DE1168492B

DE1168492B - Procedure for overload protection of power transistors

Info

Publication number: DE1168492B
Application number: DES79470A
Authority: DE
Inventors: Martin Wizorke; Manfred Schneider
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1962-05-17
Filing date: 1962-05-17
Publication date: 1964-04-23

Description

Verfahren zum Überlastungsschutz von Leistungstransistoren Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Überlastungsschutz von Leistungstransistoren bei Verstärkern, insbesondere der Nachrichtentechnik, bei dem, sobald der momentane Stromfluß mit einem so hohen Spannungsabfall in dem zu schützenden Transistor zusammentrifft, daß dessen höchst zulässige Verlustleistung überschritten werden kann, selbsttätig eine Verringerung der Verlustleistung bewirkt wird.Method for overload protection of power transistors The invention relates to a method for overload protection of power transistors in amplifiers, in particular the communications technology, in which, as soon as the current flow of current with such a high voltage drop coincides in the transistor to be protected, that its maximum permissible power loss can be exceeded automatically a reduction in the power loss is effected.

Eine Schutzschaltung, die nach einem derartigen Verfahren arbeitet, ist bereits bekanntgeworden. Bei dieser bekannten Schaltung liegt in der Speiseleitung zu den Emitterelektroden der zu schützenden Gegentaktendstufe ein besonderer Leistungstransistor, dessen Emitter zusätzlich einem Widerstand vorgeschaltet ist. Dieser Transistor sperrt den Speisestrom, wenn die höchst zulässige Verlustleistung der zu schützenden Transistoren in der Gegentaktendstufe beispielsweise im Falle eines Ausgangskurzschlusses überschritten wird. Hierzu wird der Basiselektrode des in der Speiseleitung liegenden Leistungstransistors eine Sperrspannung zugeführt, der über Gleichrichter aus besonderen Wicklungen des Ausgangstransformators entnommene Spannungen entgegenwirken, die im Falle des Ausgangskurzschlusses zusammenbrechen. Die bekannte Schaltungsanordnung hat den Nachteil, daß infolge der in der Speiseleitung liegenden Verlustwiderstände der Wirkungsgrad. des Verstärkers beeinträchtigt wird. Ferner sind ein kostspieliger zusätzlicher Leistungstransistor sowie besondere Wicklungen auf dem Ausgangstransformator erforderlich.A protective circuit that works according to such a method, has already become known. In this known circuit is in the feed line a special power transistor for the emitter electrodes of the push-pull output stage to be protected, the emitter of which is also connected upstream of a resistor. This transistor blocks the supply current when the maximum permissible power loss of the to be protected Transistors in the push-pull output stage, for example in the event of an output short circuit is exceeded. For this purpose, the base electrode is located in the feed line Power transistor fed a reverse voltage, the rectifier from special Windings of the output transformer counteract the voltages taken collapse in case of output short circuit. The known circuit arrangement has the disadvantage that because of the loss of resistance in the feed line the efficiency. of the amplifier is affected. They are also expensive additional power transistor and special windings on the output transformer necessary.

Ferner sind zum Schutz gegen Überlastung elektronische Sicherungen z. B. in transistorgeregelten Netzgeräten bekannt, die einen bistabilen Multivibrator enthalten, der bei Ansprechen einen Steuertransistor sperrt und damit das Netzgerät schützt. Diese bekannten Anordnungen haben den Nachteil, daß eine Wiedereinschaltung von Hand erfolgen muß.There are also electronic fuses to protect against overload z. B. known in transistor-regulated power supplies that have a bistable multivibrator included, which blocks a control transistor when responding and thus the power supply unit protects. These known arrangements have the disadvantage that reclosing must be done by hand.

