DE1268220B

DE1268220B - Frequency modulator

Info

Publication number: DE1268220B
Application number: DE19651268220
Authority: DE
Inventors: Klaus Hempen
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1965-07-27
Filing date: 1965-07-27
Publication date: 1968-05-16

Description

Frequenzmodulator Die Erfindung bezieht sich auf einen Frequenzmodulator für Geräte und Einrichtungen der elektrischen Nachrichten- und Meßtechnik.Frequency modulator The invention relates to a frequency modulator for devices and equipment for electrical communications and measurement technology.

Zur Erzeugung einer frequenzmodulierten Schwingung ist es üblich, von einer Reaktanzstufe Gebrauch zu machen, die hierbei das frequenzbestimmende Element des Oszillators im Rhythmus einer ihrem Steuereingang zugeführten Modulationsspannung beeinflußt. Die Reaktanzänderung und damit die Freqrenzänderung des Oszillators erfolgt über die Steilheitsänderung des die Reaktanzstufe darstellenden Verstärkerelements. Da die Frequenz dem reziproken Wert der Wurzel aus dem Produkt der Induktivität und der Kapazität des einen Schwingkreis darstellenden frequenzbestimmenden Elements des Oszillators proportional ist, läßt sich ein linearer Zusammenhang zwischen der Modulationsspannungsänderung und der Frequenzänderung des Oszillators nur dann erreichen, wenn das Verstärkerelement der Reaktanzstufe in einem Kennlinienbereich arbeitet, in dem sich der durch das Verstärkerelement fließende Strom mit der zweiten Potenz der Modulationsspannung ändert. Dies erfordert eine sorgfältige, in der Regel einen erheblichen technischen Aufwand bedingende Einstellung und Stabilisierung des Arbeitspunktes dieses Verstärkerelements.To generate a frequency-modulated oscillation, it is common to to make use of a reactance stage, the one that determines the frequency Element of the oscillator in the rhythm of a modulation voltage fed to its control input influenced. The change in reactance and thus the change in frequency of the oscillator takes place via the change in slope of the amplifier element representing the reactance stage. Because the frequency is the reciprocal of the square root of the product of the inductance and the capacitance of the frequency-determining element constituting an oscillating circuit of the oscillator is proportional, a linear relationship between the Modulation voltage change and the frequency change of the oscillator can only be achieved if the amplifier element of the reactance stage works in a characteristic range, in which the current flowing through the amplifier element has the power of two the modulation voltage changes. This requires careful, usually one Setting and stabilization of the operating point requiring considerable technical effort this amplifier element.

Eine frequenzmodulierte Schwingung kann auch ohne die Verwendung einer Reaktanzstufe mit Hilfe eines selbsterregten linearen Verstärkers erhalten werden, dessen Steuereingang über einen zweiten Rückkopplungsweg ein von der Modulationsspannung in der Amplitude modulierter Teil der Verstärkerausgangswechselspannung zugeführt wird. Dieser amplitudenmodulierte Wechselspannungsanteil muß hierbei zu dem über den ersten Rückkopplungsweg dem Steuereingang des Verstärkers zugeführten Wechselstromanteil eine Phasendifferenz von etwa 90° aufweisen. Ein solcher Frequenzmodulator ist beispielsweise durch die britische Patentschrift 617 139 bekannt. Hierbei besteht der zweite Rückkopplungsweg aus einem die Phase um 90° drehenden Netzwerk in Reihe mit einem Amplitudenmodulator, an dessen Modulationseingang die die Frequenz der Schwingung des selbsterregten Verstärkers über die Amplitudenmodulation des über diesen Rückkopplungsweg seinem Steuereingang zugeführten Wechselspannungsanteils beeinflussende Modulations-Spannung anliegt. Das phasendrehende Netzwerk besteht in diesem Fall aus einem RC-Glied, während der Amplitudenmodulator als Ringmodulator aufgebaut ist.A frequency-modulated oscillation can also be performed without the use of a Reactance stage can be obtained with the help of a self-excited linear amplifier, its control input receives a second feedback path from the modulation voltage The amplitude-modulated part of the amplifier output AC voltage is supplied will. This amplitude-modulated AC voltage component must be added to the above the first feedback path fed to the control input of the amplifier alternating current component have a phase difference of about 90 °. Such a frequency modulator is, for example known from British patent specification 617 139. The second path of feedback is here from a network that rotates the phase by 90 ° in series with an amplitude modulator, at its modulation input the frequency of the oscillation of the self-excited Amplifier via the amplitude modulation of its via this feedback path Modulation voltage influencing the AC voltage component fed to the control input is present. In this case, the phase-shifting network consists of an RC element, while the amplitude modulator is designed as a ring modulator.

Modulatoren dieser Art zeichnen sich durch einen einfachen Aufbau aus. Für breitbandige Modulationssignale sind sie jedoch wenig geeignet, da an die Linearität ihrer Modulationskennlinie keine allzu großen Anforderungen gestellt werden können.Modulators of this type are characterized by a simple structure the end. However, they are not very suitable for broadband modulation signals because they are The linearity of their modulation characteristic does not make too great demands can be.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Frequenzmodulator der einleitend beschriebenen Art eine Lösung anzugeben, die bei einfachem Aufbau eine große Linearität der Modulationskennlinie im Sinn seiner Anwendung auch für die Modulation breitbandiger Signale zuläßt.The invention is based on the object for a frequency modulator of the type described in the introduction to provide a solution with a simple structure a high linearity of the modulation characteristic in the sense of its application also for allows the modulation of broadband signals.

Ausgehend von einem Frequenzmodulator für Geräte und Einrichtungen der elektrischen Nachrichten-und Meßtechnik mit einem zwei Rückkopplungswege aufweisenden linearen Verstärker, von denen der erste Rückkopplungsweg der Selbsterregung des Verstärkers dient und der zweite Rückkopplungsweg aus der Reihenschaltung eines die Phase um 90° drehenden Netzwerks und einem Amplitudendemodulator besteht, an dessen Steuereingang die die Frequenz der Schwingung des selbsterregten Verstärkers steuernde Modulationsspannung anliegt, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß das 90° phasendrehende Netzwerk und der Amplitud,enmodulator durch einen aus einem induktiv oder kapazitiv gekoppelten Zweikreisbandfilter und einer Gegentaktgleichrichterschaltung bestehenden Phasendiskriminator gebildet ist, an dessen Ausgang die Modulationsspannung anliegt.Based on a frequency modulator for devices and facilities of electrical communications and measurement technology with a two feedback path linear amplifiers, the first of which is the self-excitation of the feedback path Amplifier is used and the second feedback path from the series connection of one the phase by 90 ° rotating network and an amplitude demodulator exists whose control input is the frequency of the oscillation of the self-excited amplifier controlling modulation voltage is applied, this object is achieved according to the invention solved that the 90 ° phase rotating network and the amplitude, enmodulator by a from an inductively or capacitively coupled dual-circuit band filter and a push-pull rectifier circuit existing phase discriminator is formed, at the output of which the modulation voltage is present.

