DE1292702B

DE1292702B - Deflection circuit with energy recovery

Info

Publication number: DE1292702B
Application number: DE1962T0023251
Authority: DE
Inventors: Pollak Alfred; Roebel Heinz
Original assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Current assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Priority date: 1962-12-22
Filing date: 1962-12-22
Publication date: 1969-04-17

Description

Die Erfindung betrifft eine Ablenkschaltung mit Energierückgewinnung, bei der die Hochspannung für die Kathodenstrahlröhre aus Impulsen gewonnen wird, die während des Rücklaufs der sägezahnförmigen Ablenkströme auftreten. Bei solchen Ablenkschaltungen wird der sägezahnförmige Strom in einer Spule durch periodische Unterbrechung des dieser Spule zugeführten, infolge einer konstanten Spannung linear ansteigenden Stromes mittels einer Treiberröhre, z. B. einer Pentode, erzeugt. Zur Energierückgewinnung wird dabei meist die Betriebsspannung der Induktivität über eine von der Treiberröhre gesteuerte Schalterdiode zugeführt, die während des Rücklaufs gesperrt und während des Hinlaufs geöffnet ist. Die während des zweiten Teils des Hinlaufs in der Induktivität gespeicherte Energie wird zur Bildung des ersten Teils des Hinlaufs über die Schalterdiode in den Kondensator gespeist. Bei Spannungsrückgewinnung liegt die an diesem Kondensator stehende Spannung zusätzlich zur Betriebsspannung während des Hinlaufs an der Induktivität.The invention relates to a deflection circuit with energy recovery in which the high voltage for the cathode ray tube is obtained from pulses which occur during the return of the sawtooth deflection currents. In such deflection circuits of the sawtooth current in a coil is fed by periodic interruption of this coil, as a result of a constant voltage linearly increasing current by means of a drive tube, z. B. a pentode generated. For energy recovery, the operating voltage of the inductance is usually fed via a switch diode controlled by the driver tube, which is blocked during the return and opened during the forward. The energy stored in the inductance during the second part of the trace is fed into the capacitor via the switch diode to form the first part of the trace. With voltage recovery, the voltage on this capacitor is in addition to the operating voltage during the trace on the inductance.

Es ist bekannt, die aus dem Zeilenrücklaufimpuls gewonnene Hochspannung zu stabilisieren. Bei einer solchen Schaltung werden die Rücklaufimpulse gleichgerichtet und die so gewonnene Regelspannung dem Gitter der Treiberröhre zugeführt. Von dieser Schaltung gibt es mehrere Varianten. Beispielsweise kann zur Gleichrichtung eine Diode oder ein VDR-Widerstand verwendet werden. Außerdem sind noch Schaltungen bekannt die an Stelle einer Diode eine Röhre verwenden. Es wurden auch Schaltungen angegeben, bei denen die Regelspannung mit Hilfe von Glimmlampen vergrößert wurde. Alle diese Schaltungen haben das gemeinsameMerkmal spannungsabhängiger Rückwärtsregelung. Eine zweite Gruppe von Schaltungen verwendet zur Regelung eine vom Strahlstrom abhängige Regelspannung. Bei solchen Schaltungen wird die strahlstromabhängige Regelspannung ausgekoppelt, indem in Serie zu der von der Niederspannungswicklung kapazitiv oder induktiv getrennten Hochspannungswicklung ein RC-Glied geschaltet wird, von dem die Regelspannung abgenommen wird. Es ist ferner bekannt, Schaltungen mit spannungsabhängiger und strahlstromabhängiger Regelung zu kombinieren. Als dritte Gruppe können alle die Schaltungen bezeichnet werden, die die Regelgröße nicht vom Ausgang zurückführen, sondern vorher gewinnen. Solche Schaltungen arbeiten in Vorwärtsregelung. Sie können zur Stabilisierung bei Netzspannungsschwankungen dienen und mit einer spannungsabhängigen Rückwärtsregelung kombiniert sein. Solche bekannten Schaltungen verändern häufig entweder die Form oder die Amplitude des Steuersägezahnes der Treiberstufe.It is known to stabilize the high voltage obtained from the flyback pulse. With such a circuit, the return pulses are rectified and the control voltage thus obtained is fed to the grid of the driver tube. There are several variants of this circuit. For example, a diode or a VDR resistor can be used for rectification. In addition, circuits are known that use a tube instead of a diode. Circuits were also specified in which the control voltage was increased with the aid of glow lamps. All of these circuits have the common feature of voltage-dependent feedback regulation. A second group of circuits uses a control voltage that is dependent on the beam current for regulation. In such circuits, the beam current-dependent control voltage is decoupled by connecting an RC element in series with the high-voltage winding, which is capacitively or inductively separated from the low-voltage winding, from which the control voltage is taken . It is also known to combine circuits with voltage-dependent and beam current-dependent regulation. The third group includes all the circuits that do not return the controlled variable from the output, but obtain it beforehand. Such circuits work in feedforward control. They can be used to stabilize mains voltage fluctuations and can be combined with voltage-dependent reverse regulation. Such known circuits often change either the shape or the amplitude of the control saw tooth of the driver stage.

