DE10304858B4

DE10304858B4 - Method and device for decoding a received signal

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Publication number: DE10304858B4
Application number: DE2003104858
Authority: DE
Inventors: Gerd Dipl.-Ing. Kilian; Thomas Dipl.-Ing. Langer
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2003-02-06
Filing date: 2003-02-06
Publication date: 2005-08-04
Anticipated expiration: 2023-02-07
Also published as: DE10304858A1

Abstract

Verfahren zum Decodieren eines Empfangssignals, dem eine komplexe Modulation zugrunde liegt, wobei die Modulation durch ein Konstellationsdiagramm definiert ist, das Zustände aufweist, deren In-Phase-Komponenten und Quadratur-Komponenten durch jeweils zumindest zwei Informationsbits festgelegt sind, mit folgenden Schritten:
Erhalten (10) einer Folge von Zahlenwerten, wobei ein Zahlenwert eine In-Phase-Komponente oder eine Quadratur-Komponente darstellt;
für jeden Zahlenwert, Festlegen (12) einer Wahrscheinlichkeit für den Zahlenwert gemäß einer vorbestimmten Zuordnungsfunktion (70), wobei die Wahrscheinlichkeit davon abhängt, wie wahrscheinlich ein Informationsbit der In-Phase-Komponente oder der Quadratur-Komponente, die durch den Zahlenwert dargestellt ist, einen vorbestimmten binären Zustand hat, wodurch eine Folge von Wahrscheinlichkeiten für die Informationsbits der In-Phase-Komponenten oder der Quadratur-Komponenten erhalten wird, wobei die in einem erstmaligen Durchführen des Schritts des Festlegens betrachteten Informationsbits Informationsbits niedrigster Ordnung von n-Bit-Binärwörtern sind, die die In-Phase-Komponenten oder die Quadratur-Komponenten gemäß dem Konstellationsdiagramm definieren;
Decodieren (14) der Folge von Wahrscheinlichkeiten, um eine Folge von decodierten Informationsbits als...Method for decoding a received signal on which a complex modulation is based, wherein the modulation is defined by a constellation diagram having states whose in-phase components and quadrature components are each defined by at least two information bits, comprising the following steps:
Obtaining (10) a sequence of numerical values, a numerical value representing an in-phase component or a quadrature component;
for each numerical value, determining (12) a probability of the numerical value according to a predetermined assignment function (70), the probability depending on how likely an information bit of the in-phase component or the quadrature component represented by the numerical value has a predetermined binary state, whereby a sequence of probabilities is obtained for the information bits of the in-phase components or the quadrature components, wherein the information bits considered in initializing the setting step are low order information bits of n-bit binary words defining the in-phase components or the quadrature components according to the constellation diagram;
Decoding (14) the sequence of probabilities to obtain a sequence of decoded information bits as ...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Empfänger für eine digitale Übertragung, wie z. B. digitale Radioempfänger, Modems oder Mobilfunkempfänger. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf digitale Empfänger, die Trellis-Decodierer, wie z. B. Viterbi-Decodierer, einsetzen, die ausgebildet sind, um auf der Basis von Wahrscheinlichkeiten zu arbeiten, d. h. die also einen Soft-Input verarbeiten.The The present invention relates to receivers for digital transmission, such as B. digital radio receivers, Modems or mobile receivers. In particular, the present invention relates to digital Receiver, the trellis decoders, such as. B. Viterbi decoder, use, who are trained to be based on probabilities to work, d. H. which process a soft input.

Eine typische Senderanordnung, wie sie für die digitale Übertragung eingesetzt wird, ist in 4 gezeigt. Aus einer Quelle 40 für Informationen werden Informationsbits ausgegeben und einem Kanal-Codierer 41 zugeführt, der gemäß dem Prinzip der Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC; FEC = Forward Error Correction) den Informationsbits von der Quelle 40 eine Redundanz hinzufügt, um einen besseren Empfang sicherzustellen. Dem Kanal-Codierer 41 ist typischerweise ein Interleaver (ILV) 42 nachgeschaltet, der eine Verwürfelung typischerweise hinsichtlich der Frequenz und hinsichtlich der Zeit durchführt, damit bestimmte Phänomene, die auf einem Freiraumübertragungskanal auftreten, nicht zu einem Totalausfall von zeitlich oder frequenzmäßig aufeinanderfolgenden Daten führt, sondern lediglich zu Punktwellenfehlern im wieder rekonstruierten, d. h. de-interleavten Signal führen. Dem Interleaver 42 wiederum nachgeschaltet ist ein sogenannter Mapper 43, der Ausgangsbits des Interleavers auf Frequenzträger abbildet bzw. mappt. Der Mapper 43 basiert typischerweise auf einem Konstellationsdiagramm, das für eine bestimmte verwendete Modulationsart definiert ist. Eingesetzte Modulationsarten sind die QPSK (Quaternary Phase Shift Keying), 16-QAM (QAM = Quadratur-Amplituden-Modulation), 64-QAM, etc. Bei dem in 4 gezeigten Sen derszenario wird eine OFDM-Modulation (OFDM = Orthogonal Frequency Division Multiplex) eingesetzt. Bei der OFDM-Modulation wird bekannterweise eine große Anzahl von Frequenzträgern mit einander überlappenden Übertragungsbändern eingesetzt, wobei jeder Frequenzträger komplex moduliert wird. Typische Zahlen von Frequenzträgern liegen über 200 gleichzeitigen Trägern.A typical transmitter arrangement as used for digital transmission is in FIG 4 shown. From a source 40 for information, information bits are output and a channel encoder 41 supplied according to the principle of Forward Error Correction (FEC) the information bits from the source 40 adds redundancy to ensure better reception. The channel encoder 41 is typically an interleaver (ILV) 42 typically performs scrambling with respect to frequency and time so that certain phenomena occurring on a free space transmission channel will not result in a total failure of temporally or frequency successive data, but only in point wave errors in the reconstructed, ie deinterleaved, signal to lead. The interleaver 42 in turn is a so-called mapper 43 , the output bits of the interleaver on frequency carrier maps or maps. The mapper 43 is typically based on a constellation diagram defined for a particular type of modulation used. Types of modulation used are QPSK (Quaternary Phase Shift Keying), 16-QAM (QAM = Quadrature Amplitude Modulation), 64-QAM, etc. In the case of in 4 An exemplary OFDM modulation (OFDM = Orthogonal Frequency Division Multiplex) is used. In OFDM modulation, it is known to employ a large number of frequency carriers with overlapping transmission bands, with each frequency carrier being complexly modulated. Typical numbers of frequency carriers are over 200 simultaneous carriers.

Das dem Mapper 43 zugrundeliegende Konstellationsdiagramm definiert, wie viele Informationsbits einem der komplexen OFDM-Träger aufmoduliert werden. Werden lediglich zwei Informationsbits einem Träger aufmoduliert, so handelt es sich um eine QPSK-Modulation. Jeder Träger wird einen Betrag von 1 (bezogen auf die normierte komplexe Ebene) haben, wobei sich die Phasen der komplexen Träger je nach Informationsbits voneinander unterscheiden werden. Die In-Phase-Komponente (Realteil in der komplexen Ebene) und die Quadratur-Komponente (Imaginärteil in der komplexen Ebene) sind bei der QPSK immer gleich groß und unterscheiden sich lediglich durch das Vorzeichen. Die QPSK ist dahingehend vorteilhaft, dass zur Demodulation im Empfänger ein relativ kleiner Signal/Rausch-Abstand erforderlich ist. Nachteilig an der QPSK ist jedoch die Tatsache, dass pro Träger lediglich zwei Bits an Information übertragen werden, was zu einer begrenzten Datenrate führt.The mapper 43 The underlying constellation diagram defines how many information bits are modulated onto one of the complex OFDM carriers. If only two information bits are modulated onto a carrier, this is a QPSK modulation. Each carrier will have an amount of 1 (relative to the normalized complex level), with the phases of the complex carriers being different from each other depending on the information bits. The in-phase component (real part in the complex plane) and the quadrature component (imaginary part in the complex plane) are always the same size in the QPSK and differ only by the sign. The QPSK is advantageous in that a relatively small signal-to-noise ratio is required for demodulation in the receiver. A disadvantage of the QPSK, however, is the fact that only two bits of information are transmitted per carrier, resulting in a limited data rate.

Auf höherwertigere Modulationsverfahren, wie z. B. 16-QAM (3) oder 64-QAM (2), wird weiter hinten eingegangen.On higher-valued modulation methods, such. B. 16-QAM ( 3 ) or 64-QAM ( 2 ), will be discussed later.

Der Mapper 43 ist ausgebildet, um jedem der komplexen OFDM-Träger je nach Konstellationsdiagramm eine entsprechende Anzahl von Informationsbits „aufzuprägen". Die OFDM-Träger werden dann gemeinsam einer inversen Fourier-Transformation (IFFT 44) unterzogen, um ein komplexes „Zeitsignal" (zeitlich aufeinanderfolgende komplexe Abtastwerte) am Ausgang des Blocks IFFT 44 zu erhalten. Dieses komplexe Zeitsignal wird dann D/A-gewandelt (45a) und mittels eines komplexen Mischers 45b vom Basisband hochgemischt und einem HF-Front-End mit Leistungsverstärker etc. 46 zugeführt, um über eine Sendeantenne 47 abgestrahlt zu werden.The mapper 43 is designed to "impose" a corresponding number of information bits on each of the complex OFDM carriers according to the constellation diagram .The OFDM carriers are then jointly subjected to an inverse Fourier transformation (IFFT 44 ) to produce a complex "time signal" (temporally consecutive complex samples) at the output of block IFFT 44 to obtain. This complex time signal is then D / A converted ( 45a ) and by means of a complex mixer 45b mixed up from baseband and an RF front end with power amplifier etc. 46 fed to over a transmitting antenna 47 to be radiated.

Das von der Sendeantenne 47 von 4 abgestrahlte Sendesignal wird dann beispielsweise über einen Freiraumübertragungskanal oder einen drahtgebundenen Übertragungskanal zu einem Empfänger übertragen, dessen grundsätzlicher Aufbau in 5 dargestellt ist. Das übertragene Signal wird mittels einer Empfangsantenne 50 aufgenommen, einem HF-Front-End 51 zugeführt und von einem komplexen Mischer 52 ins Basisband umgesetzt. Im Basisband wird das komplexe „Zeitsignal", das dem Signal am Ausgang des Blocks IFFT 44 von 4 entspricht, mittels eines Blocks 53 abgetastet und A/D-gewandelt, um dann einer FFT 54 sowie gegebenenfalls einer De-Interleaving-Operation zur Rückgängigmachung einer vorausgehenden Interleaving-Operation unterzogen zu werden.That from the transmitting antenna 47 from 4 radiated transmission signal is then transmitted, for example via a free space transmission channel or a wired transmission channel to a receiver whose basic structure in 5 is shown. The transmitted signal is transmitted by means of a receiving antenna 50 recorded, an RF front-end 51 fed and from a complex mixer 52 converted into baseband. In the baseband, the complex "time signal" that is the signal at the output of block IFFT 44 from 4 corresponds, by means of a block 53 sampled and A / D converted to a FFT 54 and optionally de-interleaving to undo a previous interleaving operation.

Am Ausgang der FFT 54 liegen die komplexen Träger vor, die – abgesehen von Übertragungsbeeinflussungen – den Daten am Ausgang des Mappers 43 von 4 entsprechen. Insbesondere ist der FFT-Block 54 ausgebildet, um die In-Phasen-Komponenten I und die Quadratur-Komponenten Q der komplexen Träger einem Decodierer 55 zuzuführen, der typischerweise als Trellis-Decodierer ausgebildet ist.At the exit of the FFT 54 are the complex carriers, which - apart from transmission influences - the data at the output of the mapper 43 from 4 correspond. In particular, the FFT block 54 formed to the in-phase components I and the quadrature components Q of the complex carrier a decoder 55 which is typically designed as a trellis decoder.

