DE1279076B

DE1279076B - Transmission system for the transmission of pulses

Info

Publication number: DE1279076B
Application number: DEN28217A
Authority: DE
Inventors: Petrus Josephus Van Gerwen
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1965-03-20
Filing date: 1966-03-16
Publication date: 1968-10-03
Also published as: DK116370B; GB1132274A; BE678111A; NL6503571A; AT262385B; BR6677934D0; NL143772B; CH457539A; SE316796B

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLANDFEDERAL REPUBLIC OF GERMANY

DEUTSCHESGERMAN

PATENTAMTPATENT OFFICE

AUSLEGESCHRIFTEDITORIAL

Int. Cl.:Int. Cl .:

H03kH03k

Deutsche Kl.: 21 al - 36/00 German class: 21 al - 36/00

Nummer: 1279 076Number: 1279 076

Aktenzeichen: P 12 79 076.0-31 (N 28217)File number: P 12 79 076.0-31 (N 28217)

Anmeldetag: 16. März 1966Filing date: March 16, 1966

Auslegetag: 3. Oktober 1968Open date: October 3, 1968

Die Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungssystem zur Übertragung von Infonnationssignalen, die durch zweiwertige Impulse gebildet werden, die zu Zeitpunkten auftreten, die mit einer Reihe äquidistanter Taktimpulse zusammenfallen, wobei in der Sendestation die Impulse einem Amplitudenmodulator mit einem zu diesem gehörenden Trägerwellenoszillator zugeführt werden und die Empfangsstation zur Wiedergewinnung der ausgesandten Impulse einen Amplitudendemodulator mit einem sich daran anschließenden Impulsgenerator enthält.The invention relates to a transmission system for the transmission of information signals, which are formed by two-valued pulses that occur at times that are equidistant with a series Clock pulses coincide, the pulses being an amplitude modulator in the transmitting station are supplied with a carrier wave oscillator belonging to this and the receiving station an amplitude demodulator with an attached to it to recover the transmitted pulses subsequent pulse generator contains.

Solche Übertragungssysteme werden unter anderem zur Übertragung zahlenmäßiger Information über Fernsprechverbindungen im Fernsprechnetz oder über ähnliche Sprechverbindungen verwendet. Dafür sind bereits verschiedene Modulations- und Demodulationstechniken bekannt.Such transmission systems are used, among other things, for the transmission of numerical information used over telephone connections in the telephone network or over similar voice connections. Various modulation and demodulation techniques are already known for this.

Die Erfindung hat den Zweck, ein Datensignal über eine Fernsprechverbindung zu übertragen, wozu es erforderlich ist, ein Datensignal auf einer Trägerwelle aufzumodulieren. Die bei einem bestimmten Frequenzband mögliche Übertragungsgeschwindigkeit soll möglichst auf ein Maximum erhöht werden, wobei die übertragenen Datensignale durch eine Reihe zweiwertiger Datenimpulse gebildet werden, die während aufeinanderfolgender Impulsperioden gleicher Zeitdauer auftreten und die in jeder Impulsperiode eine feste Zeitlage haben.The invention has the purpose of transmitting a data signal over a telephone connection, for which purpose it is required to modulate a data signal on a carrier wave. The one with a certain one Frequency band possible transmission speed should be increased to a maximum if possible, the transmitted data signals being formed by a series of two-valued data pulses, which occur during successive pulse periods of the same duration and which occur in each pulse period have a fixed time slot.

Diese Aufgabe wird bei dem eingangs erwähnten Übertragungssystem dadurch gelöst, daß die Sendestation mit einem Übertragungsnetzwerk versehen ist, das eine Übertragungskennlinie aufweist, die einem Differenzerzeuger entspricht, dem einerseits das Eingangssignal direkt und andererseits über ein Verzögerungselement zugeführt wird, und daß zwischen dem Ausgangskreis des Amplitudenmodulators und dem Eingangskreis des Amplitudenmodulators ein Einseitenbandfilter aufgenommen ist, das zusammen mit dem Übertragungsnetzwerk lediglich eines der beiden am Ausgang des Amplitudenmodulators auftretenden Seitenbandsignale durchläßt, wobei die zu übertragenden Ausgangssignale des Amplitudenmodulators von mindestens einem Pilotsignal begleitet werden, und an den Amplitudendemodulator eine von den äquidistanten Taktimpulsen angesteuerte zweiseitige Amplitudendiskriminatorschaltung mit Speicherwirkung angeschlossen ist.This object is achieved in the transmission system mentioned at the outset in that the transmitting station is provided with a transmission network which has a transmission characteristic that a Difference generator corresponds to the one hand the input signal directly and on the other hand via a delay element is supplied, and that between the output circuit of the amplitude modulator and the Input circuit of the amplitude modulator a single sideband filter is added, which together with the transmission network only one of the two occurring at the output of the amplitude modulator Lets sideband signals, the output signals to be transmitted from the amplitude modulator be accompanied by at least one pilot signal, and one of the Equidistant clock pulses controlled bilateral amplitude discriminator circuit with memory effect connected.

Das gleiche Ergebnis kann auch dadurch erzielt werden, daß die Sendestation mit einer Zustandsänderungsmodulationsvorrichtung, mit der das zu übertragende Informationssignal transformiert wird und mit einem Übertragungsnetzwerk versehen ist, Übertragungssystem zur Übertragung von
ImpulsenThe same result can also be achieved in that the transmitting station is provided with a state change modulation device with which the information signal to be transmitted is transformed and with a transmission network, transmission system for transmission of
Impulses

Anmelder:Applicant:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven
(Niederlande)NV Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven
(Netherlands)

Vertreter:
Dr. H. Scholz, Patentanwalt,Representative:
Dr. H. Scholz, patent attorney,

2000 Hamburg 1, Mönckebergstr. 72000 Hamburg 1, Mönckebergstr. 7th

Als Erfinder benannt:Named as inventor:

Petrus Josephus van Gerwen, Eindhoven
(Niederlande)Petrus Josephus van Gerwen, Eindhoven
(Netherlands)

Beanspruchte Priorität:Claimed priority:

Niederlande vom 20. März 1965 (03 571)Netherlands of March 20, 1965 (03 571)

das eine Übertragungskennlinie aufweist, die einem Differenzerzeuger entspricht, dem einerseits das Eingangssignal direkt und andererseits über ein Verzögerungselement zugeführt wird, und daß zwischen dem Ausgangskreis des Amplitudenmodulators und dem Eingangskreis des Amplitudendemodulators ein Einseitenbandfilter aufgenommen ist, das zusammen mit dem Übertragungsnetzwerk lediglich eines der beiden am Ausgang des Amplitudenmodulators auftretenden Seitenbandsignale durchläßt, wobei die zu übertragenden Ausgangssignale des Amplitudenmodulators von mindestens einem Pilotsignal begleitet werden und an den Amplitudendemodulator eine Doppelweggleichrichtungsanordnung angeschlossen ist.which has a transfer characteristic which corresponds to a difference generator, which on the one hand is the input signal is fed directly and on the other hand via a delay element, and that between the Output circuit of the amplitude modulator and the input circuit of the amplitude demodulator a single sideband filter is included, which together with the transmission network only one of the two sideband signals occurring at the output of the amplitude modulator, the Output signals of the amplitude modulator are accompanied by at least one pilot signal and a full wave rectification arrangement is connected to the amplitude demodulator.

Durch die Erfindung wird eine saubere Trennung der modulierten Datensignale in einem unteren Seitenband und einem oberen Seitenband bewirkt, so daß eine einwandfreie Einseitenbandmodulation für die Übertragung der Datensignale ermöglicht ist.The invention provides a clean separation of the modulated data signals in a lower sideband and an upper sideband, so that a proper single sideband modulation for the transmission of the data signals is enabled.

809 619/506809 619/506

3 43 4

Die Erfindung wird an Hand der Figuren näher Spektrumabänderung sind derart aufeinander abge-The invention is explained in more detail with reference to the figures.

erläutert. stimmt, daß ein Datensignal, das diesen auffolgendenexplained. it is true that a data signal following this

F i g. 1 zeigt ein Beispiel einer Sendevorrichtung Bearbeitungen unterworfen wurde, durch Doppelnach der Erfindung; weggleichrichtung in das ursprüngliche DatensignalF i g. Fig. 1 shows an example of a sending device having been processed by double-clicking the invention; path rectification into the original data signal

Fig. 2 zeigt zu Fig. 1 gehörende Signalformen; 5 umgewandelt werden kann. Die Abänderung des Fre-Fig. 2 shows waveforms associated with Fig. 1; 5 can be converted. The amendment of the Fre-

Fig. 3 zeigt ein Beispiel einer Empfangsvorrich- quenzspektrums erfolgt mittels eines Spektrum-Fig. 3 shows an example of a receiving device frequency spectrum takes place by means of a spectrum

tung nach der Erfindung; faktorsdevice according to the invention; factor

F i g. 4 zeigt zu F i g. 3 gehörende Signalformen; sin η f T, F i g. 4 shows to FIG. 3 associated waveforms; sin η f T,

Fig. 5 zeigt ein Beispiel einer Ubertragungs-Fig. 5 shows an example of a transmission

kennlinie des Übertragungssystems gemäß der Er- io mit dem das Frequenzspektrum des Datensignalscharacteristic of the transmission system according to the erio with which the frequency spectrum of the data signal

findung; multipliziert wird. In dieser Formel stellt / die Fre-finding; is multiplied. In this formula / the fre-

Fig. 6 zeigt ein Beispiel einer bevorzugten Aus- quenz in Hertz und T die Taktimpulsperiode in Se-Fig. 6 shows an example of a preferred sequence in Hertz and T the clock pulse period in seconds

führungsform einer Empfangsvorrichtung nach der künden dar. Geeignete Werte für η sind: η = 1,management form of a receiving device according to the announce. Suitable values for η are: η = 1,

Erfindung; η = 2 ... Vorläufig wird nur der Fall η = 1 beschrie-Invention; η = 2 ... For now only the case η = 1 is described.