Alle bekannten Schaltungen haben den gemeinsamen Nachteil, daß es nicht möglich ist, sowohl die Hochspannung als auch das Ablenkraster vollkommen zu stabilisieren. Der Grund ist darin zu suchen, daß die Koppelverluste zwischen Niederspannungs- und Hochspannungswicklung nur am Gitter der Zeilenendstufe aufgehoben werden. Wenn also die Hochspannung völlig stabil sein soll, muß die Zeilenendstufe mehr Leistung in den Niederspannungswickel abgeben, damit die Verluste gedeckt werden. Dadurch wird aber auch mehr Leistung in den Ablenkkreis abgegeben und die Ablenkamplitude steigt an. Es wäre zwar grundsätzlich möglich, für eine bestimmte Hochspannungsbelastung die Kopplung des Hochspannungswickels und die des Ablenkkreises gleich zu machen. Für veränderliche Belastung, wie es z. B. bei der Hochspannung einer helligkeitsgesteuerten Kathodenstrahlröhre der Fall ist, bringt dies jedoch keinen Vorteil. Die erlindungsgemäße Schaltung erlaubt eine völlige Stabilisierung der Hochspannung und der Ablenkamplitude.All known circuits have the common disadvantage that it is not possible, both the high voltage and the deflection grid are perfect to stabilize. The reason is to be found in the fact that the coupling losses between Low-voltage and high-voltage winding only lifted on the grid of the line output stage will. So if the high voltage is to be completely stable, the line output stage must Deliver more power to the low-voltage winding so that the losses are covered. However, this also means that more power and the deflection amplitude are emitted into the deflection circuit rises. In principle, it would be possible for a certain high voltage load to make the coupling of the high voltage winding and that of the deflection circuit the same. For variable loads, such as B. at the high voltage of a brightness-controlled Cathode ray tube is the case, however, there is no advantage. According to the invention Switching allows full stabilization of the high voltage and the deflection amplitude.

Eine erste Ausführungsform der Erfindung geht aus von einer Ablenkschaltung mit Energierückgewinnung und Hochspannungserzeugung aus während des Sägezahmücklaufes am Impulstransformator auftretenden Impulsen, bei der der Treiberröhre eine von der Größe der Rücklaufimpulse und des Strahlstromes abhängige Regelgleichspannung zur Stabilisierung von Ablenkamplitade und Hochspannung zugeführt wird, und besteht darin, daß die aus dem Strahlstrom abgeleitete Regelgleichspannung die Induktivität einer im Ablenkspulenkreis liegenden Zusatzspule derart ändert, daß Änderungen der Ablenkamplitude, die von der Regelung an der Treiberröhre nicht erfaßt werden, kompensiert werden.A first embodiment of the invention is based on a deflection circuit with energy recovery and high voltage generation from during the sawtooth return pulses occurring at the pulse transformer, in which the driver tube has one of control voltage dependent on the magnitude of the return pulses and the beam current to stabilize deflection amplitude and high voltage is supplied, and consists in that the control DC voltage derived from the beam current increases the inductance an additional coil lying in the deflection coil circuit changes in such a way that changes in the Deflection amplitudes that are not detected by the control on the driver tube are compensated will.

Es ist zwar eine Schaltung bekannt (deutsche Patentschrift 952 723), bei der am Impulstransformator eine Kompensationswicklung vorgesehen ist, die von einem von der Belastung der Hochspannungsquelle abhängigen Strom - durchflossen wird und die Gleichstromvormagnetisierung des Transformators im Sinne einer Stabilisierung der Hochspannung ändert. Dabei ist es aber nicht möglich, Hochspannungs- und Ablenkan#plitude getrennt und unabhängig voneinander zu regeln. Außerdem ändern sich bei dieser bekannten Regelung in unerwünschter Weise Induktivität und Resonanzfrequenz des -Transformators und damit auch die Rücklaufdauer.A circuit is known (German patent specification 952 723) in which a compensation winding is provided on the pulse transformer , through which a current depending on the load on the high voltage source flows and changes the direct current bias of the transformer in order to stabilize the high voltage. However, it is not possible to regulate high voltage and deflection amplitude separately and independently of one another. In addition, with this known regulation, the inductance and resonance frequency of the transformer change in an undesirable manner, and thus also the flyback duration.

Eine zweite Ausführungsforin der Erfindung geht aus von einer durch die deutsche Auslegeschrift 1065 099 bekannten Ablenkschaltung mit Energierückgewinnung und Hochspannungserzeugung aus während des Sägezahnrücklaufes am Impulstransformator auftretenden Impulsen, bei der der Treiberröhre eine von der Größe der Rücklaufirapulse und des Strahlstromes abhängige Regelgleichspannung zur Stabilisierung von Ablenkamplitude und Hochspannung zugeführt wird, wobei Regelgleichspannung und zusätzliche Rücklaufimpulse einem Gleichrichter zugeführt werden, dessen Ausgangskreis mit dem Impulstransformator gekoppelt ist, und besteht darin, daß die zusätzlichen Rücklaufünpulse in den Ablenkspulenkreis oder in den Hochspannungskreis eingespeist werden und die aus dem Strahlstrom abgeleitete Regelgleichspannung die Größe der zusätzlichen Rücklaufünpulse derart ändert, daß Änderungen der Ablenkamplitade oder der Hochspannung, die von der Regelung an der Treiberröhre nicht erfaßt werden, kompensiert werden.A second embodiment of the invention is based on a deflection circuit known from German Auslegeschrift 1 065 099 with energy recovery and high voltage generation from pulses occurring during the sawtooth return on the pulse transformer, in which the driver tube has a control DC voltage dependent on the size of the return pulse and the beam current to stabilize deflection and high voltage is supplied, wherein control DC voltage and additional flyback pulses are fed to a rectifier, the output circuit of which is coupled to the pulse transformer, and consists in that the additional Rücklaufünpulse are fed into the deflection coil circuit or in the high voltage circuit and the control DC voltage derived from the beam current the size of the additional Rücklaufünpulse changes in such a way that changes in the deflection amplitude or the high voltage, which are not detected by the control on the driver tube, are compensated n.

