DE1516148A1

DE1516148A1 - Method and device for checking electronic circuit arrangements

Info

Publication number: DE1516148A1
Application number: DE19661516148
Authority: DE
Inventors: Pascoe Thomas Albert
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1965-03-22
Filing date: 1966-03-22
Publication date: 1969-05-22
Also published as: AU5659965A; GB1147154A

Description

"Verfahren und Vorrichtung zum Ueberprüfen elettronischer Schaltungsanordnungen" Die vorliegende Erfindung bezweckt an erster teller ein neues, verbessertes Verfahren und eine dazu geeignete Vorrichtung zum Unterquchen des dynamischen Verhaltens elektronischer Schaltungsanordnungen zu schaffen."Method and device for checking electronic circuit arrangements" The present invention aims at a new, improved method and a device suitable for this purpose for examining the dynamic behavior of electronic To create circuit arrangements.

Die Wirkung elektronischer Schaltungsanordnungen, insbesondere auf dem Gebiete der Fernmeldeverbindungen, der Sunkverbindungen, des Fernsenens und der der elektronischen Betriebsgeräte, kann genau Festgestellt werden, wenn die Frequenz-Amplituden- und Frequenz-Phasen-Kennlinien unter den üblichen Betriebsverhältnissen und Belastungen bekannt sind. Es gibt einfache, bekannte und allgemein angewandte Techniken zur Darstellung aen Frequenz-Amplitunden-Verhaltens eines Kreises durch die Ablenkung des ns'lektronenstrahls eines Oszilloskops, aber sowert der Anmelderin bekannt, gibt es keine ähnliche, praktische Technik zur Veranachaulichung der Frequenz-Phasen-Kennlinie, insbesondere der Gesamtverzögerung. Es sind daher indirekte, annäherungsweise wirksame Mittel wie die Impuls- und Balkengeneratoren zum Ueberprü@en von Fernsehempfängern zu diesem Zweck benutzt worden, wo die zeitraubende punKtweise Auftragung in Kurven nicht gerechtfertigt oder die notwendige Apparatur nicht zur Verfügung ist. The effect of electronic circuit arrangements, in particular on the field of telecommunication connections, radio communications, telecommunication and that of the electronic control gear can be determined exactly if the Frequency-amplitude and frequency-phase characteristics under normal operating conditions and loads are known. There are simple, well-known and commonly used Techniques for representation aen Frequency-amplitude behavior of a Circle by the deflection of the electron beam of an oscilloscope, but so much known to the applicant, there is no similar practical technique of illustration the frequency-phase characteristic, in particular the total delay. There are therefore indirect, approximately effective means such as the pulse and bar generators has been used to check television receivers for this purpose, where the time-consuming Point-by-point application in curves not justified or the necessary equipment is not available.

Es liegt somit ein Gebiet vor, in dem diese Erfindung voll ausgenutzt werden kann, insbesondere da dieses Verfahren sich dazu eignet, die Gesamtverzögerungskennlinie einer zu prüfenden Schaltung durch die Ablenkung des Elektronenstrahls eines Oszilloskops zu zeigen, obgleich eine solche Vorführung für die Zwecke dieser Erfindung nicht esentlich ist. Thus, there is an area in which this invention can be fully utilized can be, especially since this method is suitable for determining the overall delay characteristic a circuit under test by deflecting the electron beam of an oscilloscope to show, although not such a demonstration for the purposes of this invention it is.

In Prinzip schafft die Erfindung ein Verfahren zum Feststellen der Frequenz-Phasen-Kennlinien einer schaltung in einer bestimmten Frequenzbandbreite, in welchem Verfahren ein erstes Signal mit einem zeitlich linearen Frequenznub isL einer Hictltung über die betreffende Bandbreite, und ein zweites Signal mit einem zeitlich linearen Frequenzhub über das Frequenzband in entgegengesetzten Richtung erzeugt erden, dis erste signal der zu untersuchenden Schaltung zugeführt, und das Ausgangssighal der zu untersusnenden Schaltung mit dem zweiten Signal kombiniert wira, wobei aus dieser Kombination eine Komponente mit einer nahezu konstanten Frequenz gleich oder proportional zu der momentanen Summenfrequenz des ersten und des zweiten Signals selektiert und die Frequenzänderung dieser Komponente während jedes Hubs der Frequenzen des ersten und des zweiten Signals deteztiert oder induziert wird. In principle, the invention provides a method for determining the Frequency-phase characteristics of a circuit in a certain frequency bandwidth, in which method a first signal with a temporally linear frequency nub isL an indication of the bandwidth concerned, and a second signal with a Temporally linear frequency deviation over the frequency band in the opposite direction generated ground, fed the first signal to the circuit to be examined, and the Output signal of the circuit to be examined combined with the second signal wira, whereby from this combination a component with an almost constant frequency equal to or proportional to the instantaneous sum frequency of the first and the second Signal selected and the frequency change this component during each swing of the frequencies of the first and second signals is detected or induced will.

Da viele auf diese leise ZU untersuchenden Scnaltungen Detektoren, Mischröhren und Frequenzwandler enthalten und dazu ein. gerichtet sind, WAfrrqun osigrlale zu demodulieren und da die Gesamtverzögerungskennlinie ein geeignetes Merkmal der Phasenkennlinien dieser ochaltungen ist, kann bei einer weiteren Ausbildung der Erfindung das genannte, erste Hubsignal benutzt werden, ein der betreffenden Schaltung zugehörendes Radiofrequenz. oder anderes Signal su modulieren. Das modulierte Signal wird der Schaltung zuge führt und das der Schaltung entnommene demodulierte Signal wird mit den zweiten Hubsignal- wie vorstehend erwähnt Kombiniert, wobei Jedoch die Schwankung der konstanten Frequenzkomponente die Kombination der Gruppenverzögerung der Hochfrequenzstufen und der Phasenverzögerung der Niederfrequenzstufen darstellt.Since many circuits to be examined quietly contain detectors, mixing tubes and frequency converters and a. are directed, WAfrrqun osigrlale to demodulate and since the overall delay characteristic is a suitable feature of the phase characteristics of these ocircuits, in a further embodiment of the invention the said first stroke signal can be used, a radio frequency belonging to the circuit in question. or modulate another signal. The modulated signal is fed to the circuit and the demodulated signal taken from the circuit is combined with the second stroke signal as mentioned above, but the fluctuation of the constant frequency component represents the combination of the group delay of the high frequency stages and the phase delay of the low frequency stages.