Ein prominenter Vertreter für Trellis-Decodierer ist der bekannte Viterbi-Decodierer, der unter Verwendung von Wahrscheinlichkeitsinformationen (Soft-Inputs) eine Signaldecodierung durchführt. Die decodierten Informationsbits am Ausgang des Decodierers 45 werden dann einer Informationssenke 56 zugeführt, um beispielsweise optisch oder akustisch dargestellt zu werden. Ein moderner Decodierer umfasst mehrere weitere Funktionalitäten, wie z. B. eine Synchronisierung, eine Kanalentzerrung, etc., welche in 5 durch den Hilfsblock AUX 57 symbolisch dargestellt sind. Insbesondere führt der Hilfsblock AUX 57 eine Kanalentzer rung entweder vor (57a) oder nach (57b) der A/D-Wandlung im Block 53 durch. Der Block 57 enthält typischerweise ferner eine Synchronisationseigenschaft, um den Abtaster im Block 53 gemäß Ausgangssignalen vom Decodierer 55 (57c) zu steuern (57d). Der Block 57 ist ferner typischerweise ausgebildet, um Kanalentzerrungsinformationen dem Decodierer 55 zuzuführen (57e), damit der Trellis-Decodierer bei seiner Wahrscheinlichkeits-basierten Entscheidung die Informationen, bei denen gute Kanaleigenschaften vorlagen, gegenüber den Informationen, bei denen schlechte Kanaleigenschaften vorlagen, bevorzugt.A prominent representative of trellis decoders is the well-known Viterbi decoder, which performs signal decoding using probability information (soft inputs). The decoded information bits at the output of the decoder 45 then become an information sink 56 fed, for example, to be displayed visually or acoustically. A modern decoder includes several other functionalities, such. As a synchronization, a channel equalization, etc., which in 5 through the auxiliary block AUX 57 symbolically represented. In particular, the auxiliary block AUX 57 a channel equalization either before ( 57a ) or after ( 57b ) of the A / D conversion in the block 53 by. The block 57 Also typically includes a synchronization feature to the sampler in the block 53 according to output signals from the decoder 55 ( 57c ) ( 57d ). The block 57 Further, it is typically configured to provide channel equalization information to the decoder 55 to feed ( 57e ) so that the trellis decoder, in its probability-based decision, prefers the information that has good channel characteristics over the information that has poor channel characteristics.

Wie es bekannt ist, ist der Kanal-Decodierer 55, d. h. der Trellis-Decodierer, von den Eigenschaften des Kanal-Codierers 41 von 4 abhängig. Insbesondere bestimmt der Kanalcodieralgorithmus im Kanal-Codierer 41 das durch den Decodierer 55 im Empfänger verwendete Trellis-Diagramm.As is known, the channel decoder 55 , ie the trellis decoder, of the properties of the channel coder 41 from 4 dependent. In particular, the channel coding algorithm determines in the channel coder 41 that through the decoder 55 Trellis diagram used in the receiver.

Ein in 4 dargestellter digitaler Sender ist beispielsweise im DRM-Standard (DRM = Digital Radio Mondiale), Draft ETSI ES 101 980 V1.2.1 (Mai 2002) im Kapitel 7 allgemein offenbart.An in 4 shown digital transmitter is generally disclosed in Chapter 7, for example, in the DRM standard (DRM = Digital Radio Mondiale), draft ETSI ES 101 980 V1.2.1 (May 2002).

Insbesondere wird bei der Kanalcodierung im DRM-Standard ein Multilevel-Codierschema eingesetzt. Das Prinzip der Multilevel-Codierung ist die gemeinsame Optimierung von Codierung einerseits und Modulation andererseits, um das beste Übertragungsverhalten zu erreichen. Dies bedeutet, dass fehleranfälligere Bitpositionen in einem QAM-Mapping einen höheren Schutz erhalten als Bitpositionen, die weniger fehleranfällig sind. Die unterschiedlichen Schutzebenen werden mit unterschiedlichen Komponentencodes erreicht, die alle mit punktierten Faltungscodes im Kanal-Codierer 41 erhalten werden, welche von demselben Muttercode abgeleitet sind. Das Decodieren im Empfänger kann entweder iterativ oder nicht-iterativ durchgeführt werden. Folglich kann das Verhalten des Decodierers 55 von 5 bei fehlerbehafteten Daten einhergehend mit der Anzahl von Iterationen verbes sert werden und hängt von der konkreten Decodierimplementation ab.In particular, channel coding in the DRM standard employs a multilevel coding scheme. The principle of multilevel coding is the joint optimization of coding on the one hand and modulation on the other to achieve the best transmission behavior. This means that more error prone bit positions in a QAM mapping receive greater protection than bit positions that are less error prone. The different levels of protection are achieved with different component codes, all with punctured convolutional codes in the channel encoder 41 obtained, which are derived from the same mother code. The decoding in the receiver can be performed either iteratively or non-iteratively. Consequently, the behavior of the decoder 55 from 5 error-prone data associated with the number of iterations can be verbes sert and depends on the actual decoding implementation.

Ein beispielhafter Kanal-Codierer 41 ist in 6 dargestellt. Informationen von der Quelle von Informationen (Block 40 von 4) werden einem Block 60 zum Partitionieren der Informationen zugeführt. Allgemein gesagt ist die Einrichtung 60 von 6 wirksam, um für ein Drei-Level-Modulationsverfahren, wie z. B. die 64-QAM, jeweils drei Bits i₀, i₁, i₂ für die In-Phase-Komponente eines komplexen Trägers und drei Bits q₀, q₁, q₂ für die Quadratur-Komponente des komplexen Trägers zu gruppieren (nach dem Interleaving in den Blöcken 62a bzw. 62b). In anderen Worten ausgedrückt wird der eingehende Datenstrom in drei ausgehende Datenströme (Ebenen) zerteilt. Dann wird jede Ebene, also die Ebene 0, 1 oder 2 für sich getrennt einer Codierung unterzogen (Blöcke 61a, 61b, 61c), um dann die codierten Informationsbits, also die Informationsbits mit mehr Redundanz, je nach Ebene bzw. je nach Wunsch, einem Interleaving 62a (für die zweite Ebene) oder 62b (für die erste Ebene) oder nicht (für die 0-te Ebene) zu unterziehen. Die Ausgangssignale der Blöcke 62a, 62b, 61c werden dann einem Mapper 63 zugeführt, der dem Mapper 43 von 4 entspricht und bei dem in 6 gezeigten Beispiel ein Konstellationsdiagramm umfasst, das durch die 64-QAM definiert ist. Der Mapper gruppiert jeweils drei Bits i₀, i₁, i₂ für die In-Phase-Komponente und drei Bits q₀, q₁, q₂ für die Quadratur-Komponente eines komplexen Trägers und überträgt diese Bitworte auf die entsprechenden Amplitudenwerte der jeweiligen Komponente. Der Ausgang des Mappers 63 liefert dann für jeden komplexen Träger die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente, welche dann – gesammelt für alle komplexen Träger – einer IFFT (Block 44 von 4) unterzogen werden, um somit ein OFDM-Symbol (im „Zeitbereich") zu erhalten.An exemplary channel encoder 41 is in 6 shown. Information from the source of information (block 40 from 4 ) become a block 60 for partitioning the information supplied. Generally speaking, the device is 60 from 6 effective for a three-level modulation method, such. For example, the 64-QAM may group three bits i ₀ , i ₁ , i ₂ for the in-phase component of a complex carrier and three bits q ₀ , q ₁ , q ₂ for the quadrature component of the complex carrier ( after interleaving in the blocks 62a respectively. 62b ). In other words, the incoming data stream is split into three outgoing data streams (levels). Then each level, that is, the level 0, 1 or 2 is separately subjected to coding (blocks 61a . 61b . 61c ), then the coded information bits, so the information bits with more redundancy, depending on the level or as desired, an interleaving 62a (for the second level) or 62b (for the first level) or not (for the 0th level). The output signals of the blocks 62a . 62b . 61c then become a mapper 63 fed to the mapper 43 from 4 corresponds to and in which 6 Example shown comprises a constellation diagram defined by the 64-QAM. The mapper groups three bits i ₀ , i ₁ , i ₂ for the in-phase component and three bits q ₀ , q ₁ , q ₂ for the quadrature component of a complex carrier and transmits these bit words to the corresponding amplitude values of the respective ones Component. The output of the mapper 63 then supplies for each complex carrier the in-phase component and the quadrature component, which are then - collected for all complex carriers - an IFFT (block 44 from 4 ) so as to obtain an OFDM symbol (in the "time domain").

Die einzelnen Kanal-Codierer 61a, 61b, 61c sind als Faltungscodierer aufgebaut, welche durch Generator-Polynome definiert sind. Zur Anpassung an eine bestimmte Coderate wird ein Mutter-Code mit einer bestimmten Mutter-Coderate einer jeweiligen Punktierungsoperation unterzogen, um einen Code mit höherer Coderate (einer Coderate näher bei 1 als die Mutter-Coderate) zu erhalten. Gemäß dem DRM-Standard wird jede Ebene (Ebene 2, Ebene 1 oder Ebene 0) unterschiedlich redundant codiert, so dass problematischere Bitebenen mit höherer Redundanz codiert werden (Ebene 0) als weniger problematische Bitebenen (Ebene 1 und Ebene 2). Bei dem beschriebenen Szenario ist das niederstwertige Bit einer I-Komponente i₀ oder einer Q-Komponente q₀ am problematischsten, da der Abstand zwischen zwei I- bzw. Q-Komponenten mit unterschiedlichem LSB am kleinsten ist und somit am problematischsten für den Decodierer 55 von 5.The individual channel coders 61a . 61b . 61c are constructed as convolutional encoders defined by generator polynomials. To match a particular code rate, a mother code having a certain mother code rate is subjected to a respective puncturing operation to obtain a code having a higher code rate (a code rate closer to 1 than the mother code rate). According to the DRM standard, each level (level 2, level 1 or level 0) is coded differently redundantly so that more problematic bit planes are coded with higher redundancy (level 0) than less problematic bit levels (level 1 and level 2). In the described scenario, the least significant bit of an I-component i ₀ or a Q-component q _{0 is the} most problematic since the distance between two I- and Q-components with different LSB is smallest and thus most problematic for the decoder 55 from 5 ,

Im Nachfolgenden wird anhand von 3 die 16-QAM als Beispiel für ein mehrstufiges Modulationsverfahren dargestellt. Das in 3 dargestellte Konstellationsdiagramm ist im DRM-Standard offenbart. Das Konstellationsdiagramm enthält 16 Zustände, wobei jeder Zustand durch einen ausgefüllten Kreis in 3 dargestellt ist. Jeder ausgefüllte Kreis entspricht der Spitze eines komplexen Zeigers in der komplexen Ebene. Die In-Phase-Komponente (Realteil) kann vier unterschiedliche Zustände einnehmen (3a, 1a, -1a, -3a) , welche durch zwei Bits i₀, i₁ darstellbar sind. Genau so kann die Quadratur-Komponente vier Zuständen einnehmen (3a, 1a, -1a, -3a) , welche ebenfalls durch zwei Bits q₀, q₁ darstellbar sind. Der Parameter a ist ein beliebig einstellbarer Verstärkungsparameter. So ist beispielsweise ein Zustand 30 im Konstellationsdiagramm von 3 durch die beiden In-Phase-Bits i₀, i₁ (0, 0) und die beiden Quadraturbits q₀, q₁ (0, 0) definiert. Genau so ist beispielsweise ein Zustand 31 durch die In-Phase-Bits i₀, i₁ (0, 1) und die Quadraturbits q₀, q₁ (0, 1) definiert. Die Funktionsweise des Mappers 43 von 4, in dem das 16-QAM-Konstellationsdiagramm von 3 definiert ist, besteht also darin, beim Vorliegen von In-Phase-Bits und Quadratur- Bits am Ausgang der Blöcke 61c, 62b bzw. am Eingang des Mappers 63 von 6 eine In-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente zuzuweisen. Erhält der Mapper beispielsweise als In-Phase-Bits die Bits (0, 1) und als Quadratur-Bits die Bits (0, 1), so wird er eine In-Phase-Komponente von (-1a) und eine Quadratur-Komponente von (-1a) zuweisen. Aus dem Konstellationsdiagramm von 3 ist ersichtlich, dass dieses symmetrisch aufgebaut ist. Dies bedeutet, dass die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente für ein identisches Bitmuster für die In-Phase-Bits und die Quadratur-Bits gleich sind.The following is based on 3 the 16-QAM is shown as an example of a multilevel modulation method. This in 3 The constellation diagram shown is disclosed in the DRM standard. The constellation diagram contains 16 states, each state being indicated by a filled circle in 3 is shown. Each filled circle corresponds to the top of a complex pointer in the complex plane. The in-phase component (real part) can assume four different states (3a, 1a, -1a, -3a), which is represented by two bits i ₀ , i ₁ are adjustable. The quadrature component can assume four states (3a, 1a, -1a, -3a) in exactly the same way, which can also be represented by two bits q ₀ , q ₁ . The parameter a is an arbitrarily adjustable gain parameter. For example, a state 30 in the constellation diagram of 3 is defined by the two in-phase bits i ₀ , i ₁ (0, 0) and the two quadrature bits q ₀ , q ₁ (0, 0). Exactly so is for example a condition 31 is defined by the in-phase bits i ₀ , i ₁ (0, 1) and the quadrature bits q ₀ , q ₁ (0, 1). The functioning of the mapper 43 from 4 in which the 16-QAM constellation diagram of 3 is defined, it consists in the presence of in-phase bits and quadrature bits at the output of the blocks 61c . 62b or at the entrance of the mapper 63 from 6 assign an in-phase component and a quadrature component. For example, if the mapper receives bits (0, 1) as in-phase bits and bits (0, 1) as quadrature bits, it becomes an in-phase component of (-1a) and a quadrature component of Assign (-1a). From the constellation diagram of 3 it can be seen that this is symmetrical. This means that the in-phase component and the quadrature component are the same for an identical bit pattern for the in-phase bits and the quadrature bits.

