 41 is set together with the delay element 16, the same change in delay occurs in both delay elements 16 and 41. Since these changes in the delay take effect on signals with the same frequency cofp, an equal phase shift occurs in the intermediate frequency reference signal (which occurs at the output of the delay element 16) and in the intermediate frequency signal which is used to change the frequency of the oscillator input signal for the mixer 32. This last-mentioned phase shift is now transmitted unchanged to the intermediate frequency output of the mixer 32, as will be described in detail later. Since, after this, phase shifts of the same magnitude occur in both intermediate frequency inputs which are fed to the integrating product detector 71, a phase shift difference between these intermediate frequency input signals as a result of the setting of the delay element 16 to change the selected delay interval is kept small. ■ ■■ Any further phase shift as a result of a lack of symmetry between the two intermediate frequency channels can be compensated by

Ändern der mechanischen Kopplung zwischen den Verzögerungselementen 16 und 41 oder durch gesondertes Einstellen des Verzögerungselementes 16. Diese gesonderte Einstellung des Elementes 16 in bezug auf die Einstellung des Elementes 41 kann z. B. durch Einschalten des in der F i g. 7 dargestellten Differentialelementes 42 durchgeführt werden. Andererseits kann ' auch ein zusätzliches, gesondert eingestelltes Verzögerungselement 43 in den Ausgangskreis des Mischers 32 eingeschaltet werden. "Changing the mechanical coupling between the delay elements 16 and 41 or by separate Adjusting the delay element 16. This separate adjustment of the element 16 in relation on the setting of the element 41 can, for. B. by switching on the in the F i g. 7 illustrated differential element 42 can be carried out. On the other hand, 'can also be an additional, separately set Delay element 43 are switched into the output circuit of mixer 32. "

