DE1125973B

DE1125973B - Circuit arrangement for an electromechanical relay converter in high frequency circuit, e.g. Condenser microphone

Info

Publication number: DE1125973B
Application number: DES61921A
Authority: DE
Inventors: Dr Hans Joachim Griese
Original assignee: Sennheiser Electronic GmbH and Co KG
Current assignee: Sennheiser Electronic GmbH and Co KG
Priority date: 1959-02-25
Filing date: 1959-02-25
Publication date: 1962-03-22

Description

Schaltungsanordnung für einen elektromechanischen Relaiswandler in Hochfrequenzschaltung, z. B. Kondensatormikrofon Es sind elektromechanische, insbesondere elektroakustische Relaiswandler bekannt, bei denen die Steuergröße auf eine elektrische Trägerschwingung modulierend einwirkt, durch deren Demodulation das Ausgangssignal gewonnen wird. Die Beeinflussung der Trägerschwingung durch die Steuergröße mag dabei eine Modulation der Amplitude, der Frequenz oder der Phase sein. In vielen Fällen ist mit dem modulierenden Steuerglied nur ein kleiner Modulationsgrad erzielbar. Es tritt dann das Problem auf, einen genügend großen Rauschabstand zu erhalten. Dies ist insbesondere der Fall bei Kondensatormikrofonen in Hochfrequenzschaltung, die mit Transistoren bestückt sind und eine möglichst geringe Speiseleistung aufnehmen sollen. Im folgenden wird insbesondere auf diese Mikrofone Bezug genommen.Circuit arrangement for an electromechanical relay converter in High frequency circuit, e.g. B. Condenser microphone There are electromechanical, in particular electroacoustic relay converter known, in which the control variable on an electrical Carrier oscillation has a modulating effect, demodulating the output signal is won. The influence of the control variable on the carrier oscillation mag be a modulation of the amplitude, the frequency or the phase. In many In some cases, only a small degree of modulation can be achieved with the modulating control element. The problem then arises of obtaining a sufficiently large signal-to-noise ratio. This is especially the case with condenser microphones in high frequency circuit, which are equipped with transistors and take up the lowest possible power supply should. In the following, reference is made in particular to these microphones.

Untersuchungen über die Ursache des ungünstigen Rauschabstandes dieser Schaltungen zeigten, daß im wesentlichen zwei Rauschursachen zu unterscheiden sind: 1. das Oszillatorrauschen, herrührend von Frequenz- und Amplitudenschwankungen des Oszillators für die Trägerschwingung, 2. das Rauschen der Hochfrequenzgleichrichter für die Demodulation.Investigations into the cause of the unfavorable signal-to-noise ratio of these circuits showed that essentially two sources of noise can be distinguished: 1. the oscillator noise, resulting from frequency and amplitude fluctuations of the oscillator for the carrier oscillation, 2. the noise of the high-frequency rectifier for the demodulation.

Es sind Schaltungen bekannt, bei denen eine doppelte Demodulation an zwei Diskriminatorkreisen erfolgt, von denen einer das Kondensatormikrofon enthält, wobei durch Gegeneinanderschaltung der erhaltenen Niederfrequenzspannungen die aus dem Oszillator herrührenden Rauschanteile kompensiert werden (britische Patentschrift Nr. 328 967). Bei diesen Anordnungen tritt das Diodenrauschen der Gleichrichter jedoch in vollem Maße auf.Circuits are known in which a double demodulation takes place on two discriminator circuits, one of which contains the condenser microphone, the noise components originating from the oscillator being compensated for by mutually connecting the low-frequency voltages obtained (British patent specification No. 328 967). With these arrangements, however, the diode noise of the rectifiers occurs in full.

Es ist ferner bekannt, das Rauschen der Hochfrequenzgleichrichter dadurch herabzusetzen, daß durch hochfrequente Gegeneinanderschaltung der Spannungen der Diskriminatorkreise dem Gleichrichter eine starke modulierteHochfrequenzspannung zugefährt wird (Beranek, »Acoustie Measurements«, New York, 1949, S. 214/215). Bei diesen Anordnungen findet unter Umständen auch eine gewisse, jedoch unvollständige Kompensation des Oszillatorrauschens statt.It is also known to reduce the noise of the high-frequency rectifiers by supplying the rectifier with a strong modulated high-frequency voltage by connecting the voltages of the discriminator circuits against each other at high frequencies (Beranek, "Acoustie Measurements", New York, 1949, pp. 214/215). With these arrangements there may also be a certain, but incomplete, compensation of the oscillator noise.

