Geregelter Sperrwandler Die Erfindung betrifft eine Sperrwandlerschaltung,
bei der der im Rückkopplungszweig liegende, den maximalen Strom durch den Schalttransistor
bestimmende Widerstand als Steuertransistor ausgebildet ist, dessen Widerstand in
Abhängigkeit von der Ausgangsspannung des Sperrwandlers im Sinne einer Konstanthaltung
dieser Ausgangsspannung über einen zweiten Steuertransistor, dessen Emitterstrom
den erstgenannten Steuertransistor steuert und dessen Be= triebsspannung über einen
Widerstand zugeführt ist, geregelt wird. Derartige Sperrwandler sind bekannt. Sie
können in einem großen Bereich bei wechselnden Eingangsspannungen benutzt werden
und geben eine weitgehend konstante Ausgangsspannung ab. In der F i g. 1 der Zeichnung
ist eine solche bekannte Schaltung enthalten. An den Klemmen 1 und 2 dieser Schaltung
wird eine Gleichspannungsquelle angeschaltet, deren Spannung beispielsweise zwischen
5 und 32 V liegen kann. Zwischen diesen Klemmen liegen die Emitter-Kollektorstrecke
eines Schalttransistors 3 sowie die Primärwicklung I eines Übertragers 4 in Reihe.
An die Sekundärwicklung 1I dieses Übertragers ist ein Gleichrichter 5, ein Ladekondensator
6 sowie der Lastwiderstand 7 angeschaltet. Die Rückkopplungsleitung des Sperrschwingwandlers
enthält die Tertiärwicklung III des Übertragers 4 sowie einen Widerstand, der als
Steuertransistor 8 ausgebildet ist, und eine Diode 9, die zu Sperrzwecken vorgesehen
ist. Der maximale Strom durch den Schalttransistor 3 ist bekanntlich durch den im
Rückkopplungszweig liegenden Widerstand bestimmt. Im vorliegenden Beispiel ist also
der Widerstandswert des Transistors 8 für den maximalen Strom durch den Schalttransistor
3 ausschlaggebend. Zur Erzielung einer konstanten Ausgangsspannung wird der Widerstand
des Transistors 8 geregelt. Zur Regelspannungserzeugung dient die Tertiärwicklung
HI in Verbindung mit der Diode 14, der Kapazität 10, der Zenerdiode 11 und dem Widerstand
12. Die Änderung des Widerstandes des Steuertransistors 8 wird über den Steuertransistor
13 bewirkt, dessen Betriebsspannung über einen Widerstand 15 zugeführt ist.Regulated flyback converter The invention relates to a flyback converter circuit,
with the one in the feedback branch, the maximum current through the switching transistor
determining resistor is designed as a control transistor, the resistance of which is in
Dependence on the output voltage of the flyback converter in terms of keeping it constant
this output voltage via a second control transistor, its emitter current
controls the first-mentioned control transistor and its operating voltage via a
Resistance is supplied, is regulated. Such flyback converters are known. she
can be used in a wide range with changing input voltages
and emit a largely constant output voltage. In FIG. 1 of the drawing
such a known circuit is included. At terminals 1 and 2 of this circuit
a DC voltage source is switched on, the voltage of which, for example, between
5 and 32 V can be. The emitter-collector path lies between these terminals
a switching transistor 3 and the primary winding I of a transformer 4 in series.
A rectifier 5, a charging capacitor, is connected to the secondary winding 1I of this transformer
6 and the load resistor 7 switched on. The feedback line of the flyback converter
contains the tertiary winding III of the transformer 4 and a resistor as
Control transistor 8 is formed, and a diode 9, which is provided for blocking purposes
is. The maximum current through the switching transistor 3 is known to be due to the im
Feedback branch lying resistance determined. So in the present example
the resistance of the transistor 8 for the maximum current through the switching transistor
3 decisive. To achieve a constant output voltage, the resistor
of the transistor 8 regulated. The tertiary winding is used to generate the control voltage
HI in connection with the diode 14, the capacitance 10, the Zener diode 11 and the resistor
12. The change in the resistance of the control transistor 8 is via the control transistor
13 causes the operating voltage of which is supplied via a resistor 15.