Nachfolgend wird anhand von 2 das 64-QAM-Konstellationsdiagramm aus dem DRM-Standard erläutert. Das 64-QAM-Konstellationsdiagramm umfasst 64 Zustände und kann daher ausgangsseitig 64 verschiedene komplexe Zeiger definieren. Erlaubte Zustände der In-Phase-Komponente betragen -7a, -5a, -3a, -1a, 1a, 3a, 5a und 7a. Dieselben erlaubten Zustände ergeben sich für die Quadratur-Komponente. Diese jeweils acht verschiedenen Zustände der In-Phase-Komponente und der Quadratur-Komponente können durch jeweils drei Bits codiert werden. Der Mapper 43 von 4 ist daher wirksam, um z. B. einen Zustand 20 von 2 zu mappen, wenn als In-Phase-Bits i₀, i₁, i₂ die Bits (0, 0, 0) anliegen, und wenn als Quadratur-Bits die Bits q₀, q₁, q₂ (0, 0, 0) anliegen. Die gemappte In-Phase-Komponente beträgt ebenso wie die gemappte Quadratur-Komponente (+7a). Erhält der Mapper dagegen als In-Phase-Bits die Bits (0, 0, 0) und als Quadratur-Bits die Bits (1, 0, 0), so wird der Mapper den komplexen Zeiger 21 bestimmen. Dies bedeutet, dass die gemappte Quadratur-Komponente (+5a) beträgt, während die gemappte In-Phase-Komponente (+7a) beträgt.The following is based on 2 explains the 64-QAM constellation diagram from the DRM standard. The 64-QAM constellation diagram comprises 64 states and therefore can define 64 different complex pointers on the output side. Allowed states of the in-phase component are -7a, -5a, -3a, -1a, 1a, 3a, 5a and 7a. The same allowed states result for the quadrature component. Each of these eight different states of the in-phase component and the quadrature component can be encoded by three bits each. The mapper 43 from 4 is therefore effective to z. For example, a condition 20 from 2 when the in-phase bits i ₀ , i ₁ , i _{2 are} the bits ( 0 . 0 . 0 ) and if the bits q ₀ , q ₁ , q ₂ (0, 0, 0) are present as quadrature bits. The mapped in-phase component is as well as the mapped quadrature component (+ 7a). On the other hand, if the mapper receives bits (0, 0, 0) as in-phase bits and bits (1, 0, 0) as quadrature bits, the mapper becomes the complex pointer 21 determine. This means that the mapped quadrature component is (+ 5a) while the mapped in-phase component is (+ 7a).

Im nachfolgenden wird anhand der 9 und 10 auf ein iteratives Konzept zum Decodieren eines Empfangssignals eingegangen, dem eine komplexe Modulation in Form der 64-QAM von 2 zugrunde liegt. Die iterative Decodierung beginnt mit einer ersten Iteration 90. Insbesondere wird die Deco dierung mit dem feinsten Level, also der Bitstelle, die alternierend in den Codeworten verteilt ist, begonnen, weil hier durch die verwendete Coderate, wie es anhand von 6 dargestellt worden ist, am meisten Redundanz eingebracht worden ist. Die nachfolgende Betrachtung wird lediglich beispielhaft anhand der Quadratur-Komponente durchgeführt. Hierbei erhält ein Decodierer 55 von 5 einen digitalen Quadraturwert, der irgendwo auf der komplexen Achse von 2 liegen wird. Würde der Eingangswert in den Decodierer direkt auf einen Wert -7a, -5a, -3a, -1a, ..., 7a (selbstverständlich nach entsprechender Normierung) fallen, so wäre das Decodieren einfach. Dies wird jedoch im allgemeinen nicht der Fall sein, da aufgrund von Eigenschaften des Übertragungskanals Störungen/Verzerrungen eingetreten sind, die zu einer Abweichung geführt haben, dahingehend, dass der dem Decodierer 55 zugeführte Q-Wert irgend wo auf der komplexen Achse in 2 liegen wird.The following is based on the 9 and 10 to an iterative concept for decoding a received signal, which is a complex modulation in the form of the 64-QAM of 2 underlying. Iterative decoding begins with a first iteration 90 , In particular, the decoding is started with the finest level, ie the bit position, which is distributed alternately in the code words, because here the code rate used, as it is based on 6 has been presented, the most redundancy has been introduced. The following consideration is performed merely by way of example with reference to the quadrature component. This gives a decoder 55 from 5 a digital quadrature value somewhere on the complex axis of 2 will lie. If the input to the decoder fell directly to a value of -7a, -5a, -3a, -1a, ..., 7a (of course, after appropriate normalization), decoding would be easy. However, this will generally not be the case since, due to characteristics of the transmission channel, disturbances / distortions have occurred which have led to a deviation in that of the decoder 55 supplied Q value anywhere on the complex axis in 2 will lie.

Wie es aus 90 in 9 zu sehen ist, existieren Mehrdeutigkeiten im Konstellationsdiagramm bezüglich des optimalen Konstellationspunkts für das Bit 0 bzw. das Bit 1, da die Bitwerte auf diesem Level mehrfach vorkommen. Daher könnte, um lediglich eine einzige Entscheidung treffen zu müssen, eine Modulo-Operation durchgeführt werden, um die einzelnen Konstellationspunkte übereinander zu legen, so dass das Entscheidungskriterium für den Viterbi-Decodierer, d. h. die (euklidische) Distanz des empfangenen Wertes zu möglichen optimalen Werten, nur zu den beiden resultierenden (übereinander gelegten) Konstellationspunkten berechnet werden muss, wie es bei 91 in 9 gezeigt ist. Durch die Modulo-Operationen mit einem einfachen Δ₀-Wert oder einem mehrfachen Δ₀-Wert je nach Größe des dem Decodierer 55 zugeführten Q-Werts wird ein zu decodierender Wert daher auf den Wertebereich von 91 von 9 abgebildet, um dann die Wahrscheinlichkeitsinformationen für diesen Wertebereich zu erhalten.Like it out 90 in 9 As can be seen, there are ambiguities in the constellation diagram with respect to the optimal constellation point for bit 0 or bit 1, since the bit values occur repeatedly at this level. Therefore, to make only a single decision, a modulo operation could be performed to overlay the individual constellation points, such that the decision criterion for the Viterbi decoder, ie the (Euclidean) distance of the received value to possible optimal values , only to the two resulting (superimposed) constellation points must be calculated, as with 91 in 9 is shown. By the modulo operations with a simple Δ ₀ value or a multiple Δ ₀ value depending on the size of the decoder 55 supplied Q value, therefore, a value to be decoded to the value range of 91 from 9 and then obtain the probability information for that range of values.

Nach einer Wahrscheinlichkeitszuordnung auf der Basis der übereinander gelegten Konstellationspunkte wird dann das Ergebnis dieser ersten Iteration, also dieses ersten Code-Levels, der bei dem beschriebenen Fall das LSB der die In-Phase-Komponente oder die Quadratur-Komponente darstellenden Bitgruppe ist, für den nächsthöheren Levels herangezogen. Insbesondere wird die Lage des optimalen, entschiedenen Konstellationspunkts vom Empfangssignal abgezogen. Dadurch reduziert sich die Anzahl der Entscheidungsmöglichkeiten auf dem nächsten Level um die Hälfte, wie es bei 92 von 9 dargestellt ist. Erneut werden Modulo-Operationen, nunmehr jedoch mit dem Modul Δ₁, durchgeführt, um wieder die vier möglichen Konstellationspunkte von 92 von 9 übereinander zu legen, um die Situation in Zeile 93 von 9 zu erhalten. Nunmehr kann wieder eine Wahrscheinlichkeitszuweisung, also ein Demapping, durchgeführt werden, um auch das zweite Bit einer Drei-Bit-Gruppe für eine In-Phase-Komponente oder eine Quadratur-Komponente zu erhalten. Nach einer „Subtraktion" der Ergebnisse des Levels 0 und der gerade erhaltenen Ergebnisse des Levels 1 vom Original ergibt sich die Situation von Zeile 94, gemäß der schließlich ein Demapping der höchstwertigen Bits der Bitgruppe durchgeführt wird, derart, dass eine vollständige Decodierung eines Zahlenwerts erhalten worden ist, der eine In-Phase-Komponente oder eine Quadratur-Komponente darstellt.After a probability assignment on the basis of the superimposed constellation points, the result of this first iteration, that is, this first code level, which in the case described is the LSB of the in-phase component or the quadrature component representing bit group, for the next higher levels. In particular, the position of the optimal, decided constellation point is subtracted from the received signal. This reduces the number of decision options at the next level by half, as with 92 from 9 is shown. Again modulo operations, but now with the module Δ ₁ , are performed again to return the four possible constellation points of 92 from 9 to superimpose the situation in line 93 from 9 to obtain. Now, again, a probability assignment, that is, a demapping, be performed to also the second bit of a three-bit group for a In-phase component or to obtain a quadrature component. After a "subtraction" of the results of level 0 and the results of level 1 just obtained from the original, the situation of line results 94 in that a demapping of the most significant bits of the bit group is finally performed such that a complete decoding of a numerical value representing an in-phase component or a quadrature component has been obtained.

In der ersten Iteration ist die Modulo-Operation allerdings weiterhin auf allen Levels nötig, die mehr als zwei Entscheidungsmöglichkeiten bieten. In der zweiten Iteration, die anhand von 10 dargestellt ist, werden die Informationen aller Level, außer dem aktuell zu decodierenden Level, herangezogen, so dass hier für jeden Schritt 100, 101, 102 immer nur zwei Entscheidungsmöglichkeiten mit unterschiedlichem Abstand verbleiben.However, in the first iteration, the modulo operation is still required at all levels that offer more than two choices. In the second iteration, based on 10 is shown, the information of all levels, except for the currently decoded level, used, so here for each step 100 . 101 . 102 always only two choices with different distances remain.

Nachteilig an der anhand der 9 und 10 beschriebenen Vorgehensweise ist die Tatsache, dass bei der Decodierung der einzelnen Levels immer unterschiedlich viel Entscheidungsmöglichkeiten, d. h. unterschiedliche viele optimale Konstellationspunkte verbleiben, denen der Empfangswert zugeordnet werden könnte. Diese unterschiedlich vielen Entscheidungsmöglichkeiten sind in Zeile 90 von 9 acht, in Zeile 92 von 9 vier und in Zeile 94 von 9 zwei Entscheidungsmöglichkeiten. Dadurch sind in der ersten Decodieriteration, die in 9 dargestellt ist, auf den feinen Levels aufwendige Modulo-Operationen nötig, um die Entscheidungsmöglichkeiten „virtuell" auf zwei zu reduzieren. Die Modulo-Arithmetik ist in ihrer Implementation aufwendig und wird – im Gegensatz zur Integer-Arithmetik, in einem Signalprozessor manchmal lediglich für die in 9 beschriebene Vorgehensweise benötigt, sonst jedoch nicht. Dies bedeutet, dass eine Modulo-Arithmetik extra auf einem Prozessor implementiert werden muss, obgleich sie für weitere Berechnungen nicht mehr erforderlich ist. Ein weiterer Nachteil der Modulo-Arithmetik besteht darin, dass sie insbesondere für Echtzeitanwendungen zeitaufwendig ist, da sie üblicherweise durch einen Modulsubtraktionsalgorithmus implementiert wird. Dies bedeutet, dass von einem Wert, der einer Modulo-Reduktion zu unterziehen ist, zunächst der Modul einmal subtrahiert wird, um dann festzustellen, ob das Ergebnis bereits kleiner als der Modul ist. Wird dies bejaht, so ist die Modulo-Operation beendet. Wird dies jedoch nicht bejaht, so wird eine erneute Subtraktion des Moduls von dem Ergebnis durchgeführt, um dann wieder zu sehen, ob das Ergebnis nunmehr kleiner als der Modul ist.A disadvantage of the basis of 9 and 10 The procedure described is the fact that when decoding the individual levels always different levels of decision options, ie different many optimal constellation points remain, to which the reception value could be assigned. These differently many choices are in line 90 from 9 eight, in line 92 from 9 four and in line 94 from 9 two choices. As a result, in the first decoder iteration, those in 9 It is shown that complex modulo operations are necessary on the fine levels to reduce the decision possibilities "virtually" to 2. The modulo arithmetic is complex in its implementation and, in contrast to integer arithmetic, in a signal processor is sometimes only used for the in 9 described procedure needed, but otherwise not. This means that modulo arithmetic must be extra implemented on a processor, although it is no longer needed for further calculations. Another disadvantage of modulo arithmetic is that it is time consuming, especially for real-time applications, as it is usually implemented by a modulus subtraction algorithm. This means that, from a value to be modulo-reduced, the modulus is first subtracted once to see if the result is already smaller than the modulus. If yes, the modulo operation is completed. However, if this is not answered in the affirmative, a further subtraction of the module from the result is carried out, and then again to see whether the result is now smaller than the module.

