DE1204286B

DE1204286B - Selective controllable transistor amplifier

Info

Publication number: DE1204286B
Application number: DET19849A
Authority: DE
Inventors: Dipl-Ing Hermann Schurath
Original assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Current assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Priority date: 1961-03-23
Filing date: 1961-03-23
Publication date: 1965-11-04

Description

Selektiver regelbarer Transistorverstärker Die Erfindung betrifft einen selektiven Verstärker mit Transistoren, insbesondere für den Bild-ZF-Kanal in transistorisierten Fernsehempfängern, der sich in der Verstärkung regeln läßt.Selective controllable transistor amplifier The invention relates to a selective amplifier with transistors, especially for the picture IF channel in transistorized television receivers, the gain can be regulated.

Es ist bekannt, daß man einen selektiven Verstärker, z. B. für den Bildzwischenfrequenzkanal eines Fernsehempfängers, mit Transistoren bestücken kann, die man wegen der hohen Frequenzen von etwa 30 bis 40 MHz vorzugsweise in Basisschaltung betreibt. Die Selektion übernimmt in jeder Stufe ein Schwingkreis, der im Kollektorstromkreis des Transistors liegt, während die Ankopplung und Anpassung der folgenden Stufe induktiv durch eine Koppelspule erfolgt, die fest mit der Schwingkreisspule gekoppelt ist. Nachteilig an dieser bekannten Schaltung ist, daß bei Änderungen der Eingangskapazität und des Eingangswiderstandes des folgenden Transistors, was bei Verstärkungsregelung durch Ändern des Kollektorstroms eintritt, sich einerseits die Resonanzfrequenz verschiebt und sich andererseits die Bedämpfung des Schwingkreises in der Richtung verändert, daß bei Verminderung der Verstärkung die Bandbreite geringer wird.It is known that one can use a selective enhancer, e.g. B. for the Image intermediate frequency channel of a television receiver, which can be equipped with transistors, which, because of the high frequencies of around 30 to 40 MHz, are preferably used in a basic circuit operates. The selection is made in each stage by an oscillating circuit, the one in the collector circuit of the transistor, while the coupling and adaptation of the following stage takes place inductively by a coupling coil that is firmly coupled to the resonant circuit coil is. The disadvantage of this known circuit is that when the input capacitance changes and the input resistance of the following transistor, which is the case with gain control by changing the collector current occurs, on the one hand the resonance frequency shifts and on the other hand the damping of the resonant circuit in the direction changed so that when the gain is reduced, the bandwidth becomes smaller.

Dies ist ein unerwünschter Effekt, weil gerade bei höheren Eingangsspannungen, d. h. bei besseren Empfangsbedingungen, die Bildqualität durch den geringeren Frequenzumfang des Bildsignals beeinträchtigt wird.This is an undesirable effect because, especially at higher input voltages, d. H. with better reception conditions, the image quality due to the lower frequency range of the picture signal is affected.

Es ist bekannt, die Veränderung der Resonanzfrequenz durch Einschaltung von nur in einer Richtung leitfähigen Elementen zu verhindern und dadurch die Bandbreite zu stabilisieren.It is known that the resonance frequency can be changed by switching on to prevent elements that are conductive in only one direction and thereby reduce the bandwidth to stabilize.

Es ist ferner bekannt, den Eingangskreis eines in seiner Verstärkung geregelten Transistors so aufzubauen, daß der Eingangsresonanzkreis mit dem Transistor einen geschlossenen Reihenkreis bildet, der eine Induktivität eine Kapazität und die Transistoreingangsimpedanz enthält, zu der noch eine weitere Impedanz parallel geschaltet ist. Bei dieser Schaltung führt die weitere Impedanz bei richtiger Dimensionierung hinsichtlich der Selektivitätsbedingung einen Verstärkungsverlust herbei. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Nachteil zu vermeiden.It is also known to use the input circuit in its gain regulated transistor so that the input resonance circuit with the transistor forms a closed series circuit that has an inductance and a capacitance contains the transistor input impedance, to which another impedance in parallel is switched. With this circuit, the further impedance leads with correct dimensioning a gain loss with regard to the selectivity condition. The invention the underlying task is to avoid this disadvantage.