Vorzugsweise, aber nicht notwendigerweise, wird das Ausgangssignal der untersuchten Schaltung und das zweite Hubsignal dadurch sombiniert, dass sie nach geeigneter Verstärkung und gegebenenfalls Begreenzung den zwei Eingänge eines Gegentaktmodulators, z.B. des zur Trägerwellenunterdrückung angewandten Typs,zugeführt weruen. Die ii Ausgang des Gegentaktmodulators auftretende Signal komponente kann in bezug aut die Konstantfrequenz. komponente weiter dadurch geschwächt werden, dass das Ausgangssignal des Modulators durch einen Bandpass mit geringem Bereich geführt wird. Preferably, but not necessarily, the output signal of the examined circuit and the second stroke signal combined in that they after suitable amplification and, if necessary, limitation of the two inputs one Push-pull modulator, e.g. of the type used for carrier wave suppression weruen. The ii output of the push-pull modulator signal component can occur with respect to the constant frequency. components are further weakened as a result, that the output signal of the modulator through a band pass with a low range to be led.

Die Schwankungen der Frequenz oder der phase dieser Komponente mit nahezu konstanter Frequenz sind somit Kennzeichnend für die Frequenz-Phasen-Kennlinie einer Schaltung und sie lassen ,ion durch einen Frequenzdiskriminator oder einen Detektor detektieren, 80 dass sie gegen das Ablenksignal beines Oszilloskops aufgetragen werden können. Das Ausgangssignal des Bandfilters sit enges Durchlassband kann auoh eines Frequenzmesswert zugeführt werden, das die erwännte Signalkomponente an einen bestimmten Punkt in der Albenkung der zweS Eingangssignale anzeigen kan.The fluctuations in the frequency or phase of this component with almost constant frequency are therefore characteristic of the frequency-phase characteristic a circuit and let them ion through one Frequency discriminator or detect 80 a detector that it is against the deflection signal of an oscilloscope can be applied. The output signal of the band filter is a narrow pass band can also be supplied with a frequency measurement value that contains the mentioned signal component at a certain point in the label of the two input signals.

Da die bei vielen Sonaltungen auftretenden Phasenkennlinien eine veräältnismässig grosse Komponente konstanter Verzögerung und eine verhältnismässig kleine Komponente veränderlicher Verzögerung enthalten, bilden dt. su detektierenden und anzuzeigenden Frequenz- oder Phasenschwankungen hä@fig nut einen geringen Prozentsatz der Frequenzverschie@ung von der Nennfrequenz der erwihnten Signalkompon ente. Um die Komponente veränderlicher Verzögerung in der Phasenkennlinie hervorzuheben, unter Berücksichtigung der verhältnismässig grossen Komponente festetehender Verzögerung, kann eine geeichte Verzögerungeleitung in das zweite Hubsignal gemäss einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung eingeführt werden. Die VErzögerungsleitung ermöglicht, die Verzögerung in vorherbestimmter Weise zu verschieben. Geases eine. weiteren Merkmal der Erfindung kann eine neue Form eines Phasenvergleichsorgans mit reg@ebarer Empfindlichkeit benutzt werden, um die Frequenz- oder Phasenschwankungen in Amplitudenschwankungen umzuwandeln, wodurch die Oszilloskopwiedergabe erleichtert wird. Since the phase characteristics that occur in many sonications are a relatively large component of constant delay and a relatively large one contain small components of variable delay, form German su detective and frequency or phase fluctuations to be displayed often only a small percentage the frequency shift from the nominal frequency of the signal component mentioned. Around highlight the variable delay component in the phase characteristic, taking into account the relatively large component of fixed delay, can be a calibrated delay line in the second stroke signal according to a preferred Embodiment of the invention are introduced. The delay line enables to postpone the delay in a predetermined manner. Geases a. further Feature of the invention can be a new form of a phase comparison organ with controllable Sensitivity can be used to convert the frequency or phase fluctuations into amplitude fluctuations convert, which makes oscilloscope playback easier.

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung kann die Wiedergabe oder die Messung geeicht werden, wobei ein Eichsignal während der Rücklaufzeit des Ablenksignals eingeführt wird.In a further embodiment of the invention, the reproduction or the measurement can be calibrated, with a calibration signal during the return time of the Deflection signal is introduced.

Die vorliegende erfindung betrifft nicht. nur das vorstehend geschilderte Messverfahren, sondern auch Jede zur DurchfUhrung dieses Verfahrene geeignet Vorrichtung. Die zu untersuchende Schaltung braucht selbstverständlich nicht ein@ Gegenstand der vorliegenden Erfindung ZU sein. The present invention does not concern. only what has been described above Measuring method, but also any device suitable for carrying out this method. Of course, the circuit to be examined does not need an @ object of the present invention.

Im Prinzip vergleicht der Frequenzdetektor nach der Erfindung das Eingangssignal mit einem BGezugssignal mittels eines Phasenvergleich'eorgans (des Verhältnisdetektor- oder Foster-Seeley-Typs). Das Bezugssignal wird durch einen Oszillator veränderlicher Frequenz erzeugt, der wenigstens teilweise durch den Ausgang des Phasenvergleichorgans gesteuert wird. Die Schaltung kann derart sein, dass der Unterschied zwischen der Nennfrequenz des Eingangssignals und des Bezugssignals selbsttätig geregelt wird. Vorzugsweise, aber nicht notwendigerweise, wird das Ausgangssignal des Detektors oder Diskriminators über die Reihenschaltung eines Potentiometers und eines Kondensators zugeführt, wobei der Abgriff des Potentiometers mit einem Frequenzregelkreis verbunden ist, der dem Bezugsfrequenzoszillator zugehört. Auf diese weise kann die Ansprechzeit dwr Rückkoppelschleife zur Einstellung der Empfindlichkeit des Diskriminators für Frequenzschwankungen in dem Eingangssignal geregelt werden. In principle, the frequency detector according to the invention compares this Input signal with a B reference signal by means of a phase comparator (des Ratio detector or Foster-Seeley type). The reference signal is given by a Variable frequency oscillator generated at least in part by the output of the phase comparator is controlled. The circuit can be such that the Difference between the nominal frequency of the input signal and the reference signal is regulated automatically. Preferably, but not necessarily, the output signal of the detector or discriminator via the series connection of a potentiometer and a capacitor, the tap of the potentiometer with a Frequency control loop is connected, which belongs to the reference frequency oscillator. on in this way the response time can be used to adjust the sensitivity the discriminator for frequency fluctuations in the input signal can be regulated.

