DE1221713B

DE1221713B - Circuit arrangement for deriving a manipulated variable from a main circuit with an alternating current of a defined frequency

Info

Publication number: DE1221713B
Application number: DES87153A
Authority: DE
Inventors: Hans Ratschitzky
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1963-09-06
Filing date: 1963-09-06
Publication date: 1966-07-28

Description

Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Stellgröße aus einem Hauptstromkreis mit einem Wechselstrom von definierter Frequenz Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Stellgröße für Regel- und/oder Steuerzwecke aus einem Hauptstromkreis mit einem Wechselstrom von definierter Frequenz, von dem an einer in den Hauptwechselstromkreis eingeschalteten Bürde eine dem Wechselstrom proportionale Spannung ableitbar ist.Circuit arrangement for deriving a manipulated variable from a main circuit with an alternating current of a defined frequency The invention relates to a circuit arrangement for deriving a manipulated variable for regulation and / or control purposes from a main circuit with an alternating current of a defined frequency, one of which is fed into the main alternating current circuit When the load is switched on, a voltage proportional to the alternating current can be derived.

In der Meß-, Regel- und/oder Steuertechnik ist es häufig erforderlich, aus Wechselströmen einer definierten Frequenz proportionale Spannungen abzuleiten, um sie weiter, z. B. in einer Spannungsvergleichsschaltung, zu verwerten. Zu diesem Zweck ist es bekannt, in den Wechselstromkreis eine aus Ohmschen Widerständen bestehende Bürde einzuschalten und an dieser Bürde die dem Wechselstrom proportionale Wechselspannung abzuleiten. Eine derartige Schaltungsmaßnahme ist aber nur dann vorteilhaft anwendbar, wenn die in den Hauptstromkreis eingeschaltete Bürde keine ungünstig hohe Belastung darstellt.In measurement, regulation and / or control technology it is often necessary derive proportional voltages from alternating currents of a defined frequency, to continue, e.g. B. in a voltage comparison circuit to utilize. To this The purpose is known to include an ohmic resistance in the alternating current circuit Load to be switched on and at this load the AC voltage proportional to the alternating current derive. Such a circuit measure can only be used advantageously if if the load switched into the main circuit is not an unfavorably high load represents.

Ein der Erfindung zugrunde liegendes Problem besteht darin, ohne zusätzliche Aufwendung von Meßleistung und ohne verstärkende Bauelemente aus Wechselströmen Wechselspannungen abzuleiten, um sie mit anderen Spannungen zu vergleichen oder in Spannungsverstärkern zu verstärken. Dabei soll der Hauptstromkreis so wenig wie möglich belastet werden.A problem underlying the invention is without additional Expenditure of measuring power and without amplifying components from alternating currents To derive alternating voltages in order to compare them with other voltages or to amplify in voltage amplifiers. The main circuit should be as little as possible to be charged.

Die Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Stellgröße wird daher gemäß der Erfindung so ausgebildet, daß die Bürde aus einer Reihenschaltung eines Blindwiderstandes, von dem die dem Wechselstrom proportionale Spannung abgeleitet ist, und eines weiteren Blindwiderstandes, der entgegengesetztes Vorzeichen und gleiche absolute Größe aufweist, besteht.The circuit arrangement for deriving a manipulated variable is therefore formed according to the invention so that the burden from a series connection of a Reactance from which the voltage proportional to the alternating current is derived is, and another reactance, the opposite sign and has the same absolute size.

Durch Anwendung der Maßnahmen nach der Erfindung wird der Hauptwechselstromkreis im Vergleich zu bekannten Anordnungen dieser Art wesentlich weniger belastet, und es kann trotzdem eine höhere Genauigkeit der Proportionalität erreicht werden.By applying the measures according to the invention, the main AC circuit Compared to known arrangements of this type, significantly less loaded, and a higher accuracy of the proportionality can nevertheless be achieved.

Die Erfindung wird an Hand der in F i g. 1 bis 4 dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert.The invention is illustrated in FIG. 1 to 4 illustrated embodiments explained in more detail.