Der ollen beschriebene Sperrwandler ist für Ausgangsleistungen bis
zu etwa 1 W brauchbar. Die Verwendung dieses Sperrwandlers bei gutem Wirkungsgrad
ist für höhere Ausgangsleistungen deshalb nicht möglich, weil der Schalttransistor
3 jeweils beim Anschalten an eine hohe Eingangsspannung durch einen zu hohen Stromstoß
zerstört würde. Der hohe Anschaltstromstoß resultiert aus der Tatsache, daß beim
Einschalten der Kondensator 10 noch keine Ladung besitzt und der erste Stromanstieg
lediglich durch den Innenwiderstand der Stromquelle und die Widerstände 12 und 15
begrenzt wird. Unter Verzicht auf einen guten Wirkungsgrad läßt sich bei kleineren
Wandlern in Verbindung mit einem reichlich dimensionierten Schalttransistor eine
Einschaltstrombegrenzung durch künstliche Erhöhung des Innenwiderstandes der an
die Klemmen 1 und 2 angeschalteten Gleichspannungsquelle erzielen. Bei hohen Leistungen
ist diese Methode nicht mehr anwendbar, weil der Wirkungsgrad stark herabgesetzt
wird und es zum andern nicht ohne weiteres möglich ist, an Stelle eines Leistungstransistors
für z. B. 25 A, wie er beim Betrieb der Schaltung notwendig wäre, einen ausreichend
überdimensionierten Transistor für z. B. 250 A zu benutzen. Ähnliche Überlegungen
gelten auch bei starker Überlastung des Sperrwandlers. Auch dort kann eine Zerstörung
des Transistors 3 auftreten.The flyback converter described above is for output powers up to
usable up to about 1 W. The use of this flyback converter with good efficiency
is not possible for higher output power because the switching transistor
3 when switching on to a high input voltage due to an excessively high current surge
would be destroyed. The high inrush current results from the fact that the
Switching on the capacitor 10 still has no charge and the first current rise
only through the internal resistance of the power source and the resistors 12 and 15
is limited. If a good efficiency is foregone, smaller
Converters in connection with a generously dimensioned switching transistor one
Inrush current limitation by artificially increasing the internal resistance of the
the DC voltage source connected to terminals 1 and 2. With high performance
this method is no longer applicable because the efficiency is greatly reduced
and on the other hand it is not easily possible, instead of a power transistor
for z. B. 25 A, as it would be necessary when operating the circuit, one sufficient
oversized transistor for z. B. 250 A to use. Similar considerations
also apply if the flyback converter is heavily overloaded. Even there can be destruction
of transistor 3 occur.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, die Anwendungsmöglichkeit
der bisher beschriebenen Schaltung bei gutem Wirkungsgrad auf hohe Ausgangsleistungen
auszudehnen, also zu gewährleisten, daß der Schalttransistor nicht durch zu hohe
Ströme, wie sie beim Einschalten des Sperrwandlers oder bei Überlastung auftreten,
zerstört werden kann.The object on which the invention is based is the possible application
the circuit described so far with good efficiency to high output power
to expand, so to ensure that the switching transistor is not too high
Currents that occur when the flyback converter is switched on or in the event of an overload,
can be destroyed.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung bei der eingangs angegebenen
Sperrwandlerschaltung dadurch gelöst, daß Schaltmittel vorgesehen sind, die die
über den Widerstand zugeführte Betriebsspannung. für den zweiten Steuertransistor
13 bei steigender Spannung der Gleichspannungsquelle derart erniedrigen, daß der
auf Grund des maximal möglichen Regeleinflusses der Ausgangsspannungsregelung maximal
mögliche Strom durch den Schalttransistor kleiner als der
maximal
zulässige Strom ist, und daß der erwähnte Widerstand derart bemessen ist, daß bei
der kleinstmöglichen Spannung der anzuschaltenden Gleichspannungsquelle mindestens
der für die Nennausgangsleistung benötigte und höchstens der für den Schalttransistor
zulässige Strom fließen kann.According to the invention, this object is given in the opening paragraph
Flyback converter circuit achieved in that switching means are provided which the
Operating voltage supplied via the resistor. for the second control transistor
13 so decrease with increasing voltage of the DC voltage source that the
due to the maximum possible control influence of the output voltage control maximum
possible current through the switching transistor is less than that
maximum
permissible current, and that the resistance mentioned is such that at
the lowest possible voltage of the DC voltage source to be connected at least
that required for the nominal output power and at most that for the switching transistor
permissible current can flow.