F i g. 7 zeigt eine Ausführungsform eines Teiles der 15 ben. Die zu dem erwähnten Spektrumfaktor gehörendeF i g. Figure 7 shows an embodiment of part of Figure 15. The one belonging to the mentioned spectrum factor

in Fig. 1 dargestellten Sendevorrichtung und die Signaltransformation kann durch Modulo-2-Aufzäh-transmission device shown in Fig. 1 and the signal transformation can be done by modulo-2 counting

Übertragungskennlinie derselben; lung des Datensignals und des über η ImpulsperiodenTransfer characteristic of the same; development of the data signal and the η pulse periods

F i g. 8 zeigt eine Abart der in F i g. 6 dargestellten [n = 1) verzögerten Datensignals erhalten werden.F i g. 8 shows a variant of the one shown in FIG. 6 shown [n = 1) delayed data signal can be obtained.

Empfangsvorrichtung; Das gleiche Ergebnis kann durch die AnwendungReceiving device; The same result can be achieved by applying

F i g. 9 zeigt zu F i g. 8 gehörende Signalformen; 20 eines Modulationsverfahrens erhalten werden, dasF i g. 9 shows to FIG. 8 associated waveforms; 20 of a modulation method which

F i g. 10 zeigt eine Abart der in F i g. 1 dargestell- unter dem Namen »Zustandsänderungsmodulation«F i g. 10 shows a variant of the one in FIG. 1 shown - under the name »state change modulation«

ten Sendevorrichtung; bekannt ist. Es wird bemerkt, daß für Werte von n, th sending device; is known. It is noted that for values of n,

Fig. 11 zeigt eine Abart der in Fig. 3 dargestell- die Potenzen von 2 sind, die erforderliche Signalten Empfangsvorrichtung. transformation stets dadurch erhalten werden kann,FIG. 11 shows a variant of the one shown in FIG. 3, which are powers of 2, which are required signals Receiving device. transformation can always be obtained by

Die Zweiwertigkeit der Datenimpulse kann sich in 25 daß η-mal nacheinander, z. B. für η = 2 zweimal der Amplitude oder in der Polarität derselben äußern. nacheinander, Zustandsänderungsmodulation durch-Es wird angenommen, daß ersteres der Fall ist und geführt wird. Weiter wird noch bemerkt, daß das daß insbesondere die Anwesenheit eines Impulses für nach Signaltransformation erhaltene Datensignal, dessen einen Wert und die Abwesenheit eines Impul- gleich wie das ursprüngliche Datensignal, durch eine ses für dessen anderen Wert repräsentativ ist. Im vor- 30 ununterbrochene Reihe von Arbeits- und Ruheliegenden Übertragungssystem ist die Zeitdauer eines elementen gebildet wird und daher im wesentlichen Datenimpulses gleich der Impulsperiode, so daß ein das gleiche Frequenzspektrum wie das ursprüngliche Datenimpuls einem Arbeitselement in einem TeIe- Datensignal hat.The two-valued nature of the data pulses can vary in that η times one after the other, e.g. B. for η = 2 express twice the amplitude or in the polarity of the same. one after the other, state change modulation by-It is assumed that the former is the case and is carried out. It is also noted that the presence of a pulse for the data signal obtained after signal transformation, one of which is the same value and the absence of a pulse as the original data signal, is representative of the other value by one. In the previous uninterrupted series of working and resting transmission systems, the duration of an element is formed and therefore essentially the data pulse is equal to the pulse period, so that a working element in a part of the data signal has the same frequency spectrum as the original data pulse.

graphiesignal und die Abwesenheit eines Datenimpul- Die Datensignalquelle 1 in der in Fig. 1 dargestellses einem Ruheelement äquivalent ist. Das Daten- 35 ten Sendevorrichtung führt dem Eingang eines von signal kann somit als eine ununterbrochene Reihe einer Taktimpulsquelle 2 angetriebenen Impulsmoduvon Arbeits- und Ruheelementen gleicher Zeitdauer lators 3 ein Datensignal zu. Diese Taktimpulsquelle betrachtet werden. Die Impulsperioden des Daten- liefert eine Reihe äquidistanter Taktimpulse, die die signals werden mit Hilfe eines periodischen Takt- Mitten der Impulsperioden des Datensignals angeben, signals identifiziert, das eine Periode gleich der des 40 Der Impulsmodulator wird derart vom Datensignal Datensignals und eine in bezug auf das Datensignal gesteuert, daß er beim Ansprechen auf einen Taktimgeeignet gewählte Zeitlage hat. Dieses Taktsignal puls einen Ausgangsimpuls für jedes Arbeitselement wird im betreffenden Übertragungssystem durch eine liefert, während er keinen Ausgangsimpuls liefert, Reihe äquidistanter Taktimpulse kurzer Zeitdauer wenn das zugeführte Signalelement ein Ruheelement gebildet, die die Mitten der Impulsperioden des 45 ist. Die Ausgangsimpulse des Impulsmodulators 3 wer-Datensignals angeben. Diese Mitten der Impuls- den dem Eingang einer binären Stufe 4 zugeführt. Perioden sind geeignete Zeitpunkte zur Bestimmung Diese Stufe hat zwei stabile Zustände, und ihr Zudes Wertes der Datenimpulse mittels einer Amplitu- stand wechselt beim Ansprechen auf jeden Eingangsdendiskrimination. Die Anzahl pro Sekunde über- impuls. Diese Signaltransformation ist durch die in tragener Arbeits- und Ruheelemente, nachstehend 50 Fig. 2 dargestellten Signale näher veranschaulicht, mit »Übertragungsgeschwindigkeit« bezeichnet, ist In dieser Figur und den folgenden Figuren sind die gleich der Impulswiederholungsfrequenz der Takt- Vorrichtungen, von denen die Signale herrühren, mit impulse, nachstehend mit »Impulsfrequenz« bezeich- den betreffenden eingeklammerten Bezugsziffern benet. zeichnet. In F i g. 2 a ist ein repräsentatives Daten-In dieser Erfindung wird vorgeschlagen, das Daten- 55 signal dargestellt, dessen Arbeitselemente einen hohen signal mittels Einseitenband-Amplitudenmodulation Signalpegel und dessen Ruheelemente einen niedrigen mit unterdrückter Trägerwelle und mit synchroner Signalpegel aufweisen. In Fig. 2b ist die zugehörige Detektion auf der Empfangsseite zu übertragen. Da- Taktimpulsreihe dargestellt. Am Ausgang des Impulsdurch wird ein einfacher Datenkanal erhalten, der bei modulators 3 erscheint die in Fig. 2c dargestellte äußerst einfacher Apparatur sehr hohe Übertragungs- 60 Impulsreihe, die für jedes Arbeitselement einen geschwindigkeiten zuläßt. Um dieses Modulations- Impuls kurzer Zeitdauer enthält. Das Ausgangssignal verfahren zu ermöglichen, wird das Frequenzspek- der binären Stufe 4 ist in F i g. 2 d dargestellt. Wie trum des Datensignals zunächst auf geeignete Weise aus Fig. 2d ersichtlich ist, wird dieses Signal durch abgeändert. Zur Vereinfachung der Detektion des eine ununterbrochene Reihe von Arbeits- und Ruhe-Datensignals auf der Empfangsseite wird diese Ab- 65 elementen in der gleichen allgemeinen Weise wie das änderung des Spektrums auf der Senderseite mit einer ursprüngliche Datensignal gebildet. Diese Signalvorhergehenden Signaltransformation kombiniert. transformation, die mitZustandsänderungsmodulation Diese Signaltransformation und die darauf erfolgende bezeichnet wird, hat lediglich den Zweck, eine ein-graphic signal and the absence of a data pulse The data signal source 1 in the illustrated in Fig. 1 is equivalent to a rest element. The data transmission device leads the input of one of signal can thus be used as an uninterrupted series of a clock pulse source 2 driven pulse modulus Working and resting elements of the same duration lators 3 to a data signal. This clock pulse source to be viewed as. The pulse periods of the data supply a series of equidistant clock pulses that the signals are specified with the help of a periodic timing of the pulse periods of the data signal, signal that has a period equal to that of the 40 The pulse modulator is so from the data signal Data signal and one related to the data signal is controlled to be appropriate in response to a clock im has chosen time slot. This clock signal pulses an output pulse for each working element is supplied by an in the relevant transmission system, while it does not supply an output pulse, Series of equidistant clock pulses of short duration if the supplied signal element is a rest element which is the centers of the pulse periods of the 45th. The output pulses of the pulse modulator 3 wer data signal indicate. These centers of the pulse ends are fed to the input of a binary stage 4. Periods are suitable points in time for determination. This stage has two stable states, and its addition The value of the data pulses by means of an amplitude changes when responding to each input discrimination. The number per second over- pulse. This signal transformation is made possible by the in carried work and rest elements, below 50 Fig. 2 illustrates the signals shown in more detail, referred to as "transmission speed", in this figure and in the following figures are the equal to the pulse repetition frequency of the clock devices from which the signals originate pulses, hereinafter referred to as “pulse frequency” with the relevant bracketed reference numbers. draws. In Fig. 2a is a representative data - In this invention it is proposed that the data signal is represented, the working elements of which have a high value signal by means of single sideband amplitude modulation. Signal level and its quiescent elements have a low level with suppressed carrier wave and with synchronous signal level. In Fig. 2b is the associated Transmission of detection on the receiving side. Da- clock pulse series shown. At the output of the pulse through a simple data channel is obtained, which appears at modulator 3 as shown in FIG. 2c extremely simple apparatus very high transmission 60 impulse series, one for each working element speeds. To contain this modulation pulse of a short duration. The output signal To enable method, the frequency spec- the binary level 4 is in F i g. 2 d shown. As line of the data signal is initially apparent in a suitable manner from Fig. 2d, this signal is through modified. To simplify the detection of an uninterrupted series of work and rest data signals on the receiving end, this ab- 65 elements in the same general way as the Change of the spectrum on the transmitter side formed with an original data signal. This signal preceding Combined signal transformation. transformation using state change modulation This signal transformation and the one that follows it is designated only for the purpose of

fache Detektion des Datensignals auf der Empfangsseite zu ermöglichen. Grundsätzlich kann diese Signaltransformation jedoch entbehrt werden. In der nachstehenden Beschreibung wird ein Beispiel gegeben. to enable multiple detection of the data signal on the receiving side. Basically, this Signal transformation, however, can be dispensed with. An example is given in the description below.