Es sind ferner bereits überlastungsschutzschaltungen für Röhren oder Transistoren bekannt, die auf dem Prinzip der Signalbegrenzung beruhen. Diese Schaltungen haben jedoch den Nachteil, daß die höchste noch zulässige Leistung des Verstärkers nicht mehr ausnutzbar ist. Es ist eine Besonderheit des Gegentakt-B-Betriebes von Verstärkerendstufen - gleichgültig ob mit Röhren oder Transistoren -, daß die Verlustleistung des Verstärkerelementes, ebenso wie der Batteriestrom, mit der Aussteuerung ansteigt und ebenso mit der Belastung durch den Abschlußwiderstand. Durch dieses Verhalten ist eine Beschädigung der Verstärkerelemente möglich. Es ist bekannt, daß ein im Gegentakt-B-Betrieb arbeitender Röhrenverstärker durch andauernden Ausgangskurzschluß zerstört wird. Wird andererseits der Ausgang des Verstärkers mit einem komplexen Widerstand belastet, so ist die Verlustleistung im Verstärkerelement, z. B. der Röhre, durch den Scheinwiderstand gegeben. Der Verlauf der Verlustleistung in Abhängigkeit von der Zeit ändert sich jedoch so, daß je nach Richtung des imaginären Vektors der Last die Verlustleistung im ansteigenden oder fallenden Teil der Sinuskurve größer ist, während bei reeller Last in beiden Fällen die gleichen Verlustleistungen durchlaufen werden.There are also overload protection circuits for tubes or Transistors known that are based on the principle of signal limitation. These circuits however, have the disadvantage that the highest permissible power of the amplifier is no longer exploitable. It is a special feature of the push-pull B operation of Amplifier output stages - regardless of whether with tubes or transistors - that the power loss of the amplifier element, as well as the battery current, increases with the modulation and also with the load from the terminating resistor. Through this behavior the amplifier elements can be damaged. It is known that an im Push-pull B-mode operating tube amplifier due to permanent output short circuit gets destroyed. On the other hand, the output of the amplifier with a complex Resistance loaded, so the power loss in the amplifier element, z. B. the Tube, given by the impedance. The course of the power loss as a function however, from time changes so that depending on the direction of the imaginary vector the load is the power loss in the rising or falling part of the sine curve is greater, while with real load the same power losses in both cases be run through.

Bei Röhren ist nun die Wärmekapazität der Anoden im allgemeinen so groß, daß diese zeitlichen Änderungen durch Integration ausgeglichen werden und nur der bei gegebenem Scheinwiderstand sich nicht ändernde Mittelwert der Verlustleistung zum Tragen kommt. Bei Transistoren findet infolge der kleinen Wärmekapazität des, Systems keine derartige Integration statt, sobald es sich um tiefere Frequenzen des NF-Gebietes handelt. Das Transistorsystem folgt im wesentlichen in seiner Erwärmung den Augenblickswerten der Verlustleistung. Da die zulässigen Betriebstemperaturen der Transistorsysteme außerdem bekanntlich nur recht niedrig liegen dürfen - für übliche Leistungstransistoren aus Germanium sind 90° C Xristalltemperatur zugelassen - ist im Verstärkerbetrieb eine Gefährdung durch solche Verlustleistungsspitzen gegeben. Wird der Transistor durch Impulsspitzen häufig an die Grenze der zulässigen Kristalltemperatur gebracht, so wird er außerdem im Laufe der Zeit durchlegieren, so daß eine Vermeidung derartiger Leistungsspitzen auch die Lebensdauer erhöht. Ein Schutz von Leistungsstufen durch die bekannte Signalbegrenzung am Eingang ist nicht wirksam, da die gefährlichen Betriebszustände meist durch die Verhältnisse am Ausgang bestimmt sind und eine Erfassung der Signalamplitude ebenso wie der Stromamplitude in den Leistungsverstärkerelementen kein auswertbares Kriterium darstellt.In the case of tubes, the heat capacity of the anodes is generally like this great that these temporal changes are compensated by integration and only the mean value of the power loss, which does not change for a given impedance comes into play. In transistors, due to the small heat capacity of the, Systems do not have such integration when it comes to lower frequencies of the NF area. The transistor system essentially follows in its heating the instantaneous values of the power loss. Because the permissible operating temperatures of the transistor systems are also known to be only allowed to be quite low - for Usual power transistors made of germanium are allowed to have a crystal temperature of 90 ° C - there is a risk in amplifier operation from such power loss peaks given. If the transistor is often pushed to the limit of the allowable by pulse peaks Brought crystal temperature, it will also alloy over time, so that avoiding such power peaks also increases the service life. A Protection of power levels through the known signal limitation at the input is not effective, as the dangerous operating states are mostly caused by the conditions at the output are determined and a detection of the signal amplitude as well as the current amplitude does not represent an evaluable criterion in the power amplifier elements.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schutzschaltung zu schaffen, die ohne wesentliche Zeitverzögerung auch schon bei kurzzeitiger überlastung anspricht.The invention is based on the object of providing a protective circuit create that without any significant time delay, even in the event of brief overload appeals to.

