DE1303859C1

DE1303859C1 - Transistorized vertical deflection circuit

Info

Publication number: DE1303859C1
Application number: DE19631303859
Authority: DE
Inventors: Larry Abraham East Brunswick N.J. Freedmann (V.St.A.)
Original assignee: Ausscheidung aus: 12 10 910 RCA Corp., New York, N.Y. (V.StA.)
Priority date: 1962-03-23
Filing date: 1963-03-20
Publication date: 1977-09-22

Description

diesem während des Sägezahnhinlaufs gesperrten Transistor eine im Sinne eines Stromdurchgangs wirkende und allmählich ansteigende Vorspannung zu, während der zweite Rückkopplungszwt Ig dem Transistor einen ebenfalls im Sinne eines Stromdurchgangs wirkenden Impuls zuführt, der kurz vor dem zu erwartenden Vertikalimpuls liegt und den Transistor zum Einschalten durch den Vertikalimpuls vorbereitet. Die beiden Rückkopplungszweige sollen den Transistor während des Sägezahnhinlaufs so weit in das Sperrgebiet steuern, daß etwaige Störimpulse ihn nicht zum Leiten bringen und somit keinen zeitlich falschen Sägezahnrücklauf einleiten können.This transistor, which is blocked during the sawtooth trace, has a current flow acting and gradually increasing bias voltage, while the second Rückkopplungszwt Ig the transistor supplies a pulse that also acts in the sense of a current passage, which shortly before the to expected vertical pulse lies and prepares the transistor for switching on by the vertical pulse. The two feedback branches are intended to move the transistor so far into the restricted area during the sawtooth trace control that any interference impulses do not lead him to conduct and thus no wrong timing Can initiate sawtooth return.

Bei dieser letztgenannten Schaltung wird das Rückführungssignal vom Emitter des Endtransistors abgeleitet, der jedoch nicht während des vollen Hinlaufintervalls eingeschaltet ist. Der Sägezahn erhält daher keine S-förmige Krümmung, und das einzige Signal, welches den Vorstufentransistor gesperrt hält, ist die eine Sägezahnhälfte. Mit Hilfe eines Potentiometers zur Veränderung der rückgekoppelten Spannung läßt sich die Steigung dieser Hälfte des Sägezahns verändern, so daß die Triggerempfindlichkeit gegenüber den Rücklaufimpulsen veränderbar gemacht werden kann.In this latter circuit, the feedback signal is taken from the emitter of the final transistor which is not switched on during the full trace interval. The sawtooth receives hence no S-shaped bend, and the only signal that keeps the pre-stage transistor off is one sawtooth half. With the help of a potentiometer to change the feedback voltage the slope of this half of the sawtooth change, so that the trigger sensitivity opposite the return pulses can be made changeable.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in einer Verbesserung der Störunempfindlichkeit bei einer Ablenkschaltung der eingangs erwähnten Art, welche eine S-förmig verzerrte Ablenksägezahnform liefert, gegen eine unbeabsichtigte Triggerung durch zeitlich falsch liegende Störimpulse.The object of the invention is to improve the immunity to interference in a Deflection circuit of the type mentioned above, which provides an S-shaped distorted deflection sawtooth shape, against unintentional triggering due to incorrectly timing interference pulses.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der erste Rückkopplungszweig ein Hochpaßfilter sowie einen zwischen dieses und die Basis des zweiten Transistors geschalteten Speicherkondensator enthält, daß über den ersten Rückkopplungszweig während der Ladeperiode die Hochfrequenzkomponente der am Kollektor des ersten Transistors erscheinenden Spannung auf die Basis des zweiten Transistors als Sperrspannung gekoppelt wird, die sich jedoch am Ende der Ladeperiode im Einschaltsinn des zweiten Transistors ändert, daß während der Entladeperiode ein an der Vertikalablenkspule erzeugter Rücklaufimpuls im Einschaltsinn auf die Basis des zweiten Transistors zur raschen Entladung des Ladekondensators und Aufladung des Speicherkondensators mit einer den zweiten Transistor sperrenden Polarität gekoppelt wird und daß über einen zwischen den Emitter des ersten Transistors und die Basis des zweiten Transistors geschalteten dritten Rückkopplungszweig während der Ladeperiode auf die Basis des zweiten Transistors eine Spannung gekoppelt wird, die sich nahe dem Ende der Ladeperiode sehr rasch in einer solcher. Richtung ändert, daß der zweite Transistor eingeschaltet wird.According to the invention, this object is achieved in that the first feedback branch is a high-pass filter as well as a storage capacitor connected between this and the base of the second transistor, that via the first feedback branch during the charging period, the high-frequency component of the am The collector of the first transistor appears as a voltage to the base of the second transistor Reverse voltage is coupled, which is, however, at the end of the charging period in the switch-on direction of the second transistor changes that a return pulse generated at the vertical deflection coil in the switch-on direction during the discharge period to the base of the second transistor for rapid discharge of the charging capacitor and charging of the storage capacitor is coupled to a polarity blocking the second transistor and that via a connected between the emitter of the first transistor and the base of the second transistor third feedback branch during the charging period to the base of the second transistor a voltage which is coupled very quickly in such a way near the end of the charging period. direction changes that the second transistor is turned on.