Die Erfindung besteht bei einem selektiven Transistorverstärker mit einem an den Kollektor eines ersten, ungeregelten Transistors angeschlossenen abgestimmten Ausgangsübertrager, dessen Primärseite einen Parallelschwingkreis bildet, und der sekundärseitig an den Emitter eines nachfolgenden Transistors ; angeschlossen ist, welcher in seiner Verstärkung durch Änderung des Basisstromes geregelt wird und dessen komplexer Eingangswiderstand sich infolge der Regelung ändert, darin, daß die Streuinduktivität des Übertragers mit dem komplexen Eingangswiderstand des nachfolgenden Transistors einen Serienschwingkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz im gesamten Verstärkungsregelbereich unterhalb der Resonanzfrequenz des Übertragers liegt, wobei dieser Serienschwingkreis in die Primärseite des Übertragers derart transformiert wird, daß einerseits durch den Imaginärteil des Serienschwingkreises die Verstimmang der resultierenden Resonanzfrequenz des übertragers an den Grenzen des Regelbereiches zu Null wird und innerhalb des Regelbereichs ein flaches Maximum durchläuft, und daß andererseits beim Herabregeln des Basisstromes des nachfolgenden Transistors - also bei Verstärkungsverminderung -durch den Realteil die Bedämpfung des Übertragers stetig erhöht wird.The invention consists in a selective transistor amplifier with a tuned connected to the collector of a first, unregulated transistor Output transformer, the primary side of which forms a parallel resonant circuit, and the on the secondary side to the emitter of a subsequent transistor; connected, which is regulated in its gain by changing the base current and whose complex input resistance changes as a result of the regulation, in that the leakage inductance of the transformer with the complex input resistance of the subsequent one Transistor forms a series resonant circuit, whose resonance frequency in the whole Gain control range is below the resonance frequency of the transformer, wherein this series resonant circuit is transformed into the primary side of the transformer in this way is that, on the one hand, the detuning is caused by the imaginary part of the series resonant circuit the resulting resonance frequency of the transmitter at the limits of the control range becomes zero and passes through a flat maximum within the control range, and that, on the other hand, when the base current of the subsequent transistor is lowered - So when the gain is reduced - the damping of the transformer due to the real part is steadily increasing.

Die Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltung gegenüber den bekannten Schaltungen liegen darin, daß bei Regelung der Verstärkung einmal die Verschiebung der Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises klein gemacht werden kann, und zum anderen die Bandbreite dieses Schwingkreises größer wird, als dies im ungeregelten Zustand, d. h. bei relativ kleinen Eingangssignalen, der Fall ist, wobei ein Verstärkungsverlust vermieden wird. Dies hat eine Verbesserung der Bildqualität zur Folge.The advantages of the circuit according to the invention over the known Circuits are that when regulating the gain once the shift the resonance frequency of the parallel resonant circuit can be made small, and for others the bandwidth of this resonant circuit is larger than it is in the unregulated Condition, d. H. at relatively small input signals, the case is a loss of gain is avoided. This results in an improvement in the image quality.

An einem in F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel werden der Aufbau und die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung erklärt. Im Kollektorstromkreis eines ersten Transistors 1 liegt ein Übertrager, dessen Primärspule 2 mit einem Kondensator 3 einen Parallelschwingkreis bildet. Die Sekundärspule 4 ist mit einem Ende 13 mit dem Emitter eines nachfolgenden Transistors 6 verbunden. Das andere Ende 14 der Spule 4 ist über einen Kondensator 7 und die Basis des Transistors 6 über einen Kondensator 8 wechselstrommäßig geerdet. Aus einer Gleichspannungsquelle 9 wird dem Emitter des Transistors 6 eine feste Spannung zugeführt. Der Basis des Transistors 6 wird eine Regelspannung UR zugeführt, die den Kollektorstrom und damit die Verstärkung regelt. Der komplexe Eingangswiderstand des Transistors 6 (gemessen zwischen Emitter und Basis) setzt sich aus einem ohmschen und einem kapazitiven Anteil zusammen. Zur Veranschaulichung ist in F i g. 1 der Eingangswiderstand des Transistors 6 als Serienschaltung eines Widerstandes 12 und eines Kondensators 11 gestrichelt dargestellt, die mit der ebenfalls gestrichelt gezeichneten Streuinduktivität 5 des übertragers einen Serienschwingkreis parallel zur Spule 4 bilden.At one in FIG. 1, the structure and the mode of operation of the circuit according to the invention are explained. In the collector circuit of a first transistor 1 there is a transformer, the primary coil 2 of which forms a parallel resonant circuit with a capacitor 3. The secondary coil 4 is connected at one end 13 to the emitter of a subsequent transistor 6. The other end 14 of the coil 4 is grounded in terms of alternating current via a capacitor 7 and the base of the transistor 6 via a capacitor 8. A fixed voltage is supplied to the emitter of the transistor 6 from a direct voltage source 9. The base of the transistor 6 is supplied with a control voltage UR which controls the collector current and thus the gain. The complex input resistance of transistor 6 (measured between emitter and base) is made up of an ohmic and a capacitive component. For the purpose of illustration, FIG. 1 shows the input resistance of the transistor 6 as a series circuit of a resistor 12 and a capacitor 11 , which form a series resonant circuit parallel to the coil 4 with the leakage inductance 5 of the transformer, also shown with a broken line.