Das Ausgangssignal der binären Stufe 4 wird am Eingang einer Filtervorrichtung 5 zugeführt, deren Amplitude-Frequenz-Kennlinie Θ (/) mit dem Ausdruck The output signal of the binary stage 4 is fed to the input of a filter device 5 whose amplitude-frequency characteristic curve Θ (/) with the expression

sin η π/T(N=I)sin η π / T (N = I)

wiedergegeben werden kann. Die erforderliche Amplitude-Frequenz-Kennlinie kann in der in F i g. 7 a dargestellten Weise mittels eines Frequenzerzeugers 47, dem das Eingangssignal einerseits direkt und andererseits über ein Verzögerungselement 48 mit einer Verzögerungszeit nT (η = 1) zugeführt wird, erhalten werden. Diese Amplitude-Frequenz-Kennlinie ist in F i g. 7 b dargestellt. Dieses Verfahren hat den Vorteil, daß die Phase-Frequenz-Kennlinie einen linearen Verlauf aufweist. Die erforderliche Amplitude-Frequenz-Kennlinie kann grundsätzlich mit Hilfe eines Filternetzwerkes erhalten werden, das aus Widerständen, Kondensatoren und Spulen aufgebaut ist, gegebenenfalls in Vereinigung mit dem Tiefpaßfilter 6. Das Ausgangssignal der Filtervorrichtung 5 wird dann über einen Tiefpaß 6 dem Eingang eines Amplitudenmodulators 7 zugeführt. Die Spektrumabänderung ist näher durch die in F i g. 2 dargestellten Signale veranschaulicht, wobei angenommen wird, daß die Filtervorrichtung 5 auf die in F i g. 7 a dargestellte Weise ausgeführt ist. F i g. 2 e stellt das Ausgangssignal des Verzögerungselementes 48 dar. Dieses Signal wird im Differenzerzeuger 47 von dem unverzögerten Ausgangssignal der binären Stufe subtrahiert, wodurch das in Fi g.2f dargestellte Ausgangssignal des Differenzerzeugers 47 erhalten wird. Dieses Signal ist dreiwertig und wird durch eine ununterbrochene Reihe positiver, negativer und Nullelemente gleicher Zeitdauer gebildet. Beim Vergleichen der Fig. 2a und 2f ergibt sich, daß die positiven und negativen Elemente den Arbeitselementen und daß die Nullelemente den Ruheelementen des ursprünglichen Datensignals entsprechen. Das ursprüngliche Datensignal kann dann durch Doppelweggleichrichtung des Ausgangssignals der Filtervorrichtung 5 wiedergewonnen werden. Nachdem das Ausgangssignal der Filtervorrichtung 5 das Filter 6 mit einer die halbe Impulsfrequenz etwas überschreitenden Grenzfrequenz durchlaufen hat, erhält es die in Fig. 2g dargestellte Form. In dieser Figur ist der Nullpegel mit einer Linie s bezeichnet. Es ist aus einer Betrachtung des in Fig. 7b veranschaulichten Spektrumfaktors ersichtlich, daß im Frequenzspektrum des abgeänderten Datensignals bei der Frequenz 0 Hz und bei einem ganzen Vielfachen der Frequenz l/T, die gleich der Impulsfrequenz ist, Nullpunkte auftreten. Von besonderer Bedeutung ist dabei der Nullpunkt bei der Frequenz 0 Hz und der Verlauf des Spektrumfaktors als Funktion der Frequenz in der Umgebung von 0 Hz, wodurch die Gleichstromkomponente des Datensignals völlig unterdrückt wird und die Niederfrequenzspektrumkomponenten stark abgeschwächt werden. Dadurch entsteht im Frequenzspektrum des Datensignals ein Loch in der Umgebung von 0 Hz.can be reproduced. The required amplitude-frequency characteristic can be found in the diagram in FIG. 7 a by means of a frequency generator 47 to which the input signal is fed directly on the one hand and via a delay element 48 with a delay time nT (η = 1) on the other hand. This amplitude-frequency characteristic is shown in FIG. 7 b shown. This method has the advantage that the phase-frequency characteristic has a linear profile. The required amplitude-frequency characteristic can in principle be obtained with the aid of a filter network made up of resistors, capacitors and coils, possibly in combination with the low-pass filter 6 fed. The spectrum modification is more detailed by the one shown in FIG. 2, it is assumed that the filter device 5 responds to the signals shown in FIG. 7 a shown manner is carried out. F i g. 2e represents the output signal of the delay element 48. This signal is subtracted in the difference generator 47 from the undelayed output signal of the binary stage, whereby the output signal of the difference generator 47 shown in Fi g.2f is obtained. This signal is three-valued and is formed by an uninterrupted series of positive, negative and zero elements of the same duration. Comparing FIGS. 2a and 2f, it is found that the positive and negative elements correspond to the working elements and that the zero elements correspond to the rest elements of the original data signal. The original data signal can then be recovered by full wave rectification of the output signal of the filter device 5. After the output signal of the filter device 5 has passed through the filter 6 with a cut-off frequency slightly exceeding half the pulse frequency, it is given the form shown in FIG. 2g. In this figure, the zero level is denoted by a line s . It can be seen from a consideration of the spectrum factor illustrated in FIG. 7b that zero points occur in the frequency spectrum of the modified data signal at the frequency 0 Hz and at a whole multiple of the frequency 1 / T, which is equal to the pulse frequency. Of particular importance is the zero point at the frequency 0 Hz and the course of the spectrum factor as a function of the frequency in the vicinity of 0 Hz, whereby the direct current component of the data signal is completely suppressed and the low frequency spectrum components are greatly attenuated. This creates a hole in the frequency spectrum of the data signal in the vicinity of 0 Hz.

Das Ausgangssignal des Filters 6 wird dem Eingang eines Amplitudenmodulators 7 zugeführt, der von einem Trägerwellenoszillator 8 angetrieben wird. Das Ausgangssignal des Amplitudenmodulators ist ein Zweiseitenband-Amplitudenmodulationssignal mit unterdrückter Trägerwelle. Mittels eines Dämpfungsnetzwerkes 9 wird ein Pilotsignal mit Trägerwellenfrequenz und mit geringem Signalpegel dem Trägerwellenoszillator 8 entnommen und dem Ausgangssignal des Amplitudenmodulators zugesetzt. Das Ausgangssignal des Amplitudenmodulators wird dann zusammen mit dem Pilotsignal durch ein Einseitenbandfilter 10 geführt, das das Oberseitenband und die Modulationsprodukte höherer Ordnung abschneidet. Das verbleibende Unterseitenband und das Pilotsignal werden dann nach Verstärkung durch einen Verstärker 11 auf die Empfangsstation übertragen. The output signal of the filter 6 is fed to the input of an amplitude modulator 7, the is driven by a carrier wave oscillator 8. The output signal of the amplitude modulator is a double sideband amplitude modulation signal with a suppressed carrier wave. A pilot signal with a carrier wave frequency is generated by means of an attenuation network 9 and taken with a low signal level from the carrier wave oscillator 8 and the output signal of the amplitude modulator added. The output signal of the amplitude modulator is then together with the pilot signal passed through a single sideband filter 10, which the upper sideband and cuts off the higher order modulation products. The remaining underside band and the Pilot signals are then transmitted to the receiving station after amplification by an amplifier 11.

