DE1088101B

DE1088101B - Signal transmission arrangement with a number of signal transmission channels connected in parallel

Info

Publication number: DE1088101B
Application number: DEW19097A
Authority: DE
Inventors: Brockway Mcmillan
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1956-05-23
Filing date: 1956-05-23
Publication date: 1960-09-01

Description

BIBLIOTHEKLIBRARY DES DEIiTSOHENOF THE DEITSOHEN PATBSTAMTESPATB OFFICE

Die Erfindung bezieht sich auf Signalübertragungssysteme und insbesondere auf eine Signalübertragungsanordnung mit einer Anzahl von zwischen einer gemeinsamen Quelle und einer gemeinsamen Last miteinander parallel geschalteten Signalübertragungskanälen, wobei 5 jeder Kanal einen in Übertragungsrichtung arbeitenden Verstärker- oder μ-Abschnitt und einen Gegenkopplungsoder jS-Abschnitt aufweist. The invention relates to signal transmission systems and, more particularly, to a signal transmission arrangement with a number of between a common source and a common load with each other signal transmission channels connected in parallel, with 5 each channel operating in the direction of transmission Amplifier or μ section and a negative feedback or jS section.

In einem Signalübertragungssystem, bei dem ein Verstärker verwendet wird, lassen sich bekanntlich verschiedene nützliche Wirkungen dadurch erzielen, daß das verstärkte Signal auf irgendeine Art zum Eingang des Verstärkers zurückgeführt wird. Eine negative Rückkopplung oder Gegenkopplung bei einem derartigen Verstärker kann z. B. angewandt werden, um die Verzerrung der zu verstärkenden Signale zu verringern, um das im Verstärker selbst entstehende Rauschen herabzusetzen und um die Verstärkung des Verstärkers bei Änderungen in den Verstärkerelementen oder bei Änderungen der angelegten Spannungen zu stabilisieren. Diese und andere Wirkungen lassen sich proportional dem Betrag der verwendeten Gegenkopplung ß, allerdings natürlich auf Kosten von zusätzlichen komplizierten Schaltungen verwirklichen. Prinzipiell läßt sich eineIn a signal transmission system using an amplifier, it is known that various useful effects can be obtained by feeding the amplified signal back to the input of the amplifier in some way. A negative feedback or negative feedback in such an amplifier can, for. B. can be used to reduce the distortion of the signals to be amplified, to reduce the noise generated in the amplifier itself and to stabilize the gain of the amplifier with changes in the amplifier elements or with changes in the applied voltages. These and other effects can be achieved proportionally to the amount of negative feedback β used, but of course at the expense of additional complicated circuits. In principle, a

Signalüb ertr agungs anordnungSignal transmission arrangement

mit einer Anzahl von parallelwith a number of parallel

ges chatteten Signalüb ertragimgskanälenshaded signal transmission channels

Anmelder:Applicant:

Western Electric Company, Incorporated, New York, N. Y. (V. St. A.)Western Electric Company, Incorporated, New York, N.Y. (V. St. A.)

Vertreter:Representative:

Dr.-Ing. K. Boehmert und Dipl.-Ing. A. Boehmert,
Patentanwälte, Bremen 1, Feldstr. 24Dr.-Ing. K. Boehmert and Dipl.-Ing. A. Boehmert,
Patent Attorneys, Bremen 1, Feldstr. 24

Brockway McMillan, Summit, N. J. (V. St. Α.),
ist als Erfinder genannt wordenBrockway McMillan, Summit, NJ (V. St. Α.),
has been named as the inventor

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß die Gegenkopplung eines jeden Kanals eine von anderen unendlich große Gegenkopplung erreichen, wenn die 25 Kanälen unabhängige Schleife bildet, in der μ ■ β s> 1 ist, Verstärkung μ des Verstärkerelementes ebenfalls un- und daß, wenn die Kanäle in einer bestimmten Reihenendlich gemacht wird. Jede derartige Erhöhung von μ
vergrößert aber den Frequenzbereich, in dem die PhasenAccording to the invention, this is achieved in that the negative feedback of each channel achieves an infinitely large negative feedback when the 25 channels form an independent loop in which μ ■ β s> 1, amplification μ of the amplifier element is also un- and that, if the Channels in a certain row is made finite. Any such increase in μ
but increases the frequency range in which the phases

lage von β genau kontrolliert werden muß, wenn derposition of β must be precisely controlled if the

folge betrachtet werden, weitere Gegenkopplungswege jeden Kanal ausschließlich mit jedem in der Reihenfolge nachfolgenden Kanal über Kreuz verbinden, daß jederfurther negative feedback paths each channel exclusively with each in the sequence connecting subsequent channel crosswise that each

Verstärker nicht bei irgendeiner Frequenz schwingen soll. 30 dieser Hilfskanäle Entkopplungsschaltungen enthält, um Diese in der Praxis auftretende Schwierigkeit beim aus dem /3-Abschnitt des Hilfskanals stammende Energie Aufbau einer Schaltung ist besonders akut beim Entwerfen mit Energie aus der gemeinsamen Quelle und der über von hochwertigen Verstärkern, die bei hoher Verstärkung Kreuz gegengekoppelten Energie aus den vorhergehenden ein breites Frequenzband übertragen sollen, wie z. B. Kanälen zu kombinieren und die kombinierte Energie bei Verstärkern für das Basisband in Trägerfrequenz- 35 dem μ-Abschnitt des Hilfskanals zuzuführen, und daß anlagen oder bei Video-Verstärkern für Fernsehsysteme ferner die Ausgänge der einzelnen Kanäle mit der Last und Zwischenverstärkern für Multiplex-Trägerfrequenztelefonie und Fernsehsysteme.Amplifier is not supposed to oscillate at any frequency. 30 of these auxiliary channels contains decoupling circuits in order to This difficulty that occurs in practice with the energy coming from the / 3 section of the auxiliary channel Building a circuit is particularly acute when designing with power from the common source and from across of high-quality amplifiers which, at high amplification, cross negative feedback from the previous ones to transmit a wide frequency band, such as. B. Combine channels and the combined energy for amplifiers for the baseband in carrier frequency 35 to feed the μ-section of the auxiliary channel, and that systems or, in the case of video amplifiers for television systems, the outputs of the individual channels with the load and repeaters for multiplexed carrier frequency telephony and television systems.

Es sind bereits Schaltungen bekanntgeworden, beiCircuits have already become known at

denen zwei oder mehr parallel geschaltete Verstärker 40 von Leitungen mit der gemeinsamen Eingangsschaltung vorgesehen sind, die entweder einen gemeinsamen und über eine zweite Gruppe von Leitungen mit dem Gegenkopplungskanal oder je einen gesonderten Gegen- gemeinsamen Ausgang verbunden sind, daß gesonderte kopplungskanal für jeden Verstärker aufweisen. Die bei Gegenkopplungswege mit den Anschlußleitungen der dieser Art der negativen Rückkopplung oder Gegen- einzelnen Kanäle so verbunden sind, daß die aus dem kopplung erzielte Wirkung der gegengekoppelten Energie 45 jeweiligen Verstärkerausgang entnommene Gegenkoppreicht jedoch für besonders hochwertige Breitband- lungsenergie über die Gegenkopplungswege einerseits verstärker hoher Verstärkung nicht aus.those two or more amplifiers 40 connected in parallel from lines to the common input circuit are provided, which either have a common and a second group of lines with the Negative coupling channel or a separate counter-common output are connected that separate have coupling channel for each amplifier. The with negative feedback paths with the connecting lines of the this type of negative feedback or counter-individual channels are connected in such a way that the from the coupling achieved effect of the negative feedback energy 45 respective amplifier output taken negative feedback reaches however, for particularly high-quality broadband energy via the negative feedback paths on the one hand high gain amplifier does not work.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Wirkung der gegengekoppelten Energie zu erreichen, die um ein Vielfaches größer ist als die, welche sich mit den bekannten Schaltungsanordnungen erreichen läßt. Weiter kann derIt is therefore an object of the invention to achieve an effect of the negative feedback energy, which is around a Is many times greater than that which can be achieved with the known circuit arrangements. The next can

im wesentlichen gegeneinander entkoppelt verbunden sind. Vorteilhafterweise ist die Anordnung dabei so getroffen, daß die einzelnen ^-Abschnitte über eine erste Gruppeare connected essentially decoupled from one another. The arrangement is advantageously made so that that the individual ^ sections have a first group

Aufbau und die Konstruktion- solcher Systeme vereinfacht werden, für die eine bestimmte Gegenkopplungsenergie erforderlich ist. The structure and construction of such systems are simplified for which a certain negative feedback energy is required.

dem gleichen Kanal und andererseits über Entkopplungsschaltungen mit den ,«-Abschnitten allen in der Reihenfolge nachfolgenden Hilfskanälen zugeführt wird.the same channel and on the other hand via decoupling circuits with the "" sections all in the order is fed to subsequent auxiliary channels.

Der erste Verstärker kann dabei als der Hauptsignalverstärker und der zweite als Hilfs- oder zweiter Verstärker angesehen werden, dessen Signaleingang und Signalausgang hauptsächlich aus Verzerrungsprodukten und anderen Störsignalen besteht, die vom Ausgang desThe first amplifier can be used as the main signal amplifier and the second as an auxiliary or second amplifier whose signal input and signal output are mainly composed of distortion products and other interfering signals from the output of the

009 589/317009 589/317

3 43 4

Hauptverstärkers abgeleitet sind. Die Störsignale, die weg 20 mit einem Übertragungsfaktor ß_lz erstreckt sich durch den zweiten Verstärker übertragen werden, werden vom Ausgang des Verstärkers ^₁ zum Eingang des derart mit denen am Ausgang des Hauptverstärkers Verstärkers μ₂. In den verschiedenen Zweigen der vereinigt, daß sie sich etwa gegenseitig aufheben. Dadurch Schaltung sollen die Signale nur in Richtung der Pfeile wird das verstärkte Signal relativ frei von solchen 5 übertragen werden. Entkoppelschaltungen an ver-Störsignalen an die Last abgegeben. Der zweite Verstärker schiedenen Verbindungspunkten in Fig. 1 sorgen dafür, trägt selbst nur wenig zu dem Reststörsignal bei, das am daß die abgehende Leitung jeweils die Summe der aus Ausgang des Systems erscheint, da er nur leicht belastet zwei Signalwegen ankommenden Signale führt und daß ist, so daß solche Störsignale, die er etwa noch dazu- dagegen einige der Wege, wie dies durch die Pfeile liefern könnte, durch die Gegenkopplung wesentlich io angedeutet ist, voneinander entkoppelt sind. So ist die vermindert werden. Signakichtung im Weg 12 am Verbindungspunkt 18Main amplifier are derived. The interference signals, which are transmitted through the second amplifier with a transmission factor ß _lz extending away 20, are from the output of the amplifier ^ ₁ to the input of the amplifier μ ₂ with those at the output of the main amplifier . In the various branches that are united, that they roughly cancel each other out. This circuit should only transmit the signals in the direction of the arrows, the amplified signal is relatively free of such 5. Decoupling circuits on ver-interference signals delivered to the load. The second amplifier different connection points in Fig. 1 ensure that it contributes only little to the residual interference signal that appears on the outgoing line in each case as the sum of the output of the system, since it carries two signal paths arriving signals only lightly loaded So that such interference signals, which he could supply, on the other hand, some of the paths, as indicated by the arrows, are decoupled from one another by the negative feedback. So that is to be diminished. Signa direction in path 12 at connection point 18

Es ist daher ein Merkmal der Erfindung, daß die derart, daß die Signale zum Verstärker μ_χ von der entsprechenden Gegenkopplungsfaktoren JO₁ und /S₂ der gemeinsamen Eingangsleitung 10 und vom Gegenbeiden Verstärker einander gleich und gleich dem kopplungsweg 15 kommen, während die zu diesem Punkt Kreuz-Gegenkopplungsfaktor ß₁₂ vom Ausgang des einen 15 rückgeführten Signale durch Entkopplungsschaltung 18 zum Eingang des anderen Verstärkers gemacht werden. daran gehindert werden, den Weg 13 bzw. den EingangIt is therefore a feature of the invention that the signals to the amplifier μ _χ from the corresponding negative feedback factors JO ₁ and / S _{2 of} the common input line 10 and from the opposite amplifier come equal to each other and equal to the coupling path 15, while the to this Point cross negative feedback factor ß _{12 can be made} from the output of a 15 fed back signals through decoupling circuit 18 to the input of the other amplifier. be prevented from using path 13 or the entrance

Es ist weiterhin in Ausgestaltung der Erfindung des Verstärkers μ₂ zu erreichen. In gleicher Weise wirkt vorteilhaft, daß die beiden Verstärker völlig gleich die Entkopplungsschaltung 19 am Eingang des Verausgeführt sind, einschließlich μ, β und ihrer Signal- stärkers ^₂. Am Verbindungspunkt 22 werden die über energiekapazität, wobei beim Ausfallen des Haupt- 20 dem Gegenkopplungsweg 20 kommenden Signale durch Verstärkers der zweite Verstärker automatisch die Last Entkopplungsschaltung daran gehindert, in den Weg 12 übernimmt und damit einen ununterbrochenen, durch zu gelangen, sie können jedoch ungehindert mit den Gegenkopplung stabilisierten Betrieb sicherstellt. Ist μ·β Signalen aus der gemeinsamen Eingangsleitung 10 an. groß genug, dann wird in diesem Fall die Gesamt- den Eingang des Verstärkers μ₂ gelangen. Am Verbindungsverstärkung des Systems nur zu einem unbeträchtlichen 25 punkt 23 wird das Ausgangssignal jedes Verstärkerweges Teil vermindert. . an die gemeinsame Ausgangsleitung 11 abgegeben, esIt can also be achieved in an embodiment of the invention of the amplifier μ ₂ . In the same way, it is advantageous that the two amplifiers are implemented in exactly the same way, the decoupling circuit 19 at the input of the Ver, including μ, β and their signal amplifiers ^ ₂ . At connection point 22, the over-energy capacity, with the failure of the main 20 signals coming to the negative feedback path 20 through the amplifier, the second amplifier automatically prevents the load decoupling circuit from taking over the path 12 and thus an uninterrupted passage through, but they can be unhindered ensures stabilized operation with the negative feedback. Is μ · β signals from the common input line 10 on. large enough, then in this case the total will reach the input of the amplifier μ ₂ . At the connection gain of the system only to an insignificant 25 point 23, the output signal of each amplifier path part is reduced. . delivered to the common output line 11, it

Andere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der wird jedoch durch Entkopplungsschaltung daran ge-Schaltungsanordnung, in der die Schaltelemente, die hindert, in den jeweils dem anderen Verstärkerweg einen der Gegenkopplungsfaktoren Jg₁ und ß₂ bestimmen, zugeordneten Gegenkopplungsweg zu gelangen, auch für die Bestimmung des Kreuz-Gegenkopplungs- 30 Bezüglich der Phasenbeziehungen in Fig. 1 sei noch faktors jS₁₂ maßgebend sind. Dadurch kann man nicht bemerkt, daß die Phasenverschiebung zwischen der Last nur die Kosten und die Erschwernisse eines dritten und der Quelle über die Wege 12 und 13 für beide Wege Gegenkopplungsnetzwerkes einsparen, sondern ebenfalls gleich ist und daß die Rückkopplung über den Weg 20 sicherstellen, daß /3_la zumindest mit einem der beiden eine derartige Phasenlage hat, daß sie dem ankommenden /J₁ und /S₂ exakt gleich ist. 35 Signal entgegengesetzt gerichtet ist. Weiterhin istOther features of the invention emerge from the circuit arrangement in which the switching elements that prevent the negative feedback path _{assigned to the other amplifier path determining one of the negative feedback factors Jg 1} and β ₂ from entering, also for the determination of the cross negative feedback 30 With regard to the phase relationships in FIG. 1, factor jS _{12 is also} decisive. As a result, one can not notice that the phase shift between the load only saves the costs and the difficulties of a third and the source via paths 12 and 13 for both paths negative feedback network, but is also the same and that the feedback via path 20 ensures that / 3 _la has such a phase position with at least one of the two that it is exactly the same as _{the incoming / J 1} and / S _2. 35 signal is directed in the opposite direction. Furthermore is