Gemäß der Erfindung wird zur Lösung dieser Aufgabe ein Verfahren vorgeschlagen, das sich dadurch auszeichnet, daß eine bei Überlastungsgefahr das Eingangssignal für den bzw. die zu schützenden Transistoren kurzschließende oder begrenzende Schaltungsanordnung vorgesehen ist. Je nach dem Einsatzfall kann eine solche Einrichtung so arbeiten, daß der Verstärker über Hilfsrelais abgeschaltet wird, oder aber daß das Eingangssignal für eine gewisse Zeit so reduziert wird, daß die verbleibende Verlustleistung unkritisch ist. Grundsätzlich kann das Eingangssignal auch elektronisch voll ausgetastet werden. Es wird jedoch in manchen Fällen wünschenswert sein, noch einen kleinen hörbaren Signalrest zu behalten, wodurch erkennbar ist, daß der Verstärker nicht defekt sondern nur im Augenblick falsch betrieben ist.According to the invention, a method is proposed to solve this problem, which is characterized by the fact that if there is a risk of overloading the input signal for the transistor or transistors to be protected, short-circuiting or limiting circuitry is provided. Depending on the application, such a device can work that the amplifier is switched off via auxiliary relays, or that the input signal is reduced for a certain time so that the remaining power loss is not critical is. In principle, the input signal can also be fully blanked electronically. However, in some cases it will be desirable to have a little audible To retain signal remainder, whereby it can be seen that the amplifier is not defective but is wrongly operated only at the moment.

Eine Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß eine Vergleichsschaltung vorgesehen ist, welche bei Annäherung des Augenblickswertes der Verlustleistung an einen Grenzwert Impulse liefert, welche einer monostabilen Kippschaltung zugeführt werden, deren Ausgangsimpulse einen Schaltertransistor öffnen, dessen Kollektor-Emitter-Strecke in einem Spannungsteiler liegt, der das Verstärkereingangssignal derart schwächt, daß die aus dem verbleibenden Ausgangssignal resultierende Verlustleistung die zu schützenden Transistoren nicht mehr gefährdet.One embodiment of the invention is characterized in that a comparison circuit is provided which, when the instantaneous value approaches the power loss to a limit value delivers pulses, which a monostable Flip-flops are supplied, the output pulses of which open a switch transistor, whose collector-emitter path is in a voltage divider, which the amplifier input signal weakens in such a way that the power loss resulting from the remaining output signal the transistors to be protected are no longer endangered.

Gemäß weiterer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, daß als Grenzwert eine Verlustleistungshyperbel entsprechend einem bestimmten Strom-Spannungs-Verlauf über der Zeit vorgegeben ist, so daß ein Vergleich zwischen der tatsächlichen Kollektor-Emitter-Spannung und der bei dem entsprechenden Strom nach Maßgabe der Hyperbel zulässigen Kollektor-Emitter-Spannung als Kriterium dafür dient, ob die mit der Hyperbel abgebildete Verlustleistung überschritten wird. Die Darstellung der hyperbolischen Kennlinie kann durch ein Netzwerk mit vorgespannten Dioden erfolgen. Zur Vereinfachung der praktischen Ausführung wird es jedoch in vielen Fällen genügen, mit einer linearen Kennlinie zu arbeiten, die prinzipiell eine Abbildung der zulässigen Arbeitskennlinie des Leistungstransistors darstellt, jedoch ihr gegenüber um einen Sicherheitsabstand verschoben ist.According to a further embodiment of the invention it is provided that as Limit value is a power loss hyperbola corresponding to a certain current-voltage curve is predetermined over time so that a comparison between the actual collector-emitter voltage and the collector-emitter voltage permissible for the corresponding current in accordance with the hyperbola serves as a criterion for whether the power loss depicted with the hyperbola is exceeded will. The representation of the hyperbolic characteristic curve can be through a network with prestressed Diodes. To simplify the practical implementation, however, it is described in In many cases it is sufficient to work with a linear characteristic, in principle represents an illustration of the permissible operating characteristic of the power transistor, however, it is shifted by a safety margin with respect to it.