Der Erfindung liegt die wesentliche Erkenntnis zugrunde, daß ein Phasendiskriminator nach Art eines sogenannten Riegger-Kreises ebenfalls die Funktion eines 90° phasendrehenden Netzwerkes in Verbindung mit einem Amplitudenmodulator zu leisten vermag und daß ein derart ausgebildeter zweiter Rückkopplungsweg für den über den ersten Rückkopplungsweg selbsterregten linearen Verstärker hinsichtlich der Modulationsspannung einen Gegenkopplungseffekt aufweist, der die Linearität der Modulationskennlinie des Frequenzmodulators verbessert.The invention is based on the essential knowledge that a phase discriminator in the manner of a so-called Riegger circle also functions as a 90 ° phase-rotating one Network in connection with an amplitude modulator and that a second feedback path configured in this way for the one via the first feedback path self-excited linear amplifier has a negative feedback effect with regard to the modulation voltage having, which improves the linearity of the modulation characteristic of the frequency modulator.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Erfindungsgegenstandes ist das Zweiskreisbandfilter induktiv gekoppelt. Dabei weist der eine Bandfilterkreis auf seiten des Verstärkerausgangs einen Übertrager auf, dessen erste Wicklung die Induktivität dieses Kreises bildet und dessen zweite Wicklung dem Steuereingang des Verstärkers über den Mittelabgriff der die Induktivität des anderen Kreises darstellenden Spule und die Gegentaktgleichrichterschaltung zur Bildung des ersten Rückkopplungsweges parallel geschaltet ist. Ferner steht der Steuereingang des Verstärkers mit dem zweiten Rückkopplungsweg durch eine niederohmige Impedanz in Verbindung, die den gemeinsamen Anschlußpunkt zwischen der zweiten Wicklung des Übertragers und dem Steuereingang des Verstärkers mit Bezugspotential verbindet.In a preferred embodiment of the subject matter of the invention the dual-circuit band filter is inductively coupled. One has a band filter circuit a transformer on the amplifier output side, the first winding of which has the The inductance of this circuit forms and its second winding is the control input of the amplifier via the center tap of the inductance of the other circuit representative coil and the push-pull rectifier circuit to form the first Feedback path is connected in parallel. The control input of the amplifier is also available connected to the second feedback path through a low-resistance impedance, which is the common connection point between the second winding of the transformer and connects the control input of the amplifier to reference potential.

In Weiterbildung der Erfindung kann die zweite Wicklung des dem verstärkerausgangsseitigen Bandfilterkreis zugeordneten Übertragers aus zwei in Reihe geschalteten Teilwicklungen bestehen. Hierbei ist dann die niederohniige Impedanz, die die Verbindung des Steuereingangs des Verstärkers mit dem zweiten Rückkopplungsweg herstellt, vom gemeinsamen Anschlußpunkt der beiden gegeneinandergeschalteten Teilwicklungen gegen Bezugspotential geschaltet. Außerdem ist die den Steuereingang des Verstärkers mit der niederohmigen Impedanz verbindende Teilwicklung im Sinn einer die Selbsterregung des Verstärkers gewährleistende Mitkopplung und die andere Teilwicklung im Sinn einer Mitkopplung der Modulationsspannung am Phasendiskriminatorausgang gepolt.In a further development of the invention, the second winding of the amplifier output side Band filter circuit associated with the transformer consisting of two series-connected partial windings exist. The low impedance is then the connection of the control input of the amplifier with the second feedback path from the common connection point of the two counter-connected partial windings connected to reference potential. It is also the control input of the amplifier with the low-resistance impedance connecting partial winding in the sense of a self-excitation of the amplifier Positive feedback and the other partial winding in the sense of positive feedback of the modulation voltage poled at the phase discriminator output.

Wie eingehende, dieser Weiterbildung der Erfindung zugrunde liegende Untersuchungen haben erkennen lassen, wird die hohe Linearität der Modulationskennlinie des Frequenzmodulators durch zwei Gegenkopplungseffekte bewirkt. Der eine Gegenkopplungseffekt beruht dabei auf der relativ starken frequenzabhängigen Phasendrehung des Zweikreisbandfilters. Der andere Gegenkopplungseffekt hat dagegen seinen Grund in der Tatsache, daß der beim Frequenzmodulator als Amplitudenmodulator benutzte Phasendiskriminator im zweiten Rückkopplungsweg des selbsterregten Verstärkers auch als Phasendiskriminator wirksam bleibt. Messungen an Versuchsmustern haben überraschenderweise ergeben, daß die Umkehrung des geschilderten zweiten Gegenkopplungseffekts in eine Mitkopplung entsprechend der Weiterbildung der Erfindung die Linearität der Modulationskennlinie in einem wesentlich geringeren Ausmaß herabsetzen, als dies zunächst erwartet werden mußte. Die Weiterbildung nach der Erfindung stellt somit mit anderen Worten einen Frequenzmodulator dar, der auf Grund des Mitkopplungseffekts bei einer für viele Anwendungsfälle brauchbaren Linearität seiner Modulationskennlinie eine hohe Eingangsempfindlichkeit seines Modulatoreingangs aufweist.As detailed, this development of the invention is based Studies have shown the high linearity of the modulation characteristic of the frequency modulator caused by two negative feedback effects. The one negative feedback effect is based on the relatively strong frequency-dependent phase shift of the two-circle band filter. The other negative feedback effect is due to the fact that the phase discriminator used in the second as an amplitude modulator in the case of the frequency modulator Feedback path of the self-excited amplifier also effective as a phase discriminator remain. Measurements on test samples have surprisingly shown that the Reversal of the described second negative feedback effect into positive feedback accordingly the development of the invention, the linearity of the modulation characteristic in one to a much lesser extent than was initially expected. In other words, the development according to the invention thus provides a frequency modulator which is useful for many applications due to the positive feedback effect Linearity of its modulation characteristic a high input sensitivity of its Having modulator input.