Weiterhin ist es vorteilhaft für die Erfindung, daß noch μ_χ · ß_x 3> 1 und in gleicher Weise μ₂ · ß₂ 5> 1, und zwar ein oder mehrere zusätzliche Verstärkerelemente in über den ganzen Frequenzbereich der zu verstärkenden Parallelschaltung mit dem ersten Paar verwendet werden Signale, so daß die Verstärkungskennlinie jedes gekönnen, so daß sich zusätzliche Gegenkopplungskanäle koppelten Verstärkers etwa i[ß verläuft und sich auch ergeben, derart, daß das System den w-fachen Betrag, 40 in seiner Größe und in seiner Phasenlage über den ganzen gemessen in Dezibel, an Gegenkopplung aufweist, und Frequenzbereich wie \\ß ändert. In Fig. 1 sind den zwar für jedes Verstärkerelement, wobei η die Gesamt- beiden Verstärkern drei Gegenkopplungswege, d. h. anzahl der Verstärkerelemente oder der Kanäle ist. zwei μ · /3-Schleifen und eine Kreuz-Gegenkopplungs-Furthermore, it is advantageous for the invention that μ _χ · ß _x 3> 1 and in the same way μ ₂ · ß ₂ 5> 1, namely one or more additional amplifier elements over the entire frequency range of the parallel connection to be amplified with the first Pair of signals are used, so that the gain characteristic can each, so that additional negative feedback channels coupled amplifier runs approximately i [ß and also result in such a way that the system is w times the amount, 40 in its size and in its phase position over the whole measured in decibels, has negative feedback, and frequency range changes like \\ ß . In Fig. 1 the are for each amplifier element, where η is the total of two amplifiers three negative feedback paths, that is, the number of amplifier elements or channels. two μ / 3 loops and a cross negative feedback

Diese und andere Merkmale und Vorteile der Erfindung verbindung, zugeordnet. Die beiden Schleifen sind, wie ergeben sich noch besser aus der Beschreibung der 45 weiter unten gezeigt wird, unabhängig voneinander, verschiedenen dargestellten Ausführungsformen in Ver- d. h., die Stabilität jeder Schleife ist unabhängig von der bindung mit den Figuren. Dabei zeigen Übertragung in der anderen Schleife, so daß jede SchleifeThese and other features and advantages of the invention are associated with the compound. The two loops are how result even better from the description of FIG. 45 is shown below, independently of one another, various illustrated embodiments in Ver d. i.e., the stability of each loop is independent of the bond with the characters. Doing so show transmission in the other loop, so that each loop

Fig. 1 bis 3 eine schematische Darstellung von Zwei- bezüglich ihrer Stabilität für sich aufgebaut werden kann Kanal-Systemen gemäß der Erfindung, ohne Rücksicht auf die andere. Weiterhin hängt die Art,Fig. 1 to 3 a schematic representation of two can be built up in terms of their stability for itself Channel systems according to the invention, regardless of the other. Furthermore, the type

Fig. 4 und 5 schematische Darstellungen von Drei- 50 mit der die Ausgangsspannungen der beiden Wege sich Kanal-Systemen, zusammensetzen, weitgehend von der Beziehung zwischen4 and 5 are schematic representations of three with which the output voltages of the two paths differ Canal systems, composed largely of the relationship between

Fig. 6 bis 14 Schaltbilder von besonderen Ausführungs- den verschiedenen Gegenkopplungsfaktoren ab, d. h. beispielen entsprechend Fig. 2 oder 3, von JO₁, ß₂ und ß₁₂. 6 to 14 circuit diagrams of special embodiments from the various negative feedback factors, ie examples corresponding to FIG. 2 or 3, of JO ₁ , β ₂ and β ₁₂ .

Fig. 16 bis 19 weitere Ausführungsformen mit Die die Eigenschaften der Schaltung nach Fig. 1FIGS. 16 to 19 show further embodiments with the properties of the circuit according to FIG. 1

Differentialübertragern für eine konjugierte Zuordnung, 55 beschreibenden Gleichungen können wie folgt abgeleitetDifferential transformers for a conjugate assignment, 55 descriptive equations can be derived as follows

Fig. 15 eine Ausführungsform mit getrennter Kreuz- werden. Ein Signal mit der Amplitude 1 soll an der Gegenkopplungsverbindung und gemeinsamen Eingangsklemme 10 liegen. Dabei sei N 15 shows an embodiment with a separate cross. A signal with the amplitude 1 should be at the negative feedback connection and the common input terminal 10. Let N

Fig. 20 eine Abwandlung der Fig. 8, bei der mehr als das in dem Verstärker entstehende Rauschen (das zwei Kanäle verwendet werden. Rauschen wird so betrachtet, als ob es am EingangFIG. 20 shows a modification of FIG. 8, in which more than the noise generated in the amplifier (the two channels can be used. Noise is viewed as if it were at the entrance

In dem in Fig. 1 dargestellten idealisierten Prinzip- 60 zugeführt würde). M gibt dann in gleicher Weise die schaltbild sind zwei Verstärker μ± und μ₂ in ihren nichtlineare Verzerrung an, die im Verstärker erzeugt entsprechenden Übertragungs-Kanälen 12 bzw. 13, die wird und an der Ausgangsklemme auftritt. Für den die aus den eingangs- und ausgangsseitig an den Ver- Weg 12 wird ferner der Index 1 und für den Weg 13 der Stärkerelementen angeschlossenen Leitungen 12 und 12 α Index 2 gewählt. Für die Ausgangsspannung G gilt bzw. 13 und 13« bestehen, zwischen einer gemeinsamen 65 demnach folgende Formel:In the idealized principle shown in Fig. 1 - 60 would be supplied). M then indicates in the same way the circuit diagram are two amplifiers μ ± and μ ₂ in their non-linear distortion, which is generated in the amplifier corresponding transmission channels 12 and 13, which is and occurs at the output terminal. Index 1 is also selected for the lines 12 and 12 connected to path 12 on the input and output side, and lines 12 and 12 α index 2 for path 13 of the stronger elements. For the output voltage G, 13 and 13 «exist, between a common 65 therefore the following formula:

Signaleingangsleitung 10 und einer gemeinsamen Signal- _r . „ _ΙΆ/Γ . _Λ7 ■, . „ _ΙΆ/Γ , _Λ7-\ _Μ\ Signal input line 10 and a common signal _r . " _{ΙΆ / Γ} . _Λ7 ■,. " _{ΙΆ / Γ} , _Λ7 - \ _Μ \

? -j. αϊ μ. · j ιι ι τ_ Ij. ι ττ G =γ -\- a-. (M₁ + iMVj) -f- a₂ [M₂ + μ₂Ν₂), (1) ? -j. αϊ μ. · J ιι ι τ_ Ij. ι ττ G = γ - \ - a-. (M ₁ + iMVj) -f- a ₂ [M ₂ + μ ₂ Ν ₂ ), (1)

ausgangsleitung 11 miteinander parallel geschaltet. Um ^r 1 ν 1 ' a*i u < a \ 2 1 ra z/· woutput line 11 connected in parallel with one another. Around ^r 1 ν 1 'a * iu <a \ 2 1 ra z / · w

diese Verstärker führt je ein Gegenkopplungsweg 15,16 wobei γ die Gesamtverstärkung und a_x und a₂ Faktoren herum, dessen Ubertragungsfaktor durch ß_x bzw. /S₂ für die Rauschunterdrückung bedeuten. Um γ und a dargestellt ist. Ein dritter oder Kreuz-Gegenkopplungs- 70 zu berechnen, solle jeweils die gesamte Eingangsspannungeach of these amplifiers has a negative feedback path 15, 16, where γ is the overall gain and a _x and a _{2 are} factors, the transmission factor of which is represented by β _x and / S ₂ for the noise suppression. To γ and a is shown. A third or cross negative feedback 70 should calculate the total input voltage in each case

an μ darstellen. Dann ergibt sich aus dem Kopplungsschema unmittelbar represent at μ . Then it follows directly from the coupling scheme

e₁ = l+N₁ + ß₁ (M₁ + μ₁β₁), (2) e ₁ = l + N ₁ + ß ₁ (M ₁ + μ ₁ β ₁ ), (2)

e₂ = l+N₂ + A₂ (M₁ + ^₁) + ft (M₂ + μ₂β₂), (3) G = M₁ + M₂ + μ₁β₁ + μ₂β₂. (4) e ₂ = l + N ₂ + A ₂ (M ₁ + ^ ₁ ) + ft (M ₂ + μ ₂ β ₂ ), (3) G = M ₁ + M ₂ + μ ₁ β ₁ + μ ₂ β ₂ . (4)

Eliminiert man e_x und e_a und vergleicht man die sich daraus ergebende Beziehung für G mit der Gleichung (1), so ergibt sich:If one eliminates e _x and e _a and compares the resulting relationship for G with equation (1), the result is:

1212th

Weiterhin erhält man:Furthermore you get:

1 + μ₂ (A₂ - A)1 + μ ₂ (A ₂ - A)

O₁ =- O ₁ = -

Die Signalkomponenten am Eingang von μ₁
d. h. die Werte von e_x und e₂ mit N = M =
ίο aus (2):The signal components at the input of μ ₁
ie the values of e _x and e ₂ with N = M =
ίο from (2):

- μ_ίβ₁ 1 -- μ _ί β ₁ 1 -

(1-ftAMl-ft.Ä)(1-ftAMl-ft.Ä)

Das kann aber auch geschrieben werden: _ μι + ί»2 + i»i^2 (Aa — ßi— ßi) But this can also be written: _ μι + ί »2 + i» i ^ 2 (Aa - ßi— ßi)

und μ₂, O, sindand µ are ₂ , O,

Der Verstärkungsstabilisierungsfaktor i/S_r ist (nach Bode: »Network Analysis and Feedback Amplifier Design«, S. 52) definiert und gegeben durch:The gain stabilization factor i / S _r is defined (according to Bode: "Network Analysis and Feedback Amplifier Design", p. 52) and given by:

μχ /M₂ (A₂ — ft) μχ / M ₂ (A ₂ - ft)

(51Og_-M₁ (51Og _- M ₁

δ logy δ log μ₂ δ logy δ log μ ₂

(1-μ₁β₁)[μ₁ μ₂ - μ₂ + μ_χμ₂ (β₁₂ — A ~ (1-μ ₁ β ₁ ) [μ ₁ μ ₂ - μ ₂ + μ _χ μ ₂ (β ₁₂ - A ~

/Mi/M₂ (A₂-A)/ Wed / M ₂ (A ₂ -A)

— μ_ζβ₂) - μ _ζ β ₂ )

μι μ₂ (β_ί2 — βι — β₂)1μι μ ₂ (β _ί2 - βι - β ₂ ) 1

(12)(12)

Endlich muß noch für Vergleichszwecke bemerkt werden, daß die Verstärkung γ, die Rauschunterdrückung a, die Eingangsspannung e₀ und die Empfindlichkeit S eines gewöhnlichen Ein-Schleifen-Verstärkers gegeben sind durchFinally, for comparison purposes, it must be noted that the gain γ, the noise suppression a, the input voltage e ₀ and the sensitivity S of an ordinary single-loop amplifier are given by

-y = « = e₀ = ! = —¹^r- (13)-y = «= e ₀ =! = - ¹ ^ r- (13)

μ . i 1 — μβ μ . i 1 - μβ

Normalerweise stellt man sich die Größe auf der rechten Seite der Gleichung in der Größenordnung von \\μβ im Durchlaßbereich des Verstärkers vor.Normally, one imagines the magnitude on the right-hand side of the equation to be on the order of \\ μβ in the passband of the amplifier.

In der folgenden Tabelle sind in Spalte I einige der oben angeführten Faktoren sowie drei weitere angegeben. Von diesen drei stellen M₀ und N₀ die gesamten quadratischen Modulationsprodukte und das gesamte im gemeinsamen Ausgangskreis auftretende Röhrenrauschen dar, wobei beide bezüglich dem Einheitsausgangsrauschen von einem μ-Kreis berechnet werden. Der dritte Faktor D wird weiter unten erklärt.In column I of the following table, some of the factors listed above and three others are given. Of these three, M ₀ and N _{0 represent} the total square modulation products and the total tube noise appearing in the common output circuit, both of which are calculated with respect to the unit output noise of a μ-circle. The third factor D is explained below.

Spalte II der Tabelle gibt die Werte für jeden dieser Faktoren (ohne D) für den allgemeinen, in Fig. 1 dargestellten Fall.Column II of the table gives the values for each of these factors (excluding D) for the general one shown in FIG Case.