Die beschriebene Weise, in der das Pilotsignal auf der Eingangsseite des Einseitenbandfilters 10 zugesetzt wird, hat den Vorteil, daß die Laufzeit des Einseitenbandfilters nicht von einem gesonderten Netzwerk ausgeglichen zu werden braucht. Dabei soll dafür gesorgt werden, daß das Einseitenbandfilter bei der Trägerwellenfrequenz keine außerordentlich hohe Dämpfung hat. Die Verwendung eines Einseitenbandfilters mit einer hohen Dämpfung bei der Trägerwellenfrequenz ist aber nach wie vor möglich, wenn das Pilotsignal auf der Ausgangsseite des Einseitenbandfilters zugesetzt wird. Infolge der beschriebenen Spektrumabänderung werden die Frequenzkomponenten des Zweiseitenband-Amplitudenmodulationssignals in der Umgebung der Trägerwellenfrequenz bereits stark abgeschwächt. Das in Form eines Tiefpasses ausgeführte Einseitenbandfilter 10 liefert eine so starke Zusatzdämpfung, daß das Oberseitenband im erwünschten Maße (z. B. um mehr als 30 db) unterdrückt wird. Dadurch wird ein reelles Verfahren zur Einseitenbandübertragung von Impulsen erhalten, bei dem die im Frequenzbereich des Oberseitenbandes auftretenden Dämpfungs- und Phasenverzerrungen keine Schwierigkeiten bereiten, so daß die benötigte Frequenzbandbreite auf ein Mindestmaß beschränkt wird.The described manner in which the pilot signal is added on the input side of the single sideband filter 10 has the advantage that the running time of the single sideband filter does not depend on a separate one Network needs to be balanced. It should be ensured that the single sideband filter does not have an extremely high attenuation at the carrier wave frequency. The usage a single sideband filter with a high attenuation at the carrier wave frequency is still possible if the pilot signal is added on the output side of the single sideband filter. As a result of the spectrum modification described become the frequency components of the double sideband amplitude modulation signal already strongly weakened in the vicinity of the carrier wave frequency. The single sideband filter in the form of a low-pass filter 10 provides such a strong additional attenuation that the upper side band to the desired extent (z. B. um more than 30 db) is suppressed. This creates a real method for single sideband transmission of Received pulses in which the attenuation and occurring in the frequency range of the upper side band Phase distortions do not cause any problems, so that the required frequency bandwidth on a Minimum size is restricted.

Bei dem oben beschriebenen Amplitudenmodulationsverfahren ergibt sich eine Frequenztransponierung von den Signalfrequenzen / auf die Unterseitenbandfrequenzen/₀—/, wobei /₀ die Trägerwellenfrequenz darstellt. Durch diese Frequenztransponierung wird der SpektrumfaktorThe amplitude modulation method described above results in a frequency transposition from the signal frequencies / to the lower sideband frequencies / ₀ - /, where / _{0 represents} the carrier wave frequency. This frequency transposition becomes the spectrum factor

in den Faktorinto the factor

sin η π jT sin η π jT

sin ηπ (/„-/) Tsin ηπ (/ „- /) T

umgewandelt. Es ist dann grundsätzlich möglich, die Reihenordnung, in der die Spektrumabänderung und die Amplitudenmodulation auftreten, dadurch umzukehren, daß eine Filtervorrichtung angewandt wird, deren Amplitude-Frequenz-Kennlinie durchconverted. In principle, it is then possible to change the order in which the spectrum is changed and the amplitude modulation occur, to be reversed by using a filter device, their amplitude-frequency characteristic

sin ηπ (/„-/) T sin ηπ (/ „- /) T

dargestellt wird. Eine solche Filtervorrichtung kann durch die Anwendung von Widerständen, Kondensatoren und Spulen erhalten werden und müßte zwischen dem Ausgang des Amplitudenmodulators 7 und dem Eingang des Einseitenbandfilters 10 eingeschaltet sein.is pictured. Such a filter device can be made through the use of resistors, capacitors and coils are obtained and would have to be between the output of the amplitude modulator 7 and the input of the single sideband filter 10 must be switched on.

Von einem in der Praxis erprobten Übertragungssystem, dessen Sendevorrichtung oben beschrieben wurde, können die nachstehend erläuternden Daten erwähnt werden:From a transmission system that has been tried and tested in practice, the transmission device of which has been described above, the following explanatory data can be mentioned:

a) Übertragungsgeschwindigkeit 4000 Bauda) Transmission speed 4000 baud

(Impulsfrequenz 4000 Hz)(Pulse frequency 4000 Hz)

b) Grenzfrequenzfilter 6 2100 Hzb) Cutoff frequency filter 6 2100 Hz

c) Trägerwellenfrequenz 3000Hzc) Carrier wave frequency 3000Hz

d) Einseitenbandfilter 10 3 db Dämpfung bei 2800 Hzd) Single sideband filter 10 3 db attenuation at 2800 Hz

15 db Dämpfung bei 3200 Hz15 db attenuation at 3200 Hz

e) Unterdrückung des Oberseitenbandes größer als 30 dbe) Suppression of the upper side band greater than 30 db

f) Gesamtbreite der Sendevorrichtung sowie der Empfangsvorrichtung, zwischen den 3-db-Dämpfungspunkten gemessen 1200 Hzf) Total width of the transmitting device and the receiving device, measured between the 3-db attenuation points 1200 Hz

Die Punkte e) und f) sind in F i g. 5 veranschau- Eingang zugeführte Gleichspannungssignal subtralicht, die die Übertragungskennlinien der Sendevor- so hiert wird. Der Diskriminationspegel des Ausgangsrichtung und der Empfangsvorrichtung zeigt. In signals des Differenzerzeugers 21 ist der Nullpegel dieser Figur ist als Ordinate die Dämpfung in Dezibel desselben, der sich nicht mit der Signalstärke ändert, und als Abszisse die Frequenz in Kilohertz aufge- Das Ausgangssignal des Differenzerzeugers 21 wird tragen. Es wird bemerkt, daß der Beitrag der Emp- dem Eingang eines die Amplitude begrenzenden Verfangsvorrichtung zu der Übertragungskennlinie nur 25 stärkers 24 mit einem zum Nullpegel des Eingangsaus der Filterkennlinie eines Tiefpasses mit einer die signals symmetrischen Eingang zugeführt. Dieser halbe Impulsfrequenz ein wenig überschreitenden Verstärker begrenzt nach Verstärkung das Eingangs-Grenzfrequenz besteht. Die dargestellte Übertragungs- signal auf zwei zum Nullpegel symmetrische Grenzkennlinie wird daher im wesentlichen durch die Über- pegel; positive Eingangssignale werden nämlich auf tragungskennlinie der Sendevorrichtung bestimmt. 30 einen positiven Signalpegel und negative Eingangs-Das von der in F i g. 3 gezeigten Empfangsvor- signale werden auf einen gleich großen, aber negarichtung empfangene Signal wird über ein Ampli- tiven Signalpegel begrenzt. Das Ausgangssignal des tuden- und Phasenegalisierungsnetzwerk 12 bzw. 13 Verstärkers 24 hat eine standardisierte Amplitude, dem Eingang eines Synchrondemodulators 14 züge- aber weist noch nicht die für ein Datensignal stanführt. Ein Pilotsignalfilter 15 selektiert aus diesem 35 dardisierte Form auf. Dieses Ausgangssignal wird Signal das Pilotsignal mit Trägerwellenfrequenz. Das dann dem Eingang eines Impulsregenerators 25 zuselektierte Pilotsignal wird nach etwaiger Phasen- geführt, der von der Taktimpulsquelle 26 angetrieben korrektur durch ein Phasenkorrekturnetzwerk 16 und wird. Diese Taktimpulsquelle, die auf nicht näher nach darauferfolgender Verstärkung durch einen dargestellte Weise mit der Taktimpulsquelle 2 auf der Pilotsignalverstärker 17 dem Synchrondemodulator 40 Sendeseite synchronisiert ist, liefert eine Reihe äqui-14 zur Synchrondemodulation des Einseitenband- distanter Taktimpulse, die die Mitten der Signalsignals zugeführt. Das demodulierte Einseitenband- elemente des Ausgangssignals des Verstärkers 24 ansignal wird über einen Tiefpaß 18 und nach darauf- geben. Der Impulsgenerator 25 hat zwei stabile erfolgender Verstärkung durch einen Verstärker 19 Lagen und schaltet beim Ansprechen auf einen Takteiner Doppelweggleichrichtschaltung 20 zugeführt. 45 impuls in die Lage um, die der Polarität des Eingangs-Oas Ausgangssignal der Gleichrichtschaltung 20 ist signals entspricht, oder er verbleibt in dieser Lage, in zweiwertiges Signal. Ein geeigneter Diskrimi- wenn diese bereits eingestellt worden war. Das Ausuationspegel zur Diskriminierung zwischen den beiden gangssignal des Impulsregenerators 25 ist ein Daten-Werten des Signals liegt in der Mitte zwischen dem signal standardisierter Form, das bei geeigneten maximalen und dem minimalen Signalpegel des- 50 Übertragungsbedingungen mit dem ausgesandten selben. Ein solcher Diskriminationspegel ändert sich Datensignal identisch ist.Points e) and f) are in FIG. 5 visualization input supplied DC voltage signal subtralicht, which is the transmission characteristics of the transmission vor- so hiert. The discrimination level of the exit direction and the receiving device shows. In the signal of the difference generator 21 is the zero level of this figure, the ordinate shows the attenuation in decibels of the same, which does not change with the signal strength, and the abscissa shows the frequency in kilohertz. The output signal of the difference generator 21 is carried. It is noted that the contribution of the input of an amplitude-limiting interception device to the transmission characteristic is only fed to an amplifier 24 with a signal-symmetrical input to the input of the filter characteristic of a low-pass filter. This amplifier, which exceeds half the pulse frequency a little, limits the input limit frequency after amplification. The transmission signal shown on two limit characteristics symmetrical to the zero level is therefore essentially due to the excess level; namely, positive input signals are determined on the characteristic curve of the transmission device. 30 has a positive signal level and negative input data from the one shown in FIG. 3 received pre-signals shown are limited to a signal of the same size but received in the negative direction via an amplified signal level. The output signal of the level and phase equalization network 12 or 13 amplifier 24 has a standardized amplitude, which pulls the input of a synchronous demodulator 14, but does not yet have the standard for a data signal. A pilot signal filter 15 selects from this 35 standardized form. This output signal becomes the pilot signal with the carrier wave frequency. The pilot signal then selected for the input of a pulse regenerator 25 is guided after any phase correction, which is driven by the clock pulse source 26 and is corrected by a phase correction network 16. This clock pulse source, which is synchronized in an illustrated manner with the clock pulse source 2 on the pilot signal amplifier 17 on the synchronous demodulator 40 transmitting side, delivers a series of equi-14 for synchronous demodulation of the single sideband distant clock pulses, which are fed to the middle of the signal signal. The demodulated single sideband element of the output signal of the amplifier 24 ansignal is passed through a low-pass filter 18 and afterwards. The pulse generator 25 has two stable, successive amplifications by an amplifier 19, and switches to a full-wave rectifying circuit 20 in response to a clock pulse. 45 pulse to the position that corresponds to the polarity of the input Oas output signal of the rectification circuit 20 is signals, or it remains in this position, in a two-valued signal. A suitable discriminatory if this had already been discontinued. The Ausuationspegel for the discrimination between the two output signals of the pulse regenerator 25 is a data value of the signal lies in the middle between the signal standardized form, which with suitable maximum and the minimum signal level of the transmission conditions with the same transmitted. Such a discrimination level changes data signal is identical.