Man kann die Erniedrigung der Betriebsspannung für den Transistor
13 der F i g. 1 bei wachsender Eingangsspannung an den Klemmen 1 und 2 und entsprechender
Erhöhung der Betriebsspannung bei Sinken der Eingangsspannung kontinuierlich vornehmen.
Ein Ausführungsbeispiel hierfür wird später noch erläutert werden. Temperaturstabiler
und vorteilhafter hat sich eine Ausführungsform erwiesen, bei der die Erniedrigung
und Erhöhung der Betriebsspannung für den Transistor 13 stufenweise vorgenommen
wird. Ein Ausführungsbeispiel hierfür ist in der F i g. 1 mit eingezeichnet. Bei
dieser Ausführungsform wird der Transistor 13 mit seinem Kollektor vom Widerstand
15 abgetrennt und an die Klemme 16 angeschlossen.One can lower the operating voltage for the transistor
13 of FIG. 1 with increasing input voltage at terminals 1 and 2 and corresponding
Increase the operating voltage continuously when the input voltage drops.
An exemplary embodiment for this will be explained later. More temperature stable
and an embodiment has proven to be more advantageous in which the lowering
and increasing the operating voltage for the transistor 13 is carried out in stages
will. An exemplary embodiment for this is shown in FIG. 1 is also drawn in. at
In this embodiment, the transistor 13 has its collector from the resistor
15 separated and connected to terminal 16.
Die beispielhafte Schaltung zur Erzeugung der Stufenspannung in Abhängigkeit
von der Eingangsspannung ist in der F i g. 1 mit 17 bezeichnet. Dieser Schaltung
wird die zwischen dem Emitter des Transistors 8 und dein Minuspol 2 vorhandene Spannung
zugeführt. Diese Spannung ist abhängig von der Eingangsspannung und sie ist, wenn
der Transistor 3 durchlässig ist, gleich der Summe aus Eingangsspannung und der
in der Wicklung III induzierten Spannung. Die der Begrenzerschaltung 17 zugeführte
Spannung ist an die Reihenschaltung aus einem Widerstand 18 und drei spannungsstabilisierenden
Bauelementen, die hier als im Durchlaßbereich betriebene Dioden 19, 20 und 21 ausgeführt
sind, angelegt. Am Zusammenschaltpunkt zwischen dem Widerstand 18 und der Reihenschaltung
der Dioden 19 bis 21 bildet sich eine eingangsspannungsunabhängige Spannung aus,
deren Größe sich aus der Summe der Durchlaßrestspannungen der drei Dioden ergibt.
Diese Spannung dient als Betriebsspannung für den Transistor 13; sie wird diesem
Transistor über den Entkopplungstransistor 22 und den Widerstand 23 zugeführt. Die
Transistoren 24 und 25 dienen dazu, die Dioden 20 bzw. 19 kurzzuschließen.The exemplary circuit for generating the step voltage as a function of
of the input voltage is shown in FIG. 1 denoted by 17. This circuit
the voltage between the emitter of the transistor 8 and the negative pole 2 becomes
fed. This voltage is dependent on the input voltage and it is when
the transistor 3 is permeable, equal to the sum of the input voltage and the
voltage induced in winding III. The limiter circuit 17 supplied
Voltage is applied to the series circuit of a resistor 18 and three voltage stabilizers
Components that are implemented here as diodes 19, 20 and 21 operated in the pass band
are invested. At the interconnection point between resistor 18 and the series connection
the diodes 19 to 21 form a voltage independent of the input voltage,
the size of which results from the sum of the residual forward voltages of the three diodes.
This voltage serves as the operating voltage for the transistor 13; she will this
Transistor fed through the decoupling transistor 22 and the resistor 23. the
Transistors 24 and 25 serve to short-circuit diodes 20 and 19, respectively.