F i g. 1 zeigt das Prinzip einer Stromregelung eines 12-kHz-Verstärker-Verzerrers mit Impulsausgang; F i g. 2 zeigt in schematischer Darstellung eine aus einer Reihenschaltung einer Induktivität und einer Kapazität gebildete Bürde, bei der die dem Strom proportionale Spannung über die Induktivität abgeleitet und den nachfolgenden Einrichtungen über einen selektiven Spannungsverstärker zugeführt wird; F i g. 3 zeigt eine aus einer Induktivität und einer Kapazität bestehende Bürde, bei der die dem Strom proportionale Spannung über die Kapazität abgeleitet wird; F i g. 4 zeigt eine aus einer Induktivität und. einer Kapazität gebildete Bürde, bei der die dem Strom proportionale Spannung von der Kapazität abgeleitet und über einen übertrager den weiteren Einrichtungen zugeführt wird.F i g. 1 shows the principle of current regulation of a 12 kHz amplifier distortion unit with a pulse output; F i g. 2 shows a schematic representation of a load formed from a series circuit of an inductance and a capacitance, in which the voltage proportional to the current is derived via the inductance and fed to the subsequent devices via a selective voltage amplifier; F i g. 3 shows a load consisting of an inductance and a capacitance, in which the voltage proportional to the current is derived via the capacitance; F i g. 4 shows one of an inductor and. A burden formed by a capacitance, in which the voltage proportional to the current is derived from the capacitance and fed to the other devices via a transformer.

In der Meß-, Regel- und/oder Steuerungstechnik taucht oft die Aufgabe auf, mit nlinimalem Aufwand an aktiven Bauelementen Ströme zu messen oder zu regeln und dabei dem zu messenden Stromkreis eine möglichst geringe Leistang zu entnehmen und eine möglichst hohe Proportionalitätstreue zwischen der Größe des zu messenden Stromes, dem Meßwert, auf der einen Seite und dem Anzeigewert bzw. der Stellgröße auf der anderen Seite zu erreichen. Mit anderen Worten, man erstrebt bei gegebenem Aufwand eine möglichst hohe und konstante Leistungsverstärkung. Diese Leistungsverstärkung kann jedoch auch kleiner als Eins sein, insbesondere wenn man im Meßzweig auf aktive Bauelemente verzichtet.In measurement, regulation and / or control technology, the task often arises of measuring or regulating currents on active components with minimal effort and thereby extracting the lowest possible power from the circuit to be measured and the highest possible degree of proportionality between the size of the current to be measured, the measured value on the one hand and the display value or the manipulated variable on the other. In other words, one strives for the highest possible and constant power gain with a given effort. However, this power gain can also be less than one, especially if active components are not used in the measurement branch.

Ströme mit hoher Genauigkeit zu verstärken oder mit Sollströmen zu vergleichen, ist schaltungstechnisch zumeist unbequem. Aus diesem Grunde zieht man es in der Meß- und Regelungstechnik vor, aus den Strömen zuerst einmal fest zugeordnete Spannungen abzuleiten und diese dann zu verstärken bzw. mit Sollspannungen in Vergleich zu setzen. Außer Schaltungen mit aktiven Bauelementen bedient man sich dabei eines Meßnebenwiderstandes, dessen Wert den Umrechnungsfaktor darstellt. Dieser Widerstand verzehrt jedoch Leistung, die er dem zu messenden Stromkreis entnimmt, die aber für eine weitere Ver- Wertung Ün Meßzweig verloren ist. Der Meßnebenwiderstand stellt also eine unerwünschte Bürde ün Hauptwechselstromkreis dar.To amplify currents with high accuracy or with nominal currents compare is usually inconvenient in terms of circuitry. For this reason one pulls in measurement and control technology, it is first of all permanently assigned from the currents To derive voltages and then to amplify them or to compare them with nominal voltages to put. In addition to circuits with active components, one also uses one Measuring shunt, the value of which represents the conversion factor. This resistance However, it consumes power that it takes from the circuit to be measured, but that for another Rating Ün measuring branch is lost. The measuring shunt thus represents an undesirable burden on the main AC circuit.