Die Erfassung der Kollektor-Emitter-Spannung U". des zu schützenden Transistors erfolgt zweckmäßig durch einen Meßübertrager. Durch die Lage der Arbeitsgeraden der Hilfsstufe zur Strommessung wird eine Hyperbel oder Gerade im U"/1,.-Kennlinienfeld vorgegeben, welche die Ansprechgrenze darstellt, so daß auf diese Art die Produktbildung eigentlich durch die Division eines zulässigen Produktes ersetzt wird. Da die Ansprechgrenze jenseits der zulässigen Arbeitsgeraden für die Leistungstransistoren liegt. wäre eine höhere Batteriespannung für die Meßschaltung erforderlich als sie der Verstärker aufweist. Gemäß einer weiteren Ausgestaltung des Erfindungsgedankens wird daher eine Transformation der zu messenden Strom- und Spannungswerte in der Art vorgenommen, daß beispielsweise nur jeweils die halben Werte eingesetzt werden. Das geschieht in der Hilfsstufe zur Strommessung durch Wahl des Arbeitspunktes und der Verstärkung und bei der Spannungsmessung durch Wahl eines entsprechenden übersetzungsverhältnisses am Hilfsübertrager.The detection of the collector-emitter voltage U "of the to be protected The transistor is expediently carried out by a measuring transformer. By the position of the working line The auxiliary stage for current measurement is a hyperbola or straight line in the U "/ 1, - characteristic curve field specified, which represents the response limit, so that in this way the product formation is actually replaced by dividing a permitted product. Because the response limit is beyond the permissible working line for the power transistors. were a higher battery voltage is required for the measuring circuit than the amplifier having. According to a further embodiment of the inventive concept, therefore a transformation of the current and voltage values to be measured is carried out in such a way that that, for example, only half the values are used in each case. This happens in the auxiliary stage for current measurement by selecting the operating point and the gain and when measuring the voltage by selecting an appropriate transmission ratio at the auxiliary transformer.

Die aus Strom- und Spannungsmessung erhaltenen Werte werden in einem Widerstandsnetzwerk summiert. Im normalen Verstärkerbetrieb ergibt sich dabei eine annähernd konstante Spannung. Bei Unteranpassung oder komplexer Last am Ausgang bzw. in allen Fällen, wenn die Arbeitskennlinie die Ansprechgrenze überschreitet, ändert sich diese Spannung, so daß das Überschreiten eines bestimmten Spannungswertes als Kenngröße für das Überschreiten der Ansprechgrenze gewertet werden kann.The values obtained from current and voltage measurements are combined in one Resistor network summed. In normal amplifier operation this results in a approximately constant voltage. In the event of under-adjustment or complex load at the output or in all cases when the operating characteristic exceeds the response limit, this voltage changes, so that the exceeding of a certain voltage value can be evaluated as a parameter for exceeding the response limit.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung folgt dem Summennetzwerk ein monostabiler Multivibrator, der den Verstärker nur für eine begrenzte Zeit z. B. von etwa 400 ms austastet. Danach kippt der Multivibrator zurück, um bei Andauern des verbotenen Betriebszustandes erneut auszutasten. Die Betriebssicherheit des Verstärkers wird damit im Verhältnis der Ein- zur Aus-Zeit des Multivibrators erhöht.In a preferred embodiment of the invention, the summation network follows a monostable multivibrator that only uses the amplifier for a limited time, e.g. B. blanked by about 400 ms. Then the multivibrator tilts back to if it continues of the forbidden operating state to be blanked again. The operational safety of the The amplifier is thus increased in the ratio of the on to the off time of the multivibrator.