Bei dieser Schaltung tritt eine Überlagerung der S-förmigen Krümmung mit dem am Ende des Hinlaufintervalls auftretenden Impuls derart auf, daß ein sehr steiler Anstieg in Einschaltrichtung des zweiten Transistors auftritt, der diesen gegen Ende des Ladeintervalls für den Kondensator einzuschalten sucht. Dadurch ist es möglich, die Spannung an der Basis des zweiten Transistors praktisch während des gesamten Hinlaufintervalls mit Ausnahme des allerletzten Teiles so weit in Sperrichtung für diesen Transistor zu halten, daß praktisch überhaupt keine Störimpulse ihn während des wesentlichen Teils des Hinlaufintervalls einschalten und somit eine Fehlsynchronisierung bewirken können.In this circuit, the S-shaped curvature is superimposed on the one at the end of the Trace interval occurring pulse in such a way that a very steep rise in the direction of the second Transistor occurs, which tries to turn it on towards the end of the charging interval for the capacitor. This makes it possible to keep the voltage at the base of the second transistor practically throughout Keep the trace interval with the exception of the very last part so far in the reverse direction for this transistor, that practically no glitches at all turn it on during the substantial part of the trace interval and thus can cause incorrect synchronization.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Darstellungen eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigtThe invention is explained in more detail below with reference to the representations of an exemplary embodiment. It indicates

F i g. 1 ein teilweise in Blockform dargestelltes Schaltbild eines Empfängers mit der erfindungsgemäßen Vertikalablenkschaltung undF i g. 1 is a circuit diagram, shown partially in block form, of a receiver with the inventive device Vertical deflection circuit and

Fig.2 eine Reihe von Signalverläufen zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der in F i g. 1 dargestellten Schaltung.2 shows a series of signal curves for illustration the mode of operation of the in F i g. 1 shown circuit.

F i g. 1 zeigt einen Fernsehempfänger mit einer Antenne 10, von der das empfangene hochfrequente Fernsehsignal zum Abstimm- und Zwischenfrequenzverstärkerteil 12 des Empfängers gelangt. Das hochfrequente Fernsehsignal besteht aus dem Bildträger, der mit den Videosignalen, zusammengesetzt aus Bildsignalen und Zeilen- und Bildgleichlaufsignalen, amplitudenmoduliert ist, sowie dem Tonträger, der entsprechend den derzeitigen Fernsehnormen einen Frequenzabstand von 4,5 Megahertz (US-Norm) vom Bildträger hat und mit den Tonsignalen frequenzmoduliert ist. Das am Ausgang des ZF-Verstärkerteiles 12 erscheinende verstärkte zwischenfrequente Fernsehsignal gelangt zum Videodemodulator 14, wo das amplitudenmodulierte Zwischenfrequenzsignal demoduliert wird, um die Bildsignale mit den Zeilen- und Bildgleichlaufsignalen zu gewinnen, und wo ferner der zwischenfrequente Bildträger mit dem zwischenfrequenten Tonträger überlagert wird, um einen mit den Tonsignalen frequenzmodulierten 4,5-Megahertz-Intercarrier zu bilden. Die demodulierten Videosignale und der Intercarrier werden dem Videoverstärker 16 zugeleitet, von wo der Intercarrier zum Tonkanal 18 gelangt; dort wird er demoduliert und an den den Toninhalt wiedergebenden Lautsprecher 20 weitergeleitet.F i g. 1 shows a television receiver with an antenna 10, from which the received high-frequency television signal reaches the tuning and intermediate frequency amplifier part 12 of the receiver. The high-frequency television signal consists of the picture carrier, which is amplitude-modulated with the video signals, composed of picture signals and line and picture synchronism signals, and the sound carrier, which, in accordance with current television standards, has a frequency spacing of 4.5 megahertz (US standard) from the picture carrier and is frequency modulated with the audio signals. The amplified intermediate-frequency television signal appearing at the output of the IF amplifier part 12 reaches the video demodulator 14, where the amplitude-modulated intermediate-frequency signal is demodulated in order to obtain the image signals with the line and image synchronous signals, and where the intermediate-frequency image carrier is superimposed with the intermediate-frequency sound carrier to to form a 4.5 megahertz intercarrier frequency-modulated with the audio signals. The demodulated video signals and the intercarrier are fed to the video amplifier 16, from where the intercarrier arrives at the audio channel 18; there it is demodulated and passed on to the loudspeaker 20 reproducing the sound content.