Schaltungen, die die so gewonnene Spannung weiterverarbeiten, besonders Spannungsvergleichsschaltungen oder Transistorverstärker, haben im allgemeinen einen endlichen leistungsverzehrenden Eingangswiderstand, der auf Grund seiner Inkonstanz nicht selbst als Meßnebenwiderstand herangezogen werden kann. Es ist vielmehr eine Stromteilung und damit eine Leistungsaufteilung zwischen einem äußeren Nebenwiderstand und dem Eingangswiderstand der spannungsbewertenden Schaltung notwendig. Die notwendige Stromteilung ist abhängig von den Anforderungen, die man an die Proportionalitätstreue zwischen zu messendem Strom und abgeleiteter Spannung stellt. Unbeschadet derTatsache, daß man bei Wechselströmen durch Meßwandler die jeweils günstigste Anpassung erreichen kann, stellt die Stromteilung einen Empfindlichkeitsverlust im Meßzweig dar.Circuits that process the voltage obtained in this way, especially Voltage comparison circuits, or transistor amplifiers, generally have one finite power-consuming input resistance due to its inconstancy cannot itself be used as a measuring shunt. Rather, it is one Current division and thus a power division between an external shunt resistor and the input resistance of the voltage-evaluating circuit. The necessary Current division depends on the requirements that are made of the proportionality between the current to be measured and the derived voltage. Without prejudice to the fact that with alternating currents the most favorable adaptation can be achieved by means of a transducer the current division represents a loss of sensitivity in the measurement branch.

Bei der Messung von Wechselströmen einer festen Frequenz kann man die Wirkleistung für den zusätzlichen Meßnebenwiderstand einsparen, indem man als Meßnebenwiderstand einen Blindwiderstand verwendet. In diesem Fall ist für die Zuordnung zwischen zu messendem Strom und Eingangsspannung des Spannungsmessers der Scheinwiderstand maßgebend, der aus der Parallelschaltung des Blind-Widerstandes mit dem Eingangswirkwiderstand des Spannungsmessers entsteht. Entsprechend der geometrischen Addition der Leitwerte erfolgt die Ab- schwächung von relativen Schwankungen des Wirkanteils mit dem Quadrat des Verhältnisses von Blind- zu WirkanteiL Ist z. B. der Blindleitwert zehnmal so groß wie der mittlere Wirkleitwert, so greifen relative Schwankungen des Wirkleitwertes nur noch mit einem Hundertstel auf den Wert des sich ergebenden Scheinleitwertes durch, der die Zuordnung zwischen zu messendem Strom und daraus abgeleiteter Spannung bestimmt.When measuring alternating currents of a fixed frequency , the active power for the additional measuring shunt can be saved by using a reactance as the measuring shunt. In this case, the association between the current to be measured and the input voltage of the voltmeter is determined by the impedance that arises from the parallel connection of the reactive resistance with the input resistance of the voltmeter. According to the geometrical sum of the conductances is carried out the weakening of the relative fluctuations of the active component with the square of the ratio of reactive to real component of If, for. If, for example, the susceptance is ten times as large as the mean conductance, relative fluctuations in the conductance only affect the value of the resulting admittance by one hundredth, which determines the relationship between the current to be measured and the voltage derived from it.