mit der Signalstärke des Signals. Aus diesem Grunde Die Detektion des Datensignals ist durch die inwith the signal strength of the signal. For this reason, the detection of the data signal is enabled by the in

wird von dem Ausgangssignal der Gleichrichtschal- F i g. 4 dargestellten Signale näher veranschaulicht, rung 20 ein Gleichspannungssignal subtrahiert, dessen F i g. 4 a stellt ein repräsentatives Ausgangssignal des Pegel gleich dem Diskriminationspegel ist und sich 55 Filters 18 dar. Nach Doppelweggleichrichtung entauf gleiche Weise mit der Signalstärke ändert. Ein steht aus diesem Signal das in Fig. 4b dargestellte solches Gleichspannungssignal kann von dem Aus- Signal. Der Diskriminationspegel dieses Signals ist gang des Demodulators 14 abgeleitet werden, an dem mit der Linie t bezeichnet. Nach Subtraktion eines infolge der Synchrondemodulation des Pilotsignals Gleichspannungssignals mit einem dem Diskrimieine Gleichspannung auftritt, die dem Pilotsignal- 60 mationspegel (/) gleichen Pegel entsteht das in pegel proportional ist. Diese Gleichspannung wird F i g. 4 c dargestellte Signal, dessen Diskriminationsmittels eines Tiefpasses 22 mit einer sehr niedrigen pegel mit der Linie u bezeichnet ist. Durch zweiseitige Grenzfrequenz selektriert und wird nach Verstärkung Amplitudenbegrenzung entsteht aus diesem Signal auf den erwünschten Wert durch einen Verstärker 23 das in Fig. 4d dargestellte Signal, dessen Nullpegel einem der beiden Eingänge eines Differenzerzeugers 65 mit einer Linie ν bezeichnet ist. Fig. 4e stellt die 21 zugeführt. Dem anderen Eingang des Differenz- Taktimpulse dar, die die Mitten der Signalelemente erzeugers wird das Ausgangssignal der Gleichricht- des in der Amplitude begrenzten Signals angeben, schaltung 20 zugeführt, von dem das dem ersteren Das Ausgangssignal des Impulsregenerators 25, dasis of the output signal of the rectifying switch F i g. 4 illustrates the signals shown in more detail, tion 20 subtracts a DC voltage signal, the F i g. 4 a shows a representative output signal of the level is equal to the discrimination level and is represented by 55 filter 18. After full wave rectification, ent changes in the same way with the signal strength. The DC voltage signal shown in FIG. 4b can be derived from this signal from the OFF signal. The discrimination level of this signal can be derived from the output of the demodulator 14, denoted by the line t. After subtracting a DC voltage signal resulting from the synchronous demodulation of the pilot signal with a DC voltage which is the same as the pilot signal level (/) and which is proportional to the level. This DC voltage becomes F i g. 4c signal shown, the discrimination means of a low-pass filter 22 with a very low level is denoted by the line u . The signal shown in FIG. 4d, the zero level of which one of the two inputs of a difference generator 65 is denoted by a line ν, is produced from this signal to the desired value by an amplifier 23, the signal shown in FIG. Fig. 4e represents the 21 supplied. The other input of the differential clock pulse, which generates the middle of the signal elements, the output signal of the rectifier of the amplitude-limited signal is supplied to circuit 20, from which the former The output signal of the pulse regenerator 25, the

9 109 10

in Fig. 4f dargestellt ist, ist dem in Fig. 2a dar- Das Pegelregelsignal kann vom Ausgang des Degestellten Datensignal identisch. modulators abgeleitet werden, an dem infolge der4f is shown in FIG. 2a. The level control signal can be taken from the output of the disconnected Data signal identical. modulator can be derived at which as a result of the

Es wird bemerkt, daß die Taktimpulse auf der Synchrondemodulation des Pilotsignals eine Fre-Empfangsseite aus dem demodulierten Einsehen- quenzkomponente mit doppelter Trägerfrequenz aufbandsignal abgeleitet werden können, wobei die Tat- 5 tritt, deren Pegel dem Pilotsignalpegel am Eingang sache benutzt wird, daß die Spitzen des Ausgangs- des Demodulators proportional ist. Diese Frequenzsignals des Filtersie (Fig. 4a) infolge der Takt- komponente wird durch ein auf die doppelte Trägerimpulse auf der Sendeseite bestimmte Zeitlagen haben Wellenfrequenz abgestimmtes Filter 36 selektiert. Das und die gegenseitigen Zeitlagen während der Über- Ausgangssignal des Filters 36 wird nach Gleichrichtragung nur in geringem Maße geändert werden. Die io rung durch eine Gleichrichtschaltung 37 und darauf-Signalspitzen können dann nach einer geeigneten erfolgender Glättung durch ein Glättungsnetzwerk 38 Spitzenabschneidung als Synchronisierimpulse für über die Leitung 30 dem Pegelregelnetzwerk 29 zur einen Ortsoszillator oder als Aktivierungsimpulse für Herabsetzung der am Eingang des Demodulators 32 einen Schwungradkreis verwendet werden. Die dabei auftretenden Pegeländerungen zugeführt. Das Detekam Ausgang des Oszillators oder des Schwungrad- 15 tieren des Datensignals erfolgt in ähnlicher Weise wie kreises auftretende phasenstabile Taktschwingung in der in F i g. 3 beschriebenen Empfangsvorrichtung, kann dann auf geeignete Weise in die erwünschte In der betreffenden Empfangsvorrichtung wird das Reihe äquidistanter Taktimpulse umgewandelt Ausgangssignal des Demodulators 32 über einen Tiefwerden, paß 30 und einen sich daran anschließenden Verstär-It is noted that the clock pulses on the synchronous demodulation of the pilot signal have a Fre receiving side from the demodulated viewing frequency component with twice the carrier frequency on-band signal can be derived, the fact-5 occurs, the level of which corresponds to the pilot signal level at the input thing is used that the peak of the output of the demodulator is proportional. This frequency signal of the filter (Fig. 4a) as a result of the clock component is carried out by a double carrier pulse Time slots determined on the transmission side have selected filters 36 that are matched to the wave frequency. That and the mutual timings during the over- output of the filter 36 is after rectification can only be changed to a minor extent. The io tion by a rectifying circuit 37 and signal peaks thereon can then, after a suitable smoothing has taken place, by a smoothing network 38 Peak cut-off as synchronization pulses for the level control network 29 via line 30 a local oscillator or as activation pulses for reducing the input of the demodulator 32 a flywheel circuit can be used. The level changes that occur are supplied. The Detekam Output of the oscillator or the flywheel 15 animals of the data signal occurs in a similar manner to circle occurring phase-stable clock oscillation in the in F i g. 3 described receiving device, can then in a suitable manner in the desired In the relevant receiving device is the Series of equidistant clock pulses converted output signal of demodulator 32 via a low, pass 30 and a subsequent reinforcement