Sofern der Verstärker zwei unter sich gleichwertige Steuereingänge aufweist und von einer induktiven Kopplung des Zweikreisbandfilters Gebrauch gemacht wird, ist es zweckmäßig, dem Übertrager des verstärkerausgangsseitigenBandfilterkreises drei Wicklungen zuzuordnen, von denen die erste Wicklung die Induktivität dieses Bandfilterkreises bildet, die zweite Wicklung den Mittelabschnitt der die Induktivität des anderen Kreises darstellenden Spule in Reihe mit einer niederohmigen Impedanz mit Bezugspotential verbindet und die dritte Wicklung dem einen Steuereingang des Verstärkers zur Bildung des ersten Rückkopplungswegs unmittelbar parallel geschaltet ist. Dabei ist einerseits der andere Steuereingang des Verstärkers an den Verbindungspunkt zwischen dem Anschluß der zweiten Wicklung und der niederohmigen Impedanz angeschaltet und andererseits die zweite Wicklung im Sinn einer Mitkopplung der Modulationsspannung am Phasendiskriminatorausgang gepolt.If the amplifier has two control inputs of equal value and made use of an inductive coupling of the two-circuit band filter it is expedient to use the transformer of the amplifier output-side band filter circuit assign three windings, of which the first winding has the inductance of this Band filter circuit forms, the second winding forms the middle section of the inductance of the other circle representing coil in series with a low-resistance impedance connects to reference potential and the third winding connects to one control input of the Amplifier connected directly in parallel to form the first feedback path is. On the one hand, the other control input of the amplifier is connected to the connection point connected between the connection of the second winding and the low-resistance impedance and on the other hand the second winding in the sense of a positive feedback of the modulation voltage poled at the phase discriminator output.

Besondere Vorteile bringt es, wenn die niederohmige Impedanz ein auf die Mittenfrequenz des selbsterregten Verstärkers abgestimmter Parallelschwingkreis ist.It has particular advantages if the low-resistance impedance is on the center frequency of the self-excited amplifier, tuned parallel resonant circuit is.

An Hand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeutet F i g. 1 das Prinzipschaltbild eines aus einem selbsterregten Verstärker mit zwei Rückkopplungswegen aufgebauten Frequenzmodulators, F i g. 2 ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung, F i g. 3 ein Diagramm der beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 2 auftretenden Spannungsverläufe an den verschiedenen Stellen der Schaltung, F i g. 4 ein Vektordiagramm, F i g. 5 ein Ausführungsbeispiel einer Weiterbildung nach der Erfindung, F i g. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Weiterbildung nach der Erfindung.On the basis of the exemplary embodiments shown in the drawing the invention will be explained in more detail below. In the drawing means F i g. 1 shows the basic circuit diagram of a self-excited amplifier with two Frequency modulator built up via feedback paths, FIG. 2 shows an embodiment according to the invention, FIG. 3 is a diagram of the embodiment according to FIG F i g. 2 occurring voltage curves at the different points of the circuit, F i g. 4 is a vector diagram, FIG. 5 shows an exemplary embodiment of a further development according to the invention, FIG. 6 shows another exemplary embodiment of a further development according to the invention.