Die Wirkung des Blindwiderstandes in dem zu messenden Hauptstromkreis kompensiert man mit dem entgegengesetzten Blindwiderstand zu einem Reihenschwingkreis. Der Wirkanteil des Eingangs des Spannungsmessers bewirkt zwar nun einen untersetzten Spannungsabfall im Hauptstromkreis mit den gleichen relativen Schwankungen wie die des Wirkwiderstandes; die Zuordnung zwischen zu messendem Strom und der daraus abgeleiteten Spannung wird davon jedoch kaum berührt. Entsprechend dem Reaktanzverlauf von Blindwiderständen werden Ströme verschiedener Frequenzen verschieden bewertet. Auch wenn nur eine einzige Betriebsfrequenz vorhanden ist, können Oberwellen und Nebenwellen dieser Betriebsfrequenz stärker als die Amplitude der Betriebsfrequenz selbst bewertet werden. Dies kann man jedoch leicht ausgleichen, wenn zwischen Meßnebenwiderstand und den nachfolgenden Einrichtun,-en, z. B. einem Gleichrichter, ein Verstärker geschaltet ist, der einen entsprechenden korrigierenden Frequenzgang aufweist. Beispielsweise kann ein Schmalbandverstärker hierfür benutzt werden. Man kann aber vorteilhaft auch Schaltungen aufbauen, die auf einen eigenen Verstärker im Meßzweig verzichten. Grundsätzlich kann man sowohl den induktiven als auch den kapazitiven Blindwiderstand als Meßnebenwiderstand heranziehen. Bei dem in der F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel besteht die in den Hauptstromkreis zwischen dem Verstärker 1 und dem Verzerrer 2. eingefügte Bürde aus der InduktivitätL1 und derKapazitätCl. Die Spannungsquelle Q speist den Verstärker 1 mit einer Wechselspannung von der Frequenz 12 kHz. Am VerzerrerausgangA können Impulse abgenommen werden. Als Meßnebenwiderstand dient bei diesem Ausführungsbeispiel der induktive Widerstand L 1. Der im Meßzweig liegende Gleichrichter G ist an die im Hauptstromkreis eingefügte Induktivität L 1 mittels der Spule L 2 angekoppelt. Der Widerstand R und die Querkapazität C 2 bilden ein Siebglied, dem in bekannter Weise die Zenerdiode ZD nachgeschaltet ist. Der magnetische Verzerrer 2 wird von dem 12-kHz-Verstärker 1 mit einem sinusförmigen Strom ausgesteuert. Dieser Strom I wird auf einen konstanten Wert von 87 mA geregelt. Der Verzerrer 2 arbeitet dadurch besonders betriebssicher. Der Meßzweig verbraucht eine Wirkleistung Pw; im übertrager L 1, L 2 beträgt die Verlustleistung, Pv gleich 20 niA und die Blindleistung P,6 gleich 2,02 bW. Die Spule Ll hat einen Blindwiderstand von +j266 Ohm und der Kondensator Cl einen Blindwiderstand von -j266 Ohm. Am Kondensator C 1 liegt eine Spannung von 23,15 V effektiv und an der Spule L 1 ebenfalls eine Spannung von 23,15 V effektiv. Die Spannung an der SpuleLl beträgt für die Grundwelle 7,7 V effektiv. Durch die Verwendung des induktiven Nebenwiderstandes ergibt sich in vorteilhafter Weise die bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 erforderlichePotentialtrennung des Regelkreises von dem Hauptstromkreis. Ferner ergibt sich die Möglichkeit, verschiedene übersetzungsverhältnisse durch sekundäre Anzapfungen zu wählen. Die bei der angegebenen Bemessung der Schaltungsanordnung zweckmäßig zu wählende übersetzung der InduktivitätL2 zur Induktivität L 1 beträgt 1 : 3. Bei der ül der F i g. 1 gezeigten Schaltung dient der Serienresonanzkreis Ll, Cl außerdem dazu, den Strom sinusförmig zu halten und einen Kurzschluß der Oberwellen des Verzerrers über den speisenden Verstärker zu verhindern. Bei Verwendung eines induktiven Blind-Widerstandes als Meßnebenwiderstand wird allerdings beispielsweise die n-te Harmonische gegenüber der Meßgröße um den Faktor n überbewertet. Der Gleichrichter G gibt daher eine um etwa 1011/o zu große Gleichspannung ab, als sie dem Scheitelwert des zu messenden Stromes entspricht. Da jedoch die Kurvenform des Stromes in dem in der Figur dargestellten 12-kHz-Verstärkerverzerrer im Betrieb immer gleich ist, läßt sich diese Abweichung leicht im Regelkreis des Verstärkers berücksichtigen und wirkt sich somit nicht nachteilig aus.The effect of the reactance in the main circuit to be measured is compensated for with the opposite reactance to form a series resonant circuit. The active component of the input of the voltmeter causes a reduced voltage drop in the main circuit with the same relative fluctuations as that of the active resistance; the relationship between the current to be measured and the voltage derived from it is hardly affected by this. According to the reactance curve of reactances, currents of different frequencies are evaluated differently. Even if there is only a single operating frequency, harmonics and secondary waves of this operating frequency can be evaluated more strongly than the amplitude of the operating frequency itself. However, this can easily be compensated if between the measuring shunt resistance and the subsequent Einrichtun, -en, z. B. a rectifier, an amplifier is connected, which has a corresponding corrective frequency response. For example , a narrow band amplifier can be used for this. However , it is also advantageous to build circuits that do not have their own amplifier in the measuring branch. In principle, both the inductive and the capacitive reactance can be used as a measuring shunt. In the case of the FIG. 1 , the burden inserted into the main circuit between the amplifier 1 and the distortion unit 2 consists of the inductance L1 and the capacitance Cl. The voltage source Q feeds the amplifier 1 with an alternating voltage at a frequency of 12 kHz. Pulses can be picked up at the distortion output A. In this exemplary embodiment, the inductive resistance L 1 serves as the measuring shunt. The rectifier G located in the measuring branch is coupled to the inductance L 1 inserted in the main circuit by means of the coil L 2. The resistor R and the transverse capacitance C 2 form a filter element, which is followed in a known manner by the Zener diode ZD. The magnetic distortion 2 is controlled by the 12 kHz amplifier 1 with a sinusoidal current. This current I is regulated to a constant value of 87 mA. The distortion unit 2 is therefore particularly reliable. The measuring branch consumes an effective power Pw; In the transformer L 1, L 2 the power loss, Pv is 20 niA and the reactive power P, 6 is 2.02 bW. The coil L1 has a reactance of + j266 ohms and the capacitor Cl has a reactance of -j266 ohms. The capacitor C 1, a voltage is effectively of 23.15 V and the coil L 1 is also a voltage of 23.15 V effectively. The voltage at the coil L1 is 7.7 V effective for the fundamental wave. By the use of the inductive shunt resistor which in the described embodiment of Fig. 1 erforderlichePotentialtrennung of the control circuit of the main circuit is obtained in an advantageous manner. There is also the possibility of selecting different transmission ratios through secondary taps. The ratio of inductance L2 to inductance L 1 to be expediently selected for the specified dimensioning of the circuit arrangement is 1: 3 . 1 , the series resonance circuit Ll, Cl also serves to keep the current sinusoidal and to prevent a short circuit of the harmonics of the distortion through the feeding amplifier. When using an inductive reactive resistor as a measuring shunt, however, the nth harmonic, for example, is overestimated by the factor n compared to the measured variable. The rectifier G therefore emits a DC voltage that is about 1011 / o too high than it corresponds to the peak value of the current to be measured. However, since the curve shape of the current in the 12 kHz amplifier distortion unit shown in the figure is always the same during operation, this deviation can easily be taken into account in the control loop of the amplifier and is therefore not disadvantageous.