Das Ersatzschaltbild des Eingangskreises des Transistors 6, bestehend aus Spule 5, Kondensator 11 und Widerstand 12, ist in F i g. 2 gesondert dargestellt. Die Änderung des komplexen Eingangswiderstandes des Transistors 6, die bei der Verstärkungsregelung durch UR an den Punkten 13 und 14 wirksam ist, beeinfiußt durch Transformation Resonanzfrequenz und Dämpfung des abgestimmten Übertragers.The equivalent circuit diagram of the input circuit of the transistor 6, consisting of coil 5, capacitor 11 and resistor 12, is shown in FIG. 2 shown separately. The change in the complex input resistance of the transistor 6, which is effective in the gain control by UR at points 13 and 14, is influenced by the transformation of the resonant frequency and attenuation of the tuned transformer.

Die an den Punkten 13 und 14 durch Messung ermittelten Werte des Imaginärteiles und des Realteiles R des komplexen Gesamtwiderstandes in Abhängigkeit vom Kollektorstrom I, des Transistors 6 bei einer festen Frequenz zeigen in F i g. 3 für den Imaginärteil die Kurve 15 und für den Realteil die Kurve 16. Der Realteil bleibt darin etwa konstant, wähnend sich der Imaginärteil mit kleiner werdendem Kollektorstrom I" d. h. bei Herabregelung, im Sinne eines Ansteigens des kapazitiven Widerstandes verschiebt. Für einen bestimmten Kollektorstrom, nämlich bei dem Nulldurchgang der Kurve 15 in Punkt 22, verschwindet der Imaginärteil, so daß dann nur noch der Realteil wirksam bleibt. In diesem Fall ist der Eingangswiderstand des Transistors 6 reell. Dieser Wert wird zweckmäßigerweise als Arbeitspunkt der Stufe gewählt, bei dem der Transistor 6 im Ruhezustand, d. h. ohne Regelung, arbeitet.The values of the imaginary part determined by measurement at points 13 and 14 and the real part R of the complex total resistance as a function of the collector current I, of the transistor 6 at a fixed frequency show in FIG. 3 the curve 15 for the imaginary part and curve 16 for the real part. The real part remains roughly constant, while the imaginary part shifts with decreasing collector current I ", ie with down regulation, in the sense of an increase of the capacitive resistance. For a certain collector current, namely at the zero crossing of curve 15 at point 22, the imaginary part disappears, so that then only the real part remains in effect.In this case, the input resistance of transistor 6 is real 6 in the idle state, ie without regulation, works.