Die in F i g. 6 gezeigte Empfangsvorrichtung unter- 20 ker 40 einer Doppelweggleichrichtschaltung 41 zugescheidet sich durch eine weitgehende Unempfindlich- führt. Im Gegensatz zu der in F i g. 3 gezeigten Empkeit gegen Pegel- und Frequenzänderungen der emp- fangsvorrichtung ist bei der betreffenden Empfangsfangenen Signale. Das von der Empfangsvorrichtung vorrichtung die Signalstärke der hinter dem Demoduempfangene Signal wird über ein Amplituden- und lator auftretenden Signale nahezu konstant. In diesem Fhasenegalisierungsnetzwerk 27 bzw. 28 dem Ein- 25 Falle genügt es, ein konstantes Gleichspannungssignal gang eines Pegelregelnetzwerkes 29 zugeführt. Dieses der Gleichrichtschaltung 41 zu subtrahieren. Dieses Pegelregelnetzwerk wird von einem Pegelregelsignal konstante Gleichspannungssignal wird von einer gesteuert, das von einer Leitung 30 herrührt. Das Gleichspannungssignalquelle 43 geliefert. Auf ähnliche Pegelregelnetzwerk regelt die Dämpfung in Abhän- Weise wie in Fig. 2 werden hier das Ausgangssignal gigkeit des Pegelregelsignals derartig, daß die Pegel- 30 der Gleichrichtschaltung 41 und das Gleichspanschwankungen am Ausgang gegenüber den Pegel- nungssignal der Quelle 43 verschiedenen Eingängen Schwankungen am Eingang dieses Netzwerkes stark eines Differenzerzeugers 42 zugeführt. Das Ausgangsherabgesetzt werden. Die Weise, in der das Pegel- signal des Differenzerzeugers wird über einen die regelsignal erhalten wird, wird im nachstehenden be- Amplitude begrenzenden Verstärker 44 einem von schrieben. Das Ausgangssignal des Pegelregelnetz- 35 der Taktimpulsquelle 46 angetriebenen Impulsregenewerkes 29 wird nach Verstärkung durch einen Ver- rator 45 zugeführt, der das Datensignal auf bereits stärker 31 dem Eingang eines Synchrondemodulators beschriebene Weise regeneriert.
32 zugeführt, der von einem Synchronträgerwellen- Bei starken Pegeländerungen kann die Signalstärke oszillator 33 angetrieben wird. An diesen Träger- der hinter dem Demodulator auftretenden Signale wellenoszillator ist eine Frequenzkorrekturvorrich- 40 sich trotz der Pegelregelung ändern. Es kann dann tung 34 zur Nacheinstellung der Frequenz des Oszil- günstig sein, wenn sich das dem Differenzerzeuger 42 lators in Abhängigkeit eines Frequenzregelsignals zugeführte Gleichspannungssignal in ähnlicher Weise angeschlossen. Dieses Regelsignal wird vom Ausgang wie in der Fig. 3 gezeigten Empfangsvorrichtung eines Tiefpasses 35, dessen Eingang an den Ausgang proportional zur Signalstärke ändert. Ein solches des Synchrondemodulators 32 angeschlossen ist ab- 45 Gleichspannungssignal kann bei der betreffenden geleitet. Die Vorrichtungen 32, 33, 34 und 35 bilden Empfangsvorrichtung von dem an der Leitung 30 zusammen einen selbsttätigen Phasenregelkreis, der erscheinenden Pegelsteuersignal abgeleitet werden, die Frequenz und die Phase des Oszillatorsignals auf das sich proportional zur Signalstärke der hinter dem die Frequenz bzw. auf die Phase des für den Regel- Demodulator auftretenden Signale ändert,
kreis als Steuersignal wirkenden Pilotsignals stabili- 50 Im vorstehenden ist für den Faktor η im Spektrumsiert. Bei dieser selbsttätigen Frequenzregelung ent- faktorThe in F i g. 6 receiving device shown below 40 of a full wave rectifying circuit 41 is cut through a largely insensitive leads. In contrast to the one shown in FIG. 3 shown sensitivity to level and frequency changes of the receiving device is in the relevant received signals. The signal strength of the signal received behind the demodule by the receiving device device is almost constant via an amplitude and lator signal. In this phase equalization network 27 or 28 the input 25 it is sufficient to supply a constant DC voltage signal to the output of a level control network 29. Subtract this from the rectification circuit 41. This level control network is controlled by a level control signal. Constant DC voltage signal is controlled by one which originates from a line 30. The DC voltage signal source 43 is supplied. In a similar level control network, the attenuation controls in a manner dependent on that in FIG this network is largely fed to a difference generator 42. The output will be reduced. The way in which the level signal of the difference generator is obtained via a control signal is described in the amplitude-limiting amplifier 44 below. The output signal of the level control network 29 driven by the clock pulse source 46 is fed after amplification by a verator 45, which regenerates the data signal in the manner already described more strongly at the input of a synchronous demodulator.
32 supplied, which is driven by a synchronous carrier waves with strong level changes, the signal strength oscillator 33 is driven. A frequency correction device is connected to this carrier wave oscillator of the signals occurring behind the demodulator, despite the level control. The device 34 for readjusting the frequency of the oscilloscope can then be advantageous if the DC voltage signal fed to the difference generator 42 as a function of a frequency control signal is connected in a similar manner. This control signal is from the output as shown in Fig. 3 receiving device of a low-pass filter 35, whose input to the output changes proportionally to the signal strength. Such one of the synchronous demodulator 32 is connected from 45 DC voltage signal can be conducted at the relevant. The devices 32, 33, 34 and 35 form the receiving device from which on the line 30 together an automatic phase-locked loop, the appearing level control signal are derived, the frequency and the phase of the oscillator signal is proportional to the signal strength behind the frequency or the The phase of the signal occurring for the control demodulator changes,
circle acting as a control signal pilot signal stabilized 50 In the above is for the factor η in the spectrum. With this automatic frequency control, defactor

steht ein Phasenunterschied von 90° zwischen dem sin η π/T
dem Synchrondemodulator zugesetzten Oszillatorsignal und dem Pilotsignal. Um dafür zu sorgen, daß gewählt η — 1. In Fi g. 1 ist ein Beispiel einer Sendedas Oszillatorsignal in diesem Falle die richtige 55 vorrichtung für η = 1 dargestellt, und die F i g. 3 Phase zur Synchrondemodulation des Einseitenband- und 6 zeigen zugehörige Empfangsvorrichtungen. Die signals hat, wird in der zugehörigen Sendevorrichtung Anordnung der Sendevorrichtung für andere Werte das Pilotsignal auf nicht näher beschriebene Weise von η kann aus dem zu der Fig. 1 gehörenden Teil zunächst um 90° in der Phase verschoben und dann der Beschreibung und dem diesem Teil vorangehenden zu dem Einseitenbandsignal addiert. Der Phasen- 60 Beschreibungsteil in bezug auf die Signaltransformaunterschied zwischen dem Pilotsignal und dem tion und die Spektrumabänderung dadurch abgeleitet Oszillatorsignal ändert sich bei einer geeigneten werden, daß η = 1 durch den anderen für η gewähl-Empfindlichkeit des Regelkreises infolge von Fre- ten Wert, z. B. η — 2, ersetzt wird. Durch die gegenquenzänderungen des Pilotsignals nur in geringem seitige Anpassung der Signaltransformation und der Maße, so daß das Oszillatorsignal stets die richtige 65 Spektrumabänderung entstehen Signale, aus denen Phase aufweist, auch wenn verhältnismäßig große das ursprüngliche Signal durch Doppelweggleich-Frequenzänderungen in den empfangenen Signalen richtung wiedergewonnen werden kann. Die Wirauftreten, kungsweise der in den F i g. 3 und 6 gezeigten Emp-there is a phase difference of 90 ° between the sin η π / T
the synchronous demodulator added oscillator signal and the pilot signal. In order to ensure that selected η - 1. In Fi g. Fig. 1 shows an example of sending the oscillator signal in this case the correct device for η = 1, and Fig. 3 phase for synchronous demodulation of the single sideband and 6 show associated receiving devices. The signal has, in the associated transmitting device arrangement of the transmitting device for other values, the pilot signal in a manner not described in detail by η can from the part belonging to FIG. 1 first shifted by 90 ° in phase and then the description and this part preceding is added to the single sideband signal. The phase description part with regard to the signal transformation difference between the pilot signal and the tion and the spectrum change derived from it changes in the case of a suitable oscillator signal that η = 1 by the other for η selected sensitivity of the control loop as a result of Fre- th value, z. B. η - 2 is replaced. Due to the counter-frequency changes of the pilot signal, the signal transformation and the dimensions are only slightly adjusted so that the oscillator signal always has the correct spectrum change. Signals from which phase shows, even if the original signal is relatively large, thanks to full-wave frequency changes in the received signals can be. The manner in which the FIG. 3 and 6 shown

11 1211 12

fangsvorrichtungen gründet sich auf eine solche tung 52 einer inversen Signaltransformation zu unter-Doppelweggleichrichtung, und diese Vorrichtungen werfen. Die für die inverse Signaltransformation bekönnen daher universal für beliebige Werte von η nötigten Schaltungen sind innerhalb des mit einer geangewandt werden. strichelten Linie bezeichneten Blockes 53 angegeben,Trapping devices is based on such a device 52 of an inverse signal transformation to under-full wave rectification, and these devices throw. The circuits required for the inverse signal transformation can therefore be used universally for any values of η within the with a. dashed line indicated block 53,