Es ist zwar bekannt (USA.-Patentschrift 2 794 065), bei einer Ablenkschaltung mit Hochspannungsgewinnung zwei Regelkreise vorzusehen, die beide von einer im Hochspannungskreis erzeugten Gleichspannung ausgehen, und von denen die eine auf das Schirmgitter der Treiberröhre wirkt, während die andere eine einen Nebenschluß zur Bildröhrenanode bildende Ballaströhre steuert. Abgesehen davon, daß in einem solchen Nebenschluß Leistung verzehrt wird, die von der Treiberröhre aufgebracht werden muß, ist dort weder eine Zusatzspule im Ablenkkreis noch eine Quelle von Zusatzimpulsen vorgesehen, die in den Ablenkkreis oder den Hochspannungskreis eingekoppelt werden. Außerdem erfordert diese Schaltung eine Ballaströhre, die wegen der hohen Spannung ein besonders teures und störanfälliges Bauteil darstellt.It is known (US Pat. No. 2,794,065) to provide two control loops in a deflection circuit with high voltage generation, both of which start from a direct voltage generated in the high voltage circuit and one of which acts on the screen grid of the driver tube, while the other acts on one Shunted to the picture tube anode forming ballast tube controls. Apart from the fact that power is consumed in such a shunt, which must be applied by the driver tube, there is neither an additional coil in the deflection circuit nor a source of additional pulses which are coupled into the deflection circuit or the high-voltage circuit. In addition, this circuit requires a ballast tube, which is a particularly expensive and failure-prone component due to the high voltage.

Zur näheren Erläuterung der Erfindung werden im folgenden mehrere Ausführungsbeispiele an Hand der Zeichnung beschrieben.To explain the invention in more detail, several are in the following Embodiments described with reference to the drawing.

In F i g. 1, 2 und 3 sind Ersatzschaltbilder dar-,gestellt, die den Unterschied zwischen den bisher gebräuchlichen Methoden zur Hochspannungsstabilisierung und dem neuen Schaltungsprinzip klarstellen. G sei der Generator, RIG sein Innenwiderstand, RVAbl der Verlustwiderstand des Ablenkkreises, RiH", der Innenwiderstand der Hochspannungsquelle und RVH,p ihr Verlustwiderstand.In Fig. 1, 2 and 3 are equivalent circuit diagrams, which clarify the difference between the previously used methods for high-voltage stabilization and the new circuit principle. G is the generator, RIG its internal resistance, RVAbl the loss resistance of the deflection circuit, RiH ", the internal resistance of the high-voltage source and RVH, p its loss resistance.

In F i g. 1 ist das Ersatzschaltbild einer bekannten Schaltung dargestellt, bei der durch Änderung des Generatorinnenwiderstandes RIG der Verlustwiderstand Rvjl" der Hochspannungsquelle verändert, die Hochspannung dadurch konstant gehalten wird. Wie beschrieben, ändert sich dabei aber die Ablenkamplitude.In Fig. 1 shows the equivalent circuit diagram of a known circuit in which, by changing the internal generator resistance RIG, the loss resistance Rvjl "of the high-voltage source changes, the high voltage is kept constant. As described, however, the deflection amplitude changes.

In F i g. 2 ist das Prinzip einer Ausführungsform .der Erfindung dargestellt, bei dem neben der Regelung des Generatorinnenwiderstandes Ric, und damit neben der Stabilisierung der Hochspannung auch noch die Kopplung des Ablenkkreises so verändert wird, daß bei einer Erhöhung der Hochspannung die Kopplung des Ablenkkreises verringert und die Ablenkamplitude verkleinert wird.In Fig. 2 shows the principle of an embodiment of the invention in which, in addition to regulating the internal generator resistance Ric, and thus stabilizing the high voltage, the coupling of the deflection circuit is changed so that when the high voltage is increased, the coupling of the deflection circuit is reduced and the Deflection amplitude is reduced.

F i g. 3 zeigt eine weitere Lösung, bei der die Kopplung des Hochspannungskreises so verändert wird, daß Änderungen der Ablenkamplitude nicht auftreten können.F i g. 3 shows a further solution in which the coupling of the high voltage circuit is changed in such a way that changes in the deflection amplitude cannot occur.