Zweckmäßigerweise wird die Austastung des Verstärkers durch eine Reduktion des Signalpegels am Eingang in der Weise bewirkt. daß der Multivibrator einen Schalttransistor steuert, der über vier Festwiderstände als Brückenschaltung gegen den Multivibrator entkoppelt parallel der Eingangssignalquelle liegt. In Verbindung mit zwei Längswiderständen im Eingangskreis ergibt sich dann eine Spannungsteilung, die den Signalpegel auf beispielsweise 20% verringert. Der Schalttransistor selbst hat bei Ansteuerung an der Basis einen so niedrigen dynamischen Widerstand. daß praktisch nur das Spannungsteilerverhältnis der Festwiderstände wirksam wird. In ähnlicher Weise kann die Spannungsteilerstufe auch als stetig regelnde Dynamikbegrenzung arbeiten. Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, daß eine weitere Stufe an den Multivibrator angeschlossen wird, die bei Andauern eines verbotenen Betriebszustandes die Multivibratorimpulse integriert und durch ein Relais im Kollektorkreis dieser Hilfsstufe den Verstärker nach beispielsweise 10 Sekunden endgültig abschaltet.The amplifier is expediently blanked by a reduction of the signal level at the input in this way. that the multivibrator has a switching transistor controls, which is connected to the multivibrator via four fixed resistors as a bridge circuit decoupled in parallel with the input signal source. In connection with two series resistors In the input circuit there is then a voltage division that increases the signal level for example reduced by 20%. The switching transistor itself is on when activated the base has such a low dynamic resistance. that practically only the voltage divider ratio the fixed resistors take effect. Similarly, the voltage divider stage also work as a continuously regulating dynamic limiter. In another embodiment the invention provides that a further stage is connected to the multivibrator the multivibrator pulses if a prohibited operating state persists integrated and through a relay in the collector circuit of this auxiliary stage the amplifier finally switches off after 10 seconds, for example.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind nachstehend an Hand der Zeichnungen erläutert: Fig. 1 stellt ein Transistorkennlinienfeld l,.= f(U") dar, in dem der normale Arbeitswiderstand als Gerade 1 dargestellt ist. Mit 2 ist eine Arbeitsgerade bezeichnet, die einer starken Unteranpassung entspricht, mit 3 ist eine Arbeitskennlinie bei rein imaginärer Last bezeichnet. Mit 4 ist eine Gerade bezeichnet, die als Ansprechgrenze für die Schutzschaltung durch die Arbeitskennlinie in keinem Augenblick überschritten werden sollte.Embodiments of the invention are given below with reference to the drawings explained: Fig. 1 shows a transistor characteristic field l,. = f (U "), in which the normal working resistance is shown as a straight line 1. With 2 is a work line denotes, which corresponds to a strong underfitting, with 3 is a working characteristic with a purely imaginary load. 4 with a straight line is referred to as the response limit for the protective circuit is not exceeded at any moment by the operating characteristic should be.

F i g. 2 stellt die Schaltung der Leistungsendstufe dar, bei der an einem der zwei oder vier in Gegentakt betriebenen Leistungstransistoren eine Schutz- Schaltung zur Erfassung der Augenblickswerte der Arbeitskennlinie angebracht ist. Mit 5 ist der zu prüfende Leistungstransistor bezeichnet, in dessen Emitterzweig unterhalb der Gegenkopplungswicklung 5 a ein Strommeßwiderstand 6 eingezeichnet ist. Die Widerstände 7, 8 und 9 bilden den Basisstromkreis des Hilfstransistors 10 zur Strommessung. Im Kollektorkreis des Hilfstransistors 10 liegt dessen Arbeitswiderstand 11, über dem die dem Kollektorstrom des Leistungstransistors entsprechende Meßspannung Ui zur Verfügung steht.F i g. 2 shows the circuit of the power output stage in which on one of the two or four power transistors operated in push-pull a protective circuit is appropriate for recording the instantaneous values of the working characteristic. With 5 is denotes the power transistor to be tested, in its emitter branch below the negative feedback winding 5 a, a current measuring resistor 6 is shown. The resistances 7, 8 and 9 form the base circuit of the auxiliary transistor 10 for current measurement. In the collector circuit of the auxiliary transistor 10, the working resistance 11 is above the measuring voltage Ui corresponding to the collector current of the power transistor is available.