Hierbei ist der Serienschwingkre"is 5,11 so dimensioniert, daß seine Resonanzfrequenz im gesamten Regelbereich unterhalb der Resonanzfrequenz des Paralleischwingkreises 2,3 bleibt. Bei dieser Bemessung überwiegt immer der induktive Widerstand der Streuinduktivität5 gegenüber dem kapazitiven Widerstand der Kapazität 11, so daß =das Ersatzschaltbild von F i g. 2 in die vereinfachte Ausführung mit der Serieninduktivität 17 gemäß F i g. 4 übergeht. Da diese Schaltungsanordnung parallel zum Schwingkreis 2, 3 liegt, ist es zweckmäßig, die Reihenschaltung nach F i g. 4 in eine äquivalente Parallelschaltung umzuwandeln. Es ergibt sich dann für die gleiche Frequenz die Ersatzschaltung nach F i g. 5. Die Änderung der neuen Induktivität 18 und des neuen Widerstandes 19 in Abhängigkeit von der Änderung der Serieninduktivität 17 ist in F i g. 6 dargestellt, worin Kurve 20 die .Änderung der Induk tivität 18 und Kurve 21 die Änderung des Widerstandes 19 darstellt. Der Verlauf der Kurven in F i g. 6 läßt sich folgendermaßen erklären: Ist die Induktivität 17 in F i g- 4 Null, so hat der Widerstand 19 gemäß F i g. 5 den Wert des Widerstandes 12 in F i g. 4, also den kleinstmöglichen Wert. Bei größer werdender Induktivität 17 steigt dann der transformierte Widerstand 19 mehr als proportional zum Verlauf der Induktivität 17 an, wie es in Kurve 21 in F i g. 6 dargestellt ist. Der in F i g. 6 durch die Kurve 20 dargestellte Verlauf der Parallelinduktivität 18 hat bei L 17 = 0 einen unendlich großen Wert. Ebenfalls unendlich ist die Induktivität 18 bei einem unendlich großen Wert von L 17. Zwischen diesen Grenzfällen durchläuft die Induktivität 18 ein Minimum an der Stelle, bei der der Blindwiderstand der Induktivität 17 und der Wirkwiderstand 12 gleich groß sind. Dieser Zusammenhang läßt sich rechnerisch leicht nachweisen.Here, the series resonant circuit is 5, 11 dimensioned so that its resonance frequency remains below the resonance frequency of the parallel resonance circuit 2, 3 in the entire control range The equivalent circuit diagram of Fig. 2 merges into the simplified version with the series inductance 17 according to Fig. 4. Since this circuit arrangement is parallel to the resonant circuit 2, 3, it is expedient to convert the series circuit according to Fig. 4 into an equivalent parallel circuit The equivalent circuit according to FIG. 5 then results for the same frequency. The change in the new inductance 18 and the new resistor 19 as a function of the change in the series inductance 17 is shown in FIG the change in inductivity 18 and curve 21 represents the change in resistance 19. The course of the curves in FIG can be explained as follows: If the inductance 17 in FIG. 4 is zero, then the resistor 19 according to FIG. 5 shows the value of resistor 12 in FIG. 4, i.e. the smallest possible value. As the inductance 17 increases, the transformed resistance 19 then rises more than proportionally to the course of the inductance 17, as shown in curve 21 in FIG. 6 is shown. The in F i g. 6 shown by the curve 20 of the parallel inductance 18 has an infinitely large value at L 17 = 0. The inductance 18 is also infinite with an infinitely large value of L 17. Between these borderline cases, the inductance 18 passes through a minimum at the point at which the reactance of the inductance 17 and the effective resistance 12 are equal. This relationship can easily be proven mathematically.

Es ist zweckmäßig, den Arbeitspunkt des Transistors und damit ,die Kapazität 11 und außerdem die Streuinduktivität 5 einerseits bei vollem Strom so zu wählen, daß die transformierte Kombinationsinduktivität L18 (Kurve 20) in F i g. 6,den Wert A erreicht, also etwas größer als der Minimalwert ist und rechts vom Minimum liegt (Vorzeichen), und daß sie andererseits bei völlig herabgeregeltem Strom etwa den gleichen Wert besitzt, aber links vom Minimum zu liegen kommt (Punkt 23 in F i g. 6). In diesen beiden Grenzfällen wird die resultierende Resonanzfrequenz des Ausgangskreises 2, 3 des Transistors 1 in F i g. 1 (mit den auf ihn transformierten Größen) gleich sein, da auch die Induktivität 18 in beiden Fällen gleich ist. Die maximale Verstimmung, die als zulässig vorgegeben werden kann, wird bei einem Zwischenwert des Stromes durch den Abschnitt B in F i g. 6 bestimmt, der ein Maß für die Verstimmung ist. Aus dem Verlauf 21 des Widerstandes 19 ist zu erkennen, daß die Bedämpfung des Kreises 2,3 beim Herabregeln größer und damit außerdem die Regelung unterstützt wird.It is expedient to select the operating point of the transistor and thus the capacitance 11 and also the leakage inductance 5 on the one hand with full current so that the transformed combination inductance L18 (curve 20) in FIG. 6, reaches the value A, i.e. is slightly larger than the minimum value and is to the right of the minimum (sign), and that on the other hand it has approximately the same value when the current is completely regulated down, but comes to the left of the minimum (point 23 in F i g. 6). In these two borderline cases, the resulting resonance frequency of the output circuit 2, 3 of the transistor 1 is shown in FIG. 1 (with the quantities transformed to it) must be the same, since the inductance 18 is also the same in both cases. The maximum detuning that can be specified as permissible is given an intermediate value of the current through section B in FIG. 6 determined, which is a measure of the detuning. From the curve 21 of the resistor 19 it can be seen that the damping of the circle 2, 3 is greater when regulating down and thus the regulation is also supported.