Zur weiteren Erlälterung der vorliegenden Erfindung wird nac@stehend eine bestimmte Ausführungsform einer Prüfvorrichtung für eine bestimmte art von elektronischen Schaltungen oeispielsweise beschrieben. Die Detreftende Vorrichtung ist ein Instrument zum Messen und Wiedergeben der Gesamtverzögerungskurve der frequenz- und Zwischenfrequenzstufen und gewünschtenfaffs der Videofrequenzstufen von Fernschempfängern, welche Stufen somit die vorerwähynten elektronischen Sonaltungen oilden.To further elucidate the present invention, a specific embodiment of a test device for a specific type of electronic circuits is described below, for example. The Detreftende device is an instrument for measuring and reporting the total deceleration curve of the frequency and intermediate frequency stages and, as desired, the video frequency stages of television receivers, which stages thus oilden the aforementioned electronic sonic circuits.

In der Zeichnung zeigen Fig. 1 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung mit dem zu prüfenden Empfänger, Rig. 2 eine grapnieche Darstellung der Sägozahnkurve fur die Ablenkung der Eingangssignale und die Zeitbasis der Oszilloskopwiedergabe, Fig. 3 ein schematisches Schaltbild zur Darstellung der wirkung des angewandten Phasenvergleichorgans im Prinzip, Fig. 3A ein@g Vektordiagramme zur Darstellung des Ausgangs des Phasenvergleichorgans bei verschiedenen Eingangsphasen, Fig. 4 ein Blockschaltbild des Frequenzdetektorsystems nach der Erfindung, Fig. 5 ein detailliertes Scnaltbild einer praktischen Ausführungsform des Gegentaktmodulators und des Frequenzdetektorsystems, Fig. 6 ein detailliertes Schaltbild einer praktischen Ausführungsform des Hilfdetektors und des Filters 1 nach Fig. 1, Fig. 7 in einem Blockschaltbild, wie die Vorrichtung nach der Erfindung zur Prüfung von nur der Zwischenfrequenzschaltung eines Fernsehempfängers verwendet werden kann, Fig. 8, ähnlich wie Fig. 7tdie Prüfung nur de@ //ocfL+requenzaclaltung des Empfängers, Sig. 9 ähnlich wie Fig. 7 die Prüfung der Zwischenfrequenz-und Videoschaltungen des mpfängers.In the drawing, FIG. 1 shows a block diagram of the circuit arrangement with the receiver to be tested, the rig. 2 shows a graphical representation of the sawtooth curve for the deflection of the input signals and the time base of the oscilloscope display, FIG. 3 shows a schematic circuit diagram for the representation of the effect of the phase comparator used in principle, FIG. 3A an @ g Vector diagrams to illustrate the output of the phase comparator at different input phases, Fig. 4 is a block diagram of the frequency detector system according to the invention, Fig. 5 is a detailed Schnaltbild a practical embodiment of the push-pull modulator and the frequency detector system, Fig. 6 is a detailed circuit diagram of a practical embodiment of the auxiliary detector and the Filter 1 according to FIG. 1, FIG. 7 in a block diagram of how the device according to the invention can be used for testing only the intermediate frequency circuit of a television receiver, FIG. 8, similar to FIG. // ocfL + requenzaclaltung of the receiver, Sig. 9 similar to FIG. 7 the test of the intermediate frequency and video circuits of the receiver.

Das übliche Verfahren zus Feststel len der Gesamtverzögerungskennlinie eines vollständigen Fernschempfängers besteht darin, dase das kurzzeitige Ansprechen aut die Zufuhr eines genau bestimmten Impulses und/oder eines balken-modulierten Fernschsignale an den Empfänger beobachtet und die durch den Gesamtempfänger in die ursprüngliche Wellenform. eingeführten Verzerrungen festgestellt werden. Da es schwierig ist, sicherzustellen, das die Prü@wellenform wit der erforderlichen Genauigkeit erseugt wirdwund zu wissen, welche Teile des Empfängers zu den Verzerrungen beitragen, ist dieser Verfahren nur zuverlässig, wenn es von geschulten Technikern ausgeführt wird. Die Durchführung des Prinzips der vorliegenden Erfindung ermöglicht, die Gesamtverzögerungskennlinie eines Fernsehempfängers auf einem Oszilloskop durch Kurven sichtbar zu machen. Ausseridem ist es dabei möglich, die VErzögerung gesonderter Abschnitte des Empfängers unabhängig vonden anderen zu studieren, während zudem die Phasenverzögerung angegeben wird. Es wird somit eine objektive, zuverlässige Anzeige der. Phasenkennlinien des Empfängers oder dessen Teile erhalten, ¾ In dieser Anmeldung soll unter Phasenverzögerung das Verhältnis zwischen der durch ein bestimates Netzwerk hervorgerufenen Phasenänderung und der Frequenz des diesem Netzwerk zugeführten Eingaugssignals und unter Gesamtverzögerung bei einer bestimten Frequenz die Neigung 3der die Abze ! w7g der Phasenkennlinie bei dieser Frequenz verstanden werden. Bei einer einer bestimmten Modulationsfrequenz modulierten Trägerwelle tritt eine effektive Phasenverschiebung des odulationssignals auf, die zu einer entsprechenden odulationephasenverzögerung führt, die einfach das Verhältnis dieser Phaeenverschiebung zu der Modulationsfrequenz darstellt, Es kann nachgewiesen werden, dass, wenn die Frequenz-Amplituden-Kannlinie der betreffenden Schaltung in dem begrenzten Bereich der Modulationsfrequenz gradlinig ist, die Modulationsphasenverzögerung gleich der Gesamtverzögerung der Sonaltung ist. Die Gesamtphasenkennlinie einer Schatung, der eine modulierte Trägerwelle zugeführt wird. ist daher die Kombination der Phasenverzögerung böi der Modulationsfrequenz und der Oeßamtverögerung bei der Trägerwellenfrequenz. Es sei beaerkt, dass, wenn keine Phasenverzerrung auftritt, die Phasenverzögerung bei allen auftretenden Frequenzen konstant bleiben muss, so dass die durch das Netzwerk eingeführte Phasenänderung der Frequenz direkt proportional sein muss. Dies gilt sowohl für die normale Phasenverzögerung wie auch fUr die Modulationsphasenverzögerung oder die Gesamtverzögerung der Schaltung.The usual method to determine the overall delay characteristic of a complete telephony receiver is that the short-term response to the supply of a precisely defined pulse and / or a beam-modulated telegraph signal to the receiver is observed and the overall receiver converts it into the original waveform. introduced distortions can be detected. Since it is difficult to ensure that the test waveform is being absorbed with the required accuracy and to know which parts of the receiver are contributing to the distortion, this method is only reliable if it is from trained technicians. Implementation of the principle of the present invention enables the overall delay characteristic of a television receiver to be visualized on an oscilloscope by means of curves. It is also possible to study the delay of separate sections of the receiver independently of the others, while also specifying the phase delay. It thus becomes an objective, reliable indication of the. Phase characteristics of the receiver or its parts received, ¾ In this application, phase delay is the ratio between the phase change caused by a certain network and the frequency of the input signal fed to this network and, under total delay at a certain frequency, the inclination 3der the Abze! w7g the phase characteristic at this frequency can be understood. At a A certain modulation frequency modulated carrier wave occurs an effective phase shift of the modulation signal, which leads to a corresponding modulation phase delay, which simply represents the ratio of this phase shift to the modulation frequency, It can be demonstrated that, if the frequency-amplitude can line of the circuit in question in the limited range of the modulation frequency is straight, the modulation phase delay is equal to the total delay of the Sonaltung. The overall phase characteristic of a circuit to which a modulated carrier wave is fed. is therefore the combination of the phase delay at the modulation frequency and the overall delay at the carrier wave frequency. It should be noted that if there is no phase distortion, the phase delay must remain constant at all frequencies occurring, so that the phase change introduced by the network must be directly proportional to the frequency. This applies to the normal phase delay as well as to the modulation phase delay or the total delay of the circuit.