Wie oben erwähnt wurde, kann die Signaltransfor- 5 der der Empfangsvorrichtung zugeordnet werden soll, mation grundsätzlich entbehrt werden. Um diese zu Das Ausgangssignal der Kippschaltung 52 wird innerillustrieren, ist in Fig. 8 eine Abart der in Fig. 6 halb des Blockes 53 einerseits direkt und andererseits gezeigten Empfangsvorrichtung dargestellt, die für über ein Verzögerungselement 54 mit einer Verzögedie Anwendung in Vereinigung mit der in Fig. 1 rungszeit T einer Modulo-2-Addierschaltung 55 zudargestellten Sendevorrichtung geeignet ist, wenn in io geführt. Diese Addierschaltung addiert die beiden letzterer Vorrichtung das Signaltransformationsglied Eingangssignale Modulo 2 und liefert am Ausgang 3-4 fortgelassen wird. Der Einfachheit halber zeigt ein Signal, das durch eine Reihe von Arbeits- und F i g. 8 nur den hinter dem Demodulator liegenden Ruheelementen gebildet wird, von denen die Arbeits-Teil der Empfangsvorrichtung und sind entsprechende elemente den Übergängen zwischen den Arbeits- und Teile mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet. Das 15 den Ruheelementen des Ausgangssignals der Kipp-Ausgangssignal des Verstärkers 40 in Fig. 8 wird schaltung52 entsprechen. Diese Signaltransformation dem Eingang eines Impulsmodulators 49 zugeführt, ist genau die Umgekehrte der Zustandsänderungsder von der Taktimpulsquelle 46 angetrieben wird. modulation, die in der Sendevorrichtung angewandt Diese Taktimpulsquelle liefert eine Reihe äquidistanr wird. Die inverse Signaltransformation wird näher ter Taktimpulse, die Mitten der Signalelemente des 20 durch die in F i g. 9 dargestellten Signale illustriert. Ausgangssignals des Verstärkers 40 angeben. Beim In F i g. 9 d ist das Ausgangssignal der Kippschaltung Ansprechen auf jeden Taktimpuls liefert der Impuls- 52 dargestellt, und Fig. 9e zeigt das über eine Inimodulator einen Ausgangsimpuls kurzer Dauer und pulsperiode T verzögerte Ausgangssignal dieser derselben Amplitude und Polarität wie das Eingangs- Schaltung. Bei der Modulo-2-Addierung dieser signal. Diese Ausgangsimpulse werden zwei in ent- 25 Signale entsteht ein Summensignal, das einen niedgegengesetzten Leitungsrichtungen wirksamen Am- rigen Signalpegel aufweist, wenn die beiden Signale plitudendiskriminatorschaltungen 50 und 51 züge- einen hohen oder einen niedrigen Signalpegel haben, führt. Die Diskriminatorschaltung 50 legt eine posi- und das einen hohen Signalpegel aufweist, wenn eines tive Diskriminationsspannung, die mit ρ bezeichnet der beiden Signale einen hohen Signalpegel hat. Das ist, an die positiven Impulse an, während die Diskri- 30 sich ergebende Ausgangssignal der Addierschaltung minatorschaltung 51 eine mit g bezeichnete negative 55 ist in Fig. 9f dargestellt. Dieses Signal ist mit Diskriminationsspannung an die negativen Impulse dem in F i g. 2 a dargestellten von der Signalquelle 1 anlegt. Die Diskriminatorschaltungen lassen je für ausgesandten Datensignal identisch,
jeden die Diskriminationsspannung in absolutem Der Fall, in dem für den Faktor η im Spektrum-Sinne überschreitenden Eingangsimpulse der richti- 35 faktorAs mentioned above, the signal transformation to which the receiving device is to be assigned can in principle be dispensed with. The output signal of the flip-flop 52 is illustrated in FIG. 8 shows a variant of the receiving device shown in FIG Fig. 1 approximation time T of a modulo-2 adding circuit 55 is suitable for the transmission device shown if performed in io. This adding circuit adds the two latter devices, the signal transformation element input signals modulo 2 and supplies at output 3-4 is omitted. For the sake of simplicity, shows a signal that passes through a series of working and F i g. 8 only the rest elements located behind the demodulator are formed, of which the working part of the receiving device and corresponding elements are the transitions between the working and parts denoted by the same reference numerals. The 15 idle elements of the output signal of the toggle output signal of the amplifier 40 in FIG. 8 will correspond to circuit 52. This signal transformation fed to the input of a pulse modulator 49 is exactly the opposite of the change in state that is driven by the clock pulse source 46. modulation applied in the sending device. This clock pulse source supplies a series of equidistant turns. The inverse signal transformation is closer to the clock pulses, the centers of the signal elements of the 20 by the in F i g. 9 illustrates the signals shown. Specify the output signal of the amplifier 40. When in F i g. 9d shows the output signal of the flip-flop circuit in response to each clock pulse provided by the pulse 52, and FIG. 9e shows the output signal of the same amplitude and polarity as the input circuit delayed via an inimodulator with an output pulse of short duration and pulse period T. With modulo-2 addition this signal. These output pulses become two separate signals, a sum signal is produced which has a signal level that is effective in low-opposite line directions when the two signals amplitude discriminator circuits 50 and 51 also have a high or a low signal level. The discriminator circuit 50 sets a positive and which has a high signal level when a tive discrimination voltage, denoted by ρ , of the two signals has a high signal level. That is, on the positive pulses, while the discriminating 30 resulting output signal of the adder circuit 51 is a negative 55 labeled g is shown in Fig. 9f. This signal is with the discrimination voltage on the negative pulses that in FIG. 2 a shown from the signal source 1 applies. The discriminator circuits are identical for each transmitted data signal,
each the discrimination voltage in absolute The case in which the input pulses exceeding the factor η in the spectrum sense is the correct factor

gen Polarität einen Impuls durch. Die Ausgangs- sin π π/T
impulse der Diskriminatorschaltung 50 werdenthrough polarity through an impulse. The output sin π π / T
pulses of the discriminator circuit 50 are

einem der beiden Eingänge einer bistabilen Kipp- gewählt wird (n = 2), ist in der Praxis von besonschaltung52 zugeführt, während die Ausgangsimpulse derer Bedeutung. Dieser Spektrumfaktor führt nämder Diskriminatorschaltung 51 dem anderen Eingang 40 lieh im Frequenzspektrum des Datensignals bei der dieser Schaltung zugeführt werden. Beim Ansprechen Frequenz 0 Hz und bei einem ganzen Vielfachen der auf einen Eingangsimpuls schaltet die bistabile Kipp- halben Impulsfrequenz Nullpunkte herbei. Der Nullschaltung in die zu dem betreffenden Eingang ge- punkt bei einmal der halben Impulsfrequenz, die hörende Lage um oder verbleibt in dieser Lage, wenn noch gerade im Übertragungsband liegt, ermöglicht diese Lage bereits eingestellt worden war. Das Aus- 45 es, in diesem Band ein Pilotsignal der halben Impulsgangssignal der Kippschaltung 52 ist ein Datensignal frequenz zur Synchronisierung der Empfangsvorstandardisierter Form. richtung herbeizuführen. Diese Pilotsignalübertragungone of the two inputs of a bistable toggle is selected (n = 2), is in practice supplied by special circuit 52, while the output pulses their meaning. Namely, this spectrum factor leads the discriminator circuit 51 to the other input 40 in the frequency spectrum of the data signal at which this circuit is fed. When responding frequency 0 Hz and with a whole multiple of an input pulse, the bistable breakaway half pulse frequency brings about zero points. The zero switching to the relevant input point at once half the pulse frequency, the listening position around or remains in this position, if it is still in the transmission band, this position has already been set. The output 45, in this band a pilot signal of half the pulse response signal of the flip-flop 52, is a data signal frequency for synchronizing the received pre-standardized form. direction to bring about. This pilot signal transmission

Die beschriebene Signaldetektion wird durch die erfordert einige zusätzliche Schaltungen, die in in Fig. 9 dargestellten Signale näher illustriert. Fig. 10 und 11 gezeigt sind. Fig. 10 zeigt eine Abart Fig. 9a zeigt ein repräsentatives Ausgangssignal des 5<i der in Fig. 1 gezeigten Sendevorrichtung für η = 2, Filters 39. Die in Fig. 9b dargestellten Taktimpulse und Fig. 11 zeigt eine Abart der in Fig. 3 dargezeigen die Mitten der Signalelemente des in Fig. 9a stellten Empfangsvorrichtung für η = 2. Der Eindargestellten Signals an. Die Ausgangsimpulse des fachheit halber sind in diesen Figuren der Modulator-Impulsmodulators 49 sind in F i g. 9 c dargestellt, in teil und der Demodulatorteil, die ungeändert bleiben, der die Diskriminationsspannungen ρ und q der Dis- 55 fortgelassen. In Fig. 10 wird das Datensignal der kriminatorschaltungen 50 und 51 durch gestrichelte Datensignalquelle 56 nach einer geeigneten Signal-Linien angegeben sind. Fig. 9d zeigt das Ausgangs- transformation, ζ. B. nach zwei aufeinanderfolgenden signal der bistabilen Kippschaltung 52. Dieses Aus- Zustandsänderungsmodulationen und darauf erfolgangssignal ist ein Datensignal standardisierter Form, gender Spektrumabänderung, von einer Filtervordas mit dem in Fi g. 2d gezeigten Eingangssignal der 60 richtung 58 mit einer Amplitude-Frequenz-Kennlinie, Filtervorrichtung 5 in der Sendevorrichtung nach die durch
F i g. 1 identisch ist. _si_n _nnfT The described signal detection is required by some additional circuits, which are illustrated in more detail in the signals shown in FIG. Figures 10 and 11 are shown. FIG. 10 shows a variant. FIG. 9a shows a representative output signal of the 5 <i of the transmission device shown in FIG. 1 for η = 2, filter 39. The clock pulses shown in FIG. 9b and FIG. 3 show the centers of the signal elements of the receiving device shown in FIG. 9a for η = 2. The signal shown is on. For the sake of simplicity, the output pulses in these figures of the modulator pulse modulator 49 are shown in FIG. 9 c shown, in part and the demodulator part, which remain unchanged, the discrimination voltages ρ and q of the dis- 55 omitted. In Fig. 10, the data signal of the criminal circuits 50 and 51 is indicated by the dashed data signal source 56 after appropriate signal lines are indicated. Fig. 9d shows the output transformation, ζ. B. after two successive signals of the bistable multivibrator 52. This off state change modulations and thereupon success signal is a data signal of standardized form, gender spectrum change, from a filter in front of the with the in Fi g. 2d input signal of the 60 direction 58 with an amplitude-frequency characteristic curve, filter device 5 in the transmitting device after the through
F i g. 1 is identical. _s i _n _nn fT

Die in F i g. 8 gezeigte Empf angsvorrichtung kannThe in F i g. 8 receiving device shown can

erforderlichenfalls auch in Vereinigung mit der in (n = 2) dargestellt wird, über einen Summenerzeugerif necessary also in combination with that shown in (n = 2), via a sum generator