Für Anwendungsfälle, bei denen die genannte überbewertung vermieden werden muß, kann, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist, ein selektiver Spannungsverstärker vorgesehen werden. Die Reihenschaltung aus der Spule Ll und dem Kondensator Cl stellt wiederum die Bürde dar. Die SpuleL2 ist an dem induktiven Meßnebenwiderstand Ll angekoppelt. Der an die Spule L 2 angeschlossene selektive Spannungsverstärker3 sorgt beispielsweise dafür, daß nur die Grundwelle an den Gleichrichter G gelangen kann. In F i g. 3 ist ein Ausführungsbeispiel mit kapazitivemMeßnebenwiderstandC1 dargestellt. Die Reihenschaltung der Induktivität Ll und der Kapazität C 1 stellen, wie in den bisherigen Ausführungsbeispielen, die in dem Hauptstromkreis liegende Bürde dar. Der kapazitive Meßnebenwiderstand bietet zwar den Vorteil, Störanteile mit höheren Frequenzen als die Betriebsfrequenz abzuschwächen, dafür hebt er jedoch Störanteile mit tieferen Frequenzen gegenüber der Grundwelle an. Besonders bei Verwendung eines zusätzlichen übertragers ü, z. B. zum Zwecke der Potentialtrennung, wie dies bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 gezeigt ist, entsteht bei der Frequenz, bei der die Meßkapazität und die Induktivität des zusätzlichen übertragers ü in Resonanz sind, eine überhöhung, die von der Güte dieses Kreises abhängig ist. Es ist daher im ZÜsammenhang mit der im folgenden erläuterten Begrenzung der überhöhung von Störimpulsen zu entscheiden, welche der beiden Möglichkeiten der induktive und der kapazitive Nebenwiderstand im Einzelfall jeweils den größeren Vorteil bringt. Die nicht näher erläuterten Teile der Ausführungsbeispiele nach F i g. 3 und 4 gehören zu der dem Meßnebenwiderstand nachgeschalteten Einrichtung.For applications in which the above-mentioned overestimation must be avoided, a selective voltage amplifier can be provided, as is shown in FIG. 2. In turn, the series circuit of the coil Ll and the capacitor Cl represents the load. The coil L2 is coupled to the inductive Meßnebenwiderstand Ll. The selective voltage amplifier3 connected to the coil L 2 ensures, for example, that only the fundamental wave can reach the rectifier G. In Fig. 3 shows an embodiment with a capacitive shunt resistor C1. The series connection of the inductance Ll and the capacitance C 1 represent, as in the previous exemplary embodiments, the burden in the main circuit Frequencies compared to the fundamental wave. Especially when using an additional transmitter ü, z. B. for the purpose of electrical isolation, as in the embodiment of FIG. 4 is shown, at the frequency at which the measuring capacitance and the inductance of the additional transformer ü are in resonance, an increase, which is dependent on the quality of this circuit. In connection with the limitation of the increase in interference pulses explained below, it must therefore be decided which of the two options, the inductive and the capacitive shunt resistance, has the greater advantage in each individual case. The parts of the exemplary embodiments according to FIG. 3 and 4 belong to the device connected downstream of the measuring shunt.