In F i g. 4 ist ein Schaltungsbeispiel für das Lö-#sungsprinzip nach F i g. 2 dargestellt, eine sogenannte Blumlein-Schaltung für die Zeilenablenkung von Femsehempfängem (vgl. Andrieu, Telefunken-Zeitung, 25. Jahrgang, H. 95, Juni 1952, S. 107 bis 114). Durch den Kondensator 1 und die während des Sägezahnhinlaufs geöffnete Schalterdiode 2 wird eine »annähernd konstante« Spannung an eine Teilwicklung des Ablenktransformators 3 gelegt. Unter »annähernd konstante« Spannung soll hier eine konstante Gleichspannung verstanden sein, der gegebenenfalls zur Kompensation des bei Kathodenstrahlröhren mit flachem Leuchtschirm auftretenden sogenannten S- oder Tangensfehlers eine parabelähnliche Spannungskomponente überlagert ist. Tatsächlich ist der Spannungsverlauf an der Ablenkspule bei der Schaltung des Ausführungsbeispiels während des Hinlaufs ein Ausschnitt aus einem Sinusverlauf, so ,daß sich durch geeignete Wahl der Periode dieses Sinusverlaufs die richtige Abweichung vom konstanten Spannungsverlauf zur Kompensation des Taugensfehlers einstellen läßt. Diese »annähernd kon-#stante« Spannung wird durch den Transformator 3 auf die Ablenkspule 4 übertragen. Die Energieverluste der Schaltung werden während des Sägezahnhinlaufs durch die Treiberröhre 6 aufgebracht, die an den Punkt 7 des Ablenktransformators 3 angeschlossen ist. Dabei soll die Röhre 6 einen solchen Strom liefern, daß die Schalterdiode 2 während des ganzen Hinlaufs geöffnet ist. Durch einen mit den empfangenen Synchronisierimpulsen synchronisierten Spannungsverlauf 8, der z. B. in einem Sperrschwinger oder einem Sinusoszillator erzeugt wird und dem Gitter der Röhre 6 mit negativ gerichteten Spannungsspitzen 9 über den Kondensator 10 zugeführt wird, wird die Röhre 6 jeweils am Ende eines Sägezahnhinlaufs gesperrt. Dadurch sperrt auch gleichzeitig die Schalterdiode 2. Die Ablenkspule 4 mit dem angeschlossenen Ablenktransformator 3 und den auf sie transformierten Schaltkapazitäten führt dann eine freie Halbschwingung aus, welche die Diode sperrt und nach ihrem Ablauf wieder öffnet. Damit liegt die »annähernd konstante« Spannung wieder an den Ablenkspulen 4, so daß der Sägezahnhinlauf von neuem beginnt. In der weiteren Teilwicklung 11 des Transformators 3 werden die während des Sägezahnrücklaufs auftretenden Spannungsspitzen hochtransformiert und einem Gleichrichter 12 zugeführt, in dem sie zur Erzeugung einer Hochspannung von z. B. 20 kV für die Strahlbeschleunigung in der Bildröhre 13 dienen. Die Anodenspannungsquelle + UB für die Treiberröhre 6 ist an den Verbindungspunkt 14 des Kondensators 1 mit der Anode der Diode 2 in bekannter Weise angeschlossen. Dem Gitter der Röhre 6 wird über den Widerstand 15 eine von der Rücklaufamplitude abhängige Vorspannung zugeführt. Zu diesem Zweck ist an einen geeigneten Anzapfpunkt des Transformators 3, z. B. - wie in der Zeichnung dargestellt - an den Anschlußpunkt16 über einen Kondensator 17 ein Gleichrichter 18, z. B. ein VDR-Widerstand angeschlossen, -dessen andere Elektrode vorzugsweise geerdet ist. Zwischen Gleichrichter 18 und Erde bildet sich eine der Spitzenamplitude der zugeführten Rücklaufspannung entsprechende Gleichspannung aus. Vom VDR 18 wird die Vorspannung für die Röhre 6 über ein Siebglied aus dem Widerstand 19 und dem Kondensator 20, abgenommen, Bei einer Verminderung der Spannung an der Wicklung 21 des Transformators 3 z. B. durch Vergrößerung der Verluste vermindert sich auch die Amplitude der Rücklaufspannungsspitzen und somit die am VDR 18 stehende negative Vorspannung der Röhre 6, so daß der mittlere Röhrenstrom in kompensierendem Sinne vergrößert wird. Zur Vergrößerung der Regelschärfe, d. h. der Abhängigkeit der Vorspannung von den Belastungsänderungen, kann in die Masseleitung des VDR 18 eine positive Vorspannungsquelle eingeschaltet sein.In Fig. 4 is a circuit example for the solution principle according to FIG . 2 shows a so-called Blumlein circuit for the line deflection of television receivers (cf. Andrieu, Telefunken-Zeitung, 25th year, H. 95, June 1952, pp. 107 to 114). An “approximately constant” voltage is applied to a partial winding of the deflection transformer 3 through the capacitor 1 and the switch diode 2, which is open during the sawtooth trace. An "approximately constant" voltage is to be understood here as a constant DC voltage on which a parabola-like voltage component is superimposed if necessary to compensate for the so-called S or tangent error that occurs in cathode ray tubes with a flat fluorescent screen. In fact, the voltage curve at the deflection coil in the circuit of the exemplary embodiment during the trace is a section of a sine curve, so that the correct deviation from the constant voltage curve to compensate for the suitability error can be set by suitable selection of the period of this sine curve. This “approximately constant” voltage is transmitted to the deflection coil 4 by the transformer 3. The energy losses of the circuit are applied during the sawtooth trace through the driver tube 6 , which is connected to point 7 of the deflection transformer 3 . The tube 6 should supply such a current that the switch diode 2 is open during the entire outward run. By a synchronized with the received synchronization pulses voltage curve 8, the z. B. is generated in a blocking oscillator or a sinusoidal oscillator and the grid of the tube 6 with negatively directed voltage peaks 9 is fed via the capacitor 10 , the tube 6 is blocked at the end of a sawtooth trace. As a result, the switching diode 2 also blocks at the same time. The deflection coil 4 with the connected deflection transformer 3 and the switching capacitors transformed to it then carries out a free half-oscillation which blocks the diode and opens again after it has expired. This means that the "approximately constant" voltage is again applied to the deflection coils 4, so that the sawtooth trace begins anew. In the further partial winding 11 of the transformer 3 , the voltage peaks occurring during the sawtooth return are stepped up and fed to a rectifier 12, in which they are used to generate a high voltage of z. B. 20 kV for the beam acceleration in the picture tube 13 are used. The anode voltage source + UB for the driver tube 6 is connected to the connection point 14 of the capacitor 1 with the anode of the diode 2 in a known manner. A bias voltage dependent on the return amplitude is fed to the grid of the tube 6 via the resistor 15. For this purpose, a suitable tap point of the transformer 3, z. B. - as shown in the drawing - to the connection point 16 via a capacitor 17, a rectifier 18, z. B. a VDR resistor connected, - the other electrode is preferably grounded. A DC voltage corresponding to the peak amplitude of the returned flyback voltage is formed between rectifier 18 and earth. VDR 18, the bias voltage for the tube 6 via a filter section from the resistor 19 and the capacitor 20 is removed, with a reduction in voltage on the winding 21 of the transformer 3 z. B. by increasing the losses, the amplitude of the return voltage peaks and thus the negative bias of the tube 6 at the VDR 18 , so that the mean tube current is increased in a compensating sense. To increase the precision of the rules, i. H. the dependence of the bias voltage on the load changes, a positive bias voltage source can be switched into the ground line of the VDR 18.