Gegenstand der Erfindung sind nun Schaltungen, die es ermöglichen, das Oszillatorrauschen vollständig zu kompensieren und gleichzeitig auch das Gleichrichterrauschen herabzusetzen.The invention now relates to circuits that make it possible Completely compensate for the oscillator noise and at the same time also the rectifier noise to belittle.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für einen elektromechanischen, z. B. elektroakustischen Relaiswandler, wie Kondensatormikrofon, bei dem die mechanische Steuergröße vorzugsweise auf die Kapazitäten zweier Hochfrequenzschwingkreise einwirkt. Dabei wird diese Steuerung in der Weise vorgenommen, daß entweder nur einer der Kreise gesteuert wird und der andere unbeeinflußt bleibt oder daß beide Kreise im entgegengesetzten Sinne gesteuert werden. Die Scheinwiderstände dieser beiden Hochfrequenzschwingkreise sollen bei der Steuergröße Null nach Betrag und Phase genau oder angenähert gleich sein. Des weiteren wird die diesen beiden Hochfrequenzkreisen zugeführte Hochfrequenzenergie einem gemeinsamen Hochfrequenzgenerator entnommen. Seine Betriebsfrequenz ist mit der Resonanzfrequenz der beiden Kreise bei der Steuergröße Null nicht identisch. Die Erfindung besteht darin, daß aus den SignalenA bzw. B der beiden Hochfrequenzschwingkreise ein Summensignal C gebildet wird, dessen Amplitude etwas kleiner oder etwas größer als die Amplitude der Signale A bzw. B der beiden einzelnen Hochfrequenzschwingkreise ist, daß aus diesem Summensignal C und den Signalen A und B der beiden Hochfrequenzschwingkreise zwei Differenzsignale D und E gebildet werden, welche getrennt für sich zu niederfrequenten Signalen F bzw. G gleichgerichtet werden, und daß diese Niederfrequenzsignale F und G so miteinander vereinigt werden, daß im Ausgang ihr( Differenz wirksam wird.The invention relates to a circuit arrangement for an electromechanical, e.g. B. electroacoustic relay converter, such as a condenser microphone, in which the mechanical control variable preferably acts on the capacities of two high-frequency resonant circuits. This control is carried out in such a way that either only one of the circuits is controlled and the other remains unaffected, or that both circuits are controlled in the opposite direction. The apparent resistances of these two high-frequency resonant circuits should be exactly or approximately the same in terms of magnitude and phase with the control variable zero. Furthermore, the high-frequency energy supplied to these two high-frequency circuits is taken from a common high-frequency generator. Its operating frequency is not identical to the resonance frequency of the two circuits with the control variable zero. The invention consists in that a sum signal C is formed from the SignalenA or B of the two high-frequency oscillating circuits, the amplitude of which is somewhat smaller or larger than the amplitude of the signals A and B of the two individual high-frequency oscillating circuits, that for this sum signal C and the Signals A and B of the two high-frequency resonant circuits two difference signals D and E are formed, which are separately rectified to form low-frequency signals F and G , respectively, and that these low-frequency signals F and G are combined with one another in such a way that their (difference becomes effective in the output.

Eine Weiterbildung der Erfindung besteht darin daß dieHochfrequenzspannungen oder -strömeA de-,; einen Schwingkreises mit einem Teil der Hochfreqenzspannungen oder -ströme B des anderen Schwingkreises zu einem Differenzsignal D und die Hochfrequenzspannungen oder -ströme B des letzteren Schwingkreises mit einem Teil der Hochfrequenzspannungen oder -ströme A des ersteren Schwingkreises zu einem Differenzsignal E vereinigt werden und daß die DifferenzsignaleD und E getrennt gleichgerichtet und die so erhaltenen Niederfrequenzsignale F und G derart miteinander vereinigt werden, daß im Ausgang ihre Differenz wirksam wird.A further development of the invention consists in that the high-frequency voltages or currents A de- ,; an oscillating circuit with part of the high frequency voltages or currents B of the other oscillating circuit to form a difference signal D and the high frequency voltages or currents B of the latter oscillating circuit with part of the high frequency voltages or currents A of the former oscillating circuit to form a difference signal E and that the difference signals D. and E are rectified separately and the low-frequency signals F and G thus obtained are combined with one another in such a way that their difference becomes effective in the output.