Wie schon ausgeführt, ist, gegeben durch die geometrische Addition von Blind- und Wirkleitwerten, die relative Abschwächung von Schwankungen des Wirkleitwertes gleich dem Quadrat des Verhältnisses von Blind- zu Wirkleitwert. Andererseits ist das Verhältnis von Blind- zu Wirkleitwert bei der Meßfrequenz derjenige Faktor, um den ungünstigstenfalls eine Störschwingung in ihrer Amplitude gegenüber der Meßgröße überbewertet werden kann. Sehr stark veränderliche Eingangsleitwerte von spannungsbewertenden Schaltungen lassen sich mit geringem Verstärkungsverlust auf einen Kleinstwert begrenzen (Parallelschaltung eines Zusatzleitwertes), der dann die maximale überbewertung festlegt. Ein Beispiel soll dies verdeutlichen: Der Eingangswert einer Gleichrichterschaltung, deren Gleichspannung mit einer Referenzspannung (Zenerdiode) verglichen wird, schwankt inAbhängigkeit von Betriebszustand, Temperatur- und Exemplarstreuungen in den Grenzen G, = 0,01 10 MS.As already stated, given the geometric addition of reactive and effective conductance, the relative attenuation of fluctuations in the effective conductance is equal to the square of the ratio between reactive and effective conductance. On the other hand, the ratio of reactive to effective conductance at the measuring frequency is the factor by which, in the worst case, an interfering oscillation can be overestimated in terms of its amplitude compared to the measured variable. Very variable input conductance of voltage-evaluating circuits can be limited to a minimum value with little gain loss (parallel connection of an additional conductance), which then determines the maximum overestimation. An example should clarify this: The input value of a rectifier circuit, the DC voltage of which is compared with a reference voltage (Zener diode), fluctuates within the limits G, = 0.01 10 MS, depending on the operating status, temperature and model variations.

Durch Parallelschalten eines Festwiderstandes ergibt sich G2 = 5 ... 15ms.Connecting a fixed resistor in parallel results in G2 = 5 ... 15ms.

Legt man die maximal mögliche überbewertung von Strömen anderer Frequenzen auf den Faktor 10 fest, so bekommt man einen Blindleitwert von B = 50mS.If you set the maximum possible overestimation of currents of other frequencies to a factor of 10 , you get a susceptibility value of B = 50mS.