Das Kurzschließen wird eingeleitet, wenn sich die Eingangsspannung
des Sperrwandlers und damit auch die der Begrenzerschaltung 17 zugeführte Spannung
derart vergrößern, daß das Basispotential an den Transistoren 24 und 25 das stabile
Emitterpotential dieser Transistoren überschreitet. Durch Bemessung der auch hochohmig
ausführbaren Spannungsteiler 26, 27 und 28, 29 kann man auswählen, bei welchen Eingangsspannungen
die Kurzschlüsse über den einzelnen Dioden auftreten sollen. Diese Kurzschlüsse
haben stufenartige Spannungsschwankungen am Zusammenschaltpunkt der Reihenschaltung
der Dioden 19 bis 21 und des Widerstandes 18 zur Folge. Damit wird die Betriebsspannung
des Transistors 13 und damit der kleinstmögliche Widerstand des Transistors 8 stufenweise
geändert, was wiederum eine stufenweise Änderung des durch den Transistor 3 fließenden
maximal möglichen Stroms zur Folge hat. Die gerade beschriebene stufenweise Änderung=
des Stromgrenzwertes durch den Transistor 3 in Abhängigkeit von der Eingangsspannung
beeinflußt im normalen Betrieb nicht den von der Regelung im Sinne einer Konstanthaltung
der Ausgangsspannung vorgegebenen Widerstand von Transistor B. Die Begrenzerschaltung
spricht erst dann an, wenn die Regelung im Falle des Anschaltens des Sperrwandlers
an die Eingangsspannung bzw. bei dessen Überlastung wiederum im Sinne einer Konstanthaltung
der Ausgangsspannung den Widerstand von Transistor 8 so weit zu erniedrigen sucht,
daß durch Transistor 3 ein unzulässig hoher Strom fließen würde.The short-circuit is initiated when the input voltage increases
of the flyback converter and thus also the voltage supplied to the limiter circuit 17
increase in such a way that the base potential at the transistors 24 and 25 is stable
Emitter potential of these transistors exceeds. By dimensioning the also high resistance
executable voltage divider 26, 27 and 28, 29 can be selected at which input voltages
the short circuits should occur across the individual diodes. These short circuits
have step-like voltage fluctuations at the connection point of the series connection
the diodes 19 to 21 and the resistor 18 result. This is the operating voltage
of transistor 13 and thus the smallest possible resistance of transistor 8 in stages
changed, which in turn is a step-wise change of the flowing through the transistor 3
maximum possible current. The gradual change just described =
the current limit value through the transistor 3 as a function of the input voltage
does not affect the regulation in the sense of a constant maintenance in normal operation
the output voltage given resistance of transistor B. The limiter circuit
only responds when the regulation is activated in the event that the flyback converter is switched on
to the input voltage or, if it is overloaded, again in the sense of keeping it constant
the output voltage seeks to lower the resistance of transistor 8 so much,
that an impermissibly high current would flow through transistor 3.
Wesentlich ist, daß man die Stufen der in der Schaltung 17 gewonnenen
Betriebsspannung bezüglich der Eingangsspannung so bemißt, daß bei kleiner Eingangsspannung
an den Klemmen 1 und 2 eine Betriebsspannung für den Transistor 13 erzeugt wird,
die keinen Strom durch den Transistor 3 zuläßt, der über dem maximal zulässigen
Strom liegt. Der Verlauf der Betriebsspannung für den Transistor 13 bei maximal
zulässigem Spitzenstrom in Abhängigkeit von der Eingangsspannung UE an den Klemmen
1 und 2 ist in der F i g. 2 eingezeichnet und mit 30 bezeichnet. Der mit 31 bezeichnete
Spannungsverlauf zeigt in Abhängigkeit von der Eingangsspannung die Betriebsspannung
für den Transistor 13, die notwendig ist, damit der Sperrwandler die geforderte
Ausgangsleistung abgeben kann. Es ist günstig, den tatsächlich erzeugten Spannungsverlauf
in die Nähe des Spannungsverlaufs 31 zu legen. Es genügt jedoch, den tatsächlich
erzeugten Spannungsverlauf zwischen die beiden Verläufe 30 und 31 zu legen. (Stufenspannungsverlauf
32.) In der F i g. 2 der Zeichnung ist der Beginn der Kurve 32 in den Beginn der
Kurve 31 gelegt, weil diese Maßnahme in Verbindung mit einem geeigneten Verlauf
der Kurve 32 für den Transistor 3 einen solchen Typ zu verwenden gestattet, dessen
maximal zulässiger Strom am geringsten über dem bei kleinster Eingangsspannung und
Nennlast auftretenden Spitzenstrom zu liegen braucht. Den Beginn der Kurve 32 kann
man durch Wahl des Widerstandes 23 bestimmen. Obwohl, wie bereits erwähnt, der in