Das Prinzip der vorliegenden erfindung und deren vorstehend geschilderte@ Vorteile werden an Hand des Blockschaltbildes von Pig. 1 erläutert. Einfachheit shalber wird angenommen, dass ein Fernsehempfänger TVR am Kanal II mit einer Bandbreite von 63 bis 70 MHz und mit einer Bildträgerwelle von 64,25 MHz geprüft werden soll. Es sei dabei vorausgesetzt, dass die Einheiten des In ; trumentes, die für diesen kanal geeigneten Frequenzen erzeugen oder liefern, diea auch für den anderen Fernsehkanal leisten Können. The principle of the present invention and its above-described @ Advantages are shown on the basis of the Pig. 1 explained. simplicity It is assumed that a television receiver TVR on channel II with a bandwidth from 63 to 70 MHz and with a video carrier wave of 64.25 MHz. It is assumed that the units of In; trumentes for this generate or supply frequencies suitable for the channel, which a also for the other television channel can afford.

Die ersten und zweiten Eingangssignale, die in entgegengesetzten Richtungen gelenkt werden sollen, werden einem gemeinsamen Wobbler 10 entnommen, dessen Ausgangssignal zwischen 64.25 und 74.25 MHz auf zeitlich lineare weise verläuft-und durch ein Sägezahnsignal eines Sägezahagenerators 1? gesteuert wird (Die Wellenform des Signals von 12 ist in Fig. 2 veranschaulicht). The first and second input signals that are in opposite Directions are to be steered, are taken from a common wobbler 10, the output signal of which between 64.25 and 74.25 MHz runs linearly over time - and through a sawtooth signal of a saw tooth generator 1? (The waveform of the signal of 12 is illustrated in Fig. 2).

Das gesteuerte Ausgangssignal des Wobolers 10 wtrd den Eingängen von zwei identischen Pufferverstärkern 14a und 14b in den ersten bzw. zweiten Eingangssignalkreisen zugeführt. Das gesteuerte Signal des Pufferverstärkers 14a wird im Kreis 16a mit einem Signal von 64.25 MHz eines Signalgenerators 18a kolbiniert ; das Kombinationssignal am Kreise 16a, der einfach eine TransformatorkopJlune enthalten kann, ist nahezu linear und erzeugt keine Intermodulationsprodukte. Das kombinierte Ausgangssignal des Kreises 16 wird über einen Paffer- und veränderlichen Verstärker 20a und den Schalter SW1 den Radiofrequenz-Eingangsklemmen des Fernsehempfängers T9R zugeftihrt. In genau der gleichen Weise wird das Ausgangssignal des Pufferverstärkers 14b linear im Kreis 16b mit einem Signal von 74.25 MHz des Generators lSb kombiniert und das Kombinationssignal wird über einen Puffer-und veränderlichen Verstärker 20b zugeführt.The controlled output signal of the wobolers 10 wtrd the inputs of two identical buffer amplifiers 14a and 14b in the first and second input signal circuits, respectively fed. The controlled signal of the buffer amplifier 14a is included in the circuit 16a a signal of 64.25 MHz from a signal generator 18a; the combination signal at the circle 16a, which can simply contain a transformer head, is almost linear and does not generate any intermodulation products. The combined output signal of the circuit 16 is via a buffer and variable amplifier 20a and the Switch SW1 fed to the radio frequency input terminals of the television receiver T9R. In exactly the same way, the output of the buffer amplifier 14b becomes linear combined in circle 16b with a signal of 74.25 MHz from generator lSb and that Combination signal is supplied through a buffer and variable amplifier 20b.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 20b wird einem Umhüllungsdetektor 22 hoher Güte zugeführt, dessen Ausgangssignal eindeutig ein Signalkomponente enthält, die zeitlich linear von 10 Milz zu Null Hz verlauft. Diese Signalkomponente wird durch ein Tiefpassfilter 24 selektiert und einer geeiohten Verzögerungaleitung 26 zugeführt, die vorherbestimmte konstante Phasenverzögerungen dem verlaufenden Signal zuordnen Kann. Das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 26 wiru als zweiten veränderliches Eingangsaignal dem Gegentaktmodulator 28 zugeführt. Das erste veränderliche Eingangssignal des Gegentaktmodulators wird von dem Videodetektor detektiert und dem Ausgang der Videostufe des Empfängers TVB Uber eine hohe Impedanz 30 und den Schalter SW 2 entnommen. Der Videodetektor eines Fernsehempfängers ist selbstverständlich ein Um@ällungsdetektor, der ähnlich wie der Detektor 22 wirksam ist, oo dass, wenti der Empfänger hinreichend auf Frequenz anspricht, das erste dem Gegentaktsmodulator 28 zugeführte signal von Null bis 10 MHz verläuft. In der Praxis verläuft es von Null bis etwa 5 MHz iiifolge deu begrenzten Durchgangs der Videostufen. The output of amplifier 20b is fed to an envelope detector 22 of high quality, whose output signal clearly contains a signal component, which runs linearly over time from 10 spleen to zero Hz. This signal component will selected by a low-pass filter 24 and an appropriate delay line 26 fed the predetermined constant phase delays to the traveling signal Can assign. The output signal the delay line 26 wiru fed to the push-pull modulator 28 as a second variable input signal. That first variable input to the push-pull modulator is from the video detector detected and the output of the video stage of the receiver TVB Uber a high impedance 30 and the switch SW 2 removed. The video detector of a television receiver is of course a Um @ ällungsdetektor, which is similar to the detector 22 effective is, oo that, wenti the receiver responds sufficiently to frequency, the first the push-pull modulator 28 supplied signal runs from zero to 10 MHz. In the In practice it runs from zero to about 5 MHz due to the limited passage of the Video levels.