Das in der F i g. 1 dargestellte Prinzipschema eines Frequenzmodulators, von dem auch der Erfindungsgegenstand Gebrauch macht, sieht einen linearen Verstärker V vor, dessen Eingang vom Ausgang a her über zwei Rückkopplungswege ein Teil der ausgangsseitigen Wechselspannung zugeführt wird. Der eine untere Rückkopplungsweg weist ein phasendrehendes Netzwerk N2 auf, das so bemessen ist, daß der über diesen Rückkopplungszweig zugeführte Wechselspannungsanteil eine Mitkopplung darstellt, die für die Soll-Mittenfrequenz die Selbsterregungsbedingungen für den linearen Verstärker V erfüllt. Der andere Rückkopplungsweg besteht aus einem phasendrehenden Netzwerk N1 und einem sich daran anschließenden Amplitudenmodulator M. Der Modulationseingang e des Amplitudenmodulators bildet hierbei den Modulationseingang für den Frequenzmodulator. Das phasendrehende Netzwerk N1 dreht die Phase des über diesen Rückkopplungszweig dem Verstärkereingang zugeführten Wechselspannungsanteils so, daß er hinsichtlich des über den erstgenannten Rückkopplungszweig zugeführten Wechselspannungsanteils eine Phase von im Mittel 90° aufweist. Dieser 90°-Phasenanteil bewirkt eine Änderung der Schwingungsfrequenz des über den ersten Rückkopplungszweig selbsterregten linearen Verstärkers V, weil die aus den beiden rückgekoppelten Anteilen resultierende, am Verstärkereingang wirksame Wechselspannung die Phasenbedingung der Selbsterregung bei einer anderen Frequenz erfüllt. Die Frequenzänderung ist mit anderen Worten dem Phasenwinkel zwischen dem über den ersten Rückkopplungszweig am Verstärkereingang wirksamen Schwingungsanteil und dem resultierenden Schwingungsanteil proportional. Da dieser Phasenwinkel von der Größe der vom Amplitudenmodulator M ausgangsseitig dem Verstärkereingang zugeführten Wechselspannung abhängig ist, wird somit durch die am Modulatoreingang e des Amplitudenmodulators M anliegende Modulationsspannung die Frequenz der am Ausgang a des Frequenzmodulators auftretenden Schwingung im gewünschten Sinn beeinfiußt.The in FIG. 1 illustrated principle diagram of a frequency modulator, which the subject matter of the invention also makes use of sees a linear amplifier V before, the input of which is part of the output a via two feedback paths AC voltage on the output side is supplied. The one lower feedback path has a phase-rotating network N2, which is dimensioned so that the above AC voltage component supplied to the feedback branch represents positive feedback, the self-excitation conditions for the linear one for the target center frequency Amplifier V met. The other feedback path consists of a phase shifting one Network N1 and an adjoining amplitude modulator M. The modulation input e of the amplitude modulator forms the modulation input for the frequency modulator. The phase-rotating network N1 rotates the phase of the via this feedback branch the amplifier input supplied AC voltage component so that it with respect to of the AC voltage component supplied via the first-mentioned feedback branch has a phase averaging 90 °. This 90 ° phase component causes a change the oscillation frequency of the linear self-excited via the first feedback branch Amplifier V, because the resulting from the two feedback components, am Amplifier input effective AC voltage the phase condition of self-excitation met at a different frequency. In other words, the frequency change is the phase angle between that via the first feedback branch at the amplifier input effective vibration component and the resulting vibration component proportional. Because this phase angle depends on the size of the amplitude modulator M. the output side of the amplifier input is dependent on the AC voltage supplied, is thus by the modulation voltage applied to the modulator input e of the amplitude modulator M. the frequency of the oscillation im occurring at the output a of the frequency modulator the desired meaning.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Amplitudenmodulator M und das phasendrehende Netzwerk N 1 im zweiten Rückkopplungszweig des Verstärkers nach der F i g. 1 durch einen Phasendiskriminator realisiert. Ein Einzelheiten darstellendes Ausführungsbeispiel des Erfindungsgegenstandes ist im Schaltbild der F i g. 2 dargestellt. Der Verstärker besteht hierbei aus einer Röhre Rö, deren Anode den Ausgang a des Frequenzmodulators abgibt. Der Phasendiskriminator besteht aus einem induktiv gekoppelten Zweikreisbandfilter und einer Gegentaktgleichrichterschaltung. Die Ausgangsschaltung des Verstärkers wird von dem einen Bandfilterkreis, bestehend aus der Parallelschaltung der Spule L 1, des Kondensators C 1 und des Widerstandes R 1 gebildet. Über diesen Parallelschwingkreis ist der Anode der Röhre Rö die Betriebsgleichspannung Ub zugeführt. Der andere Bandfilterkreis besteht aus der Spule L 2, dem Kondensator C 2 und dem Widerstand R 2. An diesem Kreis ist die Gegentaktgleichrichterschaltung angeschlossen. Sie sieht zwei in Reihe geschaltete Ladekondensatoren C 3 und C 4 vor, die an ihrem gemeinsamen Verbindungspunkt auf Bezugspotential gelegt sind. Diese Ladekondensatoren sind mit ihrem jeweils anderen Anschluß über die Reihenschaltung aus einem Widerstand und einer Diode R 3, D 1 bzw. R4, D 2 dem zweiten Bandfilterkreis parallel geschaltet. Der Ausgang des Phasendiskriminators, der beim Erfindungsgegenstand der Modulatoreingang e ist, ist durch den gemeinsamen Verbindungspunkt der Widerstände R 3' und R 4' gebildet, die der Reihenschaltung aus den Ladekondensatoren C 3 und C 4 in Reihe parallel geschaltet sind. Der gemeinsame Verbindungspunkt der Ladekondensatoren C 3 und C4, der auf Bezugspotential liegt, stellt gleichsam den einen Brückenanschlußpunkt einer Brückenschaltung dar, deren zweiter Brückenanschlußpunkt durch den Mittelabgriff der Spule L 2 gebildet ist. Dieser Mittelabgrif£ ist mit einem Anschluß der Spule L1' verbunden, deren anderer Anschluß über die RC-Kombinationen aus dem Koppelkondensator Cg und dem Widerstand Rg mit dem Steuergitter der Röhre Rö verbunden ist. Ferner ist dieser Anschluß der Spule L 1' über die Impedanz 10 mit Bezugspotential verbunden. Die Spule L 1 des verstärkerausgangsseitigen Bandfilterkreises und die Spule L 1' sind magnetisch eng miteinander verkoppelt, d. h., sie stellen zwei Wicklungen eines Übertragers dar. Die erste die Selbsterregung des Verstärkers ermöglichende Rückkopplung erfolgt beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 2 über die Spule L 1', die hierzu im Sinn einer Mitkopplung der über sie an das Steuergitter der Röhre rückgeführten ausgangsseitigen Wechselspannung gepolt ist. Der Rückkopplungsweg wird dabei von dem auf Bezugspotential liegenden gemeinsamen Verbindungspunkt der beiden Ladekondensatoren C 3 und C 4 über die Dioden D 1 und D 2, die Widerstände R 3 und R 4 sowie den Mittelabgriff der Spule L 2 und die Spule L 1' gebildet. Dies bedeutet, daß diese Rückkopplung im Rhythmus der die Dioden D 1 und D 2 in den leitenden Zustand steuernden, an der Spule L2 auftretenden Spannung U3 bzw. U4 am Steuergitter der Röhre Rö wirksam ist. Der zweite Rückkopplungsweg wird praktisch durch die niederohmige Impedanz 10 gebildet. An ihr tritt die verstärkerausgangsseitige Wechselspannung mit zum Wechselspannungsanteil, der über den ersten Rückkopplungsweg am Steuergitter wirksam ist, um 90° in der Phase versetzt auf. Dies kommt dadurch zustande, daß die am verstärkerausgangsseitigen Bandfilterkreis auftretende Wechselspannung U1 um 90° versetzt am anderen Bandfilterkreis auftritt. Diese um 90° versetzte Wechselspannung steuert nun im Sinn einer Spitzengleichrichtung die Dioden D 1 und D 2 im Rhythmus der Schwingungsfrequenz auf und zu. Nur solange zwischen den Ladekondensatoren C 3 und C 4 eine Symmetrie hinsichtlich ihrer Ladungen besteht, fließt in der durch die Induktivität L 1' in Reihe mit der niederohmigen Impedanz l0 gebildeten Brückendiagonale und damit in der Impedanz l0 kein Strom. Wird jedoch dieses Gleichgewicht durch eine am Eingang e anliegende Modulationsspannung Ua gestört, so wird ein impulsförmiger Strom, dessen Amplitude der Größe der Modulationsspannung Ua proportional ist, durch die niederohmige Impedanz fließen. Die Grundwelle dieser an der Impedanz abfallenden Spannung UR stellt somit die gewünschte 90°-Rückkopplungsschwingung dar.According to the present invention, the amplitude modulator M and the phase-rotating network N 1 in the second feedback branch of the amplifier according to FIG. 1 implemented by a phase discriminator. An exemplary embodiment of the subject matter of the invention showing details is shown in the circuit diagram in FIG. 2 shown. The amplifier consists of a tube Rö whose anode emits the output a of the frequency modulator. The phase discriminator consists of an inductively coupled two-circuit band filter and a push-pull rectifier circuit. The output circuit of the amplifier is formed by a band filter circuit consisting of the parallel connection of the coil L 1, the capacitor C 1 and the resistor R 1. The DC operating voltage Ub is fed to the anode of the tube Rö via this parallel resonant circuit. The other band filter circuit consists of the coil L 2, the capacitor C 2 and the resistor R 2. The push-pull rectifier circuit is connected to this circuit. It provides for two series-connected charging capacitors C 3 and C 4, which are connected to reference potential at their common connection point. These charging capacitors are connected in parallel to the second bandpass filter circuit with their respective other connection via the series connection of a resistor and a diode R 3, D 1 or R4, D 2. The output of the phase discriminator, which is the modulator input e in the subject matter of the invention, is formed by the common connection point of the resistors R 3 'and R 4', which are connected in series in parallel with the series connection of the charging capacitors C 3 and C 4. The common connection point of the charging capacitors C 3 and C4, which is at reference potential, represents, as it were, one bridge connection point of a bridge circuit, the second bridge connection point of which is formed by the center tap of the coil L 2. This center tap is connected to one terminal of the coil L1 ', the other terminal of which is connected to the control grid of the tube Rö via the RC combination of the coupling capacitor Cg and the resistor Rg. Furthermore, this connection of the coil L 1 'is connected to the reference potential via the impedance 10. The coil L 1 of the band filter circuit on the amplifier output side and the coil L 1 'are magnetically closely coupled to one another, ie they represent two windings of a transformer. 2 via the coil L 1 ', which for this purpose is polarized in the sense of a positive feedback of the output-side alternating voltage fed back via it to the control grid of the tube. The feedback path is formed by the common connection point of the two charging capacitors C 3 and C 4 at reference potential via the diodes D 1 and D 2, the resistors R 3 and R 4 and the center tap of the coil L 2 and the coil L 1 ' . This means that this feedback is effective in the rhythm of the voltage U3 and U4 at the control grid of the tube Rö , which control the diodes D 1 and D 2 in the conductive state and appear at the coil L2. The second feedback path is practically formed by the low-resistance impedance 10. The AC voltage on the amplifier output side occurs at it with an offset of 90 ° in phase to the AC voltage component that is effective on the control grid via the first feedback path. This is due to the fact that the alternating voltage U1 occurring at the amplifier output-side band filter circuit occurs at the other band filter circuit offset by 90 °. This alternating voltage, offset by 90 °, now controls the diodes D 1 and D 2 in the rhythm of the oscillation frequency in the sense of peak rectification. Only as long as there is a symmetry with regard to their charges between the charging capacitors C 3 and C 4, no current flows in the bridge diagonal formed by the inductance L 1 'in series with the low-resistance impedance l0 and thus in the impedance l0. However, if this equilibrium is disturbed by a modulation voltage Ua applied to the input e, a pulse-shaped current, the amplitude of which is proportional to the magnitude of the modulation voltage Ua, will flow through the low-resistance impedance. The fundamental wave of this voltage UR, which drops at the impedance, thus represents the desired 90 ° feedback oscillation.