II. 11 11 IIII )(i rf)) (i rf) -ft)-ft) A-A)]A-A)] IIIIII 11 11 IVIV 11 V -V - ^exo ^e xo (1(1 T+ MA₂ T + MA ₂ -ft)-ft) A-A)]A-A)] ί-μχβ
1 ί-μχβ
1 11 1
11
1 O
-20
-20
O
20 8O
-20
-20
O
20 8 U₁
a₂
1 U ₁
a ₂
1 (1(1 -/MlA) (1
1 + μ₂ (A₂ - / MlA) (1
1 + μ ₂ (A ₂ — /M₂ ft)- / M ₂ ft) MA₂-MA ₂ - (l-^A (1-/M₂A
1(l- ^ A (1- / M ₂ A
1 1-/M₂)?1- / M ₂ )? ■ft*«■ ft * « 20 820 8 11 11 -/MlA) (1
1- / MlA) (1
1 + /Ml /M₂ (A₂ + / Ml / M ₂ (A ₂ (1 - μ,β) (1 - μ₂β)
1(1 - μ, β) (1 - μ ₂ β)
1 ^1 + ^2-^ 1 + ^ 2- /Ml/M₂/3/ Ml / M _2/3 S₂ S ₂ (1(1 ~"^A _A ~ " ^A _A + /M₂ + μχί
+ /Ml /M₂ (A₂ + / M ₂ + μχί
+ / Ml / M ₂ (A ₂ 1 /M₂P1 / M ₂ P 1 (l-ftA²^1 (l-ftA ² ^ — 19 96- 19 96 M₁,M ₁ , (1(1 — /MiA) [μχ
/M₂ - / MiA) [μχ
/ M ₂ + /M₂ + ,Ml/+ / M ₂ +, Ml / -A)-A) (1 — /MlA (/Ί + yM₂ — /Ml /M₂A(1 - / MlA (/ Ί + yM ₂ - / Ml / M ₂ A 1/1/ — /M₂ ft) [βχ - / M ₂ ft) [βχ (1-^0 (ft + /M₂-^zM₂A(1- ^ 0 (ft + / M ₂ - ^ zM ₂ A + 0,04
+ 0,82
20+ 0.04
+ 0.82
20th γγ
DD. \\ I \I \ -j^ _| (1 _ ^₁₁S)² -j ^ _| (1 _ ^ ₁₁ S) ² /Ml + A<₂ —/ Ml + A < ₂ - ^ai \ ^βΧ0 I ^ai \ ^β Χ0 I + μ₂ + μ_ίμ_ζ (A₂-A + μ ₂ + μ _ί μ _ζ (A ₂ -A ^%|/ ' (1-/M₂A⁴
τ / 1 ^% | / '(1- / M ₂ A ⁴
τ / 1 /M₁(I-
1/ M ₁ (I-
1 (1—μιΑ(1-μιΑ I/ (X ~~" jMi it))
jtii ~i~ /i^ ^^~* J^i /^2 " P I / (X ~~ " jMi it))
jtii ~ i ~ / i ^ ^^ ~ * J ^ i / ^ 2 " P 1 - /M₂/31 - / M _2/3 (1 — μι A (1 — ,M₂A
1(1 - μι A (1 -, M ₂ A
1

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Aus den vorstehenden Gleichungen läßt sich erkennen, jedem anderen gegengekoppetten Verstärker der Fall daß die Gesamtverstärkung der Anordnung unabhängig wäre. Was jedoch das Modulationsrauschen betrifft, das von den besonderen Beziehungen, die zwischen /S₁, ff₂ und höchstens dem Eingangssignal proportional ist, so wird ßiz gelten, nur dann unendlich wird, wenn /S₁ und/oder ff₂ dieses, durch die Anwesenheit von μ_τ verursacht, gleichzu Eins werden. Dies ist der Grund, daß die Stabilität der 5 bleibend von a₂ dadurch kompensiert, daß e_zo vermindert Anordnung durch zwei voneinander getrennte und unab- wird. Drittens ist das gesamte ausgangsseitige Röhrenhängige Schleifenübertragungsfaktoren μφ_χ und ,M₂JS₂ rauschen in einem Zwei-Schleifen-System etwas größer bestimmt wird. Ferner erkennt man, wenn μ_χ oder μ₂ als bei einem einzelnen Verstärker. Das ergibt sich aus der 0 wird, daß die Gesamtverstärkung auf die Verstärkung Tatsache, daß das im Verstärker μ_χ erzeugte Rauschen eines Ein-Schleifen-Systems zurückgeht. io durch die Anwesenheit von μ₂ zu einem geringen Bruch-It can be seen from the above equations that the overall gain of the arrangement would be independent for every other amplifier with negative feedback. However, as far as the modulation noise is concerned, which from the particular relationships that _{is proportional between / S 1} , ff ₂ and at most proportional to the input signal, ßiz will only become infinite if / S ₁ and / or ff ₂ this, through the Presence of µ _τ causes it to become equal to one. This is the reason that the stability of the 5 is permanently compensated for by a ₂ by the fact that the e _{zo is} reduced by two separate and independent arrangements. Thirdly, the total tube-dependent loop transfer factor on the _{output side is μφ χ} and, M ₂ JS ₂ noise in a two-loop system is determined to be somewhat larger. It can also be seen when μ _χ or μ ₂ than with a single amplifier. This results from the fact that the total gain is due to the gain that the noise of a one-loop system generated in the amplifier μ _χ. io due to the presence of μ ₂ to a small fraction

Nur einer der beiden Verstärkerwege ist normalerweise teil des in μ^ erzeugten Rauschens verringert wird, voE belastet. Aus dem Vorhergehenden ist jedoch zu während das Rauschen in μ₂ ausgangsseitig genau wie bei entnehmen, daß beim Ausfallen des Verstärkers μ_± (ζ. B. jedem " anderen gegengekoppelten Verstärker auftritt, durch Ausfall einer Verstärkerröhre oder der Spannungs- Die Summe der beiden Rauschspannungen (die statistisch Versorgung) der Kreuz-Gegenkopplungsweg unterbrochen 15 voneinander unabhängig sind) ist nur wenig größer als die wird und der andere Verstärkerweg die Last übernimmt. von μ₂ allein. Diese letzte Beobachtung läßt sich auch Jeder Verstärker kann daher als Reserveverstärker für anders ausdrücken: Es ist an sich bekannt, daß das den anderen angesehen und dementsprechend ausgelegt Signal-Rausch-Verhältnis am Gittereingang durch Gegenwerden. Das heißt, der zweite Verstärker kann so auf- kopplung nicht verbessert wird. In dem vorherigen System gebaut werden, daß er die gleichen Verstärkungseigen- 20 wird jedoch das am Eingang von μ₁ zugeführte Rauschen schäften aufweist wie der Hauptverstärker und auch das unterdrückt, so daß das mit zwei Verstärkern bestückte gleiche Signalenergie-Übertragungsvermögen.. System nur wenig mehr rauscht als ein einzelner Ver-Only one of the two amplifier paths is normally part of the noise generated in μ ^ is reduced, voE is loaded. From the above, however, while the noise in μ _{2 on the} output side can be seen exactly as in, that if the amplifier fails μ _± (ζ. B. every "other negative feedback amplifier occurs, due to failure of an amplifier tube or the voltage. The sum of the two noise voltages (the statistical supply) the cross-negative feedback path is interrupted 15 are independent of each other) is only slightly larger than that and the other amplifier path takes over the load. from μ ₂ alone. This last observation can also be expressed as a reserve amplifier for different : It is known per se that the signal-to-noise ratio at the grating entrance is viewed and designed accordingly by opposing it. That is, the second amplifier cannot be improved in such a way that the coupling can be improved However, the noise applied to the input of μ ₁ will have the same gain properties as the H main amplifier and also suppressed so that the same signal energy transmission capacity equipped with two amplifiers. System only makes a little more noise than a single

Obgleich in Fig. 1 nur zwei Verstärkerwege gezeigt stärker.Although shown in Fig. 1 only two amplifier paths are stronger.

sind, ist es nach der Erfindung auch möglich, eine größere Bezüglich der Gesamtstörmodulation M₀ am Ausgangare, it is also possible according to the invention, a greater respect of the total interference modulation M ₀ at the output

Anzahle derartiger Verstärkerwege mit entsprechender 25 und der Verstärkungsstabilisierung 1/S₁ und 1/S₂ zeigt Vervielfachung der wirksamen Gegenkopplung der ge- Spalte IV der Tabelle, daß das Zwei-Schleifen-System samten Anordnung zu verwenden. Ausführungsbeispiele besser ist als das Ein-Schleifen-System, und zwar um derartiger Anordnungen, in denen η größer ist als 2, sind Faktoren, die mit μ_τ · ff >1 die folgende Form annehmen: schematisch in den Fig. 4 und 5 gezeigt. Im allgemeinenThe number of such amplifier paths with a corresponding 25 and the gain stabilization 1 / S ₁ and 1 / S ₂ shows the multiplication of the effective negative feedback in Column IV of the table that the two-loop system can be used as a whole. Embodiments is better than the one-loop system, namely by such arrangements in which η is greater than 2, are factors which assume the following form with μ _τ · ff> 1: shown schematically in FIGS. 4 and 5 . In general

werden die Ausgangssignale aller Wege zur Bildung der 3° ^P ~ are the output signals of all ways to form the 3 ° ^ P ~

Ausgangsspannung der Anordnung unabhängig vonein- μ^ζβίί + I μ β Output voltage of the arrangement independent of input μ ^ζ βίί + I μ β

ander zusammengesetzt, während am Eingang jedes Verstärkerelementes μ_χ, μ₂ ... μ_η das Signal mit dem gegen- wobei Jt=O oder 1 ist. In Wirklichkeit hat dann das gekoppelten Signal unabhängig voneinander zusammen- ideale Zwei-Schleifen-System eine doppelt so große gesetzt wird. Diese Gegenkopplung für μ^ hängt nur 35 Gegenkopplung wie das Ein-Schleifen-System, gemessen linear von der Ausgangsspannung von μ_χ ab. Die Gegen- an der Verstärkungsstabilisierung oder der Unterdrückung kopplung von μ₂ hängt nur linear von den Ausgangs- der Störmodulation bei gleichbleibendem ausgangsspannungen von ^₁ und μ₂ ab, und die Gegenkopplung seitigem Röhrenrauschen.composed differently, while at the input of each amplifier element μ _χ , μ ₂ ... μ _η the signal with the opposite - where Jt = O or 1 is. In reality, the coupled signal then has to be put together independently of one another - ideal two-loop system is set twice as large. This negative feedback for μ ^ only depends on negative feedback like the one-loop system, measured linearly on the output voltage of μ _χ . The opposite of the gain stabilization or the suppression coupling of μ ₂ depends only linearly on the output of the interference modulation with constant output voltages of ^ ₁ and μ ₂ , and the negative coupling on the tube noise.

für irgendein anderes Verstärkerelement μ_η hängt linear Der letzte Faktor in der Tabelle stellt die relativefor any other amplifier element μ _η depends linearly. The last factor in the table represents the relative

von den Ausgangsspannungen von μ₁, μ₂ ... μ_η ab. 40 Abweichung D zwischen der tatsächlich erzielten Ver-on the output voltages of μ ₁ , μ ₂ ... μ _η . 40 Difference D between the actually achieved

Gemäß einem Merkmal der Erfindung wird die Gegen- Stärkung minus dem idealen Wert zu dem idealen Wert kopplung in allen Kanälen im wesentlichen einander von γ dar, wenn μ_η gegen Unendlich geht, d. h.
gleichgemacht, zumindest für das verwendbare Über- ...According to a feature of the invention, the counter-strengthening minus the ideal value to the ideal value coupling in all channels essentially represents each other of γ when μ _η approaches infinity, ie
equalized, at least for the usable over- ...

tragungsband, d. h. das Signalfrequenzband. Ist in YwirUich — Videai ₌ y — (— l/ff) transmission band, ie the signal frequency band. Is in YwirUich - Videai ₌ y - (- l / ff)

jedem Kanal μβ9>1, so ist die entsprechende effektive 45 yueai l/ffevery channel μβ9> 1, the corresponding effective is 45 yueai l / ff

Kanalverstärkung relativ unempfindlich gegenüber ist.Channel gain is relatively insensitive to.

Schwankungen in der Verstärkung der Kanäle. Sind die Diese Abweichung verringert sich noch um denFluctuations in the gain of the channels. Are the This deviation is reduced by the

ff-Werte gleich, so wird die für die Zwecke der Erfindung Faktor —Ι/μβ in dem Zwei-Schleifen-System. Verbindet erwünschte Gleichheit der wirksamen Verstärkungen man diese Erkenntnis mit der die Verstärkungsstabilisichergestellt. Die Eigenschaften eines Zwei-Kanal- 50 sierung betreffenden Erkenntnis, so sieht man, daß sich Systems (n — 2), in dem ff₁₂ = /S₁ = ff₂ = β ist, ergeben das passive Netzwerk l/ff mit dem Zwei-Schleifen-System sich aus .Spalte III der Tabelle, während in Spalte IV exakter und weniger von μ abhängig annähern läßt als das Verhältnis angegeben ist, um das diese Eigenschaften ein System mit nur einem Verstärker (Schleife),
besser sind als die Eigenschaften eines Ein-Schleifen- In der Praxis kann es schwierig, wenn nicht gar inff values equal, then the factor for the purposes of the invention becomes -Ι / μβ in the two-loop system. If the desired equality of the effective reinforcements is combined, this knowledge is ensured with that of the gain stabilization. The properties of a knowledge relating to two-channelization, one sees that system (n - 2), in which ff ₁₂ = / S ₁ = ff ₂ = β , results in the passive network l / ff with the two Loop system is derived from column III of the table, while column IV can be approximated more precisely and less dependent on μ than the ratio given by which these properties are a system with only one amplifier (loop),
are better than the properties of a single-loop In practice it can be difficult, if not impossible at all

Verstärkers. Spalte V der Tabelle gibt die Werte dieser 55 manchen Fällen unmöglich sein, die Gleichheit der verFaktoren der Spalte IV für ein solches System in Dezibel schiedenen Gegenkopplungsfaktoren β zu verwirklichen, an. Für ein besonderes Ausführungsbeispiel ist dann die Ein Vergleich der Spalten II und IV der Tabelle zeigt Schleifenverstärkung μ_η·β = —9, wobei der absolute jedoch, daß alle kritischen Faktoren, nämlich O₁, 1/S₁, Wert der Verstärkung (ί — μ_η·β) = 20 db beträgt. 1/S₂ und M₀ um etwa 6 db schlechter würden im Ver-Amplifier. Column V of the table gives the values of these 55 cases where it is impossible to achieve the equality of the factors of column IV for such a system in decibels of different negative feedback factors β . A comparison of columns II and IV of the table shows the loop gain μ _η · β = -9, with the absolute, however, that all critical factors, namely O ₁ , 1 / S ₁ , value of the gain (ί - μ _η β) = 20 db. 1 / S ₂ and M _{0 would} be about 6 db worse in comparison

Spalte V der Tabelle zeigt, daß alle in der Tabelle 60 gleich zum idealen Wert, so daß die gesamte Verbesserung aufgeführten Faktoren eine wesentliche Verbesserung etwa 14 db betragen würde, wenn die absolute Größe von gegenüber einem Ein-Schleifen-System ergeben, aus- μ_η · (/S₁₂—ß_n) in der Größenordnung von 1 oder kleiner genommen drei Faktoren. Die eine der Ausnahmen ist die gehalten werden könnte.Column V of the table shows that all of the factors listed in table 60 equal the ideal value, so that the overall improvement would be a substantial improvement of about 14 db if the absolute size of compared to a one-loop system resulted in -μ _η · (/ S ₁₂ - ß _n ) on the order of 1 or less taken three factors. The one of the exceptions is that could be kept.