Es sei bemerkt, dass der Videodvtektor in uen untersuchten Empfänger TVH in Anwesenheit eines Videoträgers wirksam ist, ähnlich wie wena er ein normales Fernsehsignal demoduliert. Dies trägt zu der Genauigkeit des Instrumentes bei.It should be noted that the video detector in our examined receiver TVH is effective in the presence of a video carrier, similar to wena a normal one Demodulated television signal. This contributes to the accuracy of the instrument.

Das Ausgangssignal des abgeglichenen modulators enthält eine Vorzugssignalkomponente eiir Frequenz von etwa 10 MHz und wird einem Bandpassfilter mit einem BEreich von 10 MHz (52) zugerührt, das alle nicht in der Nähe von 10 dz liegenden Frequenzen weiter Schwächt. Nach Durchgang durch einen abgestimmten Verstärker und einen Begrenzungskreis 34 wird das 10 MHz Filtersignal als ein einziges Eingangssignal einem elektronischen Schalter 56 und von dort dem empfindlichen Frequenzdetektor 58 mit schmalem 10-MHz-Band zugeführt. Das andere Eingangssignal des elektronischen Schalters 56 ist ein 10-MHz-Eichsignal, das durch die Kombination ues 64.25-MHz-Signale und des 74.@5-MHz-Signals der Generatoren 18a und 18@ in dem Kreis 40 und durch Durchführung des kombinierten Signals durch einen Kreis eines Detektors und Tiefpassfilters 42 erhalten wird. The output signal of the balanced modulator contains a preferred signal component at a frequency of about 10 MHz and a bandpass filter with a range of 10 MHz (52) were added, all frequencies not in the vicinity of 10 dz further weakens. After going through a tuned amplifier and a limiting circuit 34, the 10 MHz filter signal is used as a single input signal to an electronic Switch 56 and from there the sensitive frequency detector 58 with a narrow 10 MHz band fed. The other input to electronic switch 56 is a 10 MHz calibration signal, by combining the 64.25 MHz signals and the 74th @ 5 MHz signal from the generators 18a and 18 @ in circuit 40 and by passing the combined signal through a Circuit of a detector and low-pass filter 42 is obtained.

Der Schalter 36 wird durch das Ausgangssignal des Sägezahngenerators 12 gesteuert, so dass die eingänge sbsecngelnd betätigt werden, wobei das verlaufende 10-MHz-Signal des Kreises 34 während der dinlaufperiode der Signalform und das geeichte 10-MHz-Signal des Kreises 42 während des Rücklaufs dieses Signals selektiert werden. Die Sägezahnspannung des Generators 12 und das Ausgangssignal des Frequenzdetektors 38 werden X- bzw. Y-Klemmen eines Elektronenstrahloszilloskops CR0 zugeführt, um die gewünschte Wiedergabe zu erzielen.The switch 36 is activated by the output signal of the sawtooth generator 12 controlled, so that the inputs are ngelnd actuated, with the running Circuit 34 10 MHz signal during the waveform run-in period and the calibrated 10 MHz signal of circuit 42 can be selected during the retrace of this signal. The sawtooth voltage of the generator 12 and the output signal of the frequency detector 38, X and Y terminals of an electron beam oscilloscope CR0 are supplied to to achieve the desired reproduction.

Die Vorrichtung kann dadurch kontrolliert werden, das der Empfänger TVR abgeschaltet wird und die Bahnen des ersten und des zweiten Signals nahezu gleich gemacht werden mittels der Schalter SW1 und SW2, durch welche der Detektor 22a und das Tiefpassfilter 24A in die E@hn des ersten Signale statt des Empfängers einseschaltet werden. Es kann vorteilhaft sein, die @ohe Impedanz 30 in die bahn des ersten Eingangssignals einzufägen, indem der schalter SW1 allein geschaltet und die Impedanz an die ausgangsklemme des Filters 24a angeschlossen wird. The device can be controlled by the recipient TVR is turned off and the trajectories of the first and second signals are almost the same are made by means of the switches SW1 and SW2, through which the detector 22a and switches the low-pass filter 24A into the E @ hn of the first signal instead of the receiver will. It can be advantageous to put the low impedance 30 in the path of the first input signal memorize by switching the switch SW1 alone and transferring the impedance to the output terminal of the filter 24a is connected.

Um eine hinreichend empfindlictse siedergabe iu Elektronenstrahloszilloskop CRO zu erzielen, erzeugt der Sägezahngenerator 12 die in fig. 2 dargestellte wellenform mit 50 Hz. In der angegebenen Kurve ist die Zeit, des Hinlaufs zwischen en Intervallen to und tl etwa 10 msec. d.h. eine Halbperiode das Zyklus, wänrend die XUcklaufzeit von tr erheblich kUrzer ist. Es ist ersichtlicti, dass in Fig. 2 die Koordinate der Sägezahnwellenform eine Spannungs-Zeit-oder eine Frequenz-Zeit-Grösse sein ann, wenn das Ausgangssignal des Wobblers beräcksichtigt wird. Dies ist in der Figur dargestellt. To ensure a sufficiently sensitive reproduction in the electron beam oscilloscope To achieve CRO, the sawtooth generator 12 generates the in fig. 2 waveform shown at 50 Hz. In the curve given is the time of the run between the intervals to and tl about 10 msec. i.e. a half cycle of the cycle while the return time of tr is considerably shorter. It can be seen that in FIG. 2 the coordinate the sawtooth waveform can be a voltage-time or a frequency-time variable, if the output signal of the wobbler is taken into account. This is in the figure shown.