Die Abb. 1 bis 3 sollen die Erfindung erläutern. In Abb. 1 bezeichnet 1 ein Verstärkerelement in einer Rückkopplungsschaltung. Im Ausgang von 1 liegen zwei in Serie geschaltete Resonanzkreise, die aus den Schaltelementen 3, 4 bzw. 5, 6 bestehen. Die Induktivitäten der Spulen 3 und 5 sind angenähert gleich. Das gleiche gilt für die Kapazitäten der Kondensatoren 4 und 6. Auf die Kapazität 6 soll beispielsweise die Steuergröße 7 einwirken, wie es durch den Pfeil symbolisiert wird. Durch sie wird die Kapazität des Kondensators 6 um den Betrag ± A C verändert. Bei der Steuergröße Null sollen die Scheinwiderstände der Kreise 3, 4 und 5, 6 nach Betrag und Phase ganz oder angenähert gleich sein. Durch die lose angekoppelte Rückkopplungsspule 8 wird das Verstärkerelement 1 über ein Phasendrehglied 30 so rückgekoppelt, daß es als Oszillator mit einer Frequenz schwingt, die bei der Steuergröße Null nicht mit der Resonanzfrequenz der Kreise 3, 4 bzw. 5, 6 identisch ist. Durch die Spulen 9 und 10 werden aus den Kreisen 3, 4 bzw. 5, 6 die bei der Steuergröße Null etwa gleich großen Hochfrequenzsignale A und B ausgekoppelt. Mit der Spule 11 wird aus den Kreisen 3, 4 und 5, 6 das Summensignal C dieser Kreise gebildet, dessen Betrag beispielsweise kleiner als der Betrag von A bzw. B ist. Dieses Summensignal C wird mit den Signalen A bzw. B so vereinigt# daß im Kreis 12, 9, 16, 13, 20, 14, 11, 12 die Differenz der Signale A und C beispielsweise als Signal D und im Kreis 12, 10, 17, 15, 21, 14, 11, 12 die Differenz der Signale B und C beispielsweise als Signal E wirksam wird. Diese Signale D und E werden mit den Gleichrichtern 16 und 17 gleichgerichtet, so daß an den Widerständen 18 bzw. 19 die Niederfrequenzsignale F bzw. G erhalten werden. Die Kondensatoren 20 und 21 dienen zur Hochfrequenzableitung. An den Ausgangsklemmen 22, 23 wird dann die Differenz der Signale F und G abgenommen.Figs. 1 to 3 are intended to explain the invention. In Fig. 1, 1 denotes an amplifier element in a feedback circuit. At the output of 1 there are two series-connected resonance circuits, which consist of the switching elements 3, 4 and 5, 6 , respectively. The inductances of the coils 3 and 5 are approximately the same. The same applies to the capacitances of the capacitors 4 and 6. The control variable 7 , for example, should act on the capacitance 6 , as is symbolized by the arrow. They change the capacitance of the capacitor 6 by the amount ± AC . With the control variable zero, the apparent resistances of circuits 3, 4 and 5, 6 should be completely or approximately the same in terms of magnitude and phase. Due to the loosely coupled feedback coil 8 , the amplifier element 1 is fed back via a phase shifter 30 in such a way that it oscillates as an oscillator at a frequency that is not identical to the resonance frequency of the circuits 3, 4 or 5, 6 when the control variable is zero. By means of the coils 9 and 10 , the high-frequency signals A and B, which are approximately the same size for the control variable zero, are decoupled from the circles 3, 4 and 5, 6, respectively. With the coil 11 , the sum signal C of these circles is formed from the circles 3, 4 and 5, 6 , the magnitude of which is, for example, smaller than the magnitude of A or B, respectively. This sum signal C is combined with the signals A and B in such a way that in circle 12, 9, 16, 13, 20, 14, 11, 12 the difference between signals A and C, for example as signal D and in circle 12, 10, 17, 15, 21, 14, 11, 12 the difference between signals B and C, for example as signal E , becomes effective. These signals D and E are rectified with the rectifiers 16 and 17 , so that the low-frequency signals F and G are obtained at the resistors 18 and 19, respectively. The capacitors 20 and 21 are used for high frequency dissipation. The difference between the signals F and G is then picked up at the output terminals 22, 23.