Die Bildsignale gelangen vom Videoverstärker 16 zum Strahlerzeugungssystem (nicht gezeigt) der Bildröhre 22, wo sie entsprechend den Amplituden der Bildsignale die Intensität des Elektronenstrahles modulieren. Das Videosignal gelangt ferner zu einer automatischen Verstärkungsregelschaltung 24, die aus den Videosignalen eine Regelspannung für die Regelung des Verstärkungsgrades vorgeschalteter Verstärkerstufen, beispielsweise der HF- und ZF-Verstärkerstufen im Abstimm- und ZF-Verstärkerteil 12, erzeugt, um auch bei etwaigen größeren Amplitudenschwankungen im empfangenen Fernsehsignal die Amplitudenschwankungen im demodulierten Videosignal klein zu halten. Die Videosignale gelangen ferner zum Amplitudensieb und Impulstrenner 26, wo die Zeilen- und Bildsynchronisiersignale vom Bildinhalt abgetrennt werden. Die Zeilensynchronisiersignale gelangen zur Horizontalablenkschaltung 28 (die in üblicher Weise ausgebildet sein kann), wo die Horizontalablenksignale erzeugt werden, die dann von den Klemmen H-H zu den Klemmen H-H der Zeilenablenkspulen 30 des elektromagnetischen Ablenkjoches, das aus auf der Kathodenstrahlröhre 22 angeordneten Zeilenablenkspulen 30 und Bildablenkspulen 54 besteht, gelangen. Die in den Horizontalablenkspulen 30 erzeugten Ströme besorgen die Ablenkung des Elektronenstrahls der Röhre in horizontaler Richtung.The image signals pass from the video amplifier 16 to the beam generating system (not shown) of the picture tube 22, where they modulate the intensity of the electron beam in accordance with the amplitudes of the image signals. The video signal also arrives at an automatic gain control circuit 24, which uses the video signals to generate a control voltage for regulating the gain of upstream amplifier stages, for example the RF and IF amplifier stages in the tuning and IF amplifier section 12, in order to ensure that there are large amplitude fluctuations in the received television signal to keep the amplitude fluctuations in the demodulated video signal small. The video signals also pass to the amplitude filter and pulse separator 26, where the line and frame synchronization signals are separated from the picture content. The line synchronizing signals go to the horizontal deflection circuit 28 (which can be designed in the usual way), where the horizontal deflection signals are generated, which then from the terminals HH to the terminals HH of the line deflection coils 30 of the electromagnetic deflection yoke, which consists of line deflection coils 30 and image deflection coils arranged on the cathode ray tube 22 54 exists. The currents generated in the horizontal deflection coils 30 cause the electron beam of the tube to be deflected in the horizontal direction.

Die in der Synchronisiersignalabtrennstufe 26 erhaltenen Bildsynchronisiersignale gelangen zur erfindungsgemäßen Vertikalablenkschaltung, die einen ersten oder Endtransistor 32 mit einer Basis 34, einem Emitter 35 und einem Kollektor 38 sowie einen zweiten oder Schaltertransistor 40 mit einer Basis 42, einem Emitter 44 und einem Kollektor 46 enthält Der Kollektor 38 des Endtransistors 32 ist über die Primärwicklung 48 desThe obtained in the synchronizing signal separation stage 26 Image synchronization signals arrive at the vertical deflection circuit according to the invention, which have a first or End transistor 32 with a base 34, an emitter 35 and a collector 38 and a second or Switching transistor 40 with a base 42, an emitter 44 and a collector 46 contains the collector 38 of the End transistor 32 is across the primary winding 48 of the

Bildablenktransformators 50 mit einer Betriebsspannungsquelle -ß verbunden. Die Sekundärwicklung 52 des Transformators 50 ist über die Klemmen V-Van die Vertikalablenkspulen 54 angeschlossen. Die eine Seite der Sekundärwicklung 52 ist mit Masse oder einem anderen ein Bezugspotential führenden Punkt des Empfängers verbunden. Die Sekundärwicklung 52 ist durch einen Ableitkondensator 56 überbrückt, um Signale mit der Zeilenabtenkfrequenz kurzzuschließen.Image deflection transformer 50 connected to an operating voltage source -ß. The secondary winding 52 of the transformer 50, the vertical deflection coils 54 are connected via the terminals V-Van. One side the secondary winding 52 is connected to ground or another point of the reference potential Receiver connected. The secondary winding 52 is bridged by a bypass capacitor 56 to To short-circuit signals at the line sampling frequency.

Um an die Basis 34 des Endtransistors 32 ein in später ₎₀ zu beschreibender Weise modifiziertes sägezahnförmiges Treibersignal zu liefern, ist zwischen die Basis 34 und Masse oder einen ein festes Bezugspotential führenden Punkt des Empfängers ein Ladekondensator 58 geschaltet Die Basis 34 ist ferner über einen festen Widerstand 60 und einen veränderlichen Widerstand 62, der zur Regelung des Bildformats in vertikaler Richtung dient, mit der Betriebsspannungsquelle - B verbunden. Die Sägezahnspannung wird durch Aufladen des Kondensators 58 aus der Spannungsquelle -B gebildet. Da jedoch die Basis-Emitter-Strecke des Endtransistors 32 im Vergleich zu den Widerständen 60 und 62 verhältnismäßig niederohmig ist, wird hauptsächlich durch ihren Widerstand die Zeitkonstante für die Aufladung des Sägezahnkondensators 58 bestimmt.32 to provide a modified in _{later) 0} manner to be described sawtooth driving signal to the base 34 of the output transistor, is connected between the base 34 and the ground or a fixed reference potential leading point of the receiver, a charging capacitor 58 connected in the base 34 is also connected via a fixed resistor 60 and a variable resistor 62 which is used to control the picture format in the vertical direction, with the operating voltage source - B connected. The sawtooth voltage is formed by charging the capacitor 58 from the voltage source -B . However, since the base-emitter path of the end transistor 32 has a relatively low resistance compared to the resistors 60 and 62, the time constant for the charging of the sawtooth capacitor 58 is mainly determined by its resistance.