Eingangsspannung e₁₀, die die gleiche ist wie bei einer Fig. 2 und 3 stellen schematische Schaltungen gemäßInput voltage e ₁₀ , which is the same as in a Fig. 2 and 3 represent schematic circuits according to

Schleife. Andererseits wird e₂₀ um den Faktor 1/(1 — Λ*ι/?) ⁶5 der Erfindung dar, bei denen entweder /S₁ oder ff₂ mit /S₁₂ vermindert, so daß der Verstärker μ₂ ein zweiter oder identisch gleichgemacht werden können, so daß einige Überwachungsverstärker ist. Zweitens ist der Rausch- der Betriebswerte sicherlich die in der Tabelle angegebenen Unterdrückungsfaktor a₂ der gleiche wie im Fall mit einer theoretischen Werte annehmen werden.
Schleife, d. h., daß das im Verstärkerkanal μ₂ erzeugte Das System nach Fig. 2 kann kurz damit beschriebenRibbon. On the other hand, e _{20 is represented} by a factor of 1 / (1 - Λ * ι /?) ⁶ 5 of the invention, in which either / S ₁ or ff _{2 is} reduced with / S ₁₂ , so that the amplifier μ _{2 is made} equal to a second or identical can be so that some monitoring amplifier is. Second, the noise of the operating values is certainly the suppression factor a ₂ given in the table the same as in the case with a theoretical value.
Loop, ie that the generated in the amplifier channel μ ₂ The system of FIG. 2 can thus be briefly described

Rauschen genauso im Ausgang erscheint, wie ,dies bei 70 werden, daß es bis auf zwei Änderungen das gleiche ist wieNoise appears in the output exactly as, this will be at 70 that it is the same as except for two changes

i 088 101
9 10 i 088 101
9 10

in Fig. 1: Erstens der Kreuz-Gegenkopplungskanal 20 einem ausgangsseitig an den Verstärker angeschlossenen und die Entkopplungsschaltung 22 sind nicht dargestellt, Kanalabschnitt 14 bzw. 14# besteht und sich von einem und zweitens die Gegenkopplungsverbindung erstreckt Punkt im Kanal 13 zwischen derEntkopplungsschaltung 19 sich vom Ausgang von μ_χ zu einer Entkopplungsschaltung und dem Eingang von μ₂ zu einem Verbindungspunkt 24 18 im gemeinsamen Eingangskreis 10. Die drei Gegen- 5 erstreckt, wo er mit der Ausgangsleitung von der Verkopplungswege der Fig. 1 sind trotzdem vorhanden. Der bindungseinrichtung 23 in konjugierter Zuordnung (ent-Gegenkopplungsweg vom Ausgang zum Eingang von koppelt) an den gemeinsamen Ausgangskreis 11 an- μ_χ geht über die Leitung 15, die Entkopplungsschaltung geschlossen ist. Der Kanal 14 weist ein Verstärker-18 und den oberen Kanal 12 zum Eingang von μ_ν element μ₃ und einen Gegenkopplungskanal 17 auf, der Zweitens ist die Gegenkopplungsverbindung 16 um μ₂ ίο sich vom Ausgang von μ₃ zu einer Entkopplungsschaltung herum vorhanden, die unverändert übernommen ist. 21 im Eingangskreis von μ₃ erstreckt. Aus Fig. 4 ersieht Drittens geht die Kreuz-Gegenkopplungsverbindung vom man, daß die Kanäle 12 und 13 durch das Hinzufügen Ausgang von μ_χ über die Leitung 15, Entkopplungs- des Kanals 14 nicht beeinflußt werden, zumindest schaltung 18 und Kanal 13 zum Eingang von μ₂. Daher insofern, als es die Stabilität der mit diesen beiden ist der Gegenkopplungsfaktor entsprechend /S₁₂ von Fig. 1 15 Kanälen verbundenen Gegenkopplungsleitungen betrifft, durch ß₁ festgelegt und identisch gleich /S₁ in Leitung 15. Man erkennt drei Gegenkopplungsverbindungen zu dem Die Addiereinrichtung oder Entkopplungsschaltung 18 Eingang von μ₃: die eine erstreckt sich vom Ausgang stellt die gleiche konjugierte Zuordnung sicher wie in von μ₁ über die Entkopplungsschaltungen 18 und 19 Fig. 1. zum Kanal 14, eine zweite vom Ausgang von μ₂ und dieIn Fig. 1: Firstly, the cross-negative feedback channel 20 is connected to the amplifier on the output side and the decoupling circuit 22 is not shown, channel section 14 or 14 # exists and from one point and secondly the negative feedback connection extends from the point in channel 13 between the decoupling circuit 19 from Output of μ _χ to a decoupling circuit and the input of μ ₂ to a connection point 24 18 in the common input circuit 10. The three opposing 5 extends where it connects to the output line of the coupling paths of FIG. 1 are still present. The binding device 23 in conjugate assignment (decoupling path from the output to the input of couples) to the common output circuit 11- μ _χ goes over the line 15, the decoupling circuit is closed. The channel 14 has an amplifier 18 and the upper channel 12 to the input of μ _ν element μ ₃ and a negative feedback channel 17, the second is the negative feedback connection 16 around μ ₂ ίο from the output of μ ₃ to a decoupling circuit that is adopted unchanged. 21 extends in the input circle of μ _3. Thirdly, the cross-negative feedback connection assumes that channels 12 and 13 are not influenced by adding output of μ _χ via line 15, decoupling of channel 14, at least circuit 18 and channel 13 to the input of μ ₂ . Therefore, insofar as it relates to the stability of the negative feedback lines connected to these two _{channels, the negative feedback factor corresponding to / S 12} of FIG. 1 15, defined by β ₁ and identically equal to / S ₁ in line 15 or decoupling circuit 18 input from μ ₃ : one extends from the output ensures the same conjugate assignment as in from μ ₁ via the decoupling circuits 18 and 19 Fig. 1 to channel 14, a second from the output of μ ₂ and the

Fig. 3 kann in gleicher Weise mit Fig. 1 verglichen 20 Entkopplungsschaltung 19 nach Kanal 14, und eine werden. In diesem Fall erstreckt sich ein Gegenkopp- dritte, d.h. die dem Verstärkerμ₃ direkt zugeordnete lungsweg 26 zu einer Entkopplungsschaltung 19 am Ein- Verbindung, vom Ausgang zum Eingang von μ₃. Kanal 12 gang von μ₂ wie vorher, aber von einem Punkt in dem ist der Hauptkanal. Die Signalamplitude am Eingang gemeinsamen Ausgangskreis aus, der jenseits der Ent- seines Verstärkerelementes μ_χ wird nur um die negative kopplungsschaltung 23 liegt. Die Schleife μ_τ ■ /S₁ ist die 25 Rückkopplung von /S₁ vermindert. Die Kanäle 13 und 14 gleiche wie in Fig. 1. Die Schleife μ₂· ß₂ erstreckt sich vom sind Hilfskanäle. Die am Eingang von μ₂ wirksame Ausgang von μ₂ über die Verbindung 23, Ausgangsleitung Signalamplitude ist dabei das durch Gegenkopplung/?! 11, Gegenkopplungsweg 26 zur Entkopplungsschaltung 19 verminderte Signal des Kanals 12, das weiterhin noch am Eingang von μ_ζ. Der Kreuz-Gegenkopplungsweg in durch die Gegenkopplung/S₂ vermindert ist, während die Fig. 3, entsprechend 20 in Fig. 1, geht vom Ausgang von 30 Eingangsamplitude an μ₃ noch zusätzlich um den μ₁ über die Entkopplungsschaltung|23 und die Gegen- Faktor ß₃ verringert ist.FIG. 3 can be compared in the same way with FIG. 1 20 decoupling circuit 19 after channel 14, and become one. In this case, a third negative feedback, ie the path 26 assigned directly to the amplifier μ ₃ , extends to a decoupling circuit 19 at the input connection, from the output to the input of μ ₃ . Channel 12 passage of μ ₂ as before, but from a point in which is the main channel. The signal amplitude at the input common output circuit, which is beyond the Ent- its amplifier element μ _χ is only around the negative coupling circuit 23. The loop μ _τ ■ / S ₁ is the 25 feedback of / S ₁ reduced. The channels 13 and 14 are the same as in FIG. 1. The loop μ ₂ · ß ₂ extends from the auxiliary channels. The effective of μ ₂ at the input of output μ ₂ via the connection 23, output line signal amplitude is obtained by negative feedback / ?! 11, negative feedback path 26 to decoupling circuit 19 reduced signal of channel 12, which is still at the input of μ _ζ . The cross-negative feedback path in is reduced by the negative feedback / S ₂ , while FIG. 3, corresponding to 20 in FIG. 1, goes from the output of 30 input amplitude to μ ₃ by the μ ₁ via the decoupling circuit | 23 and the counter - Factor ß _{3 is} reduced.

kopplungsverbindung 26 zum Eingang von μ₂. In diesem Die Schaltung nach Fig. 5 ist in derselben Art aus dercoupling connection 26 to the input of μ ₂ . In this the circuit of Fig. 5 is in the same way from the

Fall ist der Kreuz-Gegenkopplungsfaktor /S₁₂ durch ß₂ Fig. 3 hervorgegangen wie die Fig. 4 aus Fig. 2. Fig. 5 festgelegt und identisch gleich mit ß₂. ist mit Fig. 3 gleich, nur daß noch ein weiterer Ver-In this case, the cross negative feedback factor / S _{12 is derived} from β ₂ FIG. 3, like FIG. 4 from FIG. 2. FIG. 5 is defined and is identical to β ₂ . is the same as Fig. 3, only that there is a further

Man sieht aus den Fig. 2 und 3, daß jeder Verstärker- 35 Stärkerkanal 14 hinzugefügt ist, dei von dem gemeinsamen kanal seinen eigenen unabhängigen Gegenkopplungskanal Eingangskreis 10 abgeht und ausgangsseitig in einer aufweist und daß der Ausgang eines der beiden mit dem Verbindungseinrichtung 24 mit der Ausgangsspannung Eingang des anderen verbunden ist, so daß beide der aus der Verbindungseinrichtung 23 zum Anlegen an den Grundausführung gemäß Fig. 1 entsprechen. gemeinsamen Ausgangskreis 11 kombiniert wird. DieIt can be seen from Figures 2 and 3 that each amplifier channel 14 is added, the common one channel goes off its own independent negative feedback channel input circuit 10 and on the output side in one and that the output of one of the two with the connecting device 24 with the output voltage Input of the other is connected, so that both of the connecting device 23 for application to the The basic design according to FIG. 1 corresponds. common output circuit 11 is combined. the

Aus Spalte II der Tabelle sieht man, daß in Fig. 2 4° zusätzliche Gegenkopplungsverbindung für den dritten (mit /S₁₂ = /S₁) e₂₀ und die Verstärkungsstabilisierung 1/S₂ Kanal enthält eine Verbindung, die von dem gemeinsamen im wesentlichen den idealen, in Spalte III angegebenen Ausgangskreis abzweigt und sich zu einer Entkopplungs-Wert, unabhängig vom Wert von /S₂, aufweisen. Die Ver- schaltung 21 im Eingangskreis von μ₃ erstreckt. Die ringerung des Rauschunterdrückungsfaktors a_x und der Gegenkopplungsschleife μ₃, ß₃ ist leicht zu erkennen und Verstärkungsstabilisierung 1/S₁ beim Hauptverstärker 45 geht über μ₃, die Entkopplungsschaltung 24, Leitung 27 erfordern aber noch die Gleichheit von /S₂ und /S₁. nach der Entkopplungsschaltung 21. Die Gegenkopplungs-From column II of the table it can be seen that in Fig. 2 4 ° additional negative feedback connection for the third (with / S ₁₂ = / S ₁ ) e ₂₀ and the gain stabilization 1 / S ₂ channel contains a connection that is essentially from the common branches off the ideal output circle given in column III and results in a decoupling value, regardless of the value of / S ₂ . The interconnection 21 in the input circuit extends from μ _3. The reduction in the noise suppression factor a _x and the negative feedback loop μ ₃ , ß ₃ is easy to see and gain _{stabilization 1 / S 1} in the main amplifier 45 exceeds μ ₃ , but the decoupling circuit 24, line 27 still require the equality of / S ₂ and / S _1st after the decoupling circuit 21. The negative feedback

Eine ähnliche Überlegung bezüglich Fig. 3 (bei der verbindung 27 liefert die gewünschte Kreuzverbindung, ßn = βύ zeigt» daß Ci₁ und 1/S₁, die sich beide auf den da sie die Signalausgangsspannungen der Kanäle 12 und Hauptverstärker beziehen, im wesentlichen ihre idealen 13 enthält.A similar consideration with regard to FIG. 3 (for connection 27 provides the desired cross connection, βn = βύ shows that Ci ₁ and 1 / S ₁ , which both relate to the signal output voltages of channels 12 and main amplifier, are essentially theirs ideal 13 contains.

Werte, unabhängig von /S₁, aufweisen. Macht man /S₁ 5° Vergleicht man die Fig. 4 und 5, so erkennt man, daß und ß₂ gleich, so wird dadurch e₂₀ verringert und die die verschiedenen Gegenkopplungswege an der Ausgangs-Verstärkungsstabilisierung des zweiten Verstärkers ver- Seite des Systems für jeden Verstärker getrennt sind und bessert. Diese Anordnung ist besonders günstig vom sich in der beschriebenen Art an der Eingangsseite des Standpunkt der Unterdrückung der Störmodulation, da Systems vereinigen. In Fig. 5 dagegen sind die verdie Gesamtmodulation im Ausgang mehr von a_x als von 55 schiedenen Gegenkopplungswege eingangsseitig am System e_2B abhängt. Ebenfalls wird in Fig. 3 das Rauschen im voneinander getrennt, während ihre in der beschriebenen Hauptverstärker, der am meisten zum Modulations- Art vorgenommene Kombination an der Ausgangsseite rauschen beiträgt, in idealer Weise unterdrückt, während des Systems vor sich geht.Have values independent of / S ₁ . If one makes / S ₁ 5 ° Comparing the Figs. 4 and 5, it is seen that and p ₂ are equal, characterized e ₂₀ is reduced and the various feedback paths comparable to the output gain stabilization of the second amplifier side of the system for each amplifier are separate and ameliorates. This arrangement is particularly favorable from the point of view of suppressing interference modulation as systems unite in the manner described on the input side. In FIG. 5, however, the total modulation at the output depends more on a _x than on different negative feedback paths on the input side of the system e _2B. Also in Fig. 3 the noise is separated from each other, while their main amplifier described in Fig. 3, which most contributes to the type of modulation noise on the output side, is ideally suppressed while the system is going on.

die Unterdrückung des durch den zweiten Verstärker In den Fig. 6, 7 und 8 sind tatsächlich ausgeführtethe suppression of the by the second amplifier in Figs. 6, 7 and 8 are actually implemented

gelieferten Rauschens von der Gleichheit von JO₁ und /S₂ 60 Schaltungen gemäß der Erfindung mit ein-, zwei- und abhängt. dreistufigen Röhrenverstärkern in Zwei-Kanal-Systemensupplied noise depends on the equality of JO ₁ and / S ₂ 60 circuits according to the invention with one, two and dependent. three-stage tube amplifiers in two-channel systems

In Fig. 4 und 5 sind idealisierte Schaltungen gemäß dargestellt. Die Schaltungen in diesen und anderen der Erfindung mit mehr als zwei Kanälen, insbesondere Figuren sind lediglich schematisch gezeigt, wobei viele mit drei Kanälen angegeben. Aus dieser Darstellung konventionelle Schaltelemente weggelassen sind, um eine sieht man, wie zusätzlich eine behebige Anzahl von 65 klarere Darstellung zu ermöglichen. Mit Ausnahme der Kanälen nicht nur in diesen Figuren, sondern auch in Anodenstromverbindung der Ausgangsstufen sind alle dem allgemeinen in Fig. 1 dargestellten Fall angeschlossen Gleichstromverbindungen weggelassen und nur die werden können. Die Schaltung nach Fig. 4 ist etwa die Wechselstromverbindungen dargestellt. Die Röhren sind gleiche wie in Fig. 2 und weist einen zusätzlichen Ver- als Trioden mit nur einem Signalgitter dargestellt, Stärkerkanal 14 auf, der aus einem eingangsseitig und 70 während in der Praxis üblicherweise Schirmgitterröhren4 and 5, idealized circuits are shown in accordance with. The circuits in these and others of the invention with more than two channels, in particular figures are only shown schematically, with many indicated with three channels. Conventional switching elements are omitted from this illustration in order to provide a you can see how, in addition, a correct number of 65 enables a clearer representation. With the exception of Channels not only in these figures, but also in anode current connection of the output stages are all the general case shown in Fig. 1, DC connections are omitted and only the can be. The circuit of Fig. 4 shows approximately the AC connections. The tubes are same as in Fig. 2 and has an additional connection shown as a triode with only one signal grid, Strength channel 14, which consists of an input side and 70 while in practice usually screen grid tubes

11 1211 12

oder Pentoden verwendet werden. Die in den ver- zur Ausgangsimpedanz der beiden Ausgangsröhren F₁ or pentodes can be used. The in the ver to the output impedance of the two output tubes F ₁

schiedenen Kanälen vorgesehenen Verstärker sind be- und F₂ ist die gleiche wie in Fig. 6. In dieser und denamplifiers provided for different channels are loaded and F ₂ is the same as in Fig. 6. In this and the

kannte Standardtypen und können entsprechend auf- folgenden Figuren ist der Ausgangsübertrager 31 nachKnown standard types and can according to the following figures is the output transformer 31 according to

gebaut werden. Fig. 6 nicht dargestellt und kann als Teil der Last L be built. Fig. 6 is not shown and can be part of the load L.