In der F i g. 3 sind in mehreren Diagrammen die wichtigsten der in der Schaltung nach der F i g. 2 auftretenden Spannungen sowie der Funktionsablauf der Dioden D 1 und D 2 in zeitlicher Zuordnung zueinander dargestellt. An Hand dieser Diagramme soll nunmehr die Funktionsweise des Erfindungsgegenstandes noch eingehender betrachtet werden. Dazu ist es zweckmäßig, zunächst von der Annahme auszugehen, daß am Eingang der Röhre Rö eine Wechselspannung Us anliegt, die sich einstellen würde, wenn nur die erste die Selbsterregung des Verstärkers bewirkende Rückkopplung vorhanden wäre. Die Wechselspannung Us ist im obersten Diagramm dargestellt. An der Anode tritt dann als Wirkung dieser steuergitterseitigen Wechselspannung die hierzu um 180° phasenverschobene und entsprechend verstärkte Wechselspannung U1 auf. Sie ist im zweiten Diagramm dargestellt, und zwar unter Außerachtlassung des Verstärkungsgrades der Röhre. Die Parallelschwingkreise des Bandfilters sind bei der angenommenen Ausgangssituation auf die Frequenz der steuereingangsseitigen Wechselspannung Us abgestimmt. Demnach ist die an der Spule L 2 des zweiten Bandfilterkreises auftretende Spannung U3 um 90° gegenüber der Wechselspannung U1 voreilend. Bei der in F i g. 2 eingezeichneten Pfeilrichtung für die Wechselspannung U4 unterhalb des Mittelabgriffs der Spule L 2 gilt dabei die Beziehung U 3 = - U4. Sie ist im dritten Diagramm von oben durch die ausgezogene Sinuskurve dargestellt. Die Dioden D 1 und D 2 sind hinsichtlich der Spannung U 3 bzw. U 4 gegensinnig geschaltet. Sie werden bei der angegebenen Polung im Bereich ihrer positiven Maximalamplitude vom Sperrzustand in den leitenden Zustand übergeführt. Der Funktionsablauf ist in dem mit D 1, D 2 bezeichneten Diagramm durch die ausgezogene Kurve dargestellt. Die Buchstaben a und z auf der Ordinate bedeuten »Diode leitend« bzw. »Diode gesperrt«. Während des leitenden Zustandes der Dioden D 1 und D 2 ist die Spule L 1 über den Mittelabgriff der Spule L 2 und die Dioden wechselstrommäßig auf Bezugspotential gelegt, so daß in diesen Zeitintervallen die durch die Spule L 1 in der Spule L 1' induzierte verstärkerausgangsseitige Wechselspannung am Steuergitter der Röhre Rö wirksam ist. Wie das mit U2 bezeichnete Diagramm erkennen läßt, wird hierbei am Gitter der Röhre Rö die in der Spule L1' induzierte Wechselspannung stets im Bereich eines Nulldurchgangs (ausgezogene Kurve) wirksam. Die in das Diagramm ebenfalls eingetragene Grundwelle läßt im Vergleich mit der Spannung Us die für die Selbsterregung erforderliche Phasenbedingung erkennen.In FIG. 3, the most important of those in the circuit according to FIG. 3 are shown in several diagrams. 2 occurring voltages as well as the functional sequence of the diodes D 1 and D 2 shown in temporal assignment to one another. Using these diagrams, the mode of operation of the subject matter of the invention will now be considered in more detail. For this purpose, it is useful to start from the assumption that an alternating voltage Us is present at the input of the tube Rö, which would occur if only the first feedback causing the self-excitation of the amplifier were present. The alternating voltage Us is shown in the top diagram. At the anode, the AC voltage on the control grid side then occurs as the effect of the AC voltage U1, phase-shifted by 180 ° and correspondingly increased. It is shown in the second diagram, disregarding the gain of the tube. In the assumed initial situation, the parallel resonant circuits of the band filter are matched to the frequency of the AC voltage Us on the control input side. Accordingly, the voltage U3 occurring at the coil L 2 of the second band filter circuit is 90 ° ahead of the alternating voltage U1. In the case of the in FIG. The direction of the arrow shown in FIG. 2 for the alternating voltage U4 below the center tap of the coil L 2 , the relationship U 3 = −U4 applies. It is shown in the third diagram from the top by the solid sine curve. The diodes D 1 and D 2 are connected in opposite directions with regard to the voltage U 3 and U 4, respectively. With the specified polarity, they are transferred from the blocked state to the conductive state in the region of their positive maximum amplitude. The functional sequence is shown in the diagram labeled D 1, D 2 by the solid curve. The letters a and z on the ordinate mean "diode conducting" and "diode blocked". During the conductive state of the diodes D 1 and D 2 , the coil L 1 is connected to the reference potential via the center tap of the coil L 2 and the diodes in terms of alternating current, so that in these time intervals the amplifier output side induced by the coil L 1 in the coil L 1 ' AC voltage at the control grid of the tube tube is effective. As the diagram labeled U2 shows, the AC voltage induced in the coil L1 'is always effective in the area of a zero crossing (solid curve) on the grid of the tube Rö. The fundamental wave also entered in the diagram shows, in comparison with the voltage Us, the phase condition required for self-excitation.