Es wird darauf hingewiesen, daß die durch Einstellen des Elementes 41 zusammen mit dem Element 16 bewirkte Teilphasenverschiebung dieselbe ist, die vom Element 16 bewirkt wird; jedoch kann der Sinn oder das Vorzeichen umgekehrt seih, je nachdem, welches Frequenzmischverfahren angewendet wird. Wird z. B. die Frequenz von 190 MHz für die Zwischenfrequenzstufen bestimmt als die Differenz zwischen einer ersten Oszillatorfrequenz von 230 MHz und einer phasenverschobenen kleineren Hilfsfrequenz von 40 MHz, so wird der Sinn der von der phasenverschobenen kleineren Frequenz bewirkten Phasenverschiebung im resultierenden unteren Seitenbändausgang umgekehrt. Wird weiterhin die Frequenz eines Zwischenfrequenzsignals bestimmt als die Frequenzdifferenz zwischen dieser Oszillatorfreqüenz (190 MHz) mit einer Phasenverschiebung im umgekehrten Sinne und der kleineren-Frequenz eines mittelfrequehten (150 MHz) Empfängersignals, so wird bei dieser Teilphasenverschiebung der Sinn nicht weiter verändert. Hiernach besteht das Ergebnis bei der Anordnung nach der F i g. 7 darin, daß die durch Einstellen des Verzögerungselementes 41 in einen der Zwischenfrequenzkanäle eingeführte Phasenverschiebung den entgegengesetzten Sinn aufweist wie die von einer gleichen Einstellung des EIementes.16 bewirkte Phasenverschiebung. Die vom Element 16 bewirkte unterschiedliche Phasenverschiebung in den beiden Zwischen!requenzkanälen kann daher kompensiert werden durch Einschalten eines Verzögerungselementes 41 in den Stromkreis des Eigenoszillators, der denselben Zwischenfrequenzkanal versorgt, der vom Element 16 versorgt wird, z. B. kann das Element 41 zwischen den Oszillator 38 und den Mischer 39 an Stelle der dargestellten Schaltung eingeschaltet werden. Andererseits können gleiche Verzögerungselemente 16 und 41 mechanisch miteinander so verkoppelt werden, daß sie im entgegengesetzten Sinne wirken, wobei Verzögerungseinstellungen der gleichen Größe jedoch im entgegengesetzten Sinne durchgeführt werden können, wobei das Verzögerungselement 41 mit dem Mischer 40 zusammenwirkt, wie dargestellt. Bei dieser letztgenannten Anordnung erfordert diese entgegengesetzt wirkende mechanische Verkopplung der Elemente 16 und 41 miteinander das Einführen einer Verzögerungsbeaufschlagung in der Kopplung, die kompensiert werden kann durch Einstellen des Differentialelementes 42 und des Verzögerungselementes 43, wie oben beschrieben.It should be noted that the adjustment of the element 41 together with the element 16 partial phase shift effected is the same effected by element 16; however, the sense can be or the sign is reversed, depending on which frequency mixing method is used. Is z. B. the frequency of 190 MHz for the intermediate frequency stages determined as the difference between a first oscillator frequency of 230 MHz and a phase shifted one smaller auxiliary frequency of 40 MHz, so the sense of the phase-shifted smaller one Frequency caused phase shift in the resulting lower sideband output reversed. Will furthermore, the frequency of an intermediate frequency signal is determined as the frequency difference therebetween Oscillator frequency (190 MHz) with a phase shift in the opposite sense and the lower frequency of a medium-frequency (150 MHz) receiver signal, then with this partial phase shift the meaning does not change any further. According to this, the result is with the arrangement according to FIG. 7 in it, that introduced by adjusting the delay element 41 in one of the intermediate frequency channels Phase shift has the opposite sense as that of the same setting of the element. 16 caused phase shift. The different phase shift caused by element 16 The two intermediate frequency channels can therefore be compensated for by switching on a delay element 41 in the circuit of the own oscillator, the same intermediate frequency channel supplied by the element 16, e.g. B. the element 41 between the oscillator 38 and the mixer 39 can be switched on in place of the circuit shown. On the other hand, the same delay elements 16 and 41 are mechanically coupled to one another so that they are in the opposite Effect, with delay settings of the same size but in the opposite sense can be performed, the delay element 41 cooperating with the mixer 40, such as shown. In this latter arrangement, it requires counteracting mechanical ones Coupling of the elements 16 and 41 to one another introduces a delay loading in the coupling, which can be compensated for by adjusting the differential element 42 and the delay element 43 as described above.

Die unterschiedlich zeitverzögerten und kompensierendphasenverschobenenZwischenfrequenzeingänge auf den Eingangsleitern 45 und 46 des integrierenden Produktdetektors 71 werden dann verarbeitet und ergeben dann fortlaufend den zeitlichen Durchschnitt des Ausgangssignals nach der FunktionThe different time-delayed and compensating phase-shifted intermediate frequency inputs on the input conductors 45 and 46 of the integrating product detector 71 are then processed and then continuously result in the time average of the output signal according to the function

R (T) = Λ Γν(/)Μ(/·+ T) d/.:■'■■; R (T) = Λ Γν (/) Μ (/ · + T) d / .: ■ '■■;