Parallel der Kollektor-Emitter-Strecke des Leistungstransistors 5 liegt über einen Kondensator 12 der Meßübertrager 13, welcher die Spannung U" erfaßt. Die Sekundärwicklung des Meßübertragers 13 liegt an 0 V und arbeitet auf einen Widerstand 14. Ein Vorwiderstand 15 dient nur zur Strombegrenzung der Diode 16, welche die unerwünschten positiven Halbwellen ableitet, da sonst ein Ansprechen der Schutzschaltung in der Sperrhalbwelle des Leistungstransistors stattfinden würde. Am Kollektor des Hilfstransistors 10 liegt weiterhin ein Widerstand 17, der mit dem vorgenannten Widerstand 14 am Meßübertrager 13 das Summennetzwerk bildet, wobei der eigentliche Summierwiderstand mit 18 bezeichnet ist.In parallel with the collector-emitter path of the power transistor 5 the measuring transducer 13, which detects the voltage U ", is connected via a capacitor 12. The secondary winding of the measuring transformer 13 is at 0 V and works on a resistor 14. A series resistor 15 is only used to limit the current of the diode 16, which the dissipates undesired positive half-waves, otherwise the protective circuit will respond would take place in the blocking half-cycle of the power transistor. At the collector of the Auxiliary transistor 10 is also a resistor 17, which with the aforementioned Resistor 14 on the measuring transformer 13 forms the sum network, the actual Summing resistor is denoted by 18.

F i g. 3 zeigt das Kennlinienfeld des Hilfstransistors 10 mit der Arbeitsgeraden A, die durch den Widerstand 11 bestimmt ist. Durch die Einstelllung des Widerstandes 9 an der Basis wird der Arbeitspunkt so eingestellt, daß ohne Kollektorstrom im Leistungstransistor 5 (F i g. 2) die Spannung am Kollektor des Hilfstransistors 15 V beträgt. Das entspricht einer Transformation von 1:2 gegenüber der Ansprechgrenze 4 aus F i g. 1.F i g. 3 shows the family of characteristics of the auxiliary transistor 10 with the Work line A, which is determined by the resistance 11. By setting of the resistor 9 at the base, the operating point is set so that there is no collector current in the power transistor 5 (FIG. 2) the voltage at the collector of the auxiliary transistor 15 V. This corresponds to a transformation of 1: 2 compared to the response limit 4 from FIG. 1.

F i g. 4 zeigt den Potentialverlauf am Kollektor des Hilfstransistors für sinusförmige Vollast am Leistungstransistor, als Kurve a; Kurve b stellt den Potentialverlauf an der Sekundärwicklung des Meßübertragers 13 dar (F i g. 2). Die Spannung U" des Leistungstransistors wird durch ihn 1: 2 untersetzt. Kurve c zeigt die Summenspannung am Summenwiderstand 18. Kurve d zeigt den Potentialverlauf am Summenwiderstand 18 für den Fall einer Unteranpassung durch halben Lastwiderstand. Kurve e zeigt den Potentialverlauf für den Fall einer Phasenverschiebung durch komplexe Last.F i g. 4 shows the potential profile at the collector of the auxiliary transistor for sinusoidal full load on the power transistor, as curve a; Curve b represents the potential profile on the secondary winding of the measuring transformer 13 (FIG. 2). The voltage U "of the power transistor is scaled down by 1: 2. Curve c shows the total voltage at the total resistor 18. Curve d shows the potential profile at the total resistor 18 for the case of under-matching due to half the load resistance. Curve e shows the potential profile for the case of a phase shift through complex load.