Liegt am Eingang e des Modulators eine positive Modulationsspannung Ua an, die hierbei als konstant angenommen werden soll, so läßt diese Spannung in den Zeitintervallen, in denen die Dioden D1 und D2 geöffnet sind, einen Strom durch die niederohmige Impedanz 1o fließen, der hieran die Spannung UR abfallen läßt. Das entsprechende Diagramm zeigt neben den Spannungsimpulsen (ausgezogene Linie) die diesen Impulsen entsprechende Grundwelle. Sie eilt der ursprünglichen, steuereingangsseitigen Spannung Us des Verstärkers um 90° nach, so daß am Steuergitter der Röhre Rö eine Spannung UZ resultiert, die gegenüber der ursprünglichen Spannung Us ebenfalls nacheilend ist. Da die Selbsterregungsbedingung unter anderem die Phase Null verlangt, wird diese Phasenänderung auf Kosten einer negativen Frequenzänderung kompensiert. Diese negative Frequenzänderung hat jedoch die Wirkung, daß die 90°-Phasenbeziehung zwischen der Wechselspannung U1 und der Wechselspannung U3 bzw. U4 nicht mehr genau erfüllt wird, d. h., daß der Phasenwinkel zwischen diesen beiden Spannungen einen Wert < 90° annimmt. Im dritten Diagramm von oben der F i g. 3 ist dieser Einfluß durch die mit unterbrochener Linie dargestellte Wechselspannung dargestellt. Die Änderung des Phasenwinkels zwischen der Wechselspannung U1 und der Wechselspannung U3 bzw. U4 hat natürlich auch eine entsprechende Verschiebung der Schaltphasen für die Dioden D 1 und D 2 zur Folge. In den Diagrammen für die Wechselspannung U2 und die Wechselspannung UR sind diese Rückwirkungen durch die in unterbrochenen Linien gezeichneten Spannungsverläufe dargestellt. Je größer die am Eingang e des Modulators anstehende Modulationsspannung ist, um so größer ist die Abweichung der Phase der am Gitter der Röhre Rö auftretenden resultierenden Wechselspannung von der ursprünglichen Wechselspannung und um so größer ist die negative Frequenzänderung. Bei negativer Modulationsspannung Ua treten die gleichen Verhältnisse mit umgekehrten Vorzeichen auf.If a positive modulation voltage Ua is present at the input e of the modulator, which should be assumed to be constant, this voltage allows a current to flow through the low-resistance impedance 1o in the time intervals in which the diodes D1 and D2 are open, which is connected to this Voltage UR can drop. In addition to the voltage pulses (solid line), the corresponding diagram shows the fundamental wave corresponding to these pulses. It lags the original voltage Us of the amplifier on the control input side by 90 °, so that a voltage UZ results at the control grid of the tube Rö which is also lagging behind the original voltage Us. Since the self-excitation condition requires phase zero, among other things, this phase change is compensated for at the expense of a negative frequency change. However, this negative frequency change has the effect that the 90 ° phase relationship between the alternating voltage U1 and the alternating voltage U3 or U4 is no longer precisely fulfilled, ie that the phase angle between these two voltages assumes a value <90 °. In the third diagram from the top of FIG. 3 this influence is shown by the alternating voltage shown with a broken line. The change in the phase angle between the alternating voltage U1 and the alternating voltage U3 or U4 naturally also results in a corresponding shift in the switching phases for the diodes D 1 and D 2 . In the diagrams for the alternating voltage U2 and the alternating voltage UR, these repercussions are shown by the voltage curves shown in broken lines. The greater the modulation voltage present at the input e of the modulator, the greater the deviation of the phase of the resulting alternating voltage occurring at the grid of the tube Rö from the original alternating voltage and the greater the negative frequency change. In the case of a negative modulation voltage Ua, the same conditions occur with the opposite sign.