Der integrierende Produktdetektor 71 weist eine Detektoreinrichtung 47 auf, die auf die Summe der verzögerten ersten und zweiten Zwischenfrequenzsignale anspricht, und ein Eingangssummierungsnetzwerk 48 und einen Quadrierungsdetektor 49 enthalten kann, dessen Aufbau an sich bekannt ist. Ferner ist vorgesehen eine gegatterte Integrierungseihrichtung 50 mit einem ersten und einem zweiten gegatterten Summierungseingang 51 und 52, die auf das Ausgangssignal bzw. auf das phasenverkehrte Ausgangssignal der Detektoreinrichtung 47 anspricht. Diese Integrierungseinrichtung kann einen Summierungsintegrator 53 mit. einer Verzögerungszeitkonstante erster Ordnung aufweisen, die einem vorherbestimmten Integrationsintervall T entspricht, über dem die Integration der Gleichung (1) durchgeführt wird, wobei an einem der Summierungseingänge die Gatter 54 und 55 angeordnet sind. Die Phasenumkehrung des Ausgangssignales des Detektors 47, das als Eingangssignal zur gegatterten Integrierungseinrichtung 50 geleitet wird, kann mit Hilfe einer Phasenumkehrungseinrichtung 56 erreicht werden.The integrating product detector 71 has a detector device 47 which is responsive to the sum of the delayed first and second intermediate frequency signals and which may contain an input summing network 48 and a squaring detector 49, the structure of which is known per se. Furthermore, a gated integration direction 50 is provided with a first and a second gated summation input 51 and 52, which responds to the output signal or to the phase-reversed output signal of the detector device 47. This integrating device can have a summing integrator 53. have a delay time constant of the first order, which corresponds to a predetermined integration interval T , over which the integration of equation (1) is carried out, the gates 54 and 55 being arranged at one of the summing inputs. The phase reversal of the output signal of the detector 47, which is passed as an input signal to the gated integration device 50, can be achieved with the aid of a phase reversal device 56.

- In der Schaltung niach der Fig. 7 ist ferner eine periodische Phasehümkehrungseinrichtung, z. B. ein Ringmodulator 57 vorgesehen, der in den Stromkreis für einen der Zwischenfrequenzsignaleingänge 45 und 46 eingeschaltet ist, die zum integrierenden Produktdetektor führen, wobei die Phase dieses Signals periodisch und synchron mit dem periodischen Öffnen oder Schließen der Eingänge des Summierungsintegrators 53 umgekehrt wird. Dieses synchrone Arbeiten des Rjngmödulators57 und der Gatter 54 und 55 wird mit Hilfe eines 1-kHz-Signalgenerators 58 erreicht, dessen Ausgangssignal als Steuersignal dem Ringmodulator 57 sowie den Gattern 54 und 55 zugeführt wird.- In the circuit according to FIG. 7 there is also one periodic phase reverser, e.g. B. a ring modulator 57 is provided, which is in the circuit for one of the intermediate frequency signal inputs 45 and 46 is switched on, the one for the integrating product detector lead, the phase of this signal being periodic and synchronous with the periodic opening or Closing the inputs of summing integrator 53 is reversed. This synchronous working of the ring modulator57 and the gates 54 and 55 is achieved with the aid of a 1 kHz signal generator 58, whose The output signal is fed as a control signal to the ring modulator 57 and the gates 54 and 55.

Im normalen Betrieb des oben beschriebenen Korrektors wirkt der Quadrierungsdetektor 49 als ein Mittel zum Erzeugen eines Signals, das das Quadrat der ermittelten Summe der Eingangssignale μ und v anzeigt:In normal operation of the corrector described above, the squaring detector 49 acts as a Means for generating a signal which is the square of the determined sum of the input signals μ and v indicates:

(_M+.v)^a = m² + 2 mv·+ v².( _M + .v) ^a = m ² + 2 mv + v ² .

Das Zusammenwirken des Ringmodulators 57 mit dem Quadrierungsdetektor 49 dient zum abwechselnden Umkehren der Phase eines der zugeführten Eingänge, wobei auf Zeitteilungsbasis auch, ein Signal erzeugt wird, das das Quadrat der ermittelten Differenz zwischen u und ν darstellt:The interaction of the ring modulator 57 with the squaring detector 49 serves to alternately reverse the phase of one of the supplied inputs, a signal also being generated on a time division basis which represents the square of the determined difference between u and ν:

(-« + v)^a=-w^a - 2 u v + v² (- «+ v) ^a = -w ^a - 2 uv + v ²

Mit anderen Worten, die Mitwirkung des Ringmodulators 57 bewirkt, daß der Quadrierungsdetektor 49 auf Zeitteilungsbasis ein Ausgangssignal erzeugt, das abwechselnd einer der Gleichungen (8) und (9) entspricht. Das Zusammenwirken der statischen Phasenumkehrungscinrichtung 56 und der gegatterten Integrierungseinrichtung 50 mit dem Ausgangssignal des Quädrierungsdetektors 49 stellt ein Mittel dar zum unterschiedlichen Kombinieren der quadrierten Signale nach den Gleichungen (8) und (9), wobei, ein gegitterter Ausgang erzeugt wird, der das Produkt aus dem zweiten und dem verzögerten ersten Zwischenfrequenzsignal darstellt:In other words, the cooperation of the ring modulator 57 causes the squaring detector 49 generates an output signal on a time-division basis that alternates between equations (8) and (9) corresponds. The interaction of the static phase reverser 56 and the gated Integrating device 50 with the output signal of the squaring detector 49 sets Means for differently combining the squared signals according to equations (8) and (9), where, a gridded output is generated, which the The product of the second and the delayed first intermediate frequency signal represents:

== [i<² -)- 2m'ν H- v²] - [m² - luv I v»] == [i < ² -) - 2m'ν H- v ² ] - [m ² - luv I v »]

(to)(to)

(u I- r)^a -(-<< I v)² = 4hv. (U) (u I- r) ^a - (- << I v) ² = 4hv. (U)

109 635/131109 635/131

Diese Arbeitsweise der Einrichtung nach der F i g. 7, wobei ein Signal erzeugt wird, das das Produkt «ν im zeitlichen Durchschnitt darstellt, kann am besten an Hand der in der F i g. 8 dargestellten Kurven erläutert werden.This mode of operation of the device according to FIG. 7, generating a signal that the product «Ν represents a time average, can be on best on the basis of the FIG. 8 are explained.

Die F i g..8 zeigt eine Reihe von Kurven der Arbeitsweise gewisser Elemente der Schaltung nach der F i g. 7. Die Kurven 61 und 62 stellen den periodisch phasenumgekehrten Ausgang des Ringmodulators 57 und des Ausganges des Mischers 32 dar. An Stelle einer Differenzierung zwischen phasenumgekehrten Zwischenfrequenzsignalen und ermittelten Bildsignalen wurden die Kurven 61 und 62 dargestellt als phasendemodulierte Bildumhüllende für die Zwecke der Darstellung. Das synchrone Arbeiten eines ersten Zustandes des Ringmodulators 57 mit einem »EIN«- Zustand des Gatters55 in der Fig. 7 (als Kurve63 · dargestellt) ergibt das (« + v)^a-Sighal, das im Summierungsintegrator 53 gespeichert wird und in der F i g. 8 als Kurve 65 dargestellt ist. Im zweiten Zustand arbeitet der Ringmodulator 57 gleichfalls syn- , chron mit dem sich im »EIN«-Zustand befindenden Gatter 54, wie mit der Kurve 64 dargestellt, während' das Gatter 55 sich im »AUS«-Zustand befindet, wobei das phasenumgekehrte Signal — u der Kurve 61 as zusammen mit dem v-Signal der Kurve 62 behandelt und ein — (— u + v)³-Signal erzeugt wird, das durch " die Kurve 66 dargestellt wird. Diese beiden Eingangssignale werden dann im Summierungsintegrator 53 gespeichert und ein Nettoausgangssignal erzeugt, das die algebraische Summe nach der Gleichung (11) und nach der Kurve 67 in der F i g. 8 darstellt.FIG. 8 shows a series of curves showing the operation of certain elements of the circuit according to FIG. 7. Curves 61 and 62 represent the periodically phase-reversed output of ring modulator 57 and the output of mixer 32. Instead of differentiating between phase-reversed intermediate frequency signals and determined image signals, curves 61 and 62 are shown as phase-demodulated image envelopes for the purposes of illustration. The synchronous operation of a first state of the ring modulator 57 with an "ON." - state results of Gatters55 7 (shown as Kurve63 ·) in Figure the ( «+ v) ^a -Sighal, which is stored in Summierungsintegrator 53 and in the F i g. 8 is shown as curve 65. In the second state, the ring modulator 57 also works synchronously with the gate 54, which is in the "ON" state, as shown by curve 64, while the gate 55 is in the "OFF" state, with the phase-reversed signal - u of curve 61 as is treated together with the v signal of curve 62 and a - (- u + v) ³ signal is generated, which is represented by "curve 66. These two input signals are then stored in summing integrator 53 and generates a net output signal representing the algebraic sum according to equation (11) and according to curve 67 in FIG.