Der Basis-Emitter-Widerstand eines Transistors ist verhältnismäßig niedrig, so daß, um diesen Widerstand zu erhöhen, zwischen den Emitter 36 des Endtransistors 32 und Masse ein Emitterwiderstand 64 geschaltet ist. Der effektive Eingangswiderstand des Endtransistors 32 ist somit annähernd β · R* wobei β die Stromverstärkung des Transistors und K_eder Wert des Emitterwiderstandes 64 ist. Jedoch ist der Basis-Emitter-Widerstand des Transistors 32 immer noch klein, da im allgemeinen der Eingangswiderstand des Transistors 32 in der Größenordnung von 300 Ohm liegt, und zwar eingerechnet den Effekt des Emitterwiderstandes 64. Dieser Widerstandswert in Verbindung mit einem zweckmäßig bemessenen Kondensator 58 (d. h. einem Kondensator, der ohne übermäßige Stromaufnahme während des Rücklaufintervalls entladen werden kann) ergibt eine Zeitkonstante, die in der Größenordnung der Periode der Vertikalablenkfrequenz liegt und die viel zu kurz ist, um am Endtransistor 32 die richtig geformte Treiberspannung zu erhalten.The base-emitter resistance of a transistor is relatively low, so that in order to increase this resistance, an emitter resistance 64 is connected between the emitter 36 of the end transistor 32 and ground. The effective input resistance of the output transistor 32 is thus approximately β · R *, where β is the current gain of the transistor and K _{e is} the value of the emitter resistance 64. However, the base-emitter resistance of transistor 32 is still small, since the input resistance of transistor 32 is generally on the order of 300 ohms, including the effect of emitter resistance 64 (ie a capacitor that can be discharged without drawing excessive current during the retrace interval) gives a time constant which is on the order of the period of the vertical deflection frequency and which is far too short to obtain the properly shaped drive voltage at the output transistor 32.

Jedoch wird die Treiberspannung dadurch richtig geformt, daß man die Sekundärwicklung 52 des Transformators 50 mit der Basis 34 rückkoppelt. Die Sekundärwicklung 52 ist entgegengesetzt gepolt wie die Primärwicklung, so daß die Rückkopplung während des ersten Teiles des Bildhinlaufs (d. h. während des ersten Teiles der Ladeperiode des Kondensators 58) negativ (Gegenkopplung) und während des Restes des Hinlaufintervalls positiv (Rückkopplung) ist.However, the drive voltage is properly shaped by turning the secondary winding 52 of the Transformer 50 is fed back to the base 34. The secondary winding 52 is polarized opposite to that Primary winding, so that the feedback during the first part of the scrolling (i.e. during the first Part of the charging period of the capacitor 58) negative (negative feedback) and during the remainder of the trace interval is positive (feedback).

Diese Art von Rückkopplung ergibt bei entsprechender Proportionierung einen Stromfluß in den Vertikalablenkspulen 54, der nicht genau einem linear ansteigenden Sägezahn, sondern vielmehr einem linear ansteigenden Sägezahn mit einer zusätzlichen S-förmigen Komponente entspricht. Der resultierende Stromverlauf in den Vertikalablenkspulen !(4 ist durch die Kurv« 106 in F i g. 2 veranschaulicht; es ist dies der für eine lineare Vertikalablenkung in Weitwinkelbildröhren erforderliche Stromverlauf. Im Rückkopplungszweig liegen ein Linearitätsregelungspotentiometer 66 und ein Begrenzungswiderstand 68. Durch Veränderung des Widerstandswertes des Potentiometers 66 wird das Ausmaß oder die Größe der Rückkopplung verändert und dadurch der Treiberspannung an der Basis des End transistors 32 der optimale Verlauf gegeben.With appropriate proportioning, this type of feedback results in a current flow in the vertical deflection coils 54 which does not correspond exactly to a linearly rising sawtooth, but rather to a linearly rising sawtooth with an additional S-shaped component. The resulting current profile in the vertical deflection coils! (4 is illustrated by the curve 106 in FIG. 2; this is the current profile required for a linear vertical deflection in wide-angle picture tubes. A linearity control potentiometer 66 and a limiting resistor 68 are located in the feedback branch Resistance value of the potentiometer 66, the extent or the size of the feedback is changed and thereby the drive voltage at the base of the end transistor 32 is given the optimal course.