Wird dies bejaht, so ist die Modulo-Operation nach zwei Iterationen beendet. Wird jedoch immer noch festgestellt, dass das Ergebnis größer als der Modul ist, so muss eine erneute Modul-Subtraktion durchgeführt werden, um eine anschließende Entscheidung zu treffen, ob das wiederum erhaltene Ergebnis kleiner als der Modul ist. Daraus wird ersichtlich, dass in dem Fall, in dem die zu reduzierende Zahl relativ groß ist, aufgrund der Implementation der modularen Reduktion durch Subtraktion mehrere – nicht paral lelisierbare – Iterationen anfallen können. Dies führt dazu, dass erhebliche Rechenzeiteinbußen hingenommen werden müssen, die insbesondere für Echtzeitanwendungen nachteilhaft sind.Becomes if so, the modulo operation is finished after two iterations. However, it is still found that the result is greater than the module is, a new module subtraction must be carried out, to a subsequent Decide whether the result obtained is smaller as the module is. It can be seen that in the case, in the number to be reduced is relatively large due to the implementation the modular reduction by subtraction multiple - not paral lelisable - iterations may be incurred. This leads to, that significant computing time losses have to be tolerated especially for Real-time applications are disadvantageous.

Zusammenfassend bedeutet dies, dass die anhand der 9 und 10 beschriebene iterative Vorgehensweise zur Gewinnung von Wahrscheinlichkeitsinformationen für einen Trellis-Decodierer zu einem erhöhten Aufwand und zu einer erhöhten Rechenzeit führt.In summary, this means that the basis of the 9 and 10 described iterative approach for obtaining probability information for a trellis decoder to increased effort and an increased computing time leads.

Die DE 197 25 275 C2 offenbart ein Verfahren zur Decodierung von block- oder faltungscodierten digitalen Signalen, das die Decodierung mittels eines nicht-linearen Decodiernetzwerkes vornimmt, das aus den Code- oder Paritätsgleichungen abgeleitet wird, wobei alle Bits oder Symbole durch ihre Loglikelihood-Werte als reelle Größen dargestellt und in einem Netzwerk als durch die Code- oder Paritätsgleichungen verbundenen Symbole durch ein „Boxplus"-Element verbunden werden, das durch die Verknüpfung von Loglikelihood-Verhältnis-Werten von Wahrscheinlichkeiten binärer Bits durch eine Tangenshyperbolicusgleichung definiert ist. Damit kann ohne Verzögerung entschieden werden werden keine Informationen verschwendet und wird hoch-parallel und integriert gearbeitet, da mit zeit- und wertkontinuierlich arbeitenden Schaltungen implementiert werden kann.The DE 197 25 275 C2 discloses a method of decoding block or convolutionally encoded digital signals that performs decoding using a non-linear decoding network derived from the code or parity equations, where all bits or symbols are represented by their log-likelihood values as real magnitudes and in to a network as symbols connected by the code or parity equations through a Boxplus element defined by linking log likelihood ratio values of binary bit probabilities through a tangent hyperbolic equation wastes and is worked in a high-parallel and integrated way, since it can be implemented with time-continuous and value-continuous circuits.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein effizienteres Konzept zum Decodieren eines Empfangssignals zu schaffen.The The object of the present invention is to provide a more efficient Concept for decoding a received signal to create.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zum Decodieren eines Empfangssignals nach Patentanspruch 1, eine Vorrichtung zum Decodieren eines Empfangssignals nach Patentanspruch 18 oder ein Computer-Programm nach Patentanspruch 19 gelöst.These The object is achieved by a method for decoding a received signal according to claim 1, an apparatus for decoding a received signal according to claim 18 or a computer program according to claim 19 solved.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die aufwendige Modulo-Arithmetik überflüssig ist, wenn eine Mehrpunktentscheidung dahingehend durchgeführt wird, dass im Gegenstand zum Stand der Technik, bei dem eine „Zusammenführung" vor der ersten Wahrscheinlichkeitszuordnung durchgeführt wird, nunmehr anstatt einer Zusammenführung auf lediglich zwei unterschiedliche Entscheidungszustände eine Wahrscheinlichkeitszuordnung gemäß einer vorbestimmten Zuordnungsfunktion durchgeführt wird. Vorteilhafterweise wird diese Zuordnung für jeden Zahlenwert, der eine I-Komponente oder eine Q-Komponente darstellt, durchgeführt. Damit ergibt sich eine vorbestimmte Zuordnungsfunktion, die eine Mehrzahl von Extremwerten hat, und zwar insbesondere so viel Extremwerte hat, wie viele verschiedene Zustände der I-Komponente oder der Q-Komponente durch das Konstellationsdiagramm festgelegt sind. Dieses Prozedere wird unter Verwendung der für einen niedrigeren Level erhaltenen Ergebnisse für die höheren Levels in aufsteigender Reihenfol ge wiederholt, wobei für sämtliche Levels außer dem höchsten Level entsprechende Mehrpunktentscheidungen durchgeführt werden, ohne dass teuer zu implementierende und im Zeitaufwand problematische Modulo-Operationen nötig sind.The present invention is based on the recognition that the complex modulo arithmetic is superfluous when a multipoint decision is made in that in the subject of the prior art, in which a "merge" is performed before the first probability assignment, now instead of an a probability assignment according to a predetermined assignment function is performed on only two different decision states. Advantageously, this assignment is performed for each numerical value representing an I-component or a Q-component. This results in a predetermined allocation function having a plurality of extreme values, in particular having as many extreme values as many different states of the I-component or the Q-component are determined by the constellation diagram. This procedure is repeated using the lower level results for the higher levels in ascending order, with multi-point decisions being made for all levels except the highest level, without the need for costly implementation and time-consuming modulo operations.

In anderen Worten ausgedrückt betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Decodieren eines Empfangssignals, dem eine komplexe Modulation zugrunde liegt, die durch ein Konstellationsdiagramm definiert ist, das Zustände aufweist, deren In-Phase-Komponenten und Quadratur-Komponenten durch jeweils zumindest zwei Informationsbits festgelegt sind. Das Empfangssignal wird mit Hilfe eines Multilevel-Decodierungsschemas decodiert, das einen Kanaldecoder beinhaltet der Wahrscheinlichkeitsinformationen verarbeitet und je Codierungslevel in einer oder mehreren Decodierungsiterationen ausgeführt wird. Die verwendete Wahrscheinlichkeitsinformation liegt je Level und Iteration in einer Tabelle oder Zuordnungsfunktion vor und erlaubt (im Gegensatz zum Stand der Technik) Mehrpunktentscheidungen in einem Schritt.In in other words The present invention relates to a method for decoding a Receiving signal, which is based on a complex modulation, the is defined by a constellation diagram that has states their in-phase components and quadrature components respectively at least two information bits are fixed. The received signal is done using a multilevel decoding scheme which decodes a channel decoder of the likelihood information is processed and executed per coding level in one or more decoding iterations. The probability information used is per level and Iteration in a table or assignment function before and allowed (in contrast to the prior art) multipoint decisions in a step.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird das Eingangssignal durch die Verwendung von Integer-Arithmetik quantisiert, so dass die Festlegung einer Wahrscheinlichkeit zu einem Zahlenwert gemäß der vorbestimmten Zuordnungsfunktion durch einen Tabellenzugriff stattfinden kann. Das heißt, die vorbestimmte Zuordnungsfunktion ist tabellarisch gespeichert. Damit wird die aufwendige Modulo-Operation zur Reduzierung der Entscheidungsmöglichkeiten und die Distanzberechnung zur Gütebestimmung eines Empfangspunkts (Entscheidungskriterium) durch einen schnellen Tabellen-Zugriff bezüglich der Signalpunkt-Wahrscheinlichkeit für den Zahlenwert ersetzt. Damit ergibt sich während der Laufzeit deutlich weniger Rechenaufwand für den erfindungsgemäßen Decodierer, da die Tabellen für jeden Level nur bei der Initialisierung des Decodierers einmal erstellt werden müssen. Selbst wenn jedoch Floating-Point-Arithmetik verwendet wird und somit die vorbestimmte Zuordnungsfunktion zur Zuordnung einer Wahrscheinlichkeit zu einem Zahlenwert nicht unbedingt als Tabelle implementiert ist, sondern fest verdrahtet oder analytisch berechnet wird (die vorbestimmte Zuordnungsfunktion besteht aus stückweise stetigen Funktionen), so finden bereits ein Geschwindigkeitsvorteil und ein Kostenvorteil dadurch statt, dass keine Modulo-Operationen durchgeführt werden müssen, um die Anzahl der Entscheidungsmöglichkeiten auf zwei zu reduzieren.at a preferred embodiment of present invention, the input signal through the use quantized by integer arithmetic, allowing the determination of a Probability to a numerical value according to the predetermined allocation function can take place through a table access. That is, the predetermined assignment function is stored in tabular form. In order to is the elaborate modulo operation to reduce the decision options and the distance calculation for determining the quality of a reception point (decision criterion) by a fast one Table access regarding the signal point probability for the Number replaced. This results clearly during the term less calculation effort for the decoder according to the invention, because the tables for created each level only once during the initialization of the decoder Need to become. Even though, floating point arithmetic is used and thus the predetermined assignment function for Not necessarily assigning a probability to a numeric value is implemented as a table, but hardwired or analytic is calculated (the predetermined assignment function consists of piecemeal steady functions), so already find a speed advantage and a cost advantage in that no modulo operations are performed have to, by the number of decision options to reduce to two.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung finden sämtliche weiteren Schritte zum Decodieren durch eine Integer-Arithmetik statt, so dass ein erfindungsgemäß ausgeführter Decodierer überhaupt keine Modulo-Funktionalität benötigt, was sich insbesondere für platzkritische Anwendungen in einer reduzierten Chipfläche und allgemein in reduzierter Systementwicklungszeit und daher reduzierten Chipkosten bemerkbar macht.at a preferred embodiment of All of the present invention will find further steps to decode by integer arithmetic, so that an inventively executed decoder at all no modulo functionality needed what especially for space-critical applications in a reduced chip area and generally in reduced system development time and therefore reduced Chip costs noticeable.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:preferred embodiments The present invention will be described below with reference to FIG the accompanying drawings explained in detail. Show it:

1 ein Blockschaltbild für das erfindungsgemäße Konzept zum Decodieren eines Empfangssignals; 1 a block diagram of the inventive concept for decoding a received signal;

2 ein Konstellationsdiagramm einer Quadraturamplitudenmodulation mit 64 Zuständen; 2 a constellation diagram of 64-state quadrature amplitude modulation;

3 ein Konstellationsdiagramm einer Quadraturamplitudenmodulation mit 16 Zuständen; 3 a constellation diagram of a quadrature amplitude modulation with 16 states;

4 ein Blockschaltbild eines typischen Senders; 4 a block diagram of a typical transmitter;

5 ein Blockschaltbild eines typischen Empfängers; 5 a block diagram of a typical receiver;

6 ein Blockschaltbild eines Kanal-Codierers gemäß dem DRM-Standard; 6 a block diagram of a channel encoder according to the DRM standard;

7 ein Diagramm zur Verdeutlichung des erfindungsgemäßen Konzepts in einer ersten Iterationsstufe; 7 a diagram to illustrate the inventive concept in a first iteration stage;

8 eine Darstellung zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Konzepts für eine zweite Iterationsstufe; 8th a representation for explaining the inventive concept for a second iteration stage;

9 eine Darstellung zur Erläuterung des Zusammenführens von verschiedenen Konstellationszuständen auf zwei virtuelle Zustände; und 9 a representation for explaining the merging of different constellation states to two virtual states; and

10 eine Darstellung einer 9 nachgeschalteten zweiten Iterationsstufe. 10 a representation of a 9 downstream second iteration stage.