Zur Erzeugung einer strahlstromabhängigen Regelspannung ist in Serie zur Hochspannungswicklung 11 die Serienschaltung zweier Widerstände 22 und 23 geschaltet, deren Verbindungspunkt über einen Widerstand 24 an das Steuergitter einer Verstärkerröhre 25 angeschlossen ist. Um den Strahlstrom von der Wicklung 21 des Ablenktransfonnators 3 fernzuhalten, sind die induktiv gekoppelten Wicklungen 21 und 11 voneinander durch einen Kondensator 26 getrennt. Neben der strahlstromabhängigen Spannung wird dem Gitter der Verstärkerröhre 25 vom Ende 27 der Wicklung 28, deren Mittelabgriff 29 geerdet ist eine Impulsspannung 30 zugeführt, die während des Hinlaufs positiv ist und während des Rücklaufs negative Impulse aufweist. Die Anode der Röhre 25 ist über die Primärwicklung 31 eines Transformators 32 und einen Widerstand 33 mit der Betriebsspannung + UB verbunden. Die Sekundärwicklung 34 des Transformators 32 ist in Serie zu den Ablenkspulen 4 geschaltet. Die strahlstromabhängige Regelspannung, die an dem Teiler 22, 23 erzeugt wird, steuert die Verstärkerröhre 25 am Gitter so, daß die negativen Rücklaufimpulse die Verstärkerröhre bei Strahlstroni »Null« voll aussteuern. Die Rücklaufspannung wird verstärkt und über den übertrager Vi in Reihe zur Ablenkspule geschaltet. Die verstärkte Spannung soll sich bei Strahlstrom »Null« voll zur Ablenkspulenspannung addieren. Wenn die Hochspannung belastet wird und der Strahlstrom ansteigt, wird die Verstärkerröhre 25 in Sperrichtung gesteuert, und die in Reihe zur Ablenkspule geschaltete Spannung verringert sich, die Ablenkamplitude wird kleiner. In Reihe zum übertrager ist noch ein Widerstand 33 geschaltet. Er dient als Arbeitswiderstand für die verstärkte strahlstromabhängige Regelspannung. Diese verstärkte Regelspannung spannt den VDR-Widerstand vor, an dem die Rücklaufspannung gleichgerichtet wird. Die vom VDR erzeugte negative Regelspannung steuert das Gitter der Zeilenendröhre. Der VDR-Widerstand dient hier also einerseits zur Potentialverlagerung vom positiven in einen negativen Spannungsbereich und andererseits zur Versteilerung der Regelung bei Netzspannungsschwankungen, indem die über den Widerstand 33 zugeführte Anodenspannung nichtlinear geteilt wird. Es besteht auch noch die Möglichkeit, der erzeugten negativen, somit strahlstrom-, netzspannungs- und rücklaufspannungsabhängigen Regelspannung eine stabilisierte Boosterspannung zu überlagern, wodurch die Stabilität bei Netzspannungsschwankungen noch weiter verbessert werden kann. Bei Verwendung eines mehreren Regelwegen gemeinsamen Stabilisierungsgliedes kann der Nachteil auftreten, daß auch gewollte Schwankungen ausgeglichen werden, wodurch die Regelsteilheit verringert wird. Eine Verringerung der Regelsteilheit der strahlstromabhängigen Regelung infolge der Stabilisierung der gewollten Schwankungen der Anodenspannung kann vermieden werden, indem die gewollten Anodenspannungsschwankungen in Abhängigkeit vom Strahlstrom so groß gemacht werden, daß auch nach der Stabilisierung noch genügend Regelsteilheit für die völlige Stabilisierung der Hochspannung bleibt. Dies kann z. B. durch Bemessung der Verstärkung der Röhre 25 erreicht werden. Bei Änderung der Netzspannung besteht nun die Gefahr, daß z. B. bei kleiner werdender Netzspannung die Hochspannung und gleichzeitig der Strahlstrom abnehmen. Dies ist bei Belastung der Hochspannung nicht der Fall, da einer abnehmenden Hochspannung immer ein zunehmender Strahlstrom zugeordnet ist. Es besteht deshalb die Gefahr, daß die Strahlstromänderung bei Netzspannungsschwankungen die Stabilität verschlechtert. Wenn also eine strahlstromabhängige Regelung verwendet wird, müßte dafür gesorgt werden, daß bei abnehmender Netzspannung der Strahlstrom etwas ansteigt oder zumindest konstant bleibt. Dies könnte z. B. durch entsprechende Änderung des Arbeitspunktes der Bildröhre geschehen. Es kann bei dieser Schaltung eventuell notwendig sein, das Gitter der Regelspannungsverstärkerröhre etwas negativ vorzuspannen, damit die positive Halbwelle der steuernden Zeilenspannung nicht in das Gitterstromgebiet steuert. Bei Betrieb im Gitterstromgebiet könnte nämlich die Verstärkung der strahlstromabhängigen Regelspannung