F i g. 2 gewählte Beginn der Kurve 32 der günstigste ist, ist auch jeder andere
eingestellte Verlauf der Kurve 32 brauchbar, solange der Beginn der Kurve 32 zwischen
den entsprechenden Werten der Kurven 30 und 31 liegt und auch im weiteren Verlauf
keine überschneidungen der Verläufe auftreten.It is essential that the stages of the circuit 17 obtained
The operating voltage is dimensioned in relation to the input voltage so that with a low input voltage
an operating voltage for transistor 13 is generated at terminals 1 and 2,
which does not allow any current through the transistor 3 that is above the maximum permissible
Electricity lies. The course of the operating voltage for the transistor 13 at maximum
permissible peak current depending on the input voltage UE at the terminals
1 and 2 is shown in FIG. 2 is shown and denoted by 30. The designated 31
The voltage curve shows the operating voltage as a function of the input voltage
for the transistor 13, which is necessary for the flyback converter to achieve the required
Can deliver output power. It is beneficial to see the voltage curve that is actually generated
to be placed in the vicinity of the voltage curve 31. However, it is actually enough
to place the generated voltage curve between the two curves 30 and 31. (Step voltage curve
32.) In FIG. 2 of the drawing is the beginning of curve 32 in the beginning of FIG
Curve 31 laid because this measure in conjunction with a suitable course
the curve 32 for the transistor 3 to use such a type, its
maximum permissible current lowest above that at lowest input voltage and
Nominal load occurring peak current needs to lie. The beginning of curve 32 can
can be determined by choosing the resistor 23. Although, as mentioned earlier, the
F i g. 2 chosen beginning of curve 32 is the most favorable, so is everyone else
Set course of curve 32 usable as long as the beginning of curve 32 between
the corresponding values of curves 30 and 31 and also in the further course
no overlapping of the gradients occurs.
Die F i g. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem eine sich kontinuierlich
mit der Eingangsspannung ändernde Betriebsspannung für den Transistor 13 erzeugt
wird. Wie beim Ausführungsbeispiel der F i g. 1 wird auch hier die Spannung zwischen
Emitter des Transistors 8 und dem --Pol der Begrenzerschaltung zugeführt. In der
F i g. 3 ist nur diese Schaltung dargestellt. Mit der Klemme 33 ist der Emitter
des Transistors 8 und mit der Klemme 34 der -Pol 2 zu verbinden. Die Begrenzerschaltung
besteht aus einer Phasenumkehrstufe 35, die derart bemessen ist, daß sie bei der
kleinsten, zwischen den Klemmen 33 und 34 auftretenden Spannung gerade noch sperrt
und bei steigender Spannung durchlässiger wird. Um dies zu erreichen, ist die Zenerdiode
36 vorgesehen. Die Widerstände 38 und 39 sind im Vergleich zu den Widerständen 37
und 4® niederohmig. Die Ausgangsspannung der Phasenumkehrstufe 35 wird mittels des
Transistors 41 ausreichend gegen Belastungsschwankungen stabilisiert. Die Ausgangsspannung
des Transistors 41 stellt die Betriebsspannung für den Transistor 13 dar und wird
an diesen über den Widerstand 23 angelegt. Auch hier kann
man am
Ausgang einen Spannungsverlauf erzeugen, der in Abhängigkeit von der Eingangsspannung
zwischen den Spannungsverläufen 30 und 31 der r i g. 2 verläuft.The F i g. 3 shows an embodiment in which a continuously
with the input voltage changing operating voltage for the transistor 13 is generated
will. As in the embodiment of FIG. 1 is the tension between
Emitter of transistor 8 and the --Pol of the limiter circuit. In the
F i g. 3 only this circuit is shown. With the terminal 33 is the emitter
of the transistor 8 and to the terminal 34 of the -Pol 2 to connect. The limiter circuit
consists of a phase inversion stage 35, which is dimensioned such that it is at the
the smallest voltage occurring between terminals 33 and 34
and becomes more permeable as the voltage increases. To achieve this is the zener diode
36 provided. Resistors 38 and 39 are compared to resistors 37
and 4® low resistance. The output voltage of the phase inverter 35 is by means of
Transistor 41 sufficiently stabilized against load fluctuations. The output voltage
of transistor 41 represents the operating voltage for transistor 13 and is
applied to this via the resistor 23. Here, too, can
man on
Output generate a voltage curve that depends on the input voltage
between the voltage curves 30 and 31 of the r i g. 2 runs.