Viele der dargestellten dreistufigen Verstärker ver- 5 angesehen werden. Wird angenommen, daß in keinem derMany of the illustrated three-stage amplifiers can be viewed. It is not believed that in any of the

wenden die übliche Kathodengegenkopplung, die sich in beiden zweistufigen Verstärker insgesamt eine reineapply the usual cathode negative feedback, which is a pure total in both two-stage amplifiers

den Lehrbüchern findet. /J₁ und /J₂ werden zur Kenn- Phasenumkehr stattfindet, dann sind die Kathoden derfinds the textbooks. / J ₁ and / J ₂ are used to reverse the phase, then the cathodes are the

zeichnung der Übertragungseigenschaften der Gegen- beiden Eingangsstufen jeweils am »kalten« Ende des ent-drawing of the transmission properties of the opposing two input stages each at the "cold" end of the

kopplungskreise und zur Bezeichnung der Zweipol- sprechenden ^-Netzwerks angeschlossen, während dieCoupling circuits and connected to the designation of the two-pole speaking ^ network, while the

Gegenkopplungs-Koppelimpedanzen, die im wesentlichen io beiden Übertragersekundärwicklungen am heißen EndeNegative coupling coupling impedances, essentially the two transformer secondary windings at the hot end

aber nicht ausschließlich für diese Übertragungseigen- der entsprechenden /S-Netzwerke, d. h. an den Kathodenbut not exclusively for these transmission own corresponding / S networks, d. H. on the cathodes

schäften verantwortlich sind, verwendet. von F₁ und F₂, angeschlossen sind.businesses are used. of F ₁ and F ₂ are connected.

In Fig. 6 sind die beiden Verstärkerkanäle 12 und 13 Die in Fig. 8 dargestellten dreistufigen Verstärker über die Sekundärwicklungen eines Eingangsübertragers weisen beide eine Kathodengegenkopplung auf, wobei die 30 mit dem gemeinsamen Eingangskreis 10 verbunden. 15 Kathode jeder Zwischenstufe geerdet ist, während die Die Anoden der beiden Röhren F₁ und F₂ sind mit- Kathoden der Eingangs- und Ausgangsstufe in der dareinander an einer Klemme der Primärwicklung eines gestellten Weise miteinander verbunden sind, so daß /S₁ Ausgangsübertragers 31 angeschlossen, der zum Ausgangs- und /J₂ genau wie in Fig. 6 mit den entsprechenden Einkreis 11 mit der Last L führt und dessen andere Klemme gangskreisen verbunden sind. In den beiden Ausgangsüber eine Batterie 32 mit Masse verbunden ist, wobei 20 stufen sind ß_v /S₂, die Ausgangsimpedanz von F₁ und F₂ diese Batterie den Anodenstrom der beiden Röhren sowie die Last in den einzelnen Kreisen in ihrer Zuordnung liefert. Der Eingangskreis der Röhre F₁ weist in Serien- zueinander genauso gewählt wie in Fig. 6.
schaltung die Zweipol-Gegenkopplungs-Koppelimpedanz In Fig. 7 und 8 ergeben sich parasitäre Kopplungen /S₁ auf, während eine entsprechende Koppelimpedanz /J₂ dadurch, daß die Anodenströme der Eingangsröhren auch in gleicher Weise zwischen der Kathode von F₂ und dem 25 die ^-Netzwerke durchfließen. Diese parasitären Kopp-Eingangsübertrager angeschlossen ist. /J₁ und /J₂ sind mit- lungen stellen einen Anteil von ,S₁₂ dar, der ausdrücklich einander in Reihe geschaltet und liegen zwischen der von der Vorwärtsverstärkung der im Kanal 12 auf die Kathode von F₁ und Erde, so daß der Ausgangsstrom I₁ erste Stufe folgenden Stufen abhängt. Diese Kopplungen der Röhre F₁ durch /J₁ und ß₂ fließt, während der Aus- können dann beim Einzelheiten beschreibenden Aufbau gangsstrom i₂ der Röhre F₂, wie in Fig. 6 gezeigt, nur 30 des Systems behandelt werden. Weist jeder Kanal wie in durch /S₂ fließt. Es ist klar, daß /J₁ eine negative Rück- Fig. 8 eine ungerade Anzahl Stufen auf, so können die kopplung für F₁ und /J₂ dasselbe für F₂ liefert. F₂ wird parasitären Kopplungen dadurch beseitigt werden, daß jedoch auch durch den Ausgangsstrom i_x durchflossen, eine Kombination aus Serien- und Kathodengegender dem oberen oder Hauptkanal 12 zugeordnet ist, so kopplung verwendet wird, die im Zusammenhang mit daß im Eingangskreis des unteren oder zweiten Kanals 35 Fig. 12 beschrieben wird.The two amplifier channels 12 and 13 are shown in FIG. 6. The three-stage amplifiers shown in FIG. 15 cathode of each intermediate stage is grounded, while the anodes of the two tubes F ₁ and F ₂ are connected to the cathodes of the input and output stages in a manner connected to one another at a terminal of the primary winding, so that / S ₁ output transformer 31 connected, which leads to the output and / J ₂ exactly as in Fig. 6 with the corresponding single circuit 11 with the load L and whose other terminal output circuits are connected. In the two outputs a battery 32 is connected to ground, with 20 steps ß _v / S ₂ , the output impedance of F ₁ and F _2, this battery supplies the anode current of the two tubes as well as the load in the individual circuits in their assignment. The input circuit of the tube F ₁ is selected in series with one another in exactly the same way as in FIG. 6.
circuitry the two-pole negative feedback coupling impedance In Fig. 7 and 8, parasitic couplings / S _{1 result} , while a corresponding coupling impedance / J ₂ because the anode currents of the input tubes also in the same way between the cathode of F ₂ and the 25 die ^ Networks flow through. This parasitic coupling input transformer is connected. / J ₁ and / J ₂ are meanings represent a portion of, S ₁₂ , which are explicitly connected in series and lie between that of the forward _{amplification of channel 12 on the cathode of F 1} and ground, so that the output current I ₁ first stage depends on the following stages. This coupling of the tube F ₁ through / J ₁ and β ₂ flows, during the output current i _{2 of} the tube F ₂ , as shown in FIG. 6, only 30 of the system can then be dealt with in the structure, which describes the details. Assigns each channel as in flowing _{through / S 2.} It is clear that / J _{1 has} a negative reverse- Fig. 8 has an odd number of stages, so the coupling for F ₁ and / J _{2 can provide the} same for F ₂ . F ₂ parasitic couplings will be eliminated by the fact that, however, also through the output current i _x , a combination of series and cathode regions is assigned to the upper or main channel 12, so coupling is used in connection with that in the input circuit of the lower or second Channel 35 Fig. 12 will be described.

eine entsprechende Gegenkopplung am Eingang auftritt. Die Schaltungen nach Fig. 9 bis 11 sind denen nacha corresponding negative feedback occurs at the input. The circuits of FIGS. 9 through 11 are those after

In dieser Beziehung entspricht Fig. 6 der Fig. 3. Fig. 6 bis 8 jeweils analog, wobei der Hauptkanal 12In this respect, FIG. 6 corresponds to FIG. 3. FIGS. 6 to 8 each analogously, with the main channel 12

Die mit Bezug auf Fig. 3 beschriebene konjugierte und der zweite Kanal 13 eine Phasenverschiebung von Zuordnung hängt in den Fig.. 6 bis 15 zu einem großen 180° aufweisen. Die Phase der Eingangskopplung und der Teil von Unterschieden im Leistungspegel und der Im- 40 Ausgangskopplung werden von μ₂ umgedreht, und die pedanz verschiedener Teile der Schaltung ab. Die Im- Phase von /S₁₂ wird dann ebenfalls umgekehrt. Genauer pedanz von /S₁ ist im Vergleich zur Eingangsimpedanz der gesagt ist die Primärwicklung des Ausgangsübertragers 35 Röhre F₁ klein, so daß die Ströme durch /S₁ wenig dazu in zwei Teilwicklungen aufgeteilt, wobei die Anodenneigen, einen Strom durch die angeschlossene Über- batterie 32 zwischen dem Verbindungspunkt dieser tragerwicklung hervorzurufen, der dann durch die 45 beiden Teilwicklungen des Übertragers und der geerdeten Induktionswirkung in den Eingangskreis 10 oder in den Verbindung von /S₁ und /S₂ liegt, während JS₁ und /J₂ in Kanal 13 induziert werden würde. Auf diese Weise wird Reihe geschaltet zwischen den Kathoden von F₁ und die an der Entkopplungsschaltung 18 der Fig. 3 vor- F₂ hegen. Der Eingangskreis von Kanal 12 ist mit seinem gesehene konjugierte Zuordnung stark angenähert. Eine »kalten« Ende an Masse gelegt. Im Kanal 13 ist der Einähnliche Überlegung bezüglich der Eingangsschaltung 50 gangskreis an das heiße Ende von /J₁ angeschlossen, von Kanal 13 zeigt, daß die konjugierte Zuordnung an d. h. in den Fig. 9 und 11 an der Kathode von F₁. Man der Entkopplungsschaltung 19 in Fig. 3 in gleicher Weise sieht, daß die Schaltungen von Fig. 9 bis 11 keine eigentstark angenähert wird. Die Wirkung der Verbindungs- liehen Gegentaktschaltungen sind insofern, als sie eineinrichtung 23 in Fig. 3 wird in Fig. 6 ebenfalls ver- gangsseitig unsymmetrisch sind und die Zwischenstufe wirklicht, wie sich aus der folgenden Betrachtung ergibt: 55 in Fig. 11 als getrennter Kanal ausgeführt ist. Der Aus-Ist, wie angenommen, die Ausgangsimpedanz jeder der gangsübertrager kann in jedem Fall für einen stetigen Röhren um ein Vielfaches größer als /S₁, /J₂ und die Last- Gleichstrom symmetrisch ausgeführt werden, wie dies impedanz, so kann die Ausgangsspannung, die über dem in einem Gegentaktkreis der Fall ist. Man sieht ferner, Ausgangsübertrager 31 auftritt, nur eine geringe Wirkung daß die über /J₁ und /S₂ auftretenden Gegenkopplungsauf den Strom durch die Röhre F₁ ausüben und nur eine 60 spannungen von den entsprechenden Kanälen abgeleitet entsprechende vernachlässigbare Spannung über /J₁ sind und daß diese Spannungen im Eingangskreis des erzeugen. Kanals 13 in Reihe miteinander kombiniert werden.The conjugate and the second channel 13 described with reference to FIG. 3 have a phase shift of assignment depends in FIGS. 6 to 15 to have a large 180 °. The phase of the input coupling and the part of differences in the power level and the im- 40 output coupling are reversed by μ ₂ , and the impedance of different parts of the circuit decreases. The Im phase of / S ₁₂ is then also reversed. Exact pedance of / S ₁ is compared to the input impedance, which is said to be the primary winding of the output transformer 35, tube F ₁ , so that the currents through / S ₁ are divided into two partial windings, the anode tends to carry a current through the connected over- battery 32 between the connection point of this carrier winding, which is then through the 45 two partial windings of the transformer and the grounded induction effect in the input circuit 10 or in the connection of / S ₁ and / S ₂ , while JS ₁ and / J ₂ in channel 13 would be induced. In this way, row is connected between the cathode of R ₁ and to the decoupling circuit 18 of FIG. 3 forward F ₂ cherish. The input circle of channel 12 is closely approximated with its conjugate assignment as seen. A "cold" end grounded. In channel 13, the similar consideration with regard to input circuit 50 is connected to the hot end of / J ₁ , from channel 13 shows that the conjugate assignment to ie in FIGS. 9 and 11 to the cathode of F ₁ . The decoupling circuit 19 in FIG. 3 can be seen in the same way that the circuits of FIGS. 9 to 11 are not closely approximated. The effect of the connection borrowed push-pull circuits are insofar as they are a device 23 in FIG. 3 is also asymmetrical on the past side in FIG. 6 and the intermediate stage realizes, as can be seen from the following consideration: 55 in FIG. 11 as a separate channel is executed. The off-is, as assumed, the output impedance of each of the transmission transformers can in any case for a continuous tube many times greater than / S ₁ , / J ₂ and the load direct current can be symmetrical, as can the impedance, so can the output voltage which is the case above that in a push-pull circuit. It can also be seen that output transformer 31 occurs, only a minor effect that the _{negative feedback occurring via / J 1} and / S ₂ exert on the current through tube F ₁ and only a negligible voltage corresponding to 60 voltages derived from the corresponding channels is across / J ₁ and that these voltages generate in the input circuit of the. Channel 13 can be combined in series.

Die in Fig. 7 dargestellte Schaltung ist der von Fig. 6 Kurz gesagt entsprechen diese Schaltungen der Grund-The circuit shown in Fig. 7 is that of Fig. 6. In short, these circuits correspond to the basic

im allgemeinen ähnlich, nur daß in jedem der beiden schaltung nach Fig. 2.generally similar, except that in each of the two circuits of FIG.

■Kanäle ein zweistufiger Verstärker verwendet wird. 65 In Fig. 12 weist der obere Kanal einen Verstärker mit■ channels a two-stage amplifier is used. 65 In Fig. 12, the upper channel has an amplifier

Die Blocks NW, die zwischen der Anode einer Röhre und Kathodenrückkopplung wie in Fig. 8 auf. Der untereThe blocks NW, located between the anode of a tube and cathode feedback as in Fig. 8. The lower

dem Gitter einer nachfolgenden Röhre in Fig. 7 sowie in Kanal enthält einen dreistufigen Verstärker mit Serien-the grid of a subsequent tube in Fig. 7 as well as in channel contains a three-stage amplifier with series

manchen anderen Figuren eingeschaltet sind, stellen rückkopplung, bei dem alle drei Kathoden mit MasseSome other figures are turned on, provide feedback, with all three cathodes connected to ground

geeignete Koppelnetzwerke zwischen den Stufen eines verbunden sind, während die zugehörige Wicklung dessuitable coupling networks are connected between the stages of a, while the associated winding of the

Verstärkers dar. Die Beziehung von /J₁, /S₂ und der Last 70 Eingangsübertragers an das heiße Ende von /J₂ an-The relationship of / J ₁ , / S ₂ and the load 70 of the input transformer to the hot end of / J ₂