1 zeigt eine Darstellung des Verfahrens zum Decodieren eines Empfangssignals, dem eine komplexe Modulation zugrunde liegt, wobei die Modulation durch ein Konstellationsdiagramm definiert ist, das Zustände aufweist, deren In-Phase-Komponenten und Quadratur-Komponenten durch jeweils zumindest zwei Informationsbits festgelegt sind. In diesem Fall, in dem die In-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente durch zumindest zwei Informationsbits festgelegt sind, kann eine Multilevel-Codierung oder ein Multilevel-Mapping angewendet werden. 1 1 shows a representation of the method for decoding a received signal on which a complex modulation is based, wherein the modulation is defined by a constellation diagram having states whose in-phase components and quadrature components are each defined by at least two information bits. In this case, where the in-phase component and the quadrature component are defined by at least two information bits, multilevel coding or multilevel mapping may be applied.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung umfasst eine Einrichtung 10 zum Erhalten einer Folge von Zahlenwerten, wobei ein Zahlenwert eine In-Phase-Komponente oder eine Quadratur-Komponente darstellt. Der Einrichtung 10 ist eine Einrichtung 12 zum Festlegen einer Wahrscheinlichkeit für jeden Zahlenwert nachgeschaltet. Die Einrichtung 12 arbeitet gemäß einer vorbestimmten Zuordnungsfunktion, wobei die Wahrscheinlichkeit davon abhängt, wie wahrscheinlich ein Informationsbit der In-Phase- oder der Quadratur-Komponente, die durch den Zahlenwert dargestellt ist, einen vorbestimmten binären Zustand hat. Am Ausgang dieser Einrichtung wird eine Folge von Wahrscheinlichkeiten für die Informationsbits der In-Phase-Komponente oder der Quadratur-Komponente er halten. Insbesondere wird eine Folge von Wahrscheinlichkeiten für die Informationsbits erhalten, die in einem ersten Durchgang betrachtet werden. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sind diese Informationsbits die niederstwertigen Informationsbits (niederste Ebene von Informationsbits) der In-Phase-Komponente oder der Quadratur-Komponente. Die Ermittlung der niederstwertigen Bits (d. h, der niedersten Ebene von Informationsbits) wird verwendet, da, wie es gemäß 6 ausgeführt worden ist, diesen Bits im Kanal-Codierer 41 von 4 die meiste Redundanz eingeprägt worden ist.The device according to the invention comprises a device 10 for obtaining a sequence of numerical values, wherein a numerical value represents an in-phase component or a quadrature component. The device 10 is a facility 12 to set a probability for each numerical value. The device 12 operates according to a predetermined assignment function, the probability depending on how likely an information bit of the in-phase or quadrature component represented by the numerical value has a predetermined binary state. At the output of this device is a sequence of probabilities for the information bits of the in-phase component or the quadrature component he hold. In particular, a sequence of probabilities is obtained for the information bits considered in a first pass. In a preferred embodiment of the present invention, these information bits are the least significant information bits (lowest level of information bits) of the in-phase component or the quadrature component. The determination of the least significant bits (i.e., the lowest level of information bits) is used because, as shown in FIG 6 has been executed, these bits in the channel encoder 41 from 4 most redundancy has been impressed.

Der Einrichtung 12 nachgeschaltet ist eine Einrichtung 14 zum Decodieren der Folge von Wahrscheinlichkeiten, um eine Folge von decodierten Informationsbits zu erhalten. Der Decodierer 14 ist ausgebildet, um Wahrscheinlichkeitsinformationen zu verarbeiten. In anderen Worten ausgedrückt handelt es sich bei dem Decodierer 14 um einen Soft-Input-Decodierer, wie z. B. einen Viterbi-Decodierer.The device 12 Downstream is a facility 14 for decoding the sequence of probabilities to obtain a sequence of decoded information bits. The decoder 14 is designed to process probability information. In other words, the decoder 14 to a soft-input decoder, such. A Viterbi decoder.

Wurde bei einem dem in 1 gezeigten Decodierer zugrundeliegenden Codierer im Sender Redundanz hinzugefügt, so wird die Folge von Informationsbits am Ausgang der Einrichtung 14 zum Decodieren mit genau diesem Sender-Decodierer wieder encodiert, wobei dieser Vorgang auch als Re-Encodierung bezeichnet wird. Damit werden die von den decodierten Informationsbits abgeleiteten Informationsbits, die auch als re-encodierte Informationsbits bezeichnet werden können, erzeugt, deren Anzahl gleich der Anzahl von Zahlenwerten der von der Einrichtung 10 erhaltenen Folge von Zahlenwerten ist. In diesem Fall, in dem im Sender ein Redundanz-hinzufügender Codierer vorgesehen ist, wird also ein in 1 gezeigter gestrichelter Weg 16 von der Einrichtung 14 zu einer Einrichtung 18 zum Codieren der decodierten Informationsbits gewählt, um die von den decodierten Informationsbits abgeleiteten Informationsbits zu erhalten.Was at a the in 1 In the transmitter shown underlying decoder added in the transmitter redundancy, so the sequence of information bits at the output of the device 14 for decoding with exactly this transmitter-decoder re-encoded, this process is also referred to as re-encoding. Thus, the information bits derived from the decoded information bits, which may also be referred to as re-encoded information bits, are generated equal in number to the number of numerical values of the device 10 is obtained sequence of numerical values. In this case, in which a redundancy-adding encoder is provided in the transmitter, an in 1 shown dashed path 16 from the institution 14 to a facility 18 to encode the decoded information bits to obtain the information bits derived from the decoded information bits.

Wurde dagegen im Sender kein Redundanz-hinzufügender Codierer verwendet, so wird von der Einrichtung 14 über einen weiteren gestrichelten Weg 20 direkt zu einer Einrichtung 22 zum Zuordnen eines Summanden zu jedem decodierten Informationsbit gegangen. Der Summand für ein Informationsbit mit einem ersten binären Zustand hat ein anderes Vorzeichen als der Summand für ein Informationsbit mit einem zweiten binären Zustand, wie es nachfolgend anhand von 7 dargestellt wird.If, on the other hand, no redundancy-adding coder has been used in the transmitter, then the device is used 14 over another dashed path 20 directly to means 22 for allocating a summand to each decoded information bit. The summand for an information bit having a first binary state has a different sign than the summand for an information bit having a second binary state, as described below with reference to FIG 7 is pictured.

In einer Einrichtung 24 wird die Folge von Zahlenwerten am Ausgang der Einrichtung 10 mit den am Ausgang der Einrichtung 22 vorliegenden Summanden kombiniert, wobei je ein Zahlenwert mit je einem Summanden kombiniert wird. Dadurch wird eine Folge von Kombinations-Zahlenwerten erhalten.In a facility 24 becomes the sequence of numerical values at the output of the device 10 with the at the exit of the institution 22 combined Summand, where each one numerical value is combined with one summand. Thereby, a sequence of combination numerical values is obtained.

Die Folge von kombinierten Zahlenwerten wird dann einer Einrichtung 28 zum erneuten Durchführen von Schritten des Festlegens einer Wahrscheinlichkeit (Einrichtung 12), des Decodierens der Folge von Wahrscheinlichkeiten (Einrichtung 14), gegebenenfalls des Codierens der decodierten Informationsbits (Einrichtung 18), des Zuordnens eines Summanden (Einrichtung 22) und des Kombinierens (Einrichtung 24) zugeführt. Der erneute Schritt des Decodierens der Folge von Wahrscheinlichkeiten für die zweite Ebene von Informationsbits liefert über einen Ausgang 26 die decodierten Informationsbits zweiter Ordnung, also der zweiten Ebene, wobei über diesen Ausgang bei dem erstmaligen Durchgang bereits die decodierten Informationsbit erster Ordnung, d. h. der ersten Ebene ausgegeben worden sind. Im Falle einer 64-QAM stellt jeder Zahlenwert, der durch die Einrichtung 10 erhalten wird, drei I-Bits oder drei Q-Bits dar. Daher wird die Folge von kombinierten Zahlenwerten am Ausgang der Einrichtung 24, die nach dem zweiten Durchgang erhalten wird, erneut der Einrichtung 12 und der Einrichtung 14 zugeführt, um dann auch die decodierten Informationsbits dritter Ordnung bzw. der dritten Ebene zu erhalten.The sequence of combined numerical values then becomes a device 28 to re-execute steps of setting a probability (facility 12 ), the decoding of the sequence of probabilities (device 14 ), optionally encoding the decoded information bits (means 18 ), the assignment of a summand (device 22 ) and combining (facility 24 ). The re-step of decoding the sequence of probabilities for the second level of information bits provides via an output 26 the second-order decoded information bits, ie the second level, the first-order decoded information bits, ie the first level, having already been output via this output during the first pass. In the case of a 64-QAM, each numeric value provided by the facility 10 Thus, the sequence of combined numerical values at the output of the device becomes three I-bits or three Q-bits 24 , which is obtained after the second pass, again the device 12 and the facility 14 are supplied to then also the third-order or third-level decoded information bits.

Die Einrichtung 26 ist daher ausgeführt, um die Schritte des Festlegens, Decodierens, und falls eine Anzahl von nicht verarbeiteten Ebenen von Informationsbits größer als 1 ist, des Zuordnens und des Kombinierens für jedes weitere Informationsbit durchzuführen, bis alle Ebenen von Informationsbits, die eine In-Phase- oder eine Quadratur-Komponente festlegen, decodiert sind. Damit werden die im Empfangssignal enthaltenen Informationen wiedergewonnen, wobei in jedem Schritt des Festlegens eine andere vorbestimmte Zuordnungsfunktion für eine Folge von kombinierten Zahlenwerten verwendet wird, wie es nachfolgend anhand von 7 erläutert wird.The device 26 is therefore implemented to perform the steps of setting, decoding, and if a number of unprocessed levels of information bits is greater than 1, allocating and combining for each additional information bit until all levels of information bits, which specify an in-phase or a quadrature component are decoded. Thus, the information contained in the received signal is retrieved using a different predetermined allocation function for a sequence of combined numerical values in each step of setting, as described below with reference to FIG 7 is explained.

Die durch – für die 64-QAM – dreimaligen Aktivierung der Einrichtung 14 erhaltenen decodierten Informationsbits erster, zweiter und dritter Ordnung können nunmehr unmittelbar ausgegeben werden. Alternativ, um die Empfangsfehlerrate zu verkleinern, kann ein Iterationsmodul angesteuert werden, das verbesserte decodierte Informationsbits erster, zweiter und dritter Ordnung auf der Basis der Ergebnisse eines ersten Iterationsschritts liefert, der abgeschlossen ist, wenn die Einrichtung 26 zum erneuten Durchführen in diesem ersten Iterationsschritt bei ihrem Abbruchkriterium angelangt ist, das dadurch definiert ist, dass die Informationsbits erster Ordnung, zweiter Ordnung und dritter Ordnung am Ausgang 26 erhalten worden sind. Die Funktionsweise des Iterationsmoduls 30 wird Bezug nehmend auf 8 dargestellt und entspricht im wesentlichen der anhand von 10 dargestellten Vorgehensweise.The through - for the 64-QAM - three times activation of the device 14 obtained decoded information bits first, second and third order can now be output directly. Alternatively, to reduce the receive error rate, an iteration module may be triggered that provides improved first, second, and third order decoded information bits based on the results of a first iteration step that is completed when the device 26 for re-performing in this first iteration step has arrived at its abort criterion defined by the first-order, second-order and third-order information bits at the output 26 have been obtained. The operation of the iteration module 30 is referred to 8th represented and corresponds essentially to the basis of 10 illustrated approach.

Im nachfolgenden wird das erfindungsgemäße Konzept anhand von 7 und anhand des in 2 gezeigten Konstellationsdiagramms beispielhaft dargestellt. Die von der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Decodieren verarbeiteten Folge von Zahlenwerten könnte prinzipiell die über den I-Ausgangszweig des Blocks 54 oder den Q-Zweig des Blocks 54 ausgegebene Folge von Zahlenwerten sein, die eine Folge von In-Phase-Komponenten bzw. eine Folge von Quadratur- Komponenten darstellen. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel liegen die Zahlenwerte der Folge von Zahlenwerten als 8-Bit-Zahlenwerte vor und sind deshalb auf einen durch acht Bits darstellbaren Zahlenbereich normiert, so dass lediglich Integer-Arithmetikstufen erforderlich sind. Dazu passend wird bei dem in 7 gezeigten Beispiel in Anlehnung an das Konstellationsdiagramm von 2 der Zahlenbereich von ebenfalls -127 bis +127 festgelegt. Die erste Zeile 70 von 7 stellt somit beispielhaft die imaginäre Achse von 2 abgebildet auf den Wertebereich der 8-Bit-Zahlenwerte dar, wobei sich dieser Wertebereich von -127 bis +127 erstreckt. Entlang einer Ordinatenachse des Teilbilds 70 von 7 ist die Wahrscheinlichkeit aufgetragen, dass ein Zahlenwert zwischen -127 und +127, der ja drei Informationsbits darstellt, als erstes einen binären Zustand darstellt, der eine binäre „0" ist.In the following, the inventive concept is based on 7 and based on the in 2 shown constellation diagram exemplified. The sequence of numerical values processed by the device according to the invention for decoding could in principle be the one across the I-output branch of the block 54 or the Q branch of the block 54 output sequence of numerical values representing a sequence of in-phase components or a sequence of quadrature components. In a preferred embodiment, the numerical values of the sequence of numerical values are available as 8-bit numerical values and are therefore normalized to a number range which can be represented by eight bits, so that only integer arithmetic levels are required. Matching will be in the in 7 shown example based on the constellation diagram of 2 the number range is also set from -127 to +127. The first line 70 from 7 thus exemplifies the imaginary axis of 2 mapped to the value range of the 8-bit numerical values, this range of values extending from -127 to +127. Along an ordinate axis of the partial image 70 from 7 the probability is plotted that a numerical value between -127 and +127, which represents three information bits, is the first to represent a binary state which is a binary "0".