unwirksam sein.For generating a beam current control voltage dependent series circuit of two resistors 22 and 23 is connected in series with the high voltage winding 11 whose connecting point is connected to the control grid of an intensifier tube 25 via a resistor 24th In order to keep the beam current away from the winding 21 of the deflection transformer 3 , the inductively coupled windings 21 and 11 are separated from one another by a capacitor 26 . In addition to the beam current-dependent voltage, a pulse voltage 30 is fed to the grid of the amplifier tube 25 from the end 27 of the winding 28, the center tap 29 of which is grounded, which is positive during the trace and negative pulses during the return. The anode of the tube 25 is connected to the operating voltage + UB via the primary winding 31 of a transformer 32 and a resistor 33 . The secondary winding 34 of the transformer 32 is connected in series with the deflection coils 4. The beam current-dependent control voltage, which is generated at the divider 22, 23 , controls the amplifier tube 25 on the grid in such a way that the negative return pulses drive the amplifier tube fully at beam current "zero". The return voltage is amplified and connected in series to the deflection coil via the transformer Vi. The increased voltage should be fully added to the deflection coil voltage when the beam current is "zero". When the high voltage is applied and the beam current increases, the amplifier tube 25 is reversed and the voltage connected in series with the deflection coil decreases, the deflection amplitude becomes smaller. A resistor 33 is also connected in series with the transformer. It serves as a working resistor for the increased beam current-dependent control voltage. This increased control voltage biases the VDR resistor, at which the flyback voltage is rectified. The negative control voltage generated by the VDR controls the grid of the line end tube. The VDR resistor is used here on the one hand to shift the potential from the positive to a negative voltage range and on the other hand to steepen the regulation in the event of mains voltage fluctuations by dividing the anode voltage supplied via the resistor 33 non-linearly. There is also the possibility of superimposing a stabilized booster voltage on the generated negative control voltage, which is therefore dependent on the beam current, mains voltage and return voltage, so that the stability in the event of mains voltage fluctuations can be improved even further. When using a stabilizing element common to several control paths, the disadvantage can arise that deliberate fluctuations are also compensated, which reduces the control steepness. A reduction in the control slope of the beam current-dependent control as a result of the stabilization of the desired fluctuations in the anode voltage can be avoided by making the desired anode voltage fluctuations depending on the beam current so large that even after the stabilization there is still enough control slope for the complete stabilization of the high voltage. This can e.g. B. can be achieved by dimensioning the gain of the tube 25 . When changing the mains voltage there is now the risk that z. B. as the line voltage decreases, the high voltage and the beam current decrease at the same time. This is not the case when the high voltage is loaded, since a decreasing high voltage is always associated with an increasing beam current. There is therefore the risk that the change in the beam current in the event of mains voltage fluctuations worsens the stability. So if a beam current-dependent control is used, it would have to be ensured that the beam current increases somewhat or at least remains constant when the mains voltage decreases. This could e.g. B. done by changing the operating point of the picture tube accordingly. With this circuit it may be necessary to bias the grid of the control voltage amplifier tube somewhat negatively so that the positive half-wave of the controlling line voltage does not steer into the grid current area. When operating in the grid current area, the amplification of the beam current-dependent control voltage could be ineffective.