13 1413 14

geschlossen ist, wobei ß₂ zwischen der Last und der In Ausführungsformen nach Fig. 1, bei denen ein Anodenbatterie 32 liegt. Der Signalanodenstrom der getrennter Kreis für /?₁₂ verwendet wird, sind zwei ersten Stufe im Kanal 12 ist auf Netzmaschen beschränkt, Punkte bemerkenswert: a) Der Gegenkopplungsfaktor ß₁₂ die ß₂ nicht enthalten. Daher enthält die in ß₂ erzeugte beeinflußt in keiner Weise die Stabilität des Systems. Gegenkopplungsspannung keinen Anteil von der ersten 5 Daraus ergibt sich, daß die Übertragungseigenschaften Stufe von Kanal 12. Auf diese Weise ist die in Verbindung von ß₁₂ nur für den Durchlaßbereich des Verstärkers mit den Fig. 7 und 8 erwähnte parasitäre Kopplung bestimmt werden müssen. Übertrager und Röhren beseitigt. können deshalb in ß₁₂ verwendet werden, während ihre Viele der hier beschriebenen Schaltungen sind einer Anwesenheit in einer Gegenkopplungsschleife unzulässig »Eingangs-Ausgangs-Inversion« zugänglich, wobei Aus- io wäre, b) Fällt der Gegenkopplungsweg ß₁₂ aus, was z. B. führungsformen entsprechend Fig. 2 in Ausführungs- durch Ausfall einer Röhre in ß_lz eintreten kann, braucht formen gemäß Fig. 3 umgewandelt werden können, und dies das System nicht vollständig zu stören. Zerstört umgekehrt. ein Ausfallen von ß₁₂ keine der einseitig wirkenden Addier-Im allgemeinen kann man eine solche Transformation einrichtungen oder Verbindungseinrichtungen nach Fig. 1, erreichen, wenn man das Schaltbild jeder Stufe für sich 15 dann ergibt der Ausfall lediglich eine Umwandlung des betrachtet. Dann wird innerhalb jeder Stufe der Ver- Systems in zwei gewöhnliche, parallel geschaltete, gegenstärker umgekehrt, so daß die Gitter- und Anoden- gekoppelte Verstärker. Daraus resultiert ein Anwachsen anschlüsse miteinander vertauscht werden. Bei viel- der Verstärkung um etwa 6 db und eine Halbierung der stufigen Ausführungsformen muß jedes zwischen den Gegenkopplung, ebenfalls in Dezibel gemessen, einzelnen Stufen liegende Kopplungsnetzwerk neu an- 20 Die im vorhergegangenen Absatz unter a) erwähnte geordnet werden, um an die neue Anordnung der Röhren Möglichkeit ist in der in Fig. 15 gezeigten Schaltung angeschlossen werden zu können. _ ausgenutzt. Diese Schaltung weist zwei Verstärker mit Zur Übereinstimmung mit den Bezeichnungen der Kathodengegenkopplung auf, wobei ein Gegenkopplungs-Fig. 2 und 3 müssen dann die Indizes der ^-Netzwerke strom vom oberen Kanal in den Eingangskreis des unteren miteinander vertauscht werden und ebenso natürlich 25 Kanals eingeführt werden kann. Insbesondere ist eine die Rollen der Eingangs- und Ausgangskreise des Systems. Wicklung eines Übertragers 36 mit einem Übersetzungs-Die in Fig. 13 dargestellte Schaltung ist das Ergebnis verhältnis von 1:1 zwischen Erde und dem »kalten« einer Eingangs-Ausgangs-Inversion der Schaltung nach Ende von ß_x eingeschaltet, während die andere Wicklung Fig. 12. In Übereinstimmung mit der vorgeschriebenen über ß₁₂ Hegt, das seinerseits zwischen Masse und der Änderung der Indizes liegt der Verstärker mit Serien- 30 Eingangsübertragerwicklung des unteren Kanals anrückkopplung nach Fig. 12 in Fig. 13 im oberen Kanal 12, geordnet ist. Diese Schaltung eignet sich zur Eingangswährend der Verstärker mit Kathodenrückkopplung im Ausgangs-Inversion und auch für eine Phasenumkehr unteren Kanal 13 erscheint. Die beiden /3-Netzwerke mit im unteren Kanal, wie sie mit Bezug auf die Fig. 9 und 11 ihren vertauschten Indizes nehmen dieselbe Stellung beschrieben wurde. Im letzteren Fall sind die Phasenzueinander und zu der unterteilten Übertragerwicklung 35 beziehungen derart, daß der Übertrager aus der Kreuzin Fig. 13 wie in Fig. 12 ein. Man sieht jedoch, daß die Gegenkopplungsverbindung wegfallen und durch eine beiden ^-Netzwerke nunmehr im Eingangskreis des direkte Verbindung ersetzt werden kann, unteren Kanals liegen und daß die Schaltung auch im Die in bezug auf die Fig. 6 bis 15 beschriebenen übrigen der nach Fig. 2 entspricht. Schaltungen waren alle von Eingangs- und Ausgangs-Obgleich eine ähnliche Inversion für die Schaltungen 40 kreisen mit hoher Impedanz für die einseitige Kopplung nach Fig. 6 bis 11 durchgeführt werden kann, benötigen gemäß Fig. 1, 2 und 3 abhängig. Auf Kosten der Leistung doch alle sich dabei ergebenden Systeme getrennte lassen sich einseitige Kopplungen auch durch Symmetrier-Anodenspannungsversorgung für die beiden Ausgangs- methoden erreichen, d, h. z. B. durch die Verwendung röhren, d. h. getrennt für die Signalfrequenzen. Dies ist von Symmetrierübertragern oder ähnlichen Anordnungen, bei den Fig. 6 bis 8 der Fall, weil die beiden Eingangs- 4-5 Eine Ausführungsform der Erfindung entsprechend Fig. 2 kreise jeder Schaltung keinen gemeinsamen Zweig auf- unter Verwendung von Symmetrierübertragern ist ■ weisen und dann, wenn sie zu Ausgangsschaltungen um- schematisch in Fig. 16 dargestellt, gewandelt werden, kein gemeinsamer Zweig für eine In Fig. 16 werden eingangs- und ausgangsseitig eines gemeinsame Batterie vorliegt. In den Fig. 9 bis 11 weisen Zwei-Kanal-Verstärkersystems Symmetrierübertrager 40 die Eingangskreise einen gemeinsamen Zweig auf; in diesem 50 bzw. 41 verwendet. Jeder dieser Symmetrierübertrager Zweig sind jedoch die Kathodenemissionsströme einander weist drei miteinander gekoppelte Wicklungen auf, von entgegengesetzt gerichtet. In Fig. 12 jedoch weisen die denen zwei miteinander in Reihe geschaltet sind, während Eingangskreise einen richtig gerichteten, gemeinsamen die dritte in üblicher Weise mit einem Symmetriernetz-Zweig auf, nämlich einen Teil der Masseverbindung. werk oder einer Nachbildung verbunden ist, wobei das Wird diese Schaltung invertiert, so ergibt sich, wie in 55 Netzwerk so ausgelegt ist, daß es an die durch den Fig. 13 gezeigt, eine Möglichkeit, eine gemeinsame gemeinsamen Zweig der Schaltung dargebotene Impedanz Anodenbatterie einzufügen. angepaßt ist. Dieser gemeinsame Zweig besteht für den Eine Ausführungsform der Fig. 2, die sowohl eingangs- Symmetrierübertrager 41 einfach aus dem gemeinsamen seitig als auch ausgangsseitig unterteilte Übertrager Ausgangskreis 11, der zwischen den Verbindungspunkten verwendet, ist in Fig. 14 dargestellt. Der dreistufige 60 der beiden in Reihe geschalteten Wicklungen und Masse Verstärker im oberen Kanal weist wie in Fig. 12 eine liegt. Der gemeinsame, mit dem eingangsseitigen Sym-Kathodenrückkopplung auf. Der Verstärker im unteren metrierübertrager 40 verbundene Zweig führt von Masse Kanal ist ähnlich aufgebaut wie der dreistufige Verstärker über ein Zweipol-Impedanznetzwerk Z_b und die gemeinmit Serienrückkopplung in Fig. 12, mit der Ausnahme, same Eingangsschaltung 10 zum Verbindungspunkt der daß die Kathode der ersten Stufe mit dem heißen Ende 65 in Reihe geschalteten Wicklungen. Die »heißen« Enden von /J₁ im oberen Kanal verbunden ist. Um eine Eingangs- dieser Wicklungen sind über die Kanäle 12 bzw. 13 mit Ausgangs-Umwandlung dieser Schaltung durchzuführen, den Eingängen der Verstärker μ_χ und μ₂ verbunden, werden die Verbindungen zu den Kathoden der Eingangs- deren Ausgänge in gleicher Weise mit dem Symmetrierun d Ausgangsstufen des unteren Kanals miteinander übertrager 41 verbunden sind. Ein zweites Zweipolvertauscht. 70 Impedanznetzwerk t_a liegt zwischen dem heißen Endeis closed, with ß ₂ between the load and the In embodiments according to FIG. 1, in which an anode battery 32 is located. The signal anode current of the separate circuit for /? ₁₂ is used, two first stages in the channel 12 are limited to net meshes, points noteworthy: a) The negative feedback factor ß ₁₂ which does not include ß _2. Therefore, the one generated in ß ₂ does not in any way affect the stability of the system. Negative feedback voltage does not contribute to the first 5. It follows that the transmission properties stage of channel 12. In this way, the parasitic coupling mentioned in connection with β ₁₂ only for the pass band of the amplifier with FIGS. 7 and 8 must be determined. Eliminated transformers and tubes. can be therefore in SS ₁₂ used during their Many of the circuits described herein have a presence in a negative feedback loop inadmissible "input-output inversion" accessible, said training io would, b) If the negative feedback path SS ₁₂ from what z. B. guide forms according to FIG. 2 in execution can occur through failure of a tube in ß _lz , needs forms according to FIG. 3 can be converted, and this does not completely disrupt the system. Destroyed the other way around. a failure of β ₁₂ none of the unilaterally acting adders In general, such a transformation devices or connection devices according to FIG. 1 can be achieved if the circuit diagram of each stage is viewed separately, then the failure only results in a conversion of the. Then, within each stage of the system, the system is inverted into two ordinary, parallel-connected, counter-strengths, so that the grid and anode-coupled amplifiers. This results in an increase in connections being interchanged. With a lot of gain by about 6 db and a halving of the stage embodiments, each coupling network between the negative feedback, also measured in decibels, individual stages must be rearranged in order to adapt to the new arrangement the tube option is to be able to be connected in the circuit shown in FIG. _ exploited. This circuit has two amplifiers with To match the designations of the cathode negative feedback, a negative feedback Fig. 2 and 3, the indexes of the ^ -networks flow from the upper channel to the input circuit of the lower one must then be interchanged and, of course, 25 channels can also be introduced. In particular, one is the roles of the input and output circuits of the system. Winding of a transformer 36 with a translation-The circuit shown in Fig. 13 is the result ratio of 1: 1 between earth and the "cold" one input-output inversion of the circuit after the end of ß _x switched on, while the other winding Fig 12. In accordance with the prescribed above β ₁₂ , which in turn is arranged between ground and the change in the indices, the amplifier is arranged in the upper channel 12 with a series 30 input transformer winding of the lower channel feedback according to FIG. This circuit is suitable for input while the amplifier appears with cathode feedback in output inversion and also for a phase reversal lower channel 13. The two / 3 networks with in the lower channel, as described with reference to FIGS. 9 and 11 with their interchanged indices, have the same position. In the latter case, the phases to each other and to the split transformer winding 35 are such that the transformer from the cross in FIG. 13 is as in FIG. It can be seen, however, that the negative feedback connection is omitted and can now be replaced by a two ^ networks in the input circuit of the direct connection, the lower channel is located and that the circuit is also located in the remaining circuit of FIG. 2 corresponds. Circuits were all input and output Although a similar inversion can be performed for the high impedance circuits 40 for the unilateral coupling of FIGS. 6-11, need to be dependent on FIGS. At the expense of performance, but all the resulting systems are separate, one-sided couplings can also be achieved by balancing anode voltage supply for the two output methods, i.e. using tubes, ie separately for the signal frequencies. This is the case of baluns or similar arrangements in FIGS. 6 to 8 because the two input circuits of each circuit do not have a common branch using balun when they are converted to output circuits as shown schematically in FIG. 16, there is no common branch for a common battery in FIG. 16 on the input and output sides. In FIGS. 9 to 11, two-channel amplifier system balun transformers 40 have the input circuits on a common branch; in this 50 or 41 used. Each of these balun branches are, however, the cathode emission currents to each other has three windings coupled to one another, from opposite directions. In FIG. 12, however, the two are connected in series with one another, while the input circuits have a correctly directed, common, the third in the usual manner with a balancing network branch, namely part of the ground connection. If this circuit is inverted, the result is, as in 55 network is designed in such a way that there is a possibility of inserting a common common branch of the circuit shown in the impedance anode battery . is adapted. This common branch consists of the one embodiment of FIG. 2, the input balancing transformer 41 simply from the common side as well as the output side subdivided transmitter output circuit 11, which is used between the connection points, is shown in FIG. The three-stage 60 of the two series-connected windings and ground amplifiers in the upper channel has, as in FIG. 12, one. The common, with the input-side Sym-cathode feedback on. The amplifier in the lower metering transformer 40 connected branch leads from the ground channel is constructed similarly to the three-stage amplifier via a two-pole impedance network Z _b and the common with series feedback in Fig. 12, with the exception of the same input circuit 10 to the connection point of that the cathode of the first Stage with the hot end 65 windings connected in series. The "hot" ends of / J _{1 are connected} in the upper channel. In order to carry out an input of these windings via the channels 12 and 13 with output conversion of this circuit, the inputs of the amplifiers μ _χ and μ _{2 are} connected, the connections to the cathodes of the input whose outputs are in the same way with the Symmetrierun d output stages of the lower channel transmitters 41 are connected to one another. A second two-pole reversed. 70 Impedance network t _a lies between the hot end

15 1615 16

des Ausgangskreises von μ_% und der nicht geerdeten Das Zwei-Kanal-Verstärkersystem nach Fig. 18 stelltof the output circuit of μ _% and the ungrounded The two-channel amplifier system of FIG. 18 represents

Seite von Zj₁, so daß die Kopplung für den gemeinsamen eine Vereinfachung des Systems nach Fig. 17 dar, derart,Side of Zj ₁ , so that the coupling for the common represents a simplification of the system according to FIG. 17, such that

Eingang durch Zi,j{Z_a + Zj,) gegeben ist. daß der ausgangsseitige Differentialübertrager und dieInput is given by Zi, j {Z _a + Zj,) . that the differential transformer on the output side and the

■ Der gemeinsame Eingangskreis in Fig. 16 ist ebenfalls ausgeprägte Gegenkopplungsverbindung ß₁₂ weggelassen über den Symmetrierübertrager 40 mit den Eingängen 5 sind. Der Verstärker im oberen Kanal 12 weist Kathoden-The common input circuit in FIG. 16 is also the pronounced negative feedback connection β ₁₂ omitted via the balancing transformer 40 with the inputs 5. The amplifier in the upper channel 12 has cathode

von μ_% und μ_ζ verbunden, wobei diese Eingänge zu- gegenkopplung auf, während im unteren Kanal 13 einconnected by μ _% and μ _ζ , these inputs having negative feedback, while in the lower channel 13 a

einander konjugiert, d. h. voneinander entkoppelt sind. gewöhnlicher dreistufiger Verstärker (alle Kathodenconjugate each other, d. H. are decoupled from each other. ordinary three-stage amplifier (all cathodes

Die gemeinsame Ausgangsleitung und die Ausgänge von hegen an Masse) mit einer Parallel-Gegenkopplungs-The common output line and the outputs from hegen to ground) with a parallel negative feedback

μ_χ und μ₂ sind in gleicher Weise über den Symmetrier- verbindung ß_z vorgesehen ist. Die Ausgänge der beiden übertrager 41 gegeneinander entkoppelt. io Verstärker sind miteinander parallel geschaltet, so daß μ _χ and μ ₂ are provided in the same way via the balancing connection ß _z . The outputs of the two transmitters 41 are decoupled from one another. io amplifiers are connected in parallel so that