Die vorbestimmte Zuordnungsfunktion in 7, die die Zick-Zack-Linie im Teilbild 70 ist, ist daher bei einem bestimmten Wert des 8-Bit-Zahlenwerts hoch, bei dem das erste Bit eine „0" ist, und ist bei einem bestimmten Zahlenwert, bei dem das erste Bit eine „1" ist, niedrig. Bei Zahlenwerten, die genau zwischen zwei Konstellations-Zuständen liegen, ist die Wahrscheinlichkeit 50:50, d. h. es kann nicht gesagt werden, ob dieser Zahlenwert mit größerer Wahrscheinlichkeit einem Konstellations-Zustand entspricht, der als erstes Bit eine „1" aufweist, oder der als erstes Bit eine „0" aufweist. Selbstverständlich könnte die in 7 im Teilbild 70 gezeigte vorbestimmte Zuordnungsfunktion invertiert sein, wobei dann die Wahrscheinlichkeit angegeben wäre, ob ein Zahlenwert einen Konstellations-Zustand darstellt, der als erstes Bit eine „1" darstellt.The predetermined assignment function in 7 showing the zigzag line in the drawing file 70 is therefore high at a certain value of the 8-bit numerical value where the first bit is a "0", and is low at a certain numerical value where the first bit is a "1". For numerical values lying exactly between two constellation states, the probability is 50:50, ie it can not be said whether this numerical value is more likely to correspond to a constellation state having a "1" as the first bit, or as the first bit has a "0". Of course, the in 7 in the drawing file 70 shown predefined assignment function, then the probability would be indicated whether a numerical value represents a constellation state, which represents a "1" as the first bit.

Aus dem Teilbild 70 von 7 ist zu sehen, dass der Zahlenbereich, in dem Zahlenwert liegen können, in 16 Bereiche aufgeteilt ist, also in das Doppelte der Zustände, die durch die 3-Bit-Quadratur-Komponente bzw. 3-Bit-In-Phase-Komponenten darstellbar sind.From the drawing file 70 from 7 It can be seen that the numeric range in which the numerical value can lie is subdivided into 16 ranges, ie twice the states that can be represented by the 3-bit quadrature component or 3-bit in-phase components ,

Im Teilbild 70 von 7 sind ferner unter die vorbestimmte Zuordnungsfunktion für das Beispiel eines Zahlenbereichs, der durch eine 8-Bit-Zahl darstellbar ist, die Zahlenwerte eingetragen, bei denen die Wahrscheinlichkeit, dass ein Konstellations-Zustand ein niederstwertiges Bit mit einer „1" oder einer „0" darstellt, maximal bzw. minimal ist. Darüber hinaus sind die Zahlenwerte eingetragen, bei denen lediglich mit einer 50:50 Wahrscheinlichkeit gesagt werden kann, dass der Zahlenwert für ein 3-Bit-Wort steht, dessen niederstwertiges Bit eine „1" oder „0" ist. Für Zahlenwerte von -112, -48, 16, 80 ist die Wahrscheinlichkeit, dass das niederstwertige Bit, das durch diesen Zahlenwert repräsentiert wird, eine „0" darstellt, minimal. Diese Punkte sind die Punkte im Konstellationsdiagramm, bei denen das niederstwertige Bit q₀ eine „1" ist.In the drawing file 70 from 7 are further entered under the predetermined assignment function for the example of a number range, which can be represented by an 8-bit number, the numerical values in which the probability that a constellation state is a least significant bit with a "1" or a "0" represents, maximum or minimum. In addition, the numerical values are entered in which it can only be said with a 50:50 probability that the numerical value stands for a 3-bit word whose least significant bit is a "1" or "0". For numerical values of -112, -48, 16, 80, the probability that the least significant bit represented by this numerical value represents a "0" is minimal These points are the points in the constellation diagram where the least significant bit q _{0 is} a "1".

Die Zahlenwerte -96, -64, -32, 0, 32, 64 und 96 liegen genau zwischen zwei Zuständen im Konstellationsdiagramm. Dies bedeutet, dass bei diesen Zahlenwerten lediglich mit einer Wahrscheinlichkeit von 50:50 gesagt werden kann, dass das niederstwertige Bit des 3-Bit-Worts, das durch diesen Zahlenwert dargestellt wird, eine „1" oder eine „0" ist.The Numbers -96, -64, -32, 0, 32, 64 and 96 are exactly in between two states in the constellation diagram. This means that with these numerical values can only be said with a probability of 50:50 that is, the least significant bit of the 3-bit word that is represented by this numerical value is represented, is a "1" or a "0".

Bei Zahlenwerten von -80, -16, 48 und 112 ist die Wahrscheinlichkeit maximal, dass das niederstwertige Bit des 3-Bit-Worts, das durch den Zahlenwert dargestellt wird, eine „0" ist.at Numbers of -80, -16, 48 and 112 are the probability maximum, that is the least significant bit of the 3-bit word by the numerical value is represented, a "0" is.

Aus dem ersten Teilbild 70 von 7 ist somit zu sehen, dass das Konstellationsdiagramm direkt auf einen Zahlenstrahl abgebildet ist, der den Wertebereich umfasst, in dem ein Zahlenwert der Folge von Zahlenwerten liegen kann.From the first drawing 70 from 7 Thus, it can be seen that the constellation diagram is mapped directly onto a number line that includes the range of values in which a numerical value of the sequence of numerical values can lie.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Zuordnungsfunktion, die als Zick-Zack-Linie im Teilbild 70 dargestellt ist, tabellarisch abgespeichert. Die Festlegung einer Wahrscheinlichkeit für ei nen Zahlenwert gemäß der vorbestimmten Zuordnungsfunktion findet somit allein durch einen schnell durchzuführenden Tabellenzugriff statt. Insbesondere für Echtzeitanwendungen ist dieses Ausführungsbeispiel geeignet, da die Tabelle nur einmal aufgebaut werden muss. Dieses Tabellenaufbauen muss jedoch nicht zur Echtzeit stattfinden, so dass auf Kosten des Erstellens und Einspeicherns dieser Tabelle beispielsweise in einen digitalen Signalprozessor ein sehr schneller Echtzeitbetrieb möglich wird. Insbesondere ist zu sehen, dass aufgrund der in dem Teilbild 70 von 7 dargestellten Mehrpunktentscheidung keine Modulo-Reduktionen wie bei dem in 9 gezeigten Szenario erforderlich sind.In a preferred embodiment of the present invention, the allocation function is on, as a zigzag line in the drawing file 70 is shown in tabular form. The determination of a probability for a numerical value according to the predetermined assignment function thus takes place solely by means of a table access which is to be carried out quickly. This embodiment is suitable in particular for real-time applications since the table only has to be set up once. However, this table construction does not have to take place in real time, so at the expense of creating and storing this table, for example, a very fast real-time operation becomes possible in a digital signal processor. In particular, it can be seen that due to the in the partial image 70 from 7 shown multipoint decision no modulo reductions as in the 9 required scenario are required.

Abweichend vom gezeigten Ausführungsbeispiel und je nach Anwendungsfall muss als vorbestimmte Zuordnungsfunktion nicht unbedingt eine Zuordnungsfunktion verwendet werden, die aus stückweise linearen Funktionen zusammengesetzt ist. Statt dessen könnte auch eine vorbestimmte Zuordnungsfunktion verwendet werden, die aus beliebig geformten stückweise stetigen Funktionen zusammengesetzt ist. Allgemein gesagt ist die vorbestimmte Zuordnungsfunktion von dem Zahlenwert, der beispielsweise der Quadratur-Komponente eines Zustands im Konstellationsdiagramm entspricht, bis zu der Quadraturkomponente eines benachbarten Zustands im Konstellationsdiagramm monoton steigend (von „111" bis „011") oder monoton fallend (von „011" bis „101"), wobei die Anzahl der lokalen Extremwerte gleich der Anzahl von Zuständen der In-Phase-Komponente oder der Quadratur-Komponente ist, und wobei die Anzahl der lokalen Maxima gleich der Anzahl der lokalen Minima ist. Aus einem Vergleich von 7 mit 2 wird ferner ersichtlich, dass für abweichende Konstellationsdiagramme auch abweichende vorbestimmte Zuordnungsfunktionen entstehen, da die vorbestimmte Zuordnungsfunktion eine Abbildung entweder der imaginären Achse oder der reellen Achse auf den Zahlenbereich darstellt, in dem ein Zahlenwert der Folge von Zahlenwerten (Ausgang von Block 54 in 5), welcher zu decodieren ist, liegen kann.Notwithstanding the embodiment shown and depending on the application must not be used as a predetermined assignment function necessarily a mapping function, which is composed of piecewise linear functions. Instead, a predetermined mapping function composed of arbitrarily shaped piecewise continuous functions could also be used. Generally speaking, the predetermined mapping function is monotonically increasing (from "111" to "011") or monotonically decreasing (from "111" to "011") from the numerical value corresponding to, for example, the quadrature component of a state in the constellation diagram to the quadrature component of an adjacent state in the constellation diagram "to" 101 "), wherein the number of local extreme values is equal to the number of states of the in-phase component or the quadrature component, and wherein the number of local maxima is equal to the number of local minima. From a comparison of 7 With 2 Furthermore, it can be seen that for deviating constellation diagrams also different predetermined assignment functions arise, since the predetermined assignment function represents an image of either the imaginary axis or the real axis on the numerical range in which a numerical value of the sequence of numerical values (output of block 54 in 5 ), which is to be decoded.

Nach Zuordnung einer Wahrscheinlichkeit zu einem Zahlenwert wird dieses Prozedere für mehrere Zahlenwerte der Folge von Zahlenwerten wiederholt, so dass eine Folge von Wahrscheinlichkeiten für die Informationsbits der entsprechenden Wertigkeit erhalten wird. Werden im ersten Durchgang die Informationsbits der In-Phase-Komponenten decodiert, die die niedrigste Wertigkeit haben (z. B. i₀ oder q₀), so wird eine Folge von Wahrscheinlichkeiten für die niederstwertigen Bits aufeinanderfolgender In-Phase-Komponenten oder Quadratur-Komponenten erhalten. Werden dagegen im ersten Durchgang nicht die niederstwertigen Bits ermittelt, sondern die zweit-niederstwertigen Bits (i₁, q₁) oder die höchstwertigen Bits (i₂, q₂), so wird eine entsprechende Folge von Wahrscheinlichkeiten für Informationsbits der entsprechenden Wertigkeiten erhalten.After assigning a probability to a numerical value, this procedure is repeated for a plurality of numerical values of the sequence of numerical values, so that a sequence of probabilities for the information bits of the corresponding significance is obtained. If in the first pass the information bits of the in-phase components having the lowest significance (eg i ₀ or q ₀ ) are decoded, a sequence of probabilities for the least significant bits of successive in-phase components or quadrature components is decoded. Components received. If, on the other hand, it is not the least significant bits that are determined in the first pass but the second least significant bits (i ₁ , q ₁ ) or the most significant bits (i ₂ , q ₂ ), a corresponding sequence of probabilities for information bits of the corresponding significances is obtained.

Die Folge von Wahrscheinlichkeiten wird dann in einen Viterbi-Decodierer eingespeist, der auf der Basis eines Trellis-Diagramms, das von der Beschaffenheit des Kanal-Codierers 41 von 4 abhängt, decodierte Informationsbits ausgibt, die beim dargestellten Ausführungsbeispiel die niederstwertigen Bits der decodierten In-Phase-Komponenten oder der decodierten Quadratur-Komponenten sind. Wurde im Sender eine Kanal-Codierung durch einen Kanal-Codierer 41 von 4 durchgeführt, so ist die Anzahl der decodierten Informationsbits kleiner als die Anzahl der verarbeiteten Folge von Zahlenwerten. Daher wird eine erneute Codierung dieser decodierten Informationsbits durchgeführt, um eine Folge von den decodierten Informationsbits abgeleiteten Informationsbits zu erhalten. Die erneute Codierung oder Re-Encodierung wird mit demselben Codierer durchgeführt, der im Sender verwendet worden ist, und der beispielsweise in 6 dargestellt ist. Dies bedeutet, dass nicht nur eine Redundanz-Hinzufügung durchgeführt wird, sondern dass gegebenenfalls auch ein Interleaving durchgeführt wird, wie es in 6 für die zweite Ordnung (i₁, q₁) oder die dritte Ordnung (i₂, q₂) dargestellt ist. Am Ende dieses Re-Encodierens, das durch den Block 18 vonThe sequence of probabilities is then fed into a Viterbi decoder, based on a trellis diagram, which depends on the nature of the channel coder 41 from 4 outputs decoded information bits which, in the illustrated embodiment, are the least significant bits of the decoded in-phase components or the decoded quadrature components. Was in the transmitter channel coding by a channel encoder 41 from 4 performed, the number of decoded information bits is less than the number of processed sequence of numerical values. Therefore, a re-encoding of these decoded information bits is performed to obtain a sequence of information bits derived from the decoded information bits. The re-encoding or re-encoding is performed with the same encoder used in the transmitter, and used in e.g. 6 is shown. This means that not only a redundancy addition is performed, but that, if necessary, an interleaving is performed, as in 6 for the second order (i ₁ , q ₁ ) or the third order (i ₂ , q ₂ ) is shown. At the end of this re-encoding, that through the block 18 from

1 ausgeführt worden ist, liegt eine Folge von decodierten Informationsbits vor, wobei die Anzahl der decodierten Informationsbits gleich der Anzahl von Zahlenwerten in der Folge von Zahlenwerten ist, die durch die Einrichtung 10 erhalten wird. 1 has been executed, there is a sequence of decoded information bits, the number of decoded information bits being equal to the number of numerical values in the sequence of numerical values passed through the device 10 is obtained.