Um die Schaltung selbstschwingend zu machen, wird die am Kollektor 38 des Endtransistors 32 erscheinende Spannung über ein Hochpaßfilter 70 und einen Speicherkondensator 72 an die Basis 42 des Schaltertransistors 40 rückgekoppelt Eine Frequenz- oder Bildfangregelung wird dadurch geschaffen, daß man einen Begrenzungswiderstand 74 in Reihe mit einem Haltepotentiometer 76 zwischen die Betriebsspannungsquelle -B und Masse schaltet. Ein aus zwei Widerständen 78 und 80 bestehender Spannungsteiler ist in Reihe zwischen einen versteilbaren Abgriff 82 des Haltepotentiometers 76 und Masse geschaltet Die Basis 42 des Schaltertransistors 40 ist an den Verbindungspunkt der Spannungsteilerwiderstände 78 und 80 angeschlossen. Der Kollektor 46 des Schaltertransistors 40 ist direkt mit der Basis 34 des Endtransistors 32 verbunden, und der Emitter 44 des Schaltertransistors 40 liegt direkt an Masse. Es liegt daher die Kollektor-Emitter-Strecke des Schaltertransistors 40 direkt am Ladekondensator 58. Das am Emitterwiderstand 64 des Endtransistors 32 erscheinende Signal wird ferner über einen Isolierwiderstand 84 auf die Basis 42 des Schaltertransistors 40 gekoppeltIn order to make the circuit self-oscillating, the voltage appearing at the collector 38 of the output transistor 32 is fed back via a high-pass filter 70 and a storage capacitor 72 to the base 42 of the switch transistor 40 a holding potentiometer 76 is connected between the operating voltage source -B and ground. A voltage divider consisting of two resistors 78 and 80 is connected in series between an adjustable tap 82 of the holding potentiometer 76 and ground. The collector 46 of the switch transistor 40 is connected directly to the base 34 of the output transistor 32, and the emitter 44 of the switch transistor 40 is directly connected to ground. The collector-emitter path of the switch transistor 40 is therefore directly connected to the charging capacitor 58. The signal appearing at the emitter resistor 64 of the output transistor 32 is also coupled to the base 42 of the switch transistor 40 via an insulating resistor 84

Die Arbeitsweise der Schaltung wird am besten erläutert, indem man davon ausgeht, daß der Ladekondensator 58 .-..ächst entladen ist Der Ladekondensator 58 beginnt sich in negativer Richtung auf den Wert der Betriebsspannung - B, entsprechend dem Zeitpunkt fo in der Kurve 100 in Fig.2, aufzuladen. Sämtliche Spannungs- und Stromverläufe in Fig.2 sind im gleichen Zeitmaßstab aufgetragen, so daß sie die an verschiedenen Punkten der Schaltung erscheinenden Spannungen bzw. Ströme veranschaulichen. Das Intervall von fo bis ti entspricht dem Hinlaufintervall und das von i( bis f₂ dem Rücklaufintervall. Wenn die Spannung am Ladekondensator 58 in negativer Richtung anzusteigen beginnt und negativ wird, fängt der Endtransistor 32 an zu leiten, und die Spannung am Emitter 36 des Endtransistors 32 beginnt ebenfalls in negativer Richtung anzusteigen, wie durch die Kurve 102 veranschaulicht. Die Spannung am Kollektor 38 beginnt bei to gegen Null anzusteigen, wie in der Kurve 104 angedeutet Der Verlauf der Kurve 104 ergibt sich anfangs aus der zunächst noch linearen Verstärkung des Transistors 38 bis etwa zur Hälfte des Hinlaufintervalls. Da bei weiterer Aussteuerung des Transistors dessen Stromverstärkungsfaktor abnimmt, verläuft die Kollektorspannung in der zweiten Hälfte des Hinlaufintervall! flacher als die Steuerspannung. Der Stromfluß in der Ablenkspulen 54 beginnt von seinem Maximum in dei einen Richtung bei ίο zum Maximum in der entgegenge setzten Richtung bei fi abzufallen, wie in Kurve 1Oi gezeigt und erhält somit den in Kurve 106 dargestelltei erwünschten S-förmigen Verlauf. Bei <b fängt da Hinlaufintervall an, und der Bildschirm der Kathoden strahlröhre 22 emittiert Licht Die Spannung an de Basis 42 des Schaltertransisitors 40 ist positiv, wie i Kurve 108 gezeigt, und beginnt steil gegen Null in eine solchen Richtung abzufallen, daß der Transistor 4 eingeschaltet wird.The mode of operation of the circuit is best explained by assuming that the charging capacitor 58 .- .. is initially discharged. The charging capacitor 58 begins to move in a negative direction to the value of the operating voltage - B, corresponding to the point in time fo in curve 100 in Fig. 2 to charge. All voltage and current curves in FIG. 2 are plotted on the same time scale, so that they illustrate the voltages or currents appearing at different points in the circuit. The interval from fo to ti corresponds to the trace interval and that from i (to f ₂ corresponds to the retrace interval. When the voltage at the charging capacitor 58 begins to rise in a negative direction and becomes negative, the output transistor 32 begins to conduct, and the voltage at the emitter 36 of the the output transistor 32 also begins to rise in the negative direction, as illustrated by the curve 102nd the voltage at the collector 38 starts at to zero to rise as shown in the curve 104 indicates the shape of the curve 104 is obtained initially from the initially linear gain of the transistor 38 to about half of the trace interval. Since the current gain factor of the transistor decreases as the transistor is further controlled, the collector voltage in the second half of the trace interval is flatter than the control voltage. The current flow in the deflection coils 54 begins from its maximum in one direction at ίο to Maximum falling in the opposite direction at fi, like shown in curve 10i and thus receives the desired S-shaped profile shown in curve 106. At <b, the trace interval begins, and the screen of the cathode ray tube 22 emits light The voltage at the base 42 of the switch transistor 40 is positive, as shown in curve 108 , and begins to drop steeply towards zero in such a direction that the transistor 4 is switched on.