Die vorgeschlagenen Maßnahmen schließen die üblichen Dimensionierungsmöglichkeiten auf optimale Leistungsübertragung (Anpassung des hochohmigen Transistorausganges an den niederohmigen Eingang des geregelten Transistors) nicht aus. Es treten auch keine zusätzlichen Wirkverluste auf, da in der transformierenden Koppelinduktivität 5 keine Wirkleistung verloren gehen kann.The proposed measures close the usual dimensioning options for optimal power transmission (adaptation of the high-resistance transistor output to the low-resistance input of the regulated transistor). It also kick no additional active losses, because in the transforming coupling inductance 5 no real power can be lost.

Eine weitere Verbesserung der Schaltung läßt sich dadurch erreichen, daß man zur Emitter-Basis-Strecke des Transistors 6 eine entsprechend bemessene Serienschaltung von einem Widerstand und einem Kondensator parallel schaltet, um dadurch die Frequenzänderung noch geringer zu machen. Diese Serienschaltung sollte so hochohmig ausgebildet sein, daß nur geringe Wirkverluste auftreten.A further improvement of the circuit can be achieved by that to the emitter-base path of the transistor 6 a correspondingly dimensioned Series connection of a resistor and a capacitor switches in parallel to thereby making the frequency change even smaller. This series connection should be designed with such high resistance that only low active losses occur.

Man kann die Verstärkerschaltung so bemessen, daß sich für den Gesamtverstärker im Nahbereich eines Senders, d. h. bei wirksamer Regelung, die maximale Bandbreite ergibt, während sich ohne Regelung, d. h. bei Fernempfang, eine Bandbreite von etwa =/s des maximalen Wertes ergibt.The amplifier circuit can be dimensioned so that it is suitable for the overall amplifier in the vicinity of a transmitter, d. H. with effective control, the maximum bandwidth results, while without regulation, d. H. with remote reception, a bandwidth of about = / s of the maximum value.

Claims

Claims: 1. Selective transistor amplifier with one to the Collector of a first, unregulated transistor connected, matched output transformer, whose primary side forms a parallel resonant circuit and the secondary side to the Emitter of a subsequent transistor is connected, which in: its gain . is regulated by changing the base current and its complex input resistance changes as a result of the regulation, d u r c h; g e k e n nz e i c h n e t that the leakage inductance (5) of the transformer with the complex input resistance (11,12) of the following transistor (6) forms a series resonant circuit whose Resonance frequency in the entire gain control range below the resonance frequency of the transformer is located, this series resonant circuit in the primary side of the transformer is transformed in such a way that on the one hand by the imaginary part of the series resonant circuit the detuning of the resulting resonance frequency of the transformer at the limits of the control range becomes zero and a flat maximum within the control range runs through, and that on the other hand when reducing the base current of the following Transistor - i.e. when the gain is reduced - by the real part, the attenuation of the transformer is steadily increased.

2. Amplifier according to claim 1, characterized in that that with a remaining change in the resonance frequency due to the value of the Input resistance (11,12) of the transistor (6) the complex input resistance of the transistor (6) is a relatively high-resistance, correspondingly dimensioned series circuit is connected in parallel by resistor and capacitor. Considered publications: German Patent Nos. 884 519, 969 352; German interpretative document No. 1033 262; German patent application S 32321 VIIIa / 21a4 (published on 18 B. 1955); Swiss Patent No. 210 441; U.S. Patent No. 2,210,387; »Radio Mentor«, 4/1957, p. 211.