Die Einrichtung 22 zum Zuordnen eines Summanden ist bei dem in 7 erläuterten Ausführungsbeispiel ausgebildet, um immer zwei benachbarte Zustände im Konstellationsdiagramm „zusammenzulegen". Dies bedeutet, dass beispielsweise aus den im Teilbild 70 dargestellten Konstellationspunkten „100" und „000" durch Zuordnen von Summanden und anschließendes Kombinieren ein neuer Konstellationspunkt „x00" ermittelt wird. Damit wird in dem mit Level 1 bezeichneten Teilbild 71 die Anzahl der Entscheidungszustände halbiert, und gleichzeitig rücken die einzelnen Entscheidungszustände weiter auseinander. Der Wertebereich, der entlang der x-Achse des Teilbilds 71 aufgetragen ist, entspricht dem Wertebereich des Teilbilds 70.The device 22 for assigning a summand is in the in 7 The exemplary embodiment described is designed to "combine" two adjacent states in the constellation diagram, which means, for example, that in the partial image 70 By means of assigning summands and then combining, a new constellation point "x00" is determined, thus making up the sub-picture designated by Level 1 71 the number of decision states is halved, and at the same time the individual decision states move further apart. The range of values along the x-axis of the field 71 is applied, corresponds to the value range of the partial image 70 ,

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird, falls ein decodiertes Informationsbit am Ausgang des Codierers 18 von 1 eine „1" hat, eine Zahl (ein Summand) hinzu addiert, deren Vorzeichen positiv ist, und deren Betrag gleich dem halben Abstand zwischen den Zuständen „100" und „000" im Teilbild 70 ist. Da der Abstand für die in dem Teilbild 70 dargestellte Abbildung die Ganzzahl 32 ist, wird einem decodierten Informationsbit durch die Einrichtung 22 eine Zahl „16" zugeordnet, und zwar mit einem positiven Vorzeichen. Dagegen wird, um die „Zusammenlegung" der beiden Konstellationspunkte zu erreichen, einem decodierten Informationsbit, das einen binären Wert von „0" hat, ebenfalls der Betrag 16 zugeordnet, jedoch mit negativem Vorzeichen.In a preferred embodiment of the present invention, if a decoded information bit is present at the output of the encoder 18 from 1 has a "1", adds a number (a summand) whose sign is positive, and whose amount is equal to half the distance between the zu stand "100" and "000" in the drawing file 70 is. Because the distance for in the sub picture 70 represented figure the integer 32 is a decoded information bit through the device 22 In contrast, in order to achieve the "merging" of the two constellation points, a decoded information bit having a binary value of "0" is also the amount 16 assigned, but with a negative sign.

Es sei darauf hingewiesen, dass die Summanden mit positivem und negativem Vorzeichen nicht unbedingt gleich sein müssen. Wünschenswert ist jedoch, dass die Summe der Summanden gleich dem Abstand zwischen zwei Zuständen im Teilbild 70 ist, also beim bevorzugten Ausführungsbeispiel 32 beträgt. So könnte jedoch beispielsweise einem decodierten Informationsbit mit einem binären Wert von „1" ein Summand lediglich von „8" zugeordnet werden, während dem decodierten Informationsbit mit einem Wert von „0" dann ein Wert von 24 zugeordnet werden würde. Dies würde bedeuten, dass der Wert „x00" nicht mehr genau in der Mitte zwischen „100" und „000" liegen würde, sondern entweder nach links oder nach rechts von der Mitte versetzt ist.It should be noted that the terms with positive and negative signs do not necessarily have to be the same. However, it is desirable that the sum of the summands be equal to the distance between two states in the field 70 is, so in the preferred embodiment 32 is. However, for example, a decoded information bit having a binary value of "1" could be assigned an addend of only "8", while the decoded information bit having a value of "0" would then be assigned a value of 24. This would mean that the value "x00" would no longer be exactly in the middle between "100" and "000", but is offset either to the left or to the right of the center.

Es wird daher bevorzugt, dass der „neue" Zustand, der aus der Zusammenführung zweier benachbarter Zustände entstanden ist und für den nächsten Decodierungslevel zum Einsatz kommt, auf dem Nulldurchgang der aktuell verwendeten Zuordnungsfunktion zu liegen kommt, also in der Mitte zwischen den beiden zusammengeführten Ausgangszuständen. Beispielsweise werden die im Level 0 decodierten Zustände „000" und „100" durch zwei Summanden „-16" bzw. „+16" zu dem neuen Zustand „x00" für Level 1 vereinigt. Allgemein werden also Zustände mit gleichem Bitmuster auf noch nicht decodierten Ebenen vereinigt, da über die Unterschiede auf den bereits decodierten Ebenen schon entschieden wurde und diese somit für die weitere Verarbeitung nicht mehr von Bedeutung sind.It Therefore, it is preferred that the "new" state resulting from the merger of two neighboring states has arisen and for the next Decoding level is used, at the zero crossing of the current used assignment function comes to rest, so in the middle merged between the two Output states. For example, the states "000" and "100" decoded in level 0 are changed by two summands "-16" and "+16", respectively, to the new state "x00" for level 1 united. Generally, therefore, states with the same bit pattern become united on undecoded levels, because of the differences on the already decoded levels has already been decided and this thus for the further processing are no longer of importance.

Nachdem die Einrichtung 22 zum Zuordnen eines Summanden sämtlichen decodierten Informationsbits, die der durch die Einrichtung 10 erhaltenen Folge von Zahlenwerten entsprechen, Summanden zugeordnet hat, wird jeder Zahlenwert mit einem Summanden kombiniert, um eine Folge von kombinierten Zahlenwerten zu erhalten. Diese Folge von kombinierten Zahlenwerten wird dann die im Teilbild 71 dargestellte vorbestimmte Zuordnungsfunktion verwenden, die ähnlich der vorbestimmten Zuordnungsfunktion im ersten Durchgang ist, indem sie stückweise stetig ist und monoton steigende und monoton fallende Abschnitte hat. Die Anzahl der Extrema ist nun jedoch halb so groß, was durch das „Zusammenfügen" durch Zuordnen von Summanden und Kombinieren der Zahlenwer te mit den Summanden erreicht wird. Durch Anwenden der im Teilbild 71 dargestellten vorbestimmten Zuordnungsfunktion auf die kombinierten Zahlenwerte wird eine Folge von Wahrscheinlichkeiten erhalten, dahingehend, dass ein kombinierter Zahlenwert ein 3-Bit-Binärwort für eine In-Phase-Komponente oder eine Quadratur-Komponente repräsentiert, dessen zweites Bit bzw. Bit zweiter Ordnung den binären Zustand „0" oder „1" hat. Diese Folge von Wahrscheinlichkeiten für die Informationsbits zweiter Ordnung werden dann wieder mit dem Viterbi-Decodierer decodiert, um eine Folge von decodierten Informationsbits zweiter Ordnung zu erhalten, die über den Ausgang 26 von 1 ausgebbar ist.After the establishment 22 for assigning a summand of all the decoded information bits, that of the device 10 Each number is combined with an addend to obtain a sequence of combined numerical values. This sequence of combined numbers then becomes the one in the field 71 use the predetermined assignment function similar to the predetermined assignment function in the first pass by being piecewise continuous and having monotonically increasing and monotonically decreasing portions. However, the number of extrema is now half as large, which is achieved by "joining together" by adding summands and combining the numbers with the summands 71 a predetermined number of times, a sequence of probabilities is obtained in that a combined numerical value represents a 3-bit binary word for an in-phase component or a quadrature component whose second or second-order bit is the binary one State has "0" or "1". This sequence of probabilities for the second order information bits are then decoded again with the Viterbi decoder to obtain a sequence of decoded second order information bits passing through the output 26 from 1 is dispensable.

Die Folge von decodierten Informationsbits wird nunmehr mit der Einrichtung 18 zum Codieren der decodierten Informationsbits erneut codiert, wobei nun jedoch der zweite Zweig von 6, der die Elemente 61b und 62b umfasst, zum Codieren verwendet wird, um eine Folge von von den decodierten Informationsbits abgeleiteten (re-encodierten) Informationsbits zu erhalten, deren Anzahl gleich der Anzahl der Folge von kombinierten Zahlenwerten ist.The sequence of decoded information bits is now with the device 18 to encode the decoded information bits again, but now the second branch of 6 who is the elements 61b and 62b is used for encoding to obtain a sequence of (re-encoded) information bits derived from the decoded information bits, the number of which is equal to the number of the sequence of combined numerical values.

Diesen re-encodierten Informationsbits wird durch die Einrichtung 22 wieder jeweils ein Summand zugeordnet, wobei das Vorzeichen des zugeordneten Summanden wieder von dem Zustand des decodierten Informationsbits abhängt. Ist das decodierte Informationsbit eine „1", so ist das Vorzeichen des Summanden positiv. Ist dagegen das Vorzeichen des decodierten Informationsbits eine „0", so ist das Vorzeichen des zuordneten Summanden negativ. Die Beträge der Summanden für ein decodiertes Informationsbit mit einem Wert von „0" und einem Wert von „1" sind vorzugsweise gleich, um wieder zwei Zustände (x10) und (x00) des Teilbilds 71 in einen „virtuellen" Zustand abzubilden, der in einem Teilbild 72 von 7 mit „xx0" bezeichnet ist.These re-encoded information bits are passed through the device 22 again associated with each summand, wherein the sign of the associated summand again depends on the state of the decoded information bits. If the decoded information bit is a "1", then the sign of the addend is positive, whereas if the sign of the decoded information bit is a "0", then the sign of the associated addend is negative. The sums of the summands for a decoded information bit having a value of "0" and a value of "1" are preferably equal to again two states (x10) and (x00) of the field 71 to map into a "virtual" state, in a partial image 72 from 7 with "xx0" is designated.

Die Beträge der Summanden betragen nunmehr, im Gegensatz zu den ersten Summanden, den doppelten Wert, nämlich beim ge zeigten Beispiel den Wert 32. Die Einrichtung 24 zum Kombinieren ist daher erneut aktiv, um jedem kombinierten Zahlenwert den durch die Einrichtung 22 zugeordneten Summanden hinzu zu addieren (unter Berücksichtigung des entsprechenden Vorzeichens), um dann eine Folge von erneut kombinierten Zahlenwerten zu erhalten.The amounts of the summands are now, in contrast to the first summands, the double value, namely ge in the example shown, the value 32. The device 24 for combining is therefore again active to each combined numerical value by the device 22 add added summands (taking into account the corresponding sign), and then obtain a sequence of recombined numerical values.

Mit dieser Folge von erneut kombinierten Zahlenwerten wird wieder in die Einrichtung 12 eingetreten, um nun jedoch unter Verwendung der Zuordnungsfunktion aus dem Teilbild 72 zur Ermittlung der decodierten Informationsbits dritter Ordnung eine Folge von Wahrscheinlichkeiten zu erhalten, die noch durch die Einrichtung 14 zu decodieren ist, um über den Ausgang 26 die decodierten Informationsbits dritter Ordnung zu erhalten. Zu diesem Zeitpunkt ist die Decodierung abgeschlossen, und aus der Folge von ursprünglichen Zahlenwerten wurde, über eine Folge von 3-Bit-Binärwörtern, die ursprünglich einmal durch den Mapper 43 von 4 einem komplexen Träger zugeordnet wurden, wieder der Bitstrom am Eingang von Block 60 in 6 rekonstruiert.With this sequence of again combined numerical values will be back in the facility 12 but now using the mapping function from the field 72 to obtain the third-order decoded information bits, a sequence of probabilities still to be obtained by the device 14 to decode is about the output 26 the decoded information bits to get third order. At this point in time, the decoding is complete, and the sequence of original numerical values was, through a series of 3-bit binary words, originally passed through the mapper once 43 from 4 were assigned to a complex carrier, again the bitstream at the input of block 60 in 6 reconstructed.