Die Abb. 2 soll die Wirkungsweise der Schaltung in Abb. 1 näher erläutern. Die Abb. 2 a zeigt den Zustand bei Steuergröße Null. Die als Vektoren dargestellten Signale A und B sind gleich groß. C ist das aus ihnen gebildete Summensignal, welches beispielsweise kleiner als A und B ist. Nun werden die Differenzen A - C = D und B - C = E entsprechend gebildet. Die Gleichrichter 16 und 17 (Abb. 1) erhalten somit gleiche Spannung. Die an ihnen wirksame Hochfrequenzspannung ist entsprechend den Differenzen A - C bzw. B - C stark verringert. Da die Ströme der von ihnen abgeleiteten Niederfrequenzsignale F und G an den Widerständen 18 und 19 (Abb. 1) im entgegengesetzten Sinne wirksam werden, steht an den Ausgangsklemmen 22, 23 (Abb. 1) entsprechend der Steuergröße Null die Niederfrequenzausgangsspannung Null. Dieser Zustand ändert sich auch dann nicht, wenn dem Hochfrequenzgenerator 1 (Abb. 1) eine Oszillatorrauschspannung überlagert ist. Das Oszillatorrauschen ist also völlig unterdrückt. Das Niederfrequenzrauschen der Dioden 16 und 17 ist stark vermindert, da die ihnen angebotene Hochfrequenzspannung sehr klein ist.Fig. 2 is intended to explain the mode of operation of the circuit in Fig. 1 in more detail. Fig. 2 a shows the state when the control variable is zero. The signals A and B shown as vectors are of the same size. C is the sum signal formed from them, which is smaller than A and B, for example. Now the differences A - C = D and B - C = E are formed accordingly. The rectifiers 16 and 17 (Fig. 1) thus receive the same voltage. The high-frequency voltage acting on them is greatly reduced in accordance with the differences A - C and B - C. Since the currents of the low-frequency signals F and G derived from them act in opposite directions at the resistors 18 and 19 (Fig. 1), the low-frequency output voltage is zero at the output terminals 22, 23 (Fig. 1) in accordance with the control variable zero. This state does not change even if an oscillator noise voltage is superimposed on the high-frequency generator 1 (Fig. 1). The oscillator noise is completely suppressed. The low frequency noise of the diodes 16 and 17 is greatly reduced because the high frequency voltage offered to them is very small.

Die Abb. 2b zeigt den Zustand beim Einwirken der Steuerg größe 7 auf das Signal B. Es soll beispielsweise um den Betrag AB vergrößert sein. Dabei wird auch das Summensignal C um einen kleinen Betrag A C vergrößert. Die Größe der Modulation von Signal B durch die Steuergröße ist durch den Quotienten BIA B definiert. Die Differenzsignale werden D'= A - (C + JC) und E = (B + A B) - (C + AC). Sie sind also nicht mehr gleich und werden als Niederfrequenzsignale F und G an den Widerständen 18 bzw. 19 wieder als Differenz wirksam. Das Bild zeig daß durch die Differenzbildung (B + AB) - (C + AC) eine starkeVergrößerung des Modulationsgrades und damit eine Verbesserung des Rauschabstandes eingetreten ist. Ähnliche überlegungen gelten auch für die Steuerung von Signal B im Sinne einer Verkleinerung B - A B. In der Darstellung der Abb. 2 ist zur Vereinfachung der Phasenzusammenhang zwischen den Signalen A und B vernachlässigt.Fig. 2b shows the state when the control variable 7 acts on the signal B. It should, for example, be increased by the amount AB. The sum signal C is also increased by a small amount AC . The size of the modulation of signal B by the control variable is defined by the quotient BIA B. The difference signals become D '= A - (C + JC) and E = (B + AB) - (C + AC). They are therefore no longer the same and are again effective as a difference as low-frequency signals F and G at the resistors 18 and 19, respectively. The picture shows that the formation of the difference (B + AB) - (C + AC) has resulted in a strong increase in the degree of modulation and thus an improvement in the signal-to-noise ratio. Similar considerations also apply to the control of signal B in the sense of a reduction in size B - A B. In the illustration in FIG. 2, the phase relationship between signals A and B has been neglected to simplify.