Man sieht, daß der Rückkopplungsweg in Fig. 16 vom die Energie, die über /S₂ zum Eingang von μ_% zurück-Ausgang von μ_χ eine geschlossene //jS-Schleife mit Z& und geführt ist, von den Ausgängen beider Kanäle wie bei der oberen Wicklung des Differentialübertragers nach der Grundschaltung nach Fig. 3 abgeleitet wird. Während dem Eingang von μ_τ durchläuft, und ebenfalls über die relativen Impedanzen der Schaltelemente in der die untere Wicklung des Differentialübertragers oder 15 Ausgangsmasse des oberen Kanals dazu dienen, die Symmetrierübertragers nach dem Eingang von μ_ζ, wo er erwünschte konjugierte Zuordnung zwischen dem Ausmit der Rückkopplung /S₂ vom Ausgang von μ₂ korn- gang von μ_ζ und dem Eingang von μ_χ herzustellen, stellt biniert wird. In dieser Hinsicht entspricht also Fig. 16 der der eingangsseitige Differentialübertrager 40 die er-Fig. 2. Um die Gleichheit der effektiven Verstärkung der wünschte Zuordnung am Eingang des Systems her.
beiden Kanäle aufrechtzuerhalten, sollen die beiden 20 Das System nach Fig. 18 eignet sich ebenfalls zu der Koppelimpedanzen derart ausgelegt werden, daß sie die bereits beschriebenen Eingangs-Ausgangs-Inversion oder auf den Differentialübertrager zurückzuführende Ver- Umwandlung. Sind irgendwo Anoden oder Gitter mitminderung der effektiven Verstärkung im Kanal 13 einander parallel geschaltet (wie z. B. die Anoden Fig. 18), kompensieren. Es kann ebenso leicht sichergestellt dann lassen sich die Kreise dieser parallel geschalteten werden, daß die in Fig. 2 angedeuteten konjugierten 25 Elemente mit Hilfe von einem Differentialübertrager wie Zuordnungen auch bei der Schaltung nach Fig. 16, und in Fig. 17 aufspalten. Dieses Verfahren ist auch auf die zwar durch die beschriebene, durch die Differential- Schaltungen nach den Fig. 6, 7, 8, 12, 13 (die Eingangsübertrager erzeugte konjugierte Zuordnung erreicht Ausgangs-Inversion der Fig. 12), 14 und 15 sowie auf die werden. entsprechenden Eingangs-Ausgangs-Umwandlungen an-It can be seen that the feedback path in Fig. 16 is from the energy that is passed via / S ₂ to the input of μ _% back-output of μ _χ a closed // jS loop with Z & and, from the outputs of both channels as in the upper winding of the differential transformer according to the basic circuit of FIG. 3 is derived. While the input of μ _τ passes through, and also via the relative impedances of the switching elements in which the lower winding of the differential transformer or 15 output ground of the upper channel are used, the balun after the input of μ _ζ , where there is the desired conjugate assignment between the output Feedback / S ₂ from the output of μ ₂ korn- output of μ _ζ and the input of μ _χ to establish, is bined. In this respect, FIG. 16 corresponds to that of the input-side differential transformer 40 of the FIG. 2. To ensure the equality of the effective amplification of the desired assignment at the input of the system.
The system according to FIG. 18 is also suitable for the coupling impedances to be designed in such a way that they convert the input-output inversion already described or to the differential transformer. If anodes or grids with reduced effective amplification in channel 13 are connected in parallel somewhere (such as the anodes in Fig. 18), compensate. It can just as easily be ensured that the circles of these connected in parallel can split up the conjugate elements indicated in FIG. This method is also applied to the output inversion of FIG. 12, 14 and 15 as well as the conjugate assignment generated by the differential circuits according to FIGS. 6, 7, 8, 12, 13 (the input transformer) they will. corresponding input-output conversions

In der Schaltung nach Fig. 16 und ebenso in der damit 30 wendbar (der Fig. 6, 7, 8, 14 und 15). In den Fig. 6, 7, 8, gleichwertigen nach Fig. 3 (in der Z& in der gemeinsamen 12, 13 und 14 enthält- der gemeinsame Zweig der auf-Eingangsleitung liegt statt in der gemeinsamen Aus- zuspaltenden Kreise einen /3-Kreis in Reihe mit dem gangsleitung) ist eine der Wicklungen des Differential- gemeinsamen Ausgangs- oder gemeinsamen Eingangsübertragers im Gegenkopplungskreis angeordnet. Dies kreis. In jedem derartigen Fall muß das Symmetriemetzkann in manchen Fällen von Nachteil sein, da es die 35 werk an die gesamte durch diesen gemeinsamen Zweig Schleifenstabilität erforderlich macht, daß die Gegen- dargestellte Impedanz angepaßt werden,
kopplungsphase über ein wesentlich größeres als das zur Eine weitere Ausführungsform der Grundschaltung Übertragung verwendete Frequenzband aufrechterhalten von Fig. 1 ist in Fig. 19 dargestellt, in der eine getrennte wird. Dies ist in Schaltungen mit Übertragern oft Verbindung für /S₁₂ vorgesehen ist. Das dargestellte schwierig. In der Schaltung nach Fig. 17 liegen die 40 System entspricht dem der Fig. 17, wobei das ^-Netz-Wicklungen des Differentialübertragers nur in der Kreuz- werk und die Verbindung 44 durch eine Kreuzverbin-Gegenkopplungsverbindung ß_lz, was nicht so kritisch ist. dung 45 ersetzt sind, die einen Verstärker 46 mit derIn the circuit according to FIG. 16 and also in the circuit 30 reversible with it (FIGS. 6, 7, 8, 14 and 15). In FIGS. 6, 7, 8, equivalent ones according to FIG. 3 (in which Z & contains in the common 12, 13 and 14- the common branch of the up input line is a / 3-circle instead of in the common circuit to be disconnected in series with the output line) one of the windings of the differential common output or common input transformer is arranged in the negative feedback circuit. This circle. In any such case, the symmetry network can in some cases be a disadvantage, since the entire loop stability due to this common branch requires that the opposing impedance shown be matched,
A further embodiment of the basic circuit transmission of FIG. 1 is shown in FIG. 19, in which a separate frequency band is maintained. This is often provided in circuits with transformers connection for / S _12. That illustrated difficult. In the circuit of Fig. 17, the 40 system are corresponding to that of Fig. 17, wherein the ^ -Netz windings factory of the differential transformer only in the cross and the connection 44 through a Kreuzverbin negative feedback connection ß _lz, which is not so critically . Training 45 are replaced, which has an amplifier 46 with the

In Fig. 17 sind die eingangsseitigen und ausgangs- Verstärkung 1 aufweist, dessen Eingangskreis über ß_x und zeitigen Differentialübertrager 40 bzw. 41 den beiden dessen Ausgangskreis über /S₂ angeschlossen ist. In diesem Kanälen 12 und 13 in im wesentlichen der gleichen Art 45 Fall schickt der Verstärker einen Strom in /J₂, der dem wie in Fig. 16 zugeordnet. In diesem Fall sind als Ver- in /J₂ exakt gleich ist. Betrachtet man die Schaltung, so Stärkerelemente kathodengegengekoppelte Verstärker sieht man, daß die Stromaufnahmekapazität des in der verwendet, deren jeder eine Gegenkoppelimpedanz ß_x Querverbindung hegenden Verstärkers größer sein muß bzw. ß₂ aufweist, während die Kreuz-Gegenkopplung durch als die des Verstärkers im oberen Kanal 12. Der eine ParaUel-Gegenkopplungsverbindung 44 vom Ausgang 5° Spannungspegel, bei dem der Verstärker 46 arbeitet, ist von μ_χ zum Eingang von μ₂ hergestellt wird. Aus Fig. 18 jedoch niedriger. Die Verstärkungsstabilisierung dieser ergibt sich klar, daß durch die Anwesenheit der beiden Kreuzkopplung muß etwa zweimal so groß sein wie die Differentialübertrager in Fig. 17 die Verwendung der jedes der Verstärkerkanäle. Ferner muß diese Stabili-Parallel-Gegenkopplungsverbindung44 ermöglicht wird. sierung erreicht werden, ohne einen merklichen Betrag Ohne konjugierte Zuordnung zwischen den Ausgängen 55 von Rückübertragung von ß₂ nach JS₁ einzuführen,
von μ_χ und μ₂ würde die Verbindung 44 einen Gegen- In der eben gegebenen Beschreibung der Fig. 19 war kopplungsweg von den Ausgängen beider Verstärker angenommen worden, daß in der Kreuzverbindung 45 darstellen und nicht für einen allein, wie dies erwünscht keine Phasenumkehr stattfindet. Findet doch eine Phasenist. Man kann dann die Differentialübertrager so be- umkehr statt, dann müssen der Differentialübertrager 40, trachten, als ob sie eine Trennung der Ausgangskreise 60 der gemeinsame Eingang 10 und das Symmetriernetzder beiden Verstärker und in gleicher Weise eine Trennung werk NW miteinander vertauscht werden, und am der Eingangskreise bewirken wurden, ohne notwendiger- Differentialübertrager 41 muß der gemeinsame Ausgangsweise das Arbeiten der Schaltung in irgendeiner anderen kreis 11 mit dem dazugehörigen Symmetriernetzwerk Weise zu beeinflussen. Das gleiche Aufspalten von vertauscht werden. Das hätte den Vorzug, daß die Eingangs- und Ausgangskreisen mit Hilfe von Differen- 65 gemeinsamen Eingangs- und Ausgangskreise an Punkten tialübertragern läßt sich in einfacher Weise in jeder der angeschlossen sind, die für eine Impedanzanpassung Schaltungen nach Fig. 6 bis 14 verwirklichen ohne geeignet sind. Derselbe Vorteil ergibt sich in den AusÄnderung der Serien- oder Parallel-Gegenkopplungswege gangskreisen der in den Fig. 9, 10 und 11 gezeigten und ohne Einführen von Differentialübertragern in diese Systeme. Hier lassen sich die Ausgangskreise in einfacher Gegenkopplungswege. 70 Weise durch Einfügen von Symmetriernetzwerken in17 shows the input and output amplification 1, the input circuit of which is connected via β _x and differential transformer 40 or 41 to the two whose output circuit is connected _{via / S 2.} In these channels 12 and 13, in essentially the same way 45 case, the amplifier sends a current in / J ₂ corresponding to that in FIG. In this case, as Ver in / J _{2 is} exactly the same. If you look at the circuit, so stronger elements cathode negative feedback amplifier you can see that the current capacity of the amplifier used in the, each of which has a negative feedback impedance ß _x cross connection must be greater or ß ₂ , while the cross negative feedback through than that of the amplifier in the upper Channel 12. The one parallel negative feedback connection 44 from the output 5 ° voltage level, at which the amplifier 46 operates, is made by μ _χ to the input of μ ₂ . From Fig. 18, however, lower. The gain stabilization of this clearly results from the presence of the two cross-coupling must be about twice as large as the differential transformer in Fig. 17 the use of each of the amplifier channels. Furthermore, this stable-parallel negative feedback connection44 must be made possible. can be achieved without introducing a noticeable amount Without conjugate assignment between the outputs 55 of retransmission from ß ₂ to JS ₁ ,
of μ _χ and μ ₂ , the connection 44 would be an opposite. In the description of FIG. 19 given above, the coupling path from the outputs of both amplifiers was assumed to represent in the cross connection 45 and not for one alone, as is desired, no phase reversal takes place . Find a phaseist. The differential transformer can then be reversed in such a way, then the differential transformer 40 must seek to separate the output circuits 60, the common input 10 and the balancing network of the two amplifiers and, in the same way, a separation plant NW are interchanged, and on the input circuits were caused without the need for differential transformer 41, the common output mode must influence the operation of the circuit in some other circuit 11 with the associated balancing network way. The same splitting by being swapped. This would have the advantage that the input and output circuits can be connected in a simple manner to each of the circuits according to FIGS. 6 to 14 for impedance matching without being suitable are. The same advantage results in the modification of the series or parallel negative feedback paths of the output circuits shown in FIGS. 9, 10 and 11 and without the introduction of differential transformers in these systems. Here the output circuits can be set up in simple negative feedback paths. 70 way by inserting symmetry networks in

17 1817 18

Reihe mit der Anodenbatterie aufspalten. Entsprechende so daß die Wirkung der Kopplung ß₂₁ vernachlässigtSplit the row with the anode battery. Corresponding so that the effect of the coupling ß _{21 is} neglected

Überlegungen gelten auch für die Eingangskreise der werden kann. Wenn in den Fig. 6 bis 15 die Differential-Considerations also apply to the input circles that can be. If in Figs. 6 to 15 the differential

eingang-ausgang-umgewandelten Schaltungen nach Fig.9, übertrager in dieser Art angeordnet würden, so würde dasinput-output-converted circuits according to Fig. 9, transformers were arranged in this way, so that would

10 und 11. haupsächlich der Aussymmetrierung von ß₂₁ dienen.10 and 11. mainly serve to balance ß ₂₁ .

In den Fig. 6 bis 15, in denen eine Seite des Über- 5 Die Aufteilung von /S₂₁ in die zwei Komponenten a) tragers zwei getrennte Wicklungen und nicht eine einzelne und b) läßt sich mit Vorteil dazu verwenden, ß₂₁ mit Hilfe angezapfte Wicklung aufweist, sind zwei Kreise induktiv .eines Differentialübertragers auszusymmetrieren. Überan eine gemeinsame Impedanz (durch die dritte Wicklung kompensiert man etwa die Fremdkopplung des Anodendargestellt) angekoppelt und weisen keinen gemeinsamen kreises, a), so hebt die sich dabei ergebende Kopplung Zweig auf, in dem die Ströme entgegengesetzt zu ihrer io über /S₁ zum Eingangskreis von μ_χ die im anderen Fall Phasenlage in der gemeinsamen Impedanz gerichtet unkompensierte Kopplung b) auf. Insbesondere würde sind. Die erwünschte Zuordnung der Kreise kann in diese Kompensation in der Schaltung nach Fig. 18 durch diesem Fall dadurch erreicht werden, daß eine ent- eine Änderung in dem Symmetriernetzwerk des Differensprechend aufgebaute gegenseitige Kopplung (z. B. durch tialübertragers 40 erreicht werden. Man würde dieses zusätzliche Wicklungen und ein damit verbundenes Netz- 15 Netzwerk dann nicht so auslegen, daß eine exakte Zuwerk) zum Symmetrieren der über die gemeinsame Ordnung zwischen den beiden Eingangsgittern besteht, Impedanz führenden Kopplung eingeführt wird. In sondern eine wirksame Kopplung zwischen ihnen, die die Fig. 6 kann beispielsweise eine entsprechend aufgebaute obenerwähnte unerwünschte Kopplung ß₂₁ aussymgegenseitige Kopplung eine zusätzliche Sekundärwicklung metriert.6 to 15, in which one side of the transfer 5 The division of / S ₂₁ into the two components a) carrier two separate windings and not a single one and b) can be used with advantage to ß ₂₁ with the help tapped winding, two circles are inductively balanced out of a differential transformer. Coupled via a common impedance (the third winding, for example, compensates for the external coupling of the anode) and have no common circuit, a), the resulting coupling cancels the branch in which the currents are opposite to their io via / S ₁ to Input circuit of μ _χ the in the other case phase position in the common impedance directed uncompensated coupling b). In particular, would be. The desired assignment of the circles can be achieved in this compensation in the circuit according to FIG then do not design this additional windings and a network network connected to them in such a way that an exact accessory is introduced to symmetrize the coupling carrying impedance via the common order between the two input grids. In an effective coupling between them, which is shown in FIG. 6, for example, a correspondingly constructed above-mentioned undesired coupling ß ₂₁ off-symmetric coupling an additional secondary winding.