Zur Qualitätsverbesserung wird bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dem in 7 beschriebenen Prozedere, das auch als erste Iteration bezeichnet wird, eine zweite Iteration nachgeordnet. Im einzelnen werden nunmehr die durch das Prozedere von 7 erhaltenen decodierten Informationsbits zweiter Ordnung (Level 1) und dritter Ordnung (Level 2) durch die Einrichtung 18 einer Re-Encodierung unterzogen, und dann mit derselben Summanden-Zuordnung, wie sie anhand von 7 dargestellt worden ist, verarbeitet, um eine Folge von Summanden zu erhalten, die mit der Folge von ursprünglichen Zahlenwerten kombiniert wird. Hierbei wird durch die Einrichtung 24 eine Kombination durchgeführt, so dass sich erneut kombinierte Zahlenwerte ergeben, mit denen in eine Zuordnungsfunktion gegangen wird, die bei 80 in 8 dargestellt ist. Die Zuordnungsfunktion bei 80 in 8 hat wieder denselben Wertebereich von -127 bis +127 und ist zwischen einem Wert -16 bis zu einem Wert +16 monoton steigend und ansonsten konstant. Daraus wird eine Folge von Wahrscheinlichkeiten für die niederstwertigen Bits der 3-Bit-Binärworte für I und Q erhalten, die, wenn sie durch die Einrichtung 14 decodiert werden, eine verbesserte Folge von Informationsbits erster Ordnung (Level 0) ergeben, da zusätzlich die (Redundanz-) Information der anderen beiden Levels aus der vorhergehenden Iteration ausgewertet wird.For quality improvement, in a preferred embodiment of the present invention, the in 7 described procedure, which is also referred to as the first iteration, followed by a second iteration. In detail, the procedures of 7 obtained decoded information bits of second order (Level 1) and third order (Level 2) by the device 18 subjected to re-encoding, and then with the same summand assignment, as determined by 7 is processed to obtain a sequence of summands which is combined with the sequence of original numerical values. This is by the device 24 performed a combination, so that again combined numerical values result, which is gone into a mapping function, the at 80 in 8th is shown. The assignment function at 80 in 8th again has the same value range from -127 to +127 and is monotonically increasing between a value -16 to a value +16 and otherwise constant. From this a sequence of probabilities is obtained for the least significant bits of the 3-bit binary words for I and Q which, when passed through the device 14 result in an improved sequence of first-order information bits (Level 0), since in addition the (redundancy) information of the other two levels from the previous iteration is evaluated.

Dann wird unter Verwendung der gerade berechneten Informationsbits erster Ordnung (Level 0) und den Informationsbits dritter Ordnung (Level 2) aus der ersten Iteration dasselbe Prozedere des Festlegens einer Wahrscheinlichkeit (Einrichtung 12 von 1), des Decodierens (Einrichtung 14 von 1) und des Codierens (Einrichtung 18 von 1) sowie des Zuordnens (Einrichtung 22 von 1) und des Kombinierens (Einrichtung 24 von 1) durchgeführt, um verbesserte Informationsbits der zweiten Ordnung (Level 1) zu erhalten. Hierzu wird in der Einrichtung 12 zum Festlegen einer Wahrscheinlichkeit eine vorbestimmte Zuordnungsfunktion verwendet, die bei 81 von 8 dargestellt ist. Diese vorbestimmte Zuordnungsfunktion ist von einem Wert -32 bis zu einem Wert +32 monoton steigend und ansonsten konstant. Unter Verwendung der in der zweiten Iteration berechneten verbesserten Informationsbits erster und zweiter Ordnung (Level 0 und Level 1) werden nunmehr noch verbesserte Informationsbits dritter Ordnung (Level 2) unter Verwendung der vorbestimmten Zuordnungsfunktion berechnet, die bei 82 in 8 dargestellt ist.Then, using the first-order (level 0) and third-order (level 2) information bits just calculated from the first iteration, the same procedure of setting a probability (means 12 from 1 ), decoding (device 14 from 1 ) and coding (device 18 from 1 ) as well as the assignment (device 22 from 1 ) and combining (facility 24 from 1 ) to obtain improved second order (Level 1) information bits. This will be done in the facility 12 used to set a probability a predetermined assignment function, the 81 from 8th is shown. This predetermined mapping function is monotonically increasing from a value -32 to a value +32 and otherwise constant. Using the improved first and second order information bits (Level 0 and Level 1) computed in the second iteration, even better third order information bits (Level 2) are now calculated using the predetermined mapping function that is provided 82 in 8th is shown.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die Berechnung der Abweichung vom empfangenen Wert zum optimalen Konstellationspunkt in allen Levels durch einen Table-Lookup ersetzt. Diese Realisierung ist aus Gründen der Geschwindigkeitsoptimierung vorteilhaft.at the preferred embodiment of The present invention will calculate the deviation from the received Value for the optimal constellation point in all levels by one Replaced table lookup. This realization is for the sake of Speed optimization advantageous.

Die Modulo-Operation in den feineren Levels der ersten Iteration, die anhand der 9 dargestellt worden ist, ent fällt komplett, da unter Verwendung der erfindungsgemäßen vorbestimmten Zuordnungsfunktionen Mehrpunkt-Metriken eingesetzt werden, d. h. dass zwischen allen Entscheidungsmöglichkeiten sofort in einem Schritt gewählt wird.The modulo operation in the finer levels of the first iteration, based on the 9 ent falls completely, since using the predetermined assignment functions according to the invention multipoint metrics are used, ie that is chosen between all decision-making options immediately in one step.

In einer Tabelle wird somit die Wahrscheinlichkeit eines jeden möglichen Empfangswerts innerhalb des zugelassenen Integer-Bereichs z. B. bezüglich eines gesendeten Bits 0 abgespeichert. Die Tabelle für das Sendebit 1 ist gegenüber der für das Sendebit 0 nur Vorzeichen-invertiert und muss somit nicht erzeugt und gespeichert werden. Die tabellierten Werte sind entgegengesetzt zur Distanzberechnung angelegt, d. h. dass eine hohe Wahrscheinlichkeit einer kleinen Distanz entspricht und umgekehrt. Dies ist jedoch lediglich für den Viterbi-Algorithmus von Bedeutung, der jetzt bezüglich der maximalen und nicht bezüglich der minimalen Pfadmetrik entscheiden muss.In a table thus becomes the probability of every possible one Receive value within the allowed integer range z. B. in terms of a transmitted bit 0 is stored. The table for the send bit 1 is opposite the for send bit 0 is only sign-inverted and thus does not need to be generated and saved. The tabulated values are opposite created for distance calculation, d. H. that a high probability a small distance and vice versa. This is however only for the Viterbi algorithm, which is now relevant to the maximum and not re the minimum path metric must decide.

Erfindungsgemäß werden die einzelnen Levels und Iterationen der Decodierung durch die Verwendung verschiedener vorbestimmter Zuordnungsfunktionen in Tabellenrealisierung unterschieden. Außerdem ist dabei eine getrennte und bessere Berücksichtigung der Randbereiche ohne zusätzlichen (Lokalisierungs- oder Unterscheidungs-) Aufwand möglich, als wenn eine Distanzberechnung eingesetzt wird. Eine Zuordnungsfunktion mit Sättigung oder sogar Anstieg der Wahrscheinlichkeit zum Rand hin, bezüglich des äußersten Konstellationspunktes, ist somit günstiger – anstatt einem Abfallen der Wahrscheinlichkeit, was dem Anstieg der Distanz entsprechen würde. Es empfiehlt sich sehr große Zahlenwerte in den Randbereichen des verwendeten Zahlenbereichs mit ebenso hoher Wahrscheinlichkeit (Sättigung), wenn nicht mit höherer Wahrscheinlichkeit (Anstieg), dem äußersten Konstellationspunkt zuzuordnen, wie einen Zahlenwert der der optimaler Position des Konstellationspunkts entspricht.According to the invention the individual levels and iterations of decoding through use various predetermined assignment functions in table realization distinguished. Furthermore is a separate and better consideration of the edge areas without additional (Localization or discrimination) effort possible, as if a distance calculation is used. An assignment function with saturation or even increase in probability toward the edge, in terms of outermost Constellation point, is thus cheaper - instead of a drop in the Probability, which would correspond to the increase in distance. It is recommended very large Numerical values in the border areas of the number range used with equally high probability (saturation), if not more likely (increase), the utmost Assign constellation point, such as a numerical value of the optimal Position of the constellation point corresponds.

Die vorbestimmten Zuordnungsfunktionen in Tabellenform sind, wie es dargestellt worden ist, bei 70, 71, 72, 80, 81, 82 der 7 und 8 graphisch dargestellt. Je weiter oberhalb der Achse sich die vorbestimmte Zuordnungsfunktion befindet, desto wahrscheinlicher ist die Annahme richtig, dass der Empfangswert dieser Stelle einem gesendeten Bit 0 zugeordnet werden muss. Entsprechendes gilt umgekehrt, wenn die vorbestimmte Zuordnungsfunktion in den negativen Bereich, also unter die Abszisse fällt.The predetermined assignment functions in tabular form are as shown 70 . 71 . 72 . 80 . 81 . 82 of the 7 and 8th shown graphically. The further above the axis the predetermined assignment function is, the more likely it is to assume that the reception value of this location is assigned to a transmitted bit 0 must be ordered. The same applies conversely if the predetermined assignment function falls within the negative range, ie below the abscissa.

Erfindungsgemäß wird bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel die aufwendige Modulo-Operation zur Reduzierung der Entscheidungsmöglichkeiten und die Distanzberechnung zur Gütebestimmung eines Empfangspunkts durch ein Table-Lookup bezüglich der Signalpunkt-Wahrscheinlichkeit ersetzt. Dadurch ergibt sich während der Laufzeit deutlich weniger Rechenaufwand, da die Tabellen nur bei der Initialisierung des erfindungsgemäßen Decodierers einmal erstellt werden müssen.According to the invention is at a preferred embodiment the complex modulo operation to reduce the decision possibilities and the distance calculation for determining the quality a receive point through a table lookup for the signal point probability replaced. This results during the runtime significantly less computational effort, since the tables only created once during initialization of the decoder according to the invention Need to become.

Das beschriebene Verfahren kann in Empfängern für digitalen Lang-, Mittel- und Kurzwellenrundfunk nach dem Standard von Digital Radio Mondiale (DRM) zur Anwendung kommen. Es handelt sich bei diesem System um eine OFDM-Übertragung, wie es anhand der 4 und 5 dargestellt ist. Innerhalb eines 10 kHz breiten Bandes werden etwa 200 Träger untergebracht. Ein Teil der Träger wird für Pilotinformationen in einem regelmäßigen Raster mit festgelegten Werten moduliert.The method described can be used in digital long, medium and short wave radio receivers according to the standard of Digital Radio Mondiale (DRM). This system is an OFDM transmission, as shown by the 4 and 5 is shown. Within a 10 kHz wide band about 200 carriers are accommodated. Part of the carriers is modulated for pilot information in a regular grid of fixed values.

Der überwiegende Teil der Träger wird mit den eigentlich zu übertragenden Daten in 16- oder 64-QAM moduliert, je nach dem welcher Grad an Robustheit erreicht werden soll. Je nach Modulation wird also ein Multilevel-Code mit zwei (bei 16-QAM : 4 Konstellationspunkte je Dimension) oder drei (bei 64-QAM : 8 Konstellationspunkte je Dimension) Levels verwendet. Die Gesamtcoderate ist davon praktisch unabhängig und lässt sich zwischen 0,5 und 0,78 in verschiedenen Stufen einstellen. Die Coderate der einzelnen Levels schwankt zwischen 1/4 und 8/9, um eine bestimmte Gesamtco derate, d. h. eine Summe der Coderaten aller Levels geteilt durch die Anzahl der Levels, zu erzielen.The predominant Part of the carrier becomes with the actually to be transferred Data is modulated in 16- or 64-QAM, depending on the degree Robustness should be achieved. Depending on the modulation is so one Multilevel code with two (16-QAM: 4 constellation points each Dimension) or three (64-QAM: 8 constellation points per dimension) Levels used. The total code rate is practically independent of this and let yourself between 0.5 and 0.78 in different stages. The code rate The individual levels vary between 1/4 and 8/9 to a specific one Total co derate, d. H. shared a sum of the code rates of all levels through the number of levels to achieve.

Die Decodierung erfolgt hierbei in zwei Iterationen nach dem oben beschriebenen Verfahren unter Verwendung verschiedener Metriktabellen für die verschiedenen Levels, Iterationen und Konstellationen. Zwei mal zwei Tabellen werden für 16-QAM benötigt. Zwei mal drei Tabellen werden für 64-QAM benötigt. Aufgrund der verwendeten Integer-Arithmetik mit 2⁸ = 256 Quantisierungsstufen (8 Bits), also aufgrund einem Wertebereich, in dem die Zahlenwerte liegen können, von -127 bis +127, ist der Speicherbedarf einer Tabelle mit 255 Werten relativ übersichtlich und einer Berechnung der Signalpunktwahrscheinlichkeit in Echtzeit (analytische Zuordnungsfunktion) vorzuziehen, obgleich dies aufgrund der einfachen stückweise stetigen Funktionen ebenfalls prinzipiell möglich ist.The decoding is done in two iterations according to the method described above using different metric tables for the different levels, iterations and constellations. Two times two tables are needed for 16-QAM. Two times three tables are needed for 64-QAM. Due to the used integer arithmetic with 2 ⁸ = 256 quantization levels (8 bits), ie due to a range of values in which the numerical values can lie, from -127 to +127, the memory requirement of a table with 255 values is relatively clear and a calculation of the Signal point probability in real time (analytical assignment function) preferable, although this is also possible in principle due to the simple piecewise continuous functions.

Zusammenfassend zeichnet sich die