Die Abb. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach Anspruch 2. Der Hochfrequenzgenerator ist durch 1 schematisch angedeutet. Er speist die in Reihe geschalteten Hochfrequenzkreise 3, 4 und 5, 6. Für ihre Steuerung gilt das zu Abb. 1 Gesagte. Mit der Spule 24 wird beispielsweise aus dem Kreis 3, 4 ein Teil des in diesem Kreis wirksamen Signals A ausgekoppelt und zwischen ihm und dem am Kreis 5, 6 wirksamen Signal B im Kreis 12, 5, 6, 24, 16, 13, 20, 14, 12 das Differenzsignal E gebildet. In der gleichen Weise wirkt das mit Spule 25 aus dem Kreis 5, 6 ausgekoppelte Signal im Kreis 12, 3, 4, 25, 17, 15, 21, 14, 12 zur Bildung des Differenzsignals D aus Signa1A und einem Teil von Signal B. Die Differenzsignale D und E werden mittels der Gleichrichter 16 und 17 getrennt zu Niederfrequenzsignalen G und F gleichgerichtet, deren Differenz an den Klemmen 22, 23 als Niederfrequenzausgangssignal wirksam wird. Für die Wirkungsweise dieser Schaltung gilt sinngemäß das zu Abb. 2 Gesagte.Fig. 3 shows an embodiment according to claim 2. The high-frequency generator is indicated schematically by 1. It feeds the high-frequency circuits 3, 4 and 5, 6 connected in series. What has been said about Fig. 1 applies to their control. With the coil 24, for example , part of the signal A effective in this circuit is decoupled from the circuit 3, 4 and between it and the signal B effective on the circuit 5, 6 in the circuit 12, 5, 6, 24, 16, 13, 20 , 14, 12, the difference signal E is formed. The signal decoupled from circuit 5, 6 with coil 25 acts in the same way in circuit 12, 3, 4, 25, 17, 15, 21, 14, 12 to form the difference signal D from Signa1A and part of signal B. The difference signals D and E are rectified separately by means of the rectifiers 16 and 17 to form low-frequency signals G and F, the difference of which is effective at the terminals 22, 23 as a low-frequency output signal. For the mode of operation of this circuit, what has been said about Fig. 2 applies accordingly.

Claims

PATENT CLAIMS: 1. Circuit arrangement for an electromechanical, e.g. B. electroacoustic relay converter, such as a condenser microphone, in which the mechanical control variable preferably acts on the capacities of two high-frequency resonant circuits in such a way that either only one of the circuits is controlled and the other remains unaffected or both circuits are controlled in the opposite direction, the apparent resistances of the two high-frequency oscillating circuits are completely or approximately the same for the control variable zero in terms of magnitude and phase and the high-frequency energy supplied to the two circuits is taken from a common high-frequency generator, the operating frequency of which is outside the resonance frequency of the two circuits at the control variable zero, characterized in that the signals ( A or B) of the two high-frequency oscillating circuits a sum signal (C) is formed, the amplitude of which is slightly smaller or slightly greater than the amplitude of the signals (A or B) of the two individual high-frequency oscillating circuits, that from this sum signal (C) and the signals (A and B) of the two high-frequency oscillating circuits two differential signals (D and E) are formed, which are separately rectified to form low-frequency signals (F and G) , and that these low-frequency signals (F and G) are combined with one another, that their difference becomes effective in the output.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the high-frequency voltages or currents (A) of one resonant circuit with part of the high-frequency voltages or currents (B) of the other resonant circuit to a differential signal (D) and the high-frequency voltages or currents (B) of the latter oscillating circuit are combined with part of the high-frequency voltages or currents (A) of the former oscillating circuit to form a differential signal (E) and that the difference signals (D and E) are rectified separately and the low-frequency signals (F and G) thus obtained are combined with one another that their difference becomes effective in the output. References considered: British Patent No. 328,967; U.S. Patent No. 2,614,246; LL Beranck, "Acoustic Measurements", New York-London, 1949, pp. 214/215.