Zu Jedem Zeitpunkt währand der Sägezahnspannung des Wobblers 10 liegen zwei Frequenzkomponenten in dem Gegentaktmodulator 28 vor, die eich zur Bildung Einer 10-MHz-Ausgangskomponente zusammen fügen infolge des seitlich linearen, entgegengesetzten Hube der zwei Eingangssignale. Wenn jedes der zwei Eingangssignale eine gleiche, konstante Phasenverzögerung während des fiubo erfährt, wird das Ausgangesignal des Gegentaktmodulators 28, das den Frequenzdetektor 38 zugeführt wird, ein Frequenz von genau 10 MHz haben. Andererseits, wenn das erst durch den Empfänger verlaufende Eingangssignal eine konstante Phasenverzögerung grösser als die des zweiten Eingangssignals empfindet, hat das im Gegentaktmodulator erzeugte ßohwebungsslgnal eine Frequenz etwas unterhalb 10 MHz. Die duroh den Empfänger TVR herbeigeführte, konstante Phasenverzögerung ibt gewöhnlich nicht von grosser »edeutung und kann.daher durch die geeichte Verzögerungsleitung 26 beseitigt werden, so dass did Schwebungsfrequenz im Gegentaktmodulator 28 dem Wert von MHz nther kommt. Von Bedeutung ist Jedooh die Gesamtverzögerung seiten der Schaltungsanordung des Empfängers, wodurch eine frequenz-abhängige Verzögerung des ersten Signals eingeführt wird. Infolgedessen hat dae Ausgangssignal des Gegentaktmodulators eine Frequenz von annäherend 10 MHz, wobei die Phasenmodulation eine sehr geringe Modulations tiefe hat. Es. kann nachgewiesen werden, dass die Modulationstiefe infolge einer bestimmten Gesamtverzögerung der Ablenkgeschwindigkeit proportional istt obgleich letztere notwendigerweise durch die Zeitkonstanten in Kreisen z.B. durch die Frequenz beschränkt wird. At any point in time, the sawtooth voltage of the wobbler 10 is present two frequency components in the push-pull modulator 28, which are calibrated to form Add a 10 MHz output component together as a result of the laterally linear, opposite Hub of the two input signals. If each of the two input signals is the same, experiences constant phase delay during the fiubo, the output signal of the Push-pull modulator 28, which is fed to the frequency detector 38, a frequency of exactly 10 MHz. On the other hand, if that only passes through the recipient Input signal has a constant phase delay greater than that of the second input signal senses, the ßohwebungsslgnal generated in the push-pull modulator has a frequency slightly below 10 MHz. The constant phase delay brought about by the receiver TVR Is usually not of great importance and can, therefore, through the calibrated delay line 26 can be eliminated, so that the beat frequency in the push-pull modulator 28 dem Value of MHz comes closer. What matters, Jedooh, is the overall lag the circuit arrangement of the receiver, creating a frequency-dependent delay of the first signal is introduced. As a result, the output of the push-pull modulator has a frequency of approximately 10 MHz, with a very low phase modulation Has modulation depth. It. it can be demonstrated that the modulation depth is due to a certain total delay is proportional to the deflection speed, although the latter necessarily through the time constants in circles, e.g. through the frequency is restricted.

Wenn angenommen wird, dass beim Fernsehen ein praktisch brauchberes Instrument die Gesamtverzögerung mit einer Toleranz von 10 isec in einem maximalen Bereich bis zu etwa 1000 sec messen soll, muss der Frequenzdetektor dieses Instruaentes eine solche Empfindlichkeit hbbentdass eine Abweihung von 10. Hz von der durchschnittlichen Frequenz detektiert werden kann. zusserdem muss der Detektor einen hinreichenden Bereich haben, um eine Abweichung von 1000 Hz von der zulässigen Durchsnhnittsfrequenz zu erlauben. Das Prinzip dieses Detektors ist in Fig. If it is believed to be a handy when watching TV useful Instrument the total delay with a tolerance of 10 isec in a maximum If the range is to measure up to approx. 1000 sec, the frequency detector of this instruaentes must such a sensitivity that a deviation of 10 Hz from the average Frequency can be detected. In addition, the detector must have a sufficient Range have a deviation of 1000 Hz from the permissible average frequency to allow. The principle of this detector is shown in Fig.

3 dargestellt. Es ist ersichtlich, dass ein Bedarf an einer besonderen Form eines DeteKtors vorliegt, da das Phasenvergleichsorgan lediglich linear aufzeichnen kann, wenn der Phasenunterschied zwischen dem Bezugssignal und dem Eingangssignal nicht grösser als etwa 1 Radian/Sec ist, während die Phasenmodulation des 10-MHz-Signals von dem Gegentaktmodulator in dieser Ausführungsform diesen wert erheblich überschreitet.3 shown. It can be seen that there is a need for a special one In the form of a detector, since the phase comparison element only records linearly can when the phase difference between the reference signal and the input signal is not greater than about 1 radian / sec, while the phase modulation of the 10 MHz signal of the push-pull modulator in this embodiment significantly exceeds this value.

Gemäss der erfindung wird diese Scnwierigkeit dadurch behoben, dass die Bezugsfrequenz des Phasenvergleichsorgans derart geändert wird, dass der Phasenunterschied zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssignal stets diesem linearen Bereioh näner gebracht wird. Der Detektor flach der Erfindung enthält eine Regelung, wodurch die Frequenz des Bezugssignals der des Eingangssignals mehr oder weniger folgen kann entsprechend der Modulationstiefe des Eingangssignals. Der Grad dieser Regelung ist somit eine grobe Messung der Gesarntverzögerung des unter sichten Gerätes.According to the invention, this difficulty is eliminated in that the reference frequency of the phase comparator is changed in such a way that the phase difference between the input signal and the reference signal is always this linear region is brought. The detector flat of the invention includes a control, whereby the Frequency of the reference signal that can more or less follow the input signal according to the modulation depth of the input signal. The degree of this regulation is therefore a rough measurement of the overall delay of the device under consideration.

Es ist ersichtlich, dass das Phasenvergleichsorgan nach F. 3 dem Ueblichen Ver@ätnisdetektor äruilich ist, und auch die Vektordiagramme fUr verschiedene Eingangsphasen nach Fig. 3A sind annäherend denen eines üblichen Verhältnisdetektors ähnlich. It can be seen that the phase comparator according to F. 3 dem Usual ver @ ätnisdetektor is common, and also the Vector diagrams for various input phases according to FIG. 3A are approximately those of a conventional one Ratio detector similar.

Bei dem Ublichen Verhältnisdetke tor für iM-Demodulation Jedoch wird das Bezugssignal von dem Eingangssignal dadurch abgeleitet, dass eine gegenseitige Kopplung zwischen einem Primär- und einem Sekundärkreis hergestellt wird. Dabei ist an erster Stelle das Bezugasignal in quadratur mit dem Eingangssignal und zweitens ist die Phasenmodulation des Bezugssignals etwas geringer als die des Eingangssignals.However, with the usual ratio detector for iM demodulation the reference signal derived from the input signal by having a mutual Coupling is established between a primary and a secondary circuit. Included is firstly the reference signal in quadrature with the input signal and secondly the phase modulation of the reference signal is slightly less than that of the input signal.