im Übertrager 30 enthalten, die mit den bereits vor- 20 Im allgemeinen Fall können die verschiedenen Kanäle handenen Sekundärwicklungen gekoppelt ist, bzw. es eines Systems gemäß der Erfindung sich in der Anzahl der kann dazwischen ein Symmetriernetzwerk angeschlossen Verstärkerstufen unterscheiden. Die relative Phasensein. Die Kopplung zwischen den Sekundärwicklungen, verschiebung durch die normalen Kanäle muß natürlich die über die Eingänge der Kanäle 12 und 13 über die in Betracht gezogen werden. Sind z. B. die Phasen vergemeinsame Primärwicklung miteinander verbunden 25 Schiebungen der beiden Kanäle einander entgegengesetzt, sind, würde mit Hilfe der Kopplung über die zusätzliche dann muß die Phase eines Kanals am einen Ende beSekundärwicklung und das Symmetriernetzwerk aus- züglich des anderen umgekehrt werden, kompensiert werden. Das Prinzip, das angewendet werden muß, um eincontained in the transmitter 30, which with the already present 20 In the general case, the various channels existing secondary windings is coupled, or it is a system according to the invention in the number of can distinguish between amplifier stages connected to a balancing network. The relative phase being. The coupling between the secondary windings, shifting through the normal channels, must of course which are considered via the inputs of channels 12 and 13 via the. Are z. B. the phases common Primary winding connected to each other 25 shifts of the two channels opposite each other, the phase of a channel at one end would have to be reversed with the secondary winding and the balancing network would have to be reversed with the help of the coupling via the additional be compensated. The principle that must be applied to one

Zusätzlich zu den im Zusammenhang mit Fig. 1 be- System mit zwei Kanälen derart zu erweitern, daß n schriebenen Gegenkopplungen gibt es oft noch andere 30 größer ist als 2, wurde im Zusammenhang mit den Fig. 4 Kopplungen, die bei vielen Anwendungen der Erfindung und 5 weiter oben beschrieben. Ein weiteres besonderes vernachlässigt werden können. In einigen Anwendungs- Ausführungsbeispiel einer derartigen Erweiterung ist in gebieten muß der Schaltungsingenieur sie jedoch in Fig. 20 dargestellt. Das hier gezeigte System enthält η Rechnung stellen. In den Systemen nach Fig. 7, 8, 10, kathodengegengekoppelte Verstärker, die wie bei dem 14 und 15 z. B. ergeben sich Kreuzkopplungen, die durch 35 Zwei-Kanal-System von Fig. 8 mit ihren Eingängen an die Kathodenströme der Röhren der Eingangsstufen entsprechenden Sekundärwicklungen eines Eingangsverursacht werden, was bereits erwähnt wurde. In den Übertragers 50 angeschlossen sind, während die Anoden Systemen der Fig. 6 bis 15 sind ebenfalls zwei andere der entsprechenden Ausgangsröhien V₁, V₂ ... V_n mit-Kbpplungen vorhanden: einander parallel geschaltet und mit der Last verbundenIn addition to the system with two channels to be expanded in connection with FIG. 1 in such a way that n written negative feedback, there are often other 30 larger than 2, in connection with FIG and 5 described above. Another special one can be neglected. In some application embodiments of such an extension, however, the circuit engineer may need to show it in FIG. The system shown here includes η billing. In the systems of FIGS. 7, 8, 10, cathode negative feedback amplifiers which, as in the 14 and 15 z. For example, cross-coupling results which are caused by the two-channel system of FIG. 8 with their inputs to the secondary windings of an input corresponding to the cathode currents of the tubes of the input stages, which has already been mentioned. In the transformer 50 are connected, while the anode systems of FIGS. 6 to 15 are also two other of the corresponding output pipes V ₁ , V ₂ ... V _n with couplings present: connected in parallel and connected to the load

a) Der Ausgangsstrom von μ₂ teilt sich zwischen der 4° sind. Die entsprechenden Gegenkopplungsimpedanzen ß_x, Last und dem Ausgangsleitwert von μ₁ auf. Der durch ß₂ ... ß_n sind miteinander in Reihe geschaltet und mit den letztgenannten Zweig fließende Strom erzeugt eine Masse verbunden. Das System eignet sich für die weiter Gegenkopplungsspannung über ß_x zusätzlich zu der durch oben beschriebene Eingangs-Ausgangs-Umwandlung. den Ausgangsstrom von μ_χ erzeugten erwünschten Span- Der Ausgangsstrom von V₁ (unter Vernachlässigung nung. Daraus resultiert eine Kopplung des Ausgangs von 45 der Gleichstromkomponente) fließt durch alle Impe- μ₂ mit dem Eingang von μ\, die durch die Querverbin- danzen ß_lt ß₂ usw., so daß sich an jeder eine Spannung dung /S₂₁ dargestellt werden kann. Diese ist in Fig. 1 ge- ergibt, die als Gegenkopplungsspannung im Eingangskreis strichelt eingezeichnet. Obgleich sich eine ähnliche Kopp- des entsprechenden Verstärkers auftritt. Daher ergibt lung von μ_χ aus ergibt, so stellt dies nur einen Zuwachs sich zusätzlich zu der negativen Rückkopplung /S₁ vom für ß₁₂ dar und kompliziert das Stabilitätsproblem 50 Ausgang zum Eingang des obersten oder ersten Kanals nicht. eine entsprechende Kreuzgegenkopplung /S₂, β3 usw. voma) The output current of μ ₂ is divided between the 4 °. The corresponding negative feedback impedances ß _x , load and the output conductance of μ ₁ . The current flowing through ß ₂ ... ß _n are connected in series and the current flowing through the latter branch generates a ground. The system is suitable for the further negative feedback voltage via β _{x in} addition to the input-output conversion described above. the output current of _μ χ generated desired rake The output current from V ₁ (voltage, neglecting. This results in a coupling of the output 45 of the direct current component) flows through all impedance-μ ₂ to the input of μ \, the impedances by the Querverbin- ß _lt ß ₂ etc., so that a voltage / S ₂₁ can be represented at each. This is shown in FIG. 1, which is drawn in dashed lines as the negative feedback voltage in the input circuit. Although a similar coupling of the corresponding amplifier occurs. Therefore, if the result is μ _χ , this is only an increase in addition to the negative feedback / S ₁ from for ß ₁₂ and does not complicate the stability problem 50 output to the input of the uppermost or first channel. a corresponding cross negative feedback _{/ S 2} , β3 etc. from

b) Die Gegenkopplung ß₂ erzeugt einen umlaufenden Ausgang des ersten Kanals zum Eingang jedes anderen Strom in dem Eingangskreis VOn_-M₂, der sich zwischen dem. Kanals. Der Ausgangsstrom von V₂ fließt durch /S₂, gemeinsamen Eingangskreis und dem Eingangsleitwert /S₃ ... /S₇₁, aber nicht durch /S₁, so daß sich dementvon μ_χ aufteilt, so daß sich dabei wiederum eine Kopp- 55 sprechend eine Gegenkopplung für den zweiten Kanal und lung ß₂₁ vom Ausgang von μ₂ zum Eingang von μ_χ ergibt. eine Kreuz-Gegenkopplung für jeden der folgenden Kanäle (Wenn in diesem Absatz oder dem nächsten der Ausdruck ergibt. Man kann also für jeden Kanal, einschließlich »gemeinsamer Eingangskreis« oder »Last« erscheint, so des »-ten, eine jedem Kanal zugeordnete μ/5-Schleife bedeutet das, daß jeder der beiden ein in Reihe geschal- erkennen sowie Kreuz-Gegenkopplungswege vomAusgang tetes /^-Netzwerk aufweisen kann.) 60 dieses Kanals zum Eingang jedes darauffolgenden Kanalsb) The negative feedback ß ₂ generates a revolving output of the first channel to the input of every other current in the input circuit VOn _- M ₂ , which is between the. Canal. The output current of V ₂ flows through / S ₂ , common input _{circuit and the input conductance / S 3} ... / S ₇₁ , but not through / S ₁ , so that accordingly from μ _{χ is} divided, so that a coupling 55 Speaking a negative feedback for the second channel and lung ß ₂₁ from the output of μ ₂ to the input of μ _χ results. a cross-negative feedback for each of the following channels (if the expression results in this paragraph or the next. So you can appear for each channel, including "common input circuit" or "load", like the "th, a μ assigned to each channel / 5 loop means that each of the two can recognize a series-connected as well as cross-negative feedback paths from the output tetes / ^ network.) 60 of this channel to the input of each subsequent channel

Versucht man, die Bandbreite des erfindungsgemäßen oder (um die letzte Beobachtung noch zu bestätigen)If one tries to determine the range of the invention or (to confirm the last observation)

Systems unendlich zu vergrößern, so wird ein Punkt er- Kreuz-Gegenkopplungswege zum Eingang dieses KanalsTo enlarge the system infinitely, a point becomes a cross-negative feedback path to the entrance of this channel

reicht, bei dem der Eingangsleitwert von μ₂ und Aus- von den Ausgängen aller in der Reihenfolge vorher-at which the input conductance of μ ₂ and output from the outputs of all in the order

gangsleitwert von μ₁ nicht mehr vernachlässigt werden gehenden Kanäle.master value of μ ₁ can no longer be neglected outgoing channels.

können, und zwar in dem Sinne, daß die Kopplung /J₂₁ 65 Der erste Kanal in Fig. 20 ist der Hauptsignalkanal,in the sense that the coupling / J ₂₁ 65 The first channel in Fig. 20 is the main signal channel,

die Stabilität des Systems gefährdet oder daß diese Kopp- Die reine Signaleingangsspannung in diesem Kanal wirdthe stability of the system is endangered or that this coupling becomes The pure signal input voltage in this channel

lung zumindest in eine Überlegung bezüglich der Stabilität natürlich um die negative Rückkopplung oder Gegen-At least one consideration regarding the stability of the negative feedback or counter-

mit eingeschlossen werden muß. Dann kann es für einen kopplung ^/S₁ vermindert. Im zweiten Kanal ergibt sichmust be included. Then it can be reduced for a coupling ^ / S _1. In the second channel results

Konstrukteur ein gutes Hilfsmittel darstellen, Differen- jedoch eine zweifache Verminderung. Hierbei wird dieConstructors are a good aid, but differ a twofold reduction. Here the

tialübertrager oder ähnliche Einrichtungen zu verwenden, 70 erste Verminderung durch Z₁^₂ und die zweite durch i₂ß₂ tial transformer or similar devices, 70 first reduction by Z ₁ ^ ₂ and the second by i ₂ ß ₂

dargestellt. (Man sieht, daß die Signalkomponente von i_% viel kleiner ist als die von i_x.) In den folgenden Kanälen ergibt sich eine entsprechende weitere Verringerung des Eingangssignals und dementsprechend auch ein geringerer Beitrag dieser Kanäle zum gesamten Ausgangssignal 5 des Systems.shown. (It can be seen that the signal component of i _{% is} much smaller than that of i _x .) In the following channels there is a corresponding further reduction in the input signal and, accordingly, a smaller contribution of these channels to the overall output signal 5 of the system.

Eine Störmodulation des Signals, die im wesentlichen auf den relativ hochbelasteten Hauptkanal zurückzuführen ist, erscheint in den Gegenkopplungsströmen und prinzipiell in i_v Diese Ströme ergeben in den Eingangskreisen Spannungen von solcher Phasenlage, daß die die Spannungen erzeugenden Ströme vermindert werden, wodurch die Störmodulation des Signals, das am gemeinsamen Ausgangskreis oder der Last auftritt, wesentlich herabgesetzt wird. Rauschen und andere unerwünschte Effekte werden im wesentlichen auf die gleiche Weise herabgesetzt.A spurious modulation of the signal, which is essentially due to the relatively highly stressed main channel appears in the negative feedback current and in principle _v in i These currents result in the input circuits voltages of such a phase position that the voltages generating currents are reduced, thus the spurious modulation of the signal that occurs on the common output circuit or the load is significantly reduced. Noise and other undesirable effects are reduced in essentially the same way.

Die in Verbindung mit Fig. 5 beschriebenen konjugierten Zuordnungen werden in Fig. 20 im wesentlichen durch die Tatsache verwirklicht, daß die Impedanz der Last und jedes /?-Netzwerks um ein Vielfaches kleiner ist als die Impedanzen der Kreise, denen sie zugehören. Diese konjugierte Zuordnung kann, wenn nötig, noch dadurch verbessert werden, daß Hybrid-Übertrager bzw. Differentialübertrager oder andere Verfahren, die im Zusammenhang mit anderen Ausführungsformenbeschriebenwurden, angewandt werden.The conjugate assignments described in connection with FIG. 5 are essentially represented in FIG Realizes fact that the impedance of the load and each /? Network is many times smaller than that Impedances of the circuits to which they belong. This conjugate assignment can, if necessary, still be carried out by it that hybrid transformer or differential transformer or other methods described in connection with other embodiments can be applied.

Claims

Patent claims:

1. Signal transmission arrangement with a number of signal transmission channels connected in parallel between a common source and a common load, each channel having an amplifier or / ί section operating in the transmission direction and a negative feedback or / S section, characterized in that the Negative feedback (e.g. JO ₁ , / S ₂ ) of each channel forms a loop independent of other channels, in which μ β ^> 1 , and that, if the channels are considered in a certain order, further negative feedback paths ( e.g. ß ₁₂ ) cross each channel exclusively with each subsequent channel in the sequence that each of these auxiliary channels37 (e.g. 13) contains decoupling circuits (e.g. 19) to get out of the / S section of the Auxiliary channel coming energy with energy from the common source and the cross-coupled energy from the previous channels to combine and the combined energy to the ^ -Ab cut of the auxiliary channel, and that the outputs of the individual channels are connected to the load essentially decoupled from each other.

2. Signal transmission arrangement according to claim 1, characterized in that the individual / f-sections via a first group of lines (12, 13, 14) to the common input circuit and via a second group of lines (12 a, 13 ", 14" ) are connected to the common output that separate negative feedback paths {ß _lt ß ₂ , / S ₃ ) with the connecting lines of the individual channels (12, 12 ", 13, 13" and 14, 14 ") are connected so that the out negative feedback energy taken from the respective amplifier output via the negative feedback _{paths (/ S 1} , ßz> ß &) on the one hand to the same channel and on the other hand via decoupling circuits (18, 19, 21) with the μ-sections to all auxiliary channels following in the sequence (Fig. 4) .

3. Arrangement according to claim 2, characterized in that " that the decoupling circuits switched on in series in the individual negative feedback paths are.

4. Arrangement with two channels according to one of the preceding claims, characterized in that that the cross-negative feedback circuit connects the output of one of the two channels to the input of both Connects channels and forms an inseparable part of one of the negative feedback loops (Fig. 2).

5. Arrangement with at least two channels according to one of the preceding claims, characterized in that that the cross-negative feedback circuit connects the outputs of both channels to the input one of the two channels connects and forms an inseparable part of one of the negative feedback loops (Figures 3 and 5).

6. Arrangement according to one of claims 1 to 5, characterized in that the negative feedback factor of the cross negative feedback path is the negative feedback factor of the ^ section of the arrangement is essentially the same. 1

7. Arrangement according to one of claims 1 to 7, characterized in that the input side of each Channel decoupling circuits are provided that dampen the energy transfer between the channels, while the combined energy from the cross negative feedback path and the /? part of the subject Channel is not attenuated, so that the inputs of the channels are essentially decoupled from one another.

Considered publications:
German Patent No. 850 011;
Austrian patent specification No. 170 603.

In addition 3 sheets of drawings