Wie bereits erwähnt worden ist, wirkt der Phasendiskriminator in der Schaltung nach der Erfindung trotz seiner Verwendung als Modulator weiterhin auch als Phasendiskriminator und bewirkt in dieser seiner Eigenschaft einen Gegenkopplungseffekt. Die Wirkungsweise des Zweikreisbandfilters in Verbindung mit der Gegentaktgleichrichterschaltung als Phasendiskriminator ist in Form eines Vektordiagramms in der F i g. 4 dargestellt. Die ausgezogenen Vektoren geben dabei die Verhältnisse bei der Bandmittenfrequenz des Phasendiskriminators an. Hier stehen die Vektoren der Wechselspannung U3 und U4 senkrecht auf der Wechselspannung U1, so daß die daraus resultierenden Vektoren V 3 und V 4 betragsmäßig gleich groß sind. Am Ausgang des Phasendiskriminators tritt somit keine Spannung auf. Weicht dagegen die Frequenz der eingangsseitigen Wechselspannung beispielsweise nach unten von der i Bandmittenfrequenz der Bandfilterkreise ab, dann unterscheidet sich die Phasenlage der eingangsseitigen Wechselspannung UI von der Wechselspannung U3 bzw. U4 gegenüber der ursprünglichen 90°-Phasenlage um einen Winkel 99. Die resultierenden Vektoren V 3' und V4' sind nunmehr nicht mehr betragsgleich, und es entsteht am Ausgang des Phasendiskriminators eine beim dargestellten Ausführungsbeispiel positive Gleichspannung.As has already been mentioned, the phase discriminator works in the Circuit according to the invention, despite its use as a modulator, also continues as a phase discriminator and in this capacity it causes a negative feedback effect. How the dual-circuit band filter works in conjunction with the push-pull rectifier circuit as a phase discriminator is shown in the form of a vector diagram in FIG. 4 shown. The drawn out vectors give the ratios at the band center frequency of the phase discriminator. The vectors of the alternating voltage U3 and are here U4 perpendicular to the AC voltage U1, so that the resulting vectors V 3 and V 4 are equal in terms of amount. At the output of the phase discriminator occurs thus no tension. If, on the other hand, the frequency of the AC voltage on the input side deviates for example downwards from the i band center frequency of the band filter circuits, then the phase position of the input-side AC voltage UI differs from the alternating voltage U3 or U4 compared to the original 90 ° phase position by one Angle 99. The resulting vectors V 3 'and V4' are no longer the same amount, and at the output of the phase discriminator there is one in the illustrated embodiment positive DC voltage.

Die Rückwirkung des als Modulator verwendeten Phasendiskriminators beim Erfindungsgegenstand auf den Modulatoreingang in Form einer Gegenkopplung läßt sich auch aus den Diagrammen der F i g. 3 entnehmen. In diesem Zusammenhang sei noch einmal auf das Diagramm der Wechselspannung U2 sowie der Wechselspannung UR hingewiesen. Solange am Eingang e des Modulators die Modulationsspannung Ua Null ist, weist der während der Öffnungszeiten der Dioden D 1 und D 2 an das Steuergitter der Röhre Rö gelangende Wechselspannungsanteil keine Gleichstromkomponente auf. Der durch die niederohmige Impedanz I, fließende Gleichstrom wird, wie das Diagramm der Wechselspannung UR zeigt, allein von der am Eingang e anliegenden Modulationsspannung bestimmt. Durch die Rückwirkung der Modulationsspannung Ua (unterbrochen gezeichneter Verlauf der Spannung U2) erhält die Wechselspannung U2 nunmehr einen negativen Gleichstromanteil, der sich in der Impedanz I, den durch die Modulationsspannung bewirkten Stromimpulsen überlagert, d. h. deren Wirksamkeit auf das Steuergitter der Röhre Rö im Sinn einer Gegenkopplung vermindert.The reaction of the phase discriminator used as a modulator in the subject of the invention on the modulator input in the form of negative feedback can also be seen from the diagrams in FIGS. 3. In this context, reference should once again be made to the diagram of the alternating voltage U2 and the alternating voltage UR. As long as the modulation voltage Ua is zero at the input e of the modulator, the AC voltage component reaching the control grid of the tube Rö during the opening times of the diodes D 1 and D 2 has no DC component. The direct current flowing through the low-resistance impedance I, is, as the diagram of the alternating voltage UR shows, determined solely by the modulation voltage applied to the input e. Due to the reaction of the modulation voltage Ua (interrupted curve of the voltage U2), the alternating voltage U2 now receives a negative direct current component, which is superimposed in the impedance I on the current pulses caused by the modulation voltage, i.e. their effectiveness on the control grid of the tube Rö in the sense of a Negative feedback reduced.

In den Fällen, in denen von einer extrem hohen Linearität der Modulationskennlinie abgesehen werden kann, kann diese Gegenkopplung gemäß einerWeiterbildung der Erfindung in eine die Emfindlichkeit des Modulatoreingangs wesentlich erhöhende Mitkopplung umgewandelt werden. Ein Ausführungsbeispiel hierfür zeigt die F i g. 5. Dabei ist auf die Darstellung der Gegentaktgleichrichterschaltung wie auch eines Teils des zweiten Bandfilterkreises verzichtet worden, da die Schaltungsteile den betreffenden Schaltungsteilen beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 2 entsprechen. Die Mitkopplung ist beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 5 dadurch ermöglicht, daß der aus den Spulen L1 und L1' bestehende Übertrager noch eine dritte Wicklung in Form einer Spule L 1" erhält, die hierbei im Verbindungsweg des gemeinsamen Verbindungspunktes zwischen der Spule L 1' und der Impedanz 1o und dem Steuergitter der Röhre Rö angeordnet ist. Nunmehr gewährleistet die Spule L 1" die Selbsterregung des Verstärkers, während die Spule L 1' hierzu gegensinnig geschaltet ist. Sie bewirkt die Mitkopplung in bezug auf den Modulatoreingang e und stellt andererseits in dem die Selbsterregung des Verstärkers bewirkenden Rückkopplungskreis eine Gegenkopplung dar. Dieser Gegenkopplung kommt jedoch insofern keine Bedeutung zu, als der durch die Spule L 1' herrührende gegenkoppelnde Anteil lediglich während der Öffnungszeiten der Dioden D 1 und D 2 wirksam werden kann, während der mitkoppelnde Anteil durch die Spule L1" ständig vorhanden ist. Die niederohmige Impedanz 1o ist beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 5 durch einen auf die Mittelfrequenz des Modulators abgestimmten Parallelschwingkreis, bestehend aus der Spule La und dem Kondensator Co verwirklicht. Dieser Parallelschwingkreis hat gegenüber einem Widerstand den Vorteil, daß er hinsichtlich des über den zweiten Rückkopplungsweg dem Steuergitter der Röhre Rö zugeführten Wechselspannungsanteils als Siebglied für die Oberwellen wirksam ist und auf diese Weise am Verstärkereingang definiertere Verhältnisse schafft.In those cases in which an extremely high linearity of the modulation characteristic can be dispensed with, this negative feedback can be converted, according to a further development of the invention, into positive feedback that significantly increases the sensitivity of the modulator input. An exemplary embodiment for this is shown in FIG. 5. The push-pull rectifier circuit and part of the second bandpass filter circuit are not shown, since the circuit parts correspond to the relevant circuit parts in the exemplary embodiment according to FIG. 2 correspond. The positive feedback is in the embodiment according to FIG. 5 enables the transformer consisting of the coils L1 and L1 'to receive a third winding in the form of a coil L 1 ", which in this case is in the connection path of the common connection point between the coil L 1' and the impedance 1o and the control grid of the tube Rö is arranged. Now the coil L 1 "ensures the self-excitation of the amplifier, while the coil L 1 'is connected in the opposite direction to this. It causes positive feedback in relation to the modulator input e and, on the other hand, represents a negative feedback in the feedback circuit causing the self-excitation of the amplifier Diodes D 1 and D 2 can be effective, while the positive feedback component through the coil L1 ″ is constantly present. The low-resistance impedance 1o in the exemplary embodiment according to FIG Realized coil La and the capacitor Co. This parallel resonant circuit has the advantage over a resistor that it acts as a filter element for the harmonics with regard to the AC voltage component fed to the control grid of the tube Rö via the second feedback path and in this way defines more defined conditions at the amplifier input creates.