Am Ende des Hinlaufintcrvalls bei t\ erreicht di Spannung an der Basis 42 des Schaltcrtransistoi denjenigen Wert, bei dem dieser Transistor leitend win der StromfluB durch den Schaltertransistor 40 hat ein sehr rasche Entladung des Ladekondensators 58 zi Folge, wie in Kurve 100 gezeigt. Dadurch fällt diAt the end of the trace interval at t \ , the voltage at the base 42 of the switching transistor reaches the value at which this transistor is conductive and the current flow through the switching transistor 40 results in a very rapid discharge of the charging capacitor 58, as shown in curve 100 . This causes di

Stromfluß in den Vertikalablenkspulen 54 steil ab und wird ein starker Rücklaufspannungsimpuls an den Ablenkspulen erzeugt. Der Rücklaufspannungsimpuls wird über den Transformator 50, den regelbaren Widerstand 66 und den Widerstand 68 rückgekoppelt und erscheint am Kollektor 38 des Endtransistors 32, wie in Kurve 104 gezeigt. Von dort gelangt der Rücklaufimpuls über das Hochpaßfilter 70 zurück zur Basis 42 des Schaltertransistors 40, wo er einen starken Basisstrom hervorruft, der den Speicherkondensator 72 so stark positiv auflädt, daß der Schaltertransistor 40 praktisch während des gesamten Hinlaufs gesperrt· bleibt, so daß etwaige Störimpulse niedriger Amplitude keine Fehlsynchronisation auslösen können.Current flow in the vertical deflection coils 54 is steep and a strong return voltage pulse is applied to the Deflection coils generated. The return voltage pulse is via the transformer 50, the controllable Resistor 66 and resistor 68 fed back and appears at the collector 38 of the end transistor 32, as shown in curve 104. From there, the return pulse passes through the high-pass filter 70 back to the Base 42 of the switch transistor 40, where it causes a strong base current that the storage capacitor 72 so strongly positively charges that the switch transistor 40 is blocked practically during the entire trace remains, so that any glitches of low amplitude cannot trigger any incorrect synchronization.

Beim Ausschalten des Schaltertransistors 40 beginnt der Ladekondensator 58 sich erneut aufzuladen, womit der Zyklus sich wiederholt. Die Arbeitsfrequenz der Schaltung als selbstschwingender Oszillator bzw. selbständig kippender Multivibrator wird durch diejenige Zeit bestimmt, die der Speicherkondensator 72 benötigt, um sich auf denjenigen Wert wieder zu entladen, bei dem der Schaltertransistor 40 wieder leitend wird. Der Speicherkondensator 72 entlädt sich über die Widerstände 80, 78 und das Potentiometer 76. Durch Verstellen des Abgriffs 82 am Potentiometer 76 wird die Entladezeit des Speicherkondensators 72 und damit die Arbeitsfrequenz der Schaltung verändert. Die Form der Spannung an der Basis 42 zwischen I₀ und i| wird gemeinsam aus der Entladung des Speicherkondensators 72, einer vom Kollektor 38 des Endtransistors 32 über das Hochpaßfilter 70 hergeleiteten S-förmigen Spannung und der annähernd sägezahnförmigen Spannung (Kurve 102,Fi g. 2) am Emitter 36 des Ablenktransistors 32 gebildet Das Hochpaßfilter 70 eliminiert den Sägezahnteil der Kollektorspannung während des Hinlaufintervalls in der Kurve 104 und läßt lediglich den hochfrequenten S-förmigen Teil dieser Spannung durch. Die Vereinigung dieser beiden Spannungen ergibt eine Spannung und den Rückschlagimpuls von der in Kurve 108 gezeigten Form, die dazu beiträgt, die Basis 42 des Schaltertransistors 40 bis nahe dem Ende des Hinlaufintervalls auf einem ausreichend positiven — sperrenden — Potential zu halten.When the switch transistor 40 is switched off, the charging capacitor 58 begins to charge again, with the result that the cycle is repeated. The operating frequency of the circuit as a self-oscillating oscillator or independently tilting multivibrator is determined by the time that the storage capacitor 72 needs to discharge to the value at which the switch transistor 40 becomes conductive again. The storage capacitor 72 is discharged via the resistors 80, 78 and the potentiometer 76. By adjusting the tap 82 on the potentiometer 76, the discharge time of the storage capacitor 72 and thus the operating frequency of the circuit is changed. The shape of the voltage on base 42 between I ₀ and i | is formed together from the discharge of the storage capacitor 72, an S-shaped voltage derived from the collector 38 of the output transistor 32 via the high-pass filter 70 and the approximately sawtooth-shaped voltage (curve 102, Fig. 2) at the emitter 36 of the deflection transistor 32. The high-pass filter 70 is eliminated the sawtooth part of the collector voltage during the trace interval in curve 104 and only lets through the high-frequency S-shaped part of this voltage. The combination of these two voltages results in a voltage and the kickback pulse of the form shown in curve 108, which helps to keep the base 42 of the switch transistor 40 at a sufficiently positive - blocking - potential until near the end of the trace interval.