Eine zum Schutze der Endstufe eines 50- oder 100-W-Verstärkers geeignete vollständige Schutzschaltung zeigt F i g. 5. Der Hilfstransistor H erhält an seiner Basis einen dem Kollektorstrom des zu schützenden Transistors proportionalen Strom zugeführt. Die Klemmen K1 und K2 sind zu diesem Zweck mit einem in der Emitterzuführung des zu schützenden Transistors liegenden Widerstand verbünden. Die Kollektor-Emitter-Strecke des zu schützenden Transistors liegt an den Klemmen K3, K4. Zur Sperrung des Gleichstromes dient ein Kondensator C1. Die über den Meßübertrager ti abgenommene Wechselspannung wird durch den Richtleiter S gleichgerichtet. Die Summenspannung U" die sich aus einer dem Kollektorstrom des zu schützenden Transistors und einer der Emitter-Kollektor-Spannung proportionalen Spannungskomponente zusammensetzt, entsteht am Widerstand R", der dem Widerstand 18 in F i g. 2 entspricht. Die Vergleichsspannung US wird in dem Transistor 19 verstärkt. Der Transistor 19 ist normalerweise voll durchgesteuert. Zur Arbeitspunkt- und Empfindlichkeitseinstellung ist im Emitterzweig des Transistors 19 ein Stehwiderstand R, vorgesehen. Die Ausgangsimpulse der Verstärkerstufe 19 steuern den monostabilen Multivibrator 20, sobald die höchst zulässige Verlustleistung erreicht ist. Am Ausgang des Multivibrators 20 ist ein Integrationsglied 21 vorgesehen, über das das Signal dem Schaltertransistor 22 zugeführt wird. Das Integrationsglied 21 hat die Aufgabe, das Tastverhältnis des Multivibrators 20 zu vergrößern und eine Signalrückkopplung zu vermeiden.A complete protective circuit suitable for protecting the output stage of a 50 or 100 W amplifier is shown in FIG. 5. The auxiliary transistor H receives at its base a current proportional to the collector current of the transistor to be protected. For this purpose, terminals K1 and K2 are connected to a resistor in the emitter feed of the transistor to be protected. The collector-emitter path of the transistor to be protected is connected to terminals K3, K4. A capacitor C1 is used to block the direct current. The alternating voltage picked up via the measuring transducer ti is rectified by the directional conductor S. The sum voltage U ″, which is composed of a voltage component proportional to the collector current of the transistor to be protected and a voltage component proportional to the emitter-collector voltage, arises at the resistor R ″, which corresponds to the resistor 18 in FIG. 2 corresponds. The comparison voltage US is amplified in the transistor 19. The transistor 19 is normally fully turned on. A withstand resistor R 1 is provided in the emitter branch of transistor 19 for setting the operating point and sensitivity. The output pulses of the amplifier stage 19 control the monostable multivibrator 20 as soon as the maximum permissible power loss is reached. An integration element 21 is provided at the output of the multivibrator 20 , via which the signal is fed to the switch transistor 22. The integration element 21 has the task of increasing the pulse duty factor of the multivibrator 20 and of avoiding signal feedback.

Der auf den Multivibrator 20 folgende Schaltertransistor 22 liegt in einer Brückenschaltung, welche durch die Widerstände Ru gebildet wird. Diese Symmetriebrückenschaltung bewirkt eine vollständige Entkopplung zwischen dem Multivibrator und den Eingangsklemmen K5, K6, an denen der Verstärker V angeschlossen ist. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Schaltertransistors 22 wird beim Eintreffen eines Ausgangsimpulses des Multivibrators 20 niederohmig. Die Widerstände RT dienen als Teilerwiderstände für die Schwächung des Verstärkereingangssignals. Das Teilerverhältnis wird so gewählt, daß die Höhe des am Eingang des Verstärkers V liegenden Signals unabhängig von der Ausgangsbelastung keine unzulässige Belastung in den Endstufentransistoren verursachen kann. Nach dem Ende der z. B. 400 ms andauernden Schaltzeit des monostabilen Multivibrators 20 wird die Spannungsteilung aufgehoben, das erneute Ansprechen der Schutzschaltung erfordert jedoch nur einige Millisekunden Zeit, während der die Endstufentransistoren noch nicht gefährdet werden.The switch transistor 22 following the multivibrator 20 is located in a bridge circuit formed by the resistors Ru. These Symmetry bridge circuit causes complete decoupling between the multivibrator and the input terminals K5, K6 to which the amplifier V is connected. the The collector-emitter path of the switch transistor 22 is when a Output pulse of the multivibrator 20 low resistance. The resistors RT serve as Divider resistors for attenuating the amplifier input signal. The divider ratio is chosen so that the level of the signal present at the input of the amplifier V. Regardless of the output load, no impermissible load in the output stage transistors can cause. After the end of z. B. 400 ms continuous switching time of the monostable Multivibrators 20, the voltage division is canceled, the renewed response of the However, protection circuit only requires a few milliseconds of time during which the Output stage transistors are not yet endangered.