Ist dieser Blindleitwert eine Induktivität, so bewirkt er bei der 10. Harmonischen des Stromes eine Überbewertung um den Faktor 7,1. Eine weitere Erhöhung des Blindleitwertes hat zwar eine weitere Überbewertung der Harmonischen des Stromes zur Folge, gleichzeitig aber sinkt auf Grund der Erhöhung der Siebwirkung des Längskreises der Oberwellengehalt des zu messenden Stromes weiter. Im allgemeinen dämpft der Längskreis die Harmonischen des Stromes um den gleichen Faktor, um den sie überbewertet werden. Der resultierende Scheinleitwert, der das Maß für die Umsetzung des zu messenden Stromes in eine Spannung ist, schwankt in dem angeführten Beispiel zwischen Maximal- und Minimalwert um 411/o. Wie aus den bei der Beschreibung des Ausführungsbeispiels nach F i g. 1 angegebenen Werten zu ersehen ist, ist bei dem 12-kHz-Verstärkerverzerrer das Verhältnis von Blind- zu Wirkleistung weitaus größer als in diesem Zahlenbeispiel, da der Längskreis in dem 12-kHz-Verstärkerverzerrer, wie schon erwähnt, die zusätzliche Aufgabe zu erfüllen hat, den in den Verzerrer fließenden Strom sinusförmig zu halten. Das Verhältnis zwischen Blind- und Wirkleistung wird hier weitgehend durch die Spulengüte, die einen Wert von etwa 100 aufweist, bestimmt. Auf Grund der Schaltung tritt an dem induktiven Blindwiderstand zusätzlich die Spannung des vom Verzerrer erzeugten Oberwellenspektrums auf und täuscht einen um 10 1/o höheren Strom vor. Der Einfluß dieser Oberwellen auf die resultierende Gleichspannung an dem Kondensator C 2 der Anordnung nach F i g. 1 läßt sich durch den Widerstand R von geeigneter Größe stark herabmindern. Außerdem sind die Oberwellenspannungen bei jedem Verzerrerexemplar in weiten Aussteuerungsgrenzen nach Betrag und Phase gleich groß, so daß sie hier leicht in Rechnung gestellt werden können und die Funktion der Regelung nicht stören.If this reactance value is an inductance, it causes an overestimation of the 10th harmonic of the current by a factor of 7.1. A further increase in the susceptance value leads to a further overestimation of the harmonics of the current, but at the same time the harmonic content of the current to be measured decreases due to the increase in the screening effect of the longitudinal circle. In general, the series circuit attenuates the harmonics of the current by the same factor by which they are overrated. The resulting admittance, which is the measure for converting the current to be measured into a voltage, fluctuates in the example given between the maximum and minimum value by 411 / o. As shown in the description of the exemplary embodiment according to FIG. 1 , the ratio of reactive to active power is far greater in the 12 kHz amplifier distortion than in this numerical example, since the longitudinal circuit in the 12 kHz amplifier distortion has to fulfill the additional task, as already mentioned to keep the current flowing into the distortion sinusoidal. The ratio between reactive and active power is largely determined by the coil quality, which has a value of around 100 . Due to the circuit, the voltage of the harmonic spectrum generated by the distortion also appears at the inductive reactance and simulates a current that is 10 1 / o higher. The influence of these harmonics on the resulting DC voltage on the capacitor C 2 of the arrangement according to FIG. 1 can be greatly reduced by the resistor R of a suitable size. In addition, the harmonic voltages are the same for each distortion specimen within wide control limits in terms of magnitude and phase, so that they can easily be taken into account here and do not interfere with the function of the regulation.

Claims

Patentanspräche: 1. A circuit arrangement for deriving a control variable for regulating and / or control purposes of a main circuit with an alternating current of defined frequency, from which a voltage proportional to the AC voltage is derivable at a powered-on in the main AC circuit load, d a d u rch g e k hen -zeichn t o that the load consists of a series circuit of a reactance, from which is proportional to the AC voltage is derived and having a further reactance, of opposite signs and equal absolute magnitude.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the reactance, from which the voltage proportional to the alternating current is derived, is followed by a selective voltage amplifier. Documents considered: German Patent No. 818 062; U.S. Patent No. 2,489,305.