F i g. 5 zeigt ein Schaltungsbeispiel, das ähnlich aufgebaut ist wie F i g. 4. Gleiche Schaltungselemente sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Bei dieser Schaltung wird eine zur Ablenkspule 4 in Reihe liegende Induktivifät L, durch Vormagnetisierung eines Ferritkernes geregelt. Die Verstärkerröhre 25 dient dann nur zur Gleichspannungsverstärkung.F i g. FIG. 5 shows a circuit example which is constructed similarly to FIG. 4. The same circuit elements are provided with the same reference symbols. In this circuit, an inductance L lying in series with the deflection coil 4 is regulated by the premagnetization of a ferrite core. The amplifier tube 25 is then only used for direct voltage amplification.

F i g. 6 zeigt ein anderes Beispiel zur Stabilisierung, bei Netzspannungsschwankungen, bei dem beide 5 Regelvorgänge das Gitter der Röhre 25 steuern. Der strahlstromabhängigen Regelspannung wird am Gitter der Verstärkerröhre 25 über einen VDR-Widerstand 35 die positive Betriebsspannung und über einen Kondensator 37 die Ablenkspannung 30 mit negativen Impulsspitzen überlagert. Der VDR 35 hält dabei die an ihm abfallende Spannung konstant, so daß am Widerstand 36 verstärkt Netzspannungsschwankungen abfallen. Das verstärkte Spannungsgemisch wird einerseits dem Ablenkkreis über den Transformator 32 und andererseits dem Gitter der Treiberröhre 6 gemäß F i g. 4 zugeführt, was hier durch eine Batterie angedeutet ist. Die Wirksamkeit der Schaltung hängt wie bei dem vorausgegangenen Beispiel davon ab, in welcher Richtung sich der Strahlstrom bei Netzspannungsschwankungen ändert. Es ergibt sich aber hierbei der Vorteil, daß die netzabhängige Regelspannung sowohl auf das Gitter der Zeilenendstufe als auch auf den Ablenkkreis wirkt, während bei den oben beschriebenen Beispielen im wesentlichen nur das Gitter der Zeilenendstufe geregelt wurde, da die Regelverstärkerröhre durch die Anodenspannungsänderung nur wenig beeinflußt wird, wenn der Strahlstrom konstant bleibt. Diese Schwierigkeiten, die bei der Stabilisierung in Abhängigkeit von Netzspannungsschwankungen auftreten, können vermieden werden, wenn nur eine spannungsabhängige Regelung verwendet wird. Die rein spannungsabhängige Rückwärtsregelung wirkt immer im richtigen Sinn. Es besteht aber der Nachteil, daß der Innenwiderstand nur durch große Spannungsverstärkung beliebig klein gemacht werden kann. Die spannungsabhängige Regelspannung wird zweckmäßig durch Spitzengleichrichtung aus dem Rücklaufimpuls gewonnen. Es ist aber darauf zu achten, daß die Rückwirkung der abgestimmten Hochspannungswicklung nicht so einseitig auf den primären Rücklaufimpuls erfolgt, daß die Spitzenspannung bei Strahlstromänderungen unverändert bleibt. Denn dann würde sich keine brauchbare Regelspannungsänderung ergeben. Wenn die Regelspannung von einer eng mit der Hochspannungswicklung gekoppelten Zusatzwicklung abgeleitet wird, bleibt die Ab--stimmung der Hochspannungswicklung ohne Einfluß auf die Regelspannungsgewinnung. Es ist anzunehmen, daß dadurch auch der Einfluß von Streuungen vermindert wird. Die spannungsabhängige Regelspannung kann dann genauso weiterverwertet werden wie die in Abhängigkeit vom Strahlstrom gewonnene Spannung in den angegebenen Schaltungsbeispielen.F i g. 6 shows another example for stabilizing, with mains voltage fluctuations in which both 5 usually processes the grid of the tube 25 to control. The beam current-dependent control voltage is superimposed on the grid of the amplifier tube 25 via a VDR resistor 35, the positive operating voltage and via a capacitor 37, the deflection voltage 30 with negative pulse peaks. The VDR 35 keeps the voltage drop across it constant, so that the line voltage fluctuations across the resistor 36 decrease to a greater extent. The amplified voltage mixture is on the one hand the deflection circuit via the transformer 32 and on the other hand the grid of the driver tube 6 according to FIG. 4 supplied, which is indicated here by a battery. As in the previous example, the effectiveness of the circuit depends on the direction in which the beam current changes when the mains voltage fluctuates. The advantage here is that the mains-dependent control voltage acts on both the grid of the line output stage and the deflection circuit, while in the examples described above, essentially only the grid of the line output stage was controlled, since the control amplifier tube is only slightly influenced by the change in anode voltage becomes when the beam current remains constant. These difficulties, which occur during stabilization as a function of mains voltage fluctuations, can be avoided if only voltage-dependent regulation is used. The purely voltage-dependent reverse regulation always works in the right way. However, there is the disadvantage that the internal resistance can only be made as small as desired by means of a large voltage gain. The voltage-dependent control voltage is expediently obtained from the return pulse by peak rectification. However, it must be ensured that the feedback of the tuned high-voltage winding does not take place on the primary return pulse in such a one-sided manner that the peak voltage remains unchanged when the beam current changes. Because then there would be no useful control voltage change. If the control voltage is derived from an additional winding that is closely coupled to the high voltage winding, the tuning of the high voltage winding has no effect on the control voltage generation. It can be assumed that this also reduces the influence of scatter. The voltage-dependent control voltage can then be used in the same way as the voltage obtained as a function of the beam current in the circuit examples given.

Es ist aber auch hier zu erkennen, daß die Stabilisierung bei Netzspannungsschwankungen die spannungsabhängige Stabilisierung bei Belastung der Hochspannung wesentlich verschlechtert, da ün Gegensatz zur strahlstromabhängigen Regelung die Regelgröße um so kleiner wird, je besser die Stabilität ist. Es ist dann notwendig, die Regelspannungsverstärkung noch weiter zu erhöhen. Wenn diese Nachteile beseitigt werden sollen, könnte man die spannungsabhängige Rückwärtsregelung für die Stabilisierung der Hochspannungsbelastung mit einer Vorwärtsregelung für die Stabilisierung bei Netzspannungsschwankungen kombinieren. Es ist aus dem vorher Gesagten zu erkennen, daß sich bei Parallelschaltung der netzabhängigen Stabilisierung und der hochspannungsabhängigen Stabilisierung eine gegenseitige Beeinflussung nicht vermeiden läßt. Diesem Mangel kann man begegnen, wenn die beiden Regelgrößen für Strahlstromänderung oder Spannungsänderung und Netzspannungsänderung in Reihe geschaltet werden.However, it can also be seen here that the stabilization in the case of mains voltage fluctuations significantly worsens the voltage-dependent stabilization when the high voltage is loaded, since, in contrast to the beam current-dependent regulation, the better the stability, the smaller the controlled variable. It is then necessary to increase the control voltage gain even further. If these disadvantages are to be eliminated, the voltage-dependent reverse regulation for stabilizing the high-voltage load could be combined with a forward regulation for stabilization in the event of mains voltage fluctuations. It can be seen from the foregoing that when the network-dependent stabilization and the high-voltage-dependent stabilization are connected in parallel, mutual influencing cannot be avoided. This deficiency can be counteracted if the two control variables for beam current change or voltage change and mains voltage change are connected in series.