Bei dem Detektor nach der Erfindung (Fig. 4) wird das Bezugssignal nicht durch gegenseitige Kopplung von dem Eingangssignal abgeleitet, sondern vielmehr in die "Sekundär"-Wicklung des Detektors(S) mittels der eng gekoppelten Primärwicklung P Eingeführt, die durch einen 10-MHz-Reaktanzoszillator 40 über einen Pufferverstärker 42 erregt wird. Die Frequenz des Oszillators 40 wird durch den Reaktanzkreis 44 geregelt, der an sich durcn zwei Eingangssignale geregelt wird. eines dieser signale ist ein über-steuertes Bezugsfrequenz-Regelsignal von dem schematisch dagestellten Potentiometer P1 und dient dazu, die Oszillatorfrequenz auf einem Nennwert von 10 MHz aufrechtzuerhalten, während das andere Eingangssignal von dem demodulierten Ausgang es Phasenvergleichsorgane aber das Potentiometer P2 abgeleitet wird. Das Potentiometer 2 ist zwischen dem ausgang des Phasenvergleiciisorgans und einer Seite eines mit Erde veroundenen Kondensators C veronnden, und aus Fig. 4 ist ersichtlich, dass bei R1max und R2min der Oszillator 40 zwangsweise den Phasenänderungen des Eingangssignals folgt. In the detector according to the invention (Fig. 4) the reference signal not derived from the input signal by mutual coupling, but rather into the "secondary" winding of the detector (S) by means of the tightly coupled primary winding P Introduced by a 10 MHz reactance oscillator 40 through a buffer amplifier 42 is excited. The frequency of the oscillator 40 is determined by the reactance circuit 44 regulated, which is regulated by two input signals. one of these signals is an over-controlled reference frequency control signal from the one shown schematically Potentiometer P1 and is used to set the oscillator frequency to a nominal value of 10 MHz while the other input signal from the demodulated Output it phase comparator but the potentiometer P2 is derived. That Potentiometer 2 is between the output of the phase comparison organ and one side of a capacitor C connected to earth, and from Fig. 4 it can be seen that at R1max and R2min the oscillator 40 forcibly the phase changes of the input signal follows.

Andererseits, wenn R2 max,inl und R1.minimal sind und die Zeitkonstante (R1 + R2)C erheblich länger als die Hubzeit ist, folgt der Bezugsoszillator keiner der Phasenänderungen des Eingangs signals. Es wird einleuahten, dass bei einer zwischenliegenden Einstellung des Potintiometers P2 der Oszillator 40 den Phasenänderungen des Eingangssignals durchschnittlich folgen kann.On the other hand, if R2 max, inl and R1. Are minimal and the time constant (R1 + R2) C is considerably longer than the stroke time, the reference oscillator does not follow any the phase changes of the input signal. It is admitted that with an intermediate Adjustment of the potentiometer P2 of the oscillator 40 to the phase changes of the input signal can follow on average.

Der Oszillator 40 foLgt somit nur den Änderungen der Pnsse des Eingangssignals verhältnismässig@langer Zeitdauer und folgt nicht kurzzeitigen Phasenänderungen, die somit in aem Ausgang auftrbten, wobei die Grenze zwischen längeren und kürzeren Phasenänderungen durch die Einstellung des Potenitometers P2 bedingt wird.The oscillator 40 thus only follows the changes in the Pnss of the input signal relatively long duration and does not follow brief phase changes, which thus appeared in aem exit, whereby the boundary between longer and shorter Phase changes is caused by the setting of the potentiometer P2.

Eine praktische Ausführungsform der bohaltungsanordung für die Einzelteile 28, 32, 34 und 38 ist in Fig. 5 dargestellt. A practical embodiment of the bohaltungsanordung for the individual parts 28, 32, 34 and 38 is shown in FIG.

Wie vorstehend gesagt, kann die Vorrichtung leicht zum Untersuchen anderer Schaltungsanordungen als die kombinierten Radiofrequenz-, Zwischenfrequenz- und Videonetzwerke eines Fernsehempfängers verwendet werden. Für eine kurze erläuterung dieser AnwendUngen sei angenommen, dass die Phasenkennlinien des Videonetzwerkes, des Zwischenfrequenzkreises, des Hadiofrequenzkreises und der Zwischenfrequenz- und Videonetzwerke des Fernaehempfängers TVR gesondert untersucht werden sollen. Mittels des vorstehend beschriebenen Untersuchgerätes kann dies bequem durchgeführt werden, indem geeignete Hilfsnetzwerke benutzt werden, welche die vorerwähnten ersetzen können, sowie netzwerke des Empfangers, die nicht untersucht werden. As mentioned above, the device can be easily examined circuit arrangements other than the combined radio frequency, intermediate frequency and video networks of a television receiver can be used. For a brief explanation In these applications it is assumed that the phase characteristics of the video network, the intermediate frequency circuit, the radio frequency circuit and the intermediate frequency and video networks of the television receiver TVR are to be examined separately. This can be carried out conveniently by means of the examination device described above by using appropriate auxiliary networks to replace those mentioned above can, as well as networks of the recipient that are not examined.

Wenn nur das Videonetzwerk untersucht wird, können der lineare Phasendetektor und das Tiefpsssfiltar den Hockfrequenzoszillator, den Zwischenfrequenz-Mischverstärker und den Videodetektor des Empfänger s$ausgangssignal TVR ersetzen, wobei das Eingang des Detektors und Filters der Videbnetzwerks des, untersuchten Ausgangs- zugeführt wird, dessen mittels signal wie vorstehend erwähnt der Hochimpedanzsonde 30 und des Puffers geprüft der wird. Wenn Detektorkreis 22A und das Tiefpassfilter 24@ (siche Fig. 1) durch den schalter SW1 eingeschaltet werden, kann das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 24A dem Ausgang des Videodetektors des Empfängers TVR zugefürirt werden. Fig. 6 zeit ein praktisch lineares Phasennetzwerk mit einem Detektor und einem Ti@fpnssfilter, das gemäss den Kreisen 22A und 24A nach teig. 1 anwendbar ilt. If only the video network is being examined, the linear phase detector can and the low-pass filter, the high frequency oscillator, the intermediate frequency mixer amplifier and replace the video detector of the receiver s $ output signal TVR, the input the detector and filter are fed to the video network of the examined output is, whose means of signal as mentioned above, the high-impedance probe 30 and of the buffer is checked. When detector circuit 22A and low pass filter 24 @ (see Fig. 1) are switched on by the switch SW1, the output signal of the low-pass filter 24A is fed to the output of the video detector of the receiver TVR will. Fig. 6 shows a practically linear phase network with a detector and a Ti @ fpnss filter, which according to the circles 22A and 24A after dough. 1 applicable ilt.