F i g. 1 gezeigten Sendevorrichtung verwendet wer- 65 59 einem Tiefpaß 60 zugeführt. Das AusgangssignalF i g. 1 are used 65 59 fed to a low-pass filter 60. The output signal

den, wenn in dieser Vorrichtung das Signaltransfor- dieses Filters wird dann durch Einseitenbandmodu-the, if in this device the signal transform- this filter is then by single sideband mod-

mationsglied 3-4 Anwendung findet. Dadurch ist es lation auf die Empfangsvorachtung übertragen. Diemation link 3-4 is used. This means that it is transferred to the reception area. the

dann erforderlich, das Ausgangssignal der Kippschal- Reihe äquidistanter Taktimpulse der Taktimpuls-then necessary, the output signal of the Kippschal- series of equidistant clock pulses of the clock pulse

quelle 61 wird einer binären Stufe 62 zugeführt, die beim Ansprechen auf jeden Taktimpuls ihre Lage ändert. Das Ausgangssignal der binären Stufe 62 hat dann eine Grundfrequenz gleich der halben Impulsfrequenz, und nach geeigneter Verzögerung durch ein Verzögerungselement 63 und darauferfolgender Amplitudeneinstellung durch ein einstellbares Dämpfungsnetzwerk 64 wird das Ausgangssignal dem Summenerzeuger 59 zugeführt und darin zu dem Ausgangssignal der Filtervorrichtung 58 addiert. Die Zeitverzögerung des Verzögerungselementes 63 wird auf geeignete Weise derart eingestellt, daß die Signalübergänge des dem Summenerzeuger zugeführten Tatktsignals mit den Mitten der Signalelemente des Ausgangssignals der Filtervorrichtung 58 zusammenfallen. Dadurch wird erreicht, daß die Signalamplitude der letzteren Signalelemente während der Mitten dieser Elemente sich nicht ändert, wodurch eine optimale Detektion der Signalelemente auf der Empfangsseite ermöglicht wird. In Fig. 11 wird das Ausgangssignal des Synchrondemodulators über einen Tiefpaß 65 an zwei Kreise zugeführt. Der erstere dieser beiden Kreise ist der bereits beschriebene Detektionskreis, der durch die Kaskadenschaltung eines Verstärkers 66, einer Doppelweggleichrichtschaltung 67, eines Differenzerzeugers 68, eines die Amplitude begrenzenden Verstärkers 69 und eines Impulsregenerators 70 gebildet wird. Ein Filter 71 selektiert in der bereits beschriebenen Weise die Gleichspannungskomponente des Ausgangssignals des Synchrondemodulators und führt diese nach Verstärkung durch den Verstärker 71 dem Differenzerzeuger 68 zu.source 61 is fed to a binary stage 62 which, when responding to each clock pulse, its position changes. The output signal of the binary stage 62 then has a basic frequency equal to half the pulse frequency, and after a suitable delay by a delay element 63 and subsequent amplitude adjustment through an adjustable damping network 64, the output signal is fed to the sum generator 59 and therein to the Output signal of the filter device 58 added. The time delay of the delay element 63 becomes adjusted in a suitable manner such that the signal transitions of the sum generator supplied Tatktsignals coincide with the centers of the signal elements of the output signal of the filter device 58. This ensures that the signal amplitude of the latter signal elements during the middle these elements do not change, resulting in optimal detection of the signal elements on the receiving side is made possible. In Fig. 11, the output signal of the synchronous demodulator is via a Low-pass filter 65 fed to two circles. The first of these two circles is the one already described Detection circuit created by the cascade connection of an amplifier 66, a full wave rectifier circuit 67, a difference generator 68, an amplitude limiting amplifier 69 and one Pulse regenerator 70 is formed. A filter 71 selects the in the manner already described DC voltage component of the output signal of the synchronous demodulator and carries it after amplification through the amplifier 71 to the difference generator 68.

Erforderlichenfalls kann der Eingang des Detektionskreises, wie gestrichelt dargestellt, von einem auf die halbe Impulsfrequenz abgestimmten Sperrfilter 79 abgeschlossen werden, so daß das Pilotsignal der halben Impulsfrequenz gesperrt wird. Der zweite der obenerwähnten Kreise ist ein Taktsignalregenerationskreis. Ein Filter 73 am Eingang dieses Kreises selektiert das Pilotsignal der halben Impulsfrequenz und führt dieses Signal nach Doppelweggleichrichtung durch eine Doppelweggleichrichtschaltung 74 einem auf die Impulsfrequenz abgestimmten Filter 75 zu. Infolge der Doppelweggleichrichtung tritt eine Frequenzverdopplung auf, wodurch die Grundfrequenz des Ausgangssignals der Gleichrichtschaltung 74 gleich der Impulsfrequenz ist. Am Ausgang des Filters 75 entsteht eine sinusförmige Ausgangsschwingung, die einem die Amplitude begrenzenden Verstärker 76 zugeführt wird, der die Schwingung in eine Blockspannung umwandelt. Diese Blockspannung wird einer differenzierenden Schaltung 77 zugeführt. Das Ausgangssignal dieser Schaltung besteht aus einer Reihe äquidistanter abwechselnd positiver und negativer Impulse. Diese Impulse werden der Gleichrichtschaltung 78 zugeführt, die nur die positiven Impulse durchläßt. Am Ausgang der Gleichrichtschaltung 78 erscheint dann eine Reihe äquidistanter positiver Impulse mit einer Impulsperiode gleich der der Taktimpulse auf der Sendeseite. Diese Ausgangsimpulse werden dann zur Regenerierung des Datensignals dem Impulsregenerator 70 zugeführt. If necessary, the input of the detection circuit, as shown in dashed lines, from a Notch filter 79 tuned to half the pulse frequency are completed, so that the pilot signal half the pulse frequency is blocked. The second of the above-mentioned circuits is a clock signal regeneration circuit. A filter 73 at the input of this circuit selects the pilot signal of half the pulse frequency and leads this signal after full-wave rectification by a full-wave rectification circuit 74 to a filter 75 tuned to the pulse frequency. Frequency doubling occurs as a result of the full-wave rectification on, whereby the fundamental frequency of the output signal of the rectifying circuit 74 is equal to the pulse frequency. At the exit of the Filter 75 creates a sinusoidal output oscillation that limits the amplitude Amplifier 76 is supplied, which converts the oscillation into a block voltage. This block tension is fed to a differentiating circuit 77. The output signal of this circuit consists of a series of equidistant alternating positive and negative impulses. These pulses are fed to the rectification circuit 78, and only the positive ones Lets impulses through. A series of equidistant lines then appear at the output of the rectifier circuit 78 positive pulses with a pulse period equal to that of the clock pulses on the transmitting side. These Output pulses are then fed to the pulse regenerator 70 to regenerate the data signal.

Claims

Patent claims:

1. Transmission system for the transmission of information signals by means of two-valued pulses are formed that occur at times with a series of equidistant clock pulses coincide, wherein in the transmitting station the pulses are an amplitude modulator with a carrier wave oscillator belonging to this are supplied and the receiving station for recovery of the transmitted pulses an amplitude demodulator with a it contains subsequent pulse generator, characterized in that the The transmitting station is provided with a transmission network that has a transmission characteristic, which corresponds to a difference generator, on the one hand the input signal directly and on the other hand is supplied via a delay element, and that between the output circuit of the Amplitude modulator and the input circuit of the amplitude demodulator a single sideband filter is included, which together with the transmission network only one of the two sideband signals occurring at the output of the amplitude modulator, the to transmitted output signals of the amplitude modulator accompanied by at least one pilot signal and one of the equidistant clock pulses to the amplitude demodulator controlled bilateral amplitude discriminator circuit connected with memory effect is.

2. Transmission system for the transmission of information signals by means of two-valued pulses are formed that occur at times with a series of equidistant clock pulses coincide, wherein in the transmitting station the pulses are an amplitude modulator with a are supplied to this associated carrier wave oscillator and the receiving station for recovery of the transmitted pulses an amplitude demodulator with an adjoining one Contains pulse generator, characterized in that the transmitting station is equipped with a state change modulation device which the information signal to be transmitted is transformed, and with a transmission network is provided, which has a transfer characteristic that corresponds to a difference generator, on the one hand the input signal directly and on the other hand via a delay element is supplied, and that between the output circuit of the amplitude modulator and the input circuit of the amplitude demodulator a single sideband filter is added, which together with the transmission network only one of the two at the output of the amplitude modulator occurring sideband signals, the output signals to be transmitted of the amplitude modulator are accompanied by at least one pilot signal and to the amplitude demodulator a full wave rectification arrangement is connected.

3. Receiving device for a transmission system according to claim 1 or 2, characterized in that that a carrier wave regeneration circuit is provided with the aid of the received Pilot signal a phase-stable carrier wave oscillation is generated, which is used for synchronous demodulation of the received single sideband signal in the form of a synchronous demodulator

executed amplitude demodulator is supplied.

4. Receiving device according to Ansprucn 3, characterized in that in the demodulator preceding signal ms a level control device is provided to reduce the level fluctuations of the input signal of the amplitude demodulator a level control signal which is derived from the output of the demodulator.

5. Receiving device for a transmission system according to spoke 2, characterized in that that the output signal of the full wave rectifier circuit (20 or 41) is one of the two Inputs of a difference generator (21 resp.

42) with an adjoining pulse regenerator (25 or 45) is supplied while the other input of the difference generator to form a signal with one of the signal strength independent discrimination level from the output of the amplitude demodulator (14) derived direct voltage signal (22, 23) is supplied.

6. Receiving device according to claim 5, characterized in that the output signal of the difference generator (21 or 42) of a bilateral amplitude limiting circuit (24 or 44) with an adjoining pulse generator (25 or 45) will.

For this purpose 2 sheets of drawings