Bei einem Aufbau des integrierenden Produktdetektors 71 nach der F i g. 7 muß die Frequenz des periodischen Gattersignals wesentlich kleiner sein als die Zwischenfrequenz der zu verarbeitenden Eingangssignale, und die von der Zeitkonstanten des Integrators dargestellte Unterbrechungsfrequenz muß viel kleiner sein als die Frequenz des das periodische Gattersignal erzeugenden Generators 58, obwohl größer als die Unterbrechungsfrequenz oder die dynamischen Ansprachegrenzen des vom Ausgangssignal zu steuernden Elementes. Die erste dieser Bedingungen wird durch das dargestellte 1-kHz-Gattersignal erfüllt, dessen Frequenz viel kleiner ist als die 40 MHz-Zwischenfrequenz der miteinander zu korrelierenden Signale. Weiterhin entspricht eine Zeitkonstante von 0,31 Sekunden für den Summierungsintegrator 53 einer Unterbrechungsfrequenz von ungefähr 3 rad. in der Sekunde oder 0,5 Hz, welcher Wert wesentlich kleiner ist als die Zeitteilungsfrequenz von 1 kHz zum Glätten der zeitgeteilten Dateneingänge. Überdies ist diese 0,5-Hz-Datengeschwindigkeit ausreichend groß in bezug auf die Höhenansprachegeschwindigkeit der meisten Flugzeuge, und wird für die Höhenmessung als befriedigend angesehen. Zum Beispiel ist die 0,31 Sekunden dauernde Datenglättungszeit kürzer als die 1,5 bis 5 Sekunden dauernde Ansprachezeit der meisten Flugzeughöhensteuerschleifen:In a construction of the integrating product detector 71 according to FIG. 7 must be the frequency of the periodic gate signal must be significantly smaller than the intermediate frequency of the input signals to be processed, and that of the time constant of the integrator The interruption frequency shown must be much smaller than the frequency of the periodic Gate signal generating generator 58, although greater than the interrupt frequency or the dynamic Address limits of the element to be controlled by the output signal. The first of these conditions will be fulfilled by the 1 kHz gate signal shown, the frequency of which is much lower than the 40 MHz intermediate frequency of the signals to be correlated with one another. Furthermore, a time constant corresponds to 0.31 seconds for the summing integrator 53 of an interrupt frequency of approximately 3 radians. in the second or 0.5 Hz, which value is significantly smaller than the time division frequency of 1 kHz for Smoothing of the time-divided data inputs. In addition, this 0.5 Hz data rate is sufficiently high related to the altitude response speed of most aircraft, and is used for altitude measurement regarded as satisfactory. For example, the 0.31 second data smoothing time is shorter than the 1.5 to 5 second response time of most aircraft altitude control loops:

Wird die Anordnung nach der F i g. 7 z. B. für die Höhenmessung verwendet, so kann sich das günstigste Abgriffsintervall τ, bei dem ein eindeutiger größter Ausgang aus dem Produktdetektor erzielt wird, mit der Zeit verändern, so daß die Verzögerungseinrichtung 16 beständig eingestellt werden muß, um dieses günstigste Intervall zu verfolgen. Diese Verfolgung kann erreicht werden mit Hilfe eines zweiten integrierenden Produktdetektors, der zum ersten Detektor parallel geschaltet wird, wie in der F i g. 9 dargestellt. If the arrangement according to FIG. 7 z. B. used for height measurement, it can be the cheapest Sampling interval τ, at which a clearly greatest output from the product detector is achieved, with the time change, so that the delay device 16 must be constantly adjusted to this most favorable interval to track. This tracking can be achieved with the help of a second integrating product detector that is linked to the first detector is connected in parallel, as shown in FIG. 9 shown.

Die F i g. 9 zeigt eine Anordnung zum selbsttätigen Verfolgen eines veränderlichen günstigsten Abgriff-> Intervalls. Es ist das einstellbare Verzögerungselement 16 und ein erster integrierender Produktdetektor 71 vorgesehen, entsprechend den Elementen 47, 50, 56 in der F i g. 7, wobei ein Zusammenwirken mit den beiden kompensierten Zwischenfrequenzstufen in der F i g. 7 erfolgt. Ferner ist vorgesehen ein zweiter integrierender Produktdetektor 72, der in der gleichen Weise aufgebaut und angeordnet ist wie der erste integrierende Produktdetektor 71 und zu diesem parallel geschaltet, wobei in einen der zum zweiten integrierenden Produktdetektor 72 führenden Eingänge eine Leitung 75 mit einer feststehenden Teilverzögerung eingeschaltet ist. Auf Grund dieser geringen Verzögerung wird das Ausgangssignal A₂ (τ) des zweiten integrierenden Produktdetektors 72 etwas verändert in bezug auf das Ausgangssignal R₁ (τ) des ersten integrierenden Produktdetektors 71, wie durch die beiden Kurven 26 und 29 in der F i g. 10 dargestellt. Werden die Ausgangssignale aus den integrierenden Produktdetektoren 71 und 72 in einem Differenzverstärker 73 miteinander verglichen, so wird ein Verfolgungssignal erzeugt, dessen Sinn anzeigt, ob der günstigste Wert für das sich ändernde Abgriffsignal etwas größer oder kleiner ist als der Wert für T₁, dür den der resultierende Ausgang des Differenzverstärkers 73 Null ist. Dieses Differenz- oder Verfolgungsabweichungssignal wird dann zu einem integrierenden Motor 74 geleitet, der das Verzögerungselement 16 beständig in einem Sinne einstellt, bei dem das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 73 vermindert wird. Auf diese Weise bewirkt die Drehung der Welle des Motors 74, daß das Verzögerungselement 16 dem günstigsten Wert für τ beständig nachläuft. Es kann ein mit dieser Motorwelle zusammenwirkender Abtaster vorgesehen werden, der eine. beständige Anzeige der Höhe, entsprechend der Drehung der Welle und dem"günstigsten herausgegriffenen Intervall, bewirkt. Ein solcher, nicht dargestellter Abtaster kann entweder aus einem Analogabtaster oder aus einem Digitalabtaster bestehen, wie an sich bekannt.The F i g. 9 shows an arrangement for automatically tracking a variable, most favorable tap-> interval. The adjustable delay element 16 and a first integrating product detector 71 are provided, corresponding to the elements 47, 50, 56 in FIG. 7, an interaction with the two compensated intermediate frequency stages in FIG. 7 takes place. Furthermore, a second integrating product detector 72 is provided, which is constructed and arranged in the same way as the first integrating product detector 71 and connected in parallel to it, a line 75 being switched on with a fixed partial delay in one of the inputs leading to the second integrating product detector 72 . Because of this slight delay, the output signal A ₂ (τ) of the second integrating product detector 72 is changed somewhat with respect to the output signal R ₁ (τ) of the first integrating product detector 71, as shown by the two curves 26 and 29 in FIG. 10 shown. If the output signals from the integrating product detectors 71 and 72 are compared in a differential amplifier 73, a tracking signal is generated, the meaning of which indicates whether the most favorable value for the changing tap signal is slightly larger or smaller than the value for T ₁ the resulting output of differential amplifier 73 is zero. This difference or tracking error signal is then passed to an integrating motor 74 which continually adjusts the delay element 16 in a manner that decreases the output of the differential amplifier 73. In this way, the rotation of the shaft of the motor 74 causes the delay element 16 to constantly track the most favorable value for τ. It can be provided with this motor shaft cooperating scanner, the one. Constant display of the height, corresponding to the rotation of the shaft and the "most favorable selected interval, causes. Such a scanner, not shown, can consist of either an analog scanner or a digital scanner, as is known per se.