Die vom Amplitudensieb und der Impulstrennstufe 26 hergeleiteten Vertikalsynchronisiersignale gelangen über den Entkopplungswiderstand 86 und den Speicherkondensator 72 zur Basis 42 des Schaltertransistors 40. Der mit negativer Polarität verwendete Vertikalsynchronisicrimnuls läßt die Spannung an der Basis 42 steil auf einen negativen Wert abfallen, wodurch derThe from the amplitude sieve and the pulse separator 26 Derived vertical synchronization signals reach the base 42 of the switch transistor 40 via the decoupling resistor 86 and the storage capacitor 72. The vertical synchronizing pulse used with negative polarity makes the voltage at base 42 steep drop to a negative value, whereby the

2020th Schaltertransistor 40 entriegelt und die Entladung de Ladekondensators 58 eingeleitet wird. Auf diese Weis« wird die Schaltung mit den im empfangenen Fernsehsii gnal enthaltenen Vertikalsynchronisiersignalen syni chronisiert.Switch transistor 40 unlocked and the discharge de Charging capacitor 58 is initiated. In this way, the circuit with the TV sii received gnal contained vertical synchronization signals synchronized.

Wie man aus Kurve 108 in Fig:2 sieht, bleibt die Spannung an der Basis 42 des Schaltertransistors 4¹C während des Hinlaufintervalls stark positiv, so daß dei Transistor 40 über den größten Teil des Hinlaufintervalls fest verriegelt bleibt Dadurch wird die Schaltung im hohen Maße störunanfällig, da etwaige Störsignale niedriger Amplitude, die zusammen mit den Vertikalsynchronisiersignalen erscheinen können, außerstande sind, den Schaltertransistor 40 einzuschalten und somit den Gleichlauf zu stören.As can be seen from curve 108 in FIG. 2, the voltage at base 42 of switch ^{transistor 4 1} C remains strongly positive during the trace interval, so that transistor 40 remains firmly locked for most of the trace interval. This renders the circuit to a large extent not susceptible to interference, since any interference signals of low amplitude, which may appear together with the vertical synchronization signals, are unable to switch on the switch transistor 40 and thus disrupt the synchronization.

Bei einer erfolgreich erprobten Vertikalablenkschaltung in Anwendung auf eäne Kathodenstrahlröhre mit einem Ablenkwinkel von Jl0° und einer Betriebsspannung von 18 000 Volt sowie Vertikalablenkspulen mit einem Widerstand von 6 Ohm und einer Induktivität von 18 Millihenry betrugen die Werte der einzelnen Schaltungselemente beispielsweise wie folgt:In a successfully tested vertical deflection circuit in application to a cathode ray tube with a deflection angle of Jl0 ° and an operating voltage of 18,000 volts as well as vertical deflection coils a resistance of 6 ohms and an inductance of 18 millihenry were the values of each Circuit elements, for example, as follows:

Widerstand 60 Widerstand 62 Widerstand 66 Widerstandes Widerstand 64 Widerstand 74 Potentiometer 76 Widerstand 78 Widerstand 80 Ladekondensator 58 Speicherkondensator 72Resistance 60 Resistance 62 Resistance 66 Resistance Resistance 64 Resistance 74 Potentiometer 76 Resistance 78 Resistance 80 Charge capacitor 58 Storage capacitor 72

2 7000hm2 7000hm

2 5000hm veränderlich 250 Ohm veränderlich 270 Ohm veränderlich2 5000hm variable 250 Ohm variable 270 ohms variable

4,7 Ohm 33 0000hm 500000hm 33 0000hm 6 8000hm 50 μΡ4.7 ohms 33 0000hm 500000hm 33 0000hm 6 8000hm 50 μΡ

3535 Die Werte der Widerstände und Kondensatoren im Filternetzwerk sind in der Zeichnung angegeben. Als Ablenktransistor 32 wurde die im Handel erhältliche RCA-Type 2N301A und als Schaltertransistor 40 die imThe values of the resistors and capacitors in the filter network are given in the drawing. When Deflection transistor 32 became the commercially available RCA type 2N301A and as switch transistor 40 the im Handel erhältliche RCA-Type 2N404 verwendet. Die Schaltung mit den oben angegebenen Elementen und Daten lieferte einen Vertikalablenkstrom in den Spulen 54 von 1,2 Ampere, gemessen von Spitze zu Spitze, bei Vollablcnkung des Kathodenstrahls der Bildröhre. DieCommercially available RCA type 2N404 used. The circuit with the elements given above and Data provided a vertical deflection current in coils 54 of 1.2 amps, measured tip-to-tip Full deflection of the cathode ray of the picture tube. the Frequenzversetzung der Schaltung als selbstschwingender Oszillator bei einer Betriebsspannungsänderung von 24 auf 34 Volt war kleiner als ±0,5 Hz. Ein Frequenzanstieg von 1,7 bis 3 Hz war bei einem Temperaturanstieg der gesamten Schaltung von 25 aufFrequency shift of the circuit as a self-oscillating oscillator when the operating voltage changes from 24 to 34 volts was less than ± 0.5 Hz. A frequency increase of 1.7 to 3 Hz was with one Temperature rise of the entire circuit from 25 to

so 62⁰C zu verzeichnen.so 62 ⁰ C to be recorded.

Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings

7Ö9 638/57Ö9 638/5

Claims

Claim:

Transistor-equipped vertical deflection circuit for a cathode ray picture tube with vertical deflection coils for television receivers, with a first transistor and one connected to its base Charging capacitor and a charging circuit for the charging capacitor with one of these connected DC voltage source and with ι ο «inem the collector-emitter path of a second Transistor containing discharge circuit for the charging capacitor, further with a first feedback branch between the collector of the first transistor and the base of the second transistor For self-excitation of the circuit and control of the discharge of the charging capacitor for the return the deflection period across the collector-emitter path of the second transistor and with a second feedback branch between the μ collector and the base of the first transistor so is connected that the first transistor during the first part of the charging period of the charging capacitor with negative feedback and with positive feedback during the second part of the charging period of the capacitor works, and with a coupling device for coupling the vertical deflection coils to the collector of the first transistor, characterized in that that the first feedback branch has a high-pass filter (70) and one between this and the base of the second transistor (40) contains the connected storage capacitor (72) that via the first feedback branch (70, 72) during the charging period, the high-frequency component of the am Collector (38) of the first transistor (32) appearing voltage on the base of the second The transistor (40) is coupled as a reverse voltage, which is, however, at the end of the charging period in The switch-on direction of the second transistor changes that during the discharge period on the vertical deflection coil generated return pulse in the switch-on direction to the base of the second transistor rapid discharge of the charging capacitor (58) and charging of the storage capacitor (72) with a the second transistor blocking polarity is coupled and that via one between the emitter of the first transistor (32) and the base of the second transistor (40) connected third feedback branch (84) a voltage on the base of the second transistor (40) during the charging period coupled, which moves very rapidly in such a direction near the end of the charging period changes that the second transistor is turned on.

5555

The invention relates to a transistor-equipped Veralablenkkreis for a cathode ray picture tube t vertical deflection coils for television receivers, with iem first transistor and a charging capacitor closed at its base and with a circuit for the charging capacitor with a DC voltage source connected to isen and with it the collector-emitter path of a second ⁶ S ansistor containing discharge circuit for the decondensator, further with a first feedback two-way between the collector of the first transistor and the base of the second transistor for self-excitation of the circuit and control of the discharge of the charging capacitor for the return of the deflection period via the collector-emitter path of the second transistor and with a second feedback branch which is connected between the collector and the base of the first transistor in such a way that the first transistor has negative feedback and wä during the first part of the charging period of the charging capacitor works during the second part of the charging period of the capacitor with positive feedback, and with a coupling device for coupling the vertical deflection coils to the collector of the first transistor.

Such a circuit is the subject of DT-PS 12 10 910 of the same priority.

In the currently common tube-equipped television receivers, a number of different types of circuits are used for generating the vertical deflection signals with which the vertical deflection coils of the deflection yoke located on the picture tube relay are fed. One of these known circuits uses the multivibrator principle, a capacitor being charged with a direct voltage via a relatively high resistance. The charging voltage generated at the capacitor is fed to an amplifier tube which generates a generally sawtooth-shaped current for controlling the vertical deflection coils. A discharge or switch tube is used to short-circuit and discharge the charging capacitor at the right moment for the return of the cathode ray and the beginning of a new image deflection period. The onset of the individual tipping periods is synchronized by the vertical synchronization pulses transmitted to the receiver together with the image content. However, the deflection stage is allowed to operate with self-excitation by coupling back to the switch tube the return voltage pulse which occurs when the current flow through the deflection coils at the rear of the sawtooth drops steeply.

The well-known principles of dimensioning and layout of tube-fitted circuits for the Magnetic image deflection cannot be transferred directly to circuits equipped with transistors, because Transistors, in contrast to the generally high-resistance, voltage-controlled electron tubes, are essentially low-resistance, current-controlled elements.

From DT-PS 10 53 028 a tube-equipped vertical deflection circuit is known, in which of the Anode of the output tube a feedback branch to the self-excitation of the circuit Grid of the pre-tube is performed. This feedback branch contains an AC differentiator to which an or two ÄC integrators are connected downstream. The Differentiator is dimensioned so that it practically only occurs during the sawtooth return Can get signal components of the vertical sawtooth oscillation on the grid of the pre-tube. the Downstream integrators, on the other hand, serve to block any injected line pulses, damii these do not interfere with the vertical deflection.

Furthermore, a transistorized vertical deflection circuit is known from DT-AS 10 99 577, be which from the output of the output stage two feedback loops to the input of the füi as a discharge switch the sawtooth capacitor serving Vorstufentransi stors are performed. The one feedback loop leads