Die lineare Phasenkennlinie eines solchen Kreis@@ läsat sich ziemlich bequem erzielen, da die Frequenzselektivität keine Schwierigkeiten bereitet Um lediglich die Zwischenfrequenzkreise zu können die Anordnungen hach Fig. 7 verwendet werden, wenn das erste Hubsignal in die Zwischenfrequenzsignale umgewandelt wird. Dies erfolgt durch Anwendung einer Mischröhre und eines Breitbandfilterkreises 70 gemeinsam mit zugehörenden Ortsoszillator 72. Das Ausgangssignal des Zwischenfrequenzkreises des Empfängers TVR wird in den erwähnten Kreisen 22A und 24A detektiert und selektiert, bevor es dem Gegentaktmodulator 28 üder die Hochimpedanzsonde 30 zugeführt wird. Die Hochfrequenz-und Mischstufen und auch der Videodetektor und der Vidoveratäi des Empfängere sind dabei durch lineare Phasenkreise ersetzt.The linear phase characteristic of such a circle is pretty easy Achieve conveniently, since the frequency selectivity does not cause any difficulties To only the intermediate frequency circuits can be used the arrangements according to Fig. 7, when the first stroke signal is converted into the intermediate frequency signals. this happens using a mixer tube and broadband filter circuit 70 in conjunction with associated local oscillator 72. The output signal of the intermediate frequency circuit of the Receiver TVR is detected and selected in the mentioned circles 22A and 24A, before it is fed to the push-pull modulator 28 via the high-impedance probe 30. The high frequency and Mixer stages and also the video detector and the video data of the receiver are replaced by linear phase circles.

Sollen lediglich die Hockfrequenzkreise des Empfängers geprüft werden, so können die Mischröhre, die Zwischenfrequenzstufe, der Videodetektor tmd -verstärker durch einen einfachan Detektor und ein Tiefpassfilter wie vorstehend erwähnt ersetz@ werden. Hier ist also der Kreis naon Fig. 8 anwendbar, wo Block 80 den Detektor und das Tiefpassfilter daratellt. If only the high frequency circuits of the receiver are to be checked, so can the mixer tube, the intermediate frequency stage, the video detector tmd amplifier Replace with a simple detector and a low pass filter as mentioned above @ will. The circle in FIG. 8 is applicable here, where block 80 is the detector and the low-pass filter is shown.

Zum Prüfen der zwischenfrequenz- und Videokreise kann te Anordnung naoh Fig. 9 benutzt werden, wobei die Mischröhre 70, der Ortoszillator 72 und die Hochimpedanz 30 angebracht sind,-wie in der Figur dargestellt ist. Diese Anordnung ist ähnlich der nach Fig. 7, wobei der Detektor 22A und das Tiefpassfilter 24A weggenommen sind; Es wird einleuchten, dass die verschiedenen Hilfsteile in verschiedenen Kombinationen und Anordnungen statt verschiede@r stufen der untersuchten Anordnung benutzt werden können, so dass Verzerrungen eich detektieren laasen. Diese Hilfsteile können selbstverständlich nach Phasenlinearität durch vollständigen Ersatz des Empfängers geprüft werden. Wie vorstehend gesagt, ist die beswhriebene Prüfvorrichtung nur eine mögliche Ausfünrungsform des Prinzips dieser Erfindung. Dem Fachmann stehen manche Abarten zur Verfügung. Wenn z.B. die Vorrichtung zusammengebaute Schaltungen in einer Werkstatt prüfen soll, braucht sie sehr wahrscheinlich nicht so einstellbar und verwickelt zu sein wie die in Fig. 1 dargestellte Vorrichtung. iXenn nur Videostufen auf diese Weise geprüft werden sollen, kennen die 10-MHz-Signale, die in der entgegengesetzten Richtung abgelenkt werden direkt erzeugt und dem Videokreis und dem Gegentaktmodulator zugeführt werden, ohne dass viele der Netzwerke nach lig. 1 verwendet werden. Verschiedene Abarten und Zuordnungen können bei dem Phasenvergleiohskreis verwendet werden, um diesen an andere Vorrichtungen und für andere Zwecke innerhalb des Rahmens der Erfindung anzupassen. To check the intermediate frequency and video circuits, te arrangement Naoh Fig. 9 are used, the mixing tube 70, the local oscillator 72 and the High impedance 30 are attached, -as shown in the figure. This arrangement is similar to that of Fig. 7 with the detector 22A and low pass filter 24A removed are; It will be evident that the various auxiliary parts in different combinations and arrangements are used instead of different stages of the arrangement being examined so that distortions can be calibrated to be detected. These auxiliary parts can of course be checked for phase linearity by completely replacing the receiver. As stated above, the test device described is only one possible embodiment of the principle of this invention. Some variants are available to the specialist. For example, when testing the device assembled circuits in a workshop it probably doesn't need to be so adjustable and tangled like the device shown in FIG. iXenn only video stages this way checked are supposed to know the 10 MHz signals going in the opposite direction deflected are generated directly and fed to the video circuit and the push-pull modulator without many of the networks after lig. 1 can be used. Different Variations and assignments can be used with the phase comparison circle these to other devices and for other purposes within the scope of the invention adapt.

Claims

PATENT CLAIMS: 1. Method for determining the frequency-phase characteristic a circuit in a certain BerOitih, characterized in that a first Signal with a temporally linear frequency deviation but the area concerned, and a second with a linear frequency swing in the opposite direction Be generated over the frequency range and that the first signal of the test circuit is zugeftifirt, whose output signal is combined with the second signal is going to get a component of this combination at a nearly constant frequency equal or proportional to the current sum frequency of the first and the second Signal to select, and that the frequency change in the comparison concern the deviation of the first and the second frequency signal are detected and displayed.

2. The method according to claim 1, characterized in that the first Signal modulates a carrier wave signal which is fed to the circuit under test can be.

5. Device for performing the method according to claims 1 or 2, characterized in that means for generating the first signal with a Temporally linear frequency deviation in one direction over the relevant frequency range, Means for generating a second signal with a linear frequency deviation over time in the opposite direction across the frequency range, middle modulating means for supplying the first signal to the circuit under test to combine the output signal of the circuit to be checked with the second signal to select a component of the combination with an almost constant frequency equal to or proportional to the instantaneous sum frequency of the first and the second Signal and means for detecting and displaying the frequency change in this Component is provided during the swing of the frequency of the first and second signals are.

4. Apparatus according to claim, characterized in that the modulation means a balanced modulator included.

5. The device according to claim 3 or 4, characterized in that the trajectory of the second signal includes delay means whereby the second signal receives a constant phase delay over the relevant frequency range.

6. Apparatus according to claim 3, 4 or 5, characterized in that that the means for detecting the change in frequency of the output signal of the modulation means contain a phase comparator that compares the input signal with a reference signal compares which reference signal generated by a variable frequency generator is, at least partially, by the output signal of the phase comparison 0 "organ Is controlled.