Ein entsprechendes Ausführungsbeispiel, bei dem der Verstärker zwei unter sich gleichwertige Steuereingänge aufweist, ist in der F i g. 6 dargestellt. Der Verstärker besteht dabei aus einer Heptode oder Oktode Rö. Die Schaltung unterscheidet sich vom Ausführungsbeispiel nach der F i g. 5 lediglich dadurch, daß die eine dritte Wicklung des Übertragers darstellende Spule L 1" über den Kopplungskondensator Cg2 dem Gitterableitwiderstand Rg2 des zweiten Steuergitters parallel geschaltet ist.A corresponding embodiment in which the amplifier has two has equivalent control inputs, is shown in FIG. 6 shown. The amplifier consists of a heptode or octode Rö. The circuit is different differs from the embodiment according to FIG. 5 only by the fact that a third Coil L 1 "representing the winding of the transformer via the coupling capacitor Cg2 the grid bleeder resistor Rg2 of the second control grid is connected in parallel.

Beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 2 sieht die Gleichrichterschaltung des Phasendiskriminators zwei hinsichtlich der sie steuernden Wechselspannung U3 bzw. U4 gleichsinnig in Reihe geschaltete Gleichrichter vor. Dementsprechend ist eine Halbwelle dieser Wechselspannung für die Modulatorfunktion unwirksam. Sollen beide Halbwellen dieser Wechselspannung für die beiden Rückkopplungswege wirksam gemacht werden, so kann dies in an sich bekannter Weise durch Verwendung von vier im Ring geschalteten Gleichrichtern erreicht werden.In the embodiment according to FIG. 2 sees the rectifier circuit of the phase discriminator two with regard to the alternating voltage U3 that controls them or U4 rectifiers connected in series in the same direction. Accordingly is a half-wave of this alternating voltage is ineffective for the modulator function. Should both half-waves of this alternating voltage are effective for the two feedback paths can be done in a manner known per se by using four Rectifiers connected in a ring can be achieved.

Claims

Claims: 1. Frequency modulator for devices and facilities of electrical communications and measurement technology with a two feedback path linear amplifiers, the first of which is the self-excitation of the feedback path Amplifier is used and the second feedback path from the series connection of one the phase by 90 ° rotating network and an amplitude modulator consists of Control input that controls the frequency of the oscillation of the self-excited amplifier Modulation voltage is applied, characterized in that the 90 ° phase rotating Network (N1) and the amplitude modulator (M) by one of an inductive or capacitively coupled dual-circuit band filter and a push-pull rectifier circuit existing phase discriminator is formed, at whose output (e) the modulation voltage is present.

2. Frequency modulator according to claim 1, characterized in that the two-circuit band filter is inductively coupled and the one circuit (C1, L l, R l) on the amplifier output side has a transformer whose first winding (L1) forms the inductance of this circuit and its Second winding (L 1 ') is connected in parallel to the control input of the amplifier (Rö) via the center tap of the inductance of the other circuit (L 2, C 2, R 2) and the push-pull rectifier circuit to form the first feedback path , and that the control input of the amplifier is connected to the second feedback path through a low-resistance impedance (1o) which connects the connection point between the second winding of the transformer and the control input of the amplifier to reference potential.

3. Frequency modulator according to claim 2, characterized in that the second winding of the amplifier output-side circuit of the band filter associated transformer consists of two series-connected partial windings (L 1 ', L l ") , that also the low impedance (1o) that the Establishes connection of the control input of the amplifier with the second feedback path, is connected from the common connection point of the two oppositely connected partial windings to reference potential and that here the partial winding (L1 ") connecting the control input of the amplifier (Rö) with the low-resistance impedance in the sense of the self-excitation of the amplifier ensuring positive feedback and the other partial winding (L 1 ") is polarized in the sense of positive feedback of the modulation voltage at the phase discriminator.

4. Frequency modulator according to claim 1, wherein the amplifier has two mutually equivalent control inputs, characterized in that the two-circuit band filter is inductively coupled and the one circuit on the amplifier output side has a transformer with three windings (L1, L l ', L E' ), of which the first winding (L1) forms the inductance of this circuit, the second winding (L 1 ') connects the center tap of the coil representing the inductance of the other circuit in series with a low impedance with reference potential and the third winding (L 1 ") is connected directly in parallel to one control input of the amplifier to form the first feedback path, and that on the one hand the other control input of the amplifier is connected to the connection point between the connection of the second winding and the low-resistance impedance and on the other hand the second winding has a polarity in mind a positive feedback of the modulation voltage at the phase discriminator ator exit has.

5. Frequency modulator according to one of claims 2 to 4, characterized in that the low-resistance impedance (1o) is a parallel resonant circuit (Co, L.) tuned to the center frequency of the self-excited amplifier. Documents considered: German Auslegeschrift No. 1077 272; British Patent No. 617139.