Claims

Patent claims:

1. Two-channel correlator to determine the most favorable tap interval τ for the function

to bring two time-dependent AC voltage input signals u (t) and ν (/) to the highest value, with a delay element to delay the input signal ν (ί) by the tap interval τ and with an integrating product detector to form the integral over the product of the input signal u (/) with the output signal v {t + τ) of the delay element, each channel assigned to an input signal having a mixer (modulator) with an oscillator input to which a common oscillator frequency is fed, characterized by two oscillators (35, 38) whose Oscillator frequencies in two auxiliary mixers

(39,40) can be superimposed additively or subtractively, their outputs with the oscillator inputs of the mixer in the signal channels (31, 32) are connected, and by an adjustable further delay element (41) for phase shifting the one oscillator frequency of an auxiliary mixer (40), the adjustable further Delay element (41) is set so that the delay element (16) for. the tap interval r caused phase shift is reduced.

2. Corrector according to claim 1, characterized in that the settings of the two delay elements (16, 41) are coupled to one another are. ^ »5

3. Correlator according to one of claims 1 and 2, characterized by a first and a second integrating product detector (71, 72), each detector having a first and a having second input, which are each connected to one another ao, wherein at one input one of the detectors is switched on for a fixed partial delay, and by a device for Setting the tapped interval τ in accordance with the difference between the dimensions output signals of the two integrating product detectors (71, 72).

4. Correlator according to claim 2, wherein each channel of the corrector has a bandpass-limited input with an associated center frequency ω _χ and a mixer with an output center frequency <w / f, characterized in that the first oscillator frequency ω ₀ differs from said center frequency Co ₁ differs by twice the center frequency coip and that the second oscillator frequency is equal to the center frequency. quenz coif is.

5. Corrector according to claim 4, characterized in that that the two delay elements (16, 41) on different signal channels in the same way Senses and act to the same extent.

6. Correlator according to claim 4 or 5, characterized in that said integrating Product detector (71) has a device (47, 57) for generating a signal which Square of the sum determined from the delayed first and second intermediate frequency signals determined, means (47, 57) for generating a signal which is the square of the determined Difference between the delayed first and second intermediate frequency signals and by a device which subtracts said squared signals from one another and generates an output signal that is the product of said second and indicating delayed first intermediate frequency signal.

7. corrector according to claim 4 or 5, characterized characterized in that said integrating product detector (71) comprises a squaring detector (49), which receives the sum of the delayed first and second intermediate frequency signals, a gated integrator (50) with a first and a second gated summing input, which inputs respond to the output and to the phase-reversed output signal of the detector device (47) by a periodically reversing the phase Device (ring modulator 57), which with one of the intermediate frequency signals mentioned in Is connected in series and reverses its phase periodically, said inputs to said gated integrator synchronous with said, the phase periodically reversing device can be gated.

8. corrector according to claim 3, characterized by a differential amplifier (73) for determination the difference between the output signals of the two integrating product detectors (71, 72) and by an integrating motor (74) acted upon by the differential amplifier for adjustment of the tap interval τ at the delay element (16).

For this purpose 2 sheets of drawings