Eine andere Möglichkeit, das Eingangssignal des Verstärkers durch einen Schalttransistor 22 in Brückenschaltung zu verringern, zeigt F i g. 6.Another way to pass the input signal to the amplifier F i g shows a switching transistor 22 in a bridge circuit. 6th

Claims

Claims: 1. Method for overload protection of power transistors in amplifiers, especially in communications technology, in which, as soon as the current Current flow coincides with such a high voltage drop in the transistor to be protected, that its maximum permissible power loss can be exceeded automatically a reduction in the power loss is effected, characterized in that one if there is a risk of overload the input signal for the transistor (s) to be protected short-circuiting or limiting circuit arrangement is provided.

2. Procedure according to claim 1, characterized in that a comparison circuit is provided is which when the instantaneous value of the power loss approaches a limit value Provides pulses which are fed to a monostable multivibrator, whose Output pulses open a switch transistor, its collector-emitter path is in a voltage divider, which weakens the amplifier input signal in such a way that that the power loss resulting from the remaining output signal the to protective transistors are no longer endangered.

3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that a multivibrator is provided which the signal blank for a certain time, so that a power loss peak a recovery period always follows.

4. The method according to claim 1 to 3, characterized in that that the duty cycle of the trigger circuit z. B. the multivibrator so sized is that the integration of the power loss peaks during the test times the does not exceed the permissible thermal load values for the transistor.

5. Method according to one of Claims 1 to 4, characterized in that the limit value a power dissipation hyperbola corresponding to a certain current-voltage curve is predetermined over time so that a comparison between the actual collector-emitter voltage and the collector-emitter voltage permissible for the corresponding current in accordance with the hyperbola serves as a criterion for whether the power loss depicted with the hyperbola is exceeded will.

6. The method according to any one of claims 1 to 5, characterized in that an auxiliary stage is assigned to one or more transistors to be protected, which has an at least approximately hyperbolic operating characteristic.

7. Procedure according to one of claims 1 to 6, characterized in that an auxiliary stage is provided which contains a transistor with a non-linear working resistance. B.

procedure according to one of claims 1 to 7, characterized in that the non-linear working resistance the auxiliary level through a network with differently prestressed directional ladders is formed.

9. The method according to any one of claims 1 to 8, characterized in that that the transistor of the auxiliary stage is the collector current of the transistor to be protected proportional current is supplied to the base that the output voltage of the auxiliary transistor is compared with the collector-emitter voltage of the transistor to be protected.

10. The method according to any one of claims 1 to 9, characterized in that the Signal of the flip-flop controls a switch transistor, which acts as a variable resistor attenuates the input signal of the amplifier in such a way that its collector-emitter path together with fixed resistors forms a voltage divider.

11. Procedure after a of Claims 1 to 10, characterized in that the switch transistor is in a bridge circuit is arranged and switched so that no reaction of the pulses of the multivibrator takes place on the amplifier input.

12. The method according to any one of claims 1 to 11, characterized in that the middle piece of the power dissipation hyperbola is approximated by a straight line, so that the auxiliary transistor with a linear working resistance can be operated.

13. The method according to any one of claims 1 to 12, characterized characterized in that the response limit of the safety circuit is represented by the linear working resistance of the auxiliary transistor than that by a safety distance shifted work line with real load of the power transistors to work is achieved with only one battery voltage by a transformation in which the current and voltage values of the power transistors to be measured are halved or reduced by a certain constant factor that is the same for current and voltage will.

14. The method according to any one of claims 1 to 13, characterized in, that a half-wave fed to the auxiliary transistors through a diode or the like. So is suppressed that the circuit despite exceeding the response limit z. B. does not respond in the blocking half-wave with B amplifiers.

15. Procedure after a of claims 1 to 14, characterized in that instead of a flip-flop with pulsed signal blanking, a dynamic limiter circuit controlled by the protective circuit is provided at the amplifier input, which reduces the input signal so that the Working characteristics of the signal content at the output below a certain power loss limit being held.

16. The method according to any one of claims 1 to 15, characterized in that that to protect power transistors in voltage stabilizers by the auxiliary stage a switching transistor is controlled, which blocks the power transistor causes e.g. B. by short-circuiting the constant voltage source when there is a risk of overload will. Documents considered: German Auslegeschrift No. 1050 877; "NTZ", 1961, issue 12, pp. 605 to 608.