F i g. 7 zeigt ein derartiges Schaltungsbeispiel. Der Spannungsteiler 22, 23, über den wie bei den vorangegangenen Beispielen der Strahlstrom fließt, wird nicht an Masse, sondern auf ein positives Potential gelegt. Dieses Potential wird durch den Spannungsteiler 40, 41 gewonnen, wobei 40 einen spannungsabhängigen Widerstand darstellt. Zur Einstellung des richtigen Arbeitspunktes im negativen Steuerbereich der Regelspannungsverstärkerröhre dient der Spannungsteiler 42, 43. Für den Fall, daß die Netzspannung abfällt, wird die Gitterspannung schneller negativ als die Kathodenspannung, und das Gitter der Regelspannungsverstärkerröhre 25 wird negativ. Die Anodenspannung wird positiver und damit auch die Gittervorspannung der Zeilenendstufe. Die Ströme über die Teiler 22, 23 und 40, 41 sind so unterschiedlich, daß die beiden Stromkreise gut entkoppelt sind. Es ist selbstverständlich, daß auch bei diesem Verfahren derStrahlstrom beiNetzspannungsschwankungen sich nicht entgegengesetzt zu den Belastungsschwankungen ändert. Die Diode Di dient hier nur zur Potentialverlagerung, und es kann auch an Stelle der Diode eine negative Spannung gegen die positive Anodenspannung geschaltet werden. Ein VDR-Widerstand an Stelle der Diode kann auch verwendet werden, aber er teilt dann die Regelspannung an Anode und die Batteriespannung von +UB nichtlinear. Bei der in F i g. 7 angegebenen Schaltung ist es möglich, die Regelsteilheit zum Ausgleich von Belastungsschwankungen und Netzspannungsschwankungen verschieden zu machen. An Stelle der strahlstromabhängigen Regelspannung kann, wie vorher bereits gesagt, auch eine spannungsabhängige Regelung verwendet werden. Es ergibt sich dann der Vorteil, daß die spannungsabhängige Regelsteilheit nicht von der Schaltung zur Netzstabilisierung vermindert wird.F i g. 7 shows such a circuit example. The voltage divider 22, 23, through which the beam current flows as in the previous examples, is not connected to ground, but to a positive potential. This potential is obtained by the voltage divider 40, 41, 40 representing a voltage-dependent resistor. The voltage divider 42, 43 is used to set the correct operating point in the negative control range of the control voltage amplifier tube. In the event that the mains voltage drops, the grid voltage becomes negative more quickly than the cathode voltage, and the grid of the control voltage amplifier tube 25 becomes negative. The anode voltage becomes more positive and thus also the grid bias of the line output stage. The currents through the dividers 22, 23 and 40, 41 are so different that the two circuits are well decoupled. It goes without saying that with this method, too, the beam current does not change in the opposite direction to the load fluctuations in the event of mains voltage fluctuations. The diode Di only serves to shift the potential, and instead of the diode, a negative voltage can be switched against the positive anode voltage. A VDR resistor can also be used instead of the diode, but it then divides the control voltage at the anode and the battery voltage from + UB non-linearly. In the case of the in FIG. 7 it is possible to make the control steepness different to compensate for load fluctuations and mains voltage fluctuations. Instead of the beam current-dependent control voltage, a voltage-dependent control can also be used, as already mentioned. There is then the advantage that the voltage-dependent control steepness is not reduced by the circuit for network stabilization.

Fig. 8 zeigt ein Schaltungsbeispiel, bei dem die Regelspannungsverstärkerröhre zusätzlich Hochspannung erzeugt, indem in Reihe zur Hochspannungswicklung 26 über den Übertrager 0, regelbare Rücklaufspannung eingespeist wird. Auf diese Weise werden die Koppelverluste ausgeglichen, ohne daß die Amplitude im Ablenkkreis über das richtige Maß hinaus vergrö§e!;t werden muß. Bei diesem Verfahren m4ß- 'a: ber die Hochspannungswicklung auf Masse bezogen werden, wenn der übertrager nicht für die Hochspannung an der Anode der Zeilenendröhre 6 ausgelegt werden soll, was wiederum nachteilige Folgen für die Funktion der Zeilenendstufe hätte. Die Verstärkerröhre dient auch hier zur Verstärkung der Regelgleichspannung, die das Gitter der Zeilenendstufe regelt. 8 shows a circuit example in which the control voltage amplifier tube also generates high voltage by feeding in a controllable return voltage in series with the high voltage winding 26 via the transformer 0. In this way the coupling losses are compensated without the amplitude in the deflection circle having to be increased beyond the correct amount. In this method, m4ß- 'a: be referred to ground via the high-voltage winding if the transformer is not to be designed for the high voltage at the anode of the line output tube 6 , which in turn would have detrimental consequences for the function of the line output stage. The amplifier tube is also used here to amplify the DC control voltage that controls the grid of the line output stage.

Claims

1. A deflection circuit with energy recovery and high voltage generation from during Sägezahnrücklaufes the pulse transformer pulses occurring in the driver tube is supplied is dependent on the size of the flyback pulses and the beam current control DC voltage for stabilizing deflection amplitude and high voltage, d a d u rch g e k ENN - shows that the control DC voltage derived from the beam current changes the inductance of an additional coil (L1) located in the deflection coil circuit (4) in such a way that changes in the deflection amplitude that are not detected by the control on the driver tube (6) are compensated for (F i g. 5). 2. Deflection circuit with energy recovery and high voltage generation from pulses occurring during the sawtooth return on the pulse transformer, in which the driver tube is supplied with a control DC voltage dependent on the size of the return pulses and the beam current to stabilize the deflection amplitude and high voltage, characterized in that a circuit is supplied with the control DC voltage and additional flyback pulses are fed to a rectifier, the output circuit of which is coupled to the pulse transformer, the additional flyback pulses in the deflection coil circuit (4 in Fig. 4, 6, 7) or in the high-voltage circuit (11, 12 in Fig. 8) are fed and the control DC voltage derived from the beam current changes the size of the additional return pulses in such a way that changes in the deflection amplitude or the high voltage, which are not detected by the control on the driver tube (6) , are compensated. 3. A circuit according to claim 2, characterized in that the additional return pulses are fed in via a transformer (32) whose primary winding (31) is in the anode circuit of an amplifier tube (25) serving as a rectifier and its secondary winding (34) in series with the deflection coil ( 4 in FIG. 4, 6, 7) or to the high-voltage winding (11 in FIG. 8) . 4. A circuit according to claim 1, characterized in that the control DC voltage is fed to an amplifier tube (25) , in the output circuit of which a magnetic coil is arranged, the magnetic field of which is used (F i g. 5). 5. Circuit according to one of claims 3 and 4, characterized in that in the output circuit of the amplifier tube (25) a resistor (33) is switched on, from which the amplified DC control voltage is removed and a rectifier (18) is fed to the generation of a Control voltage for the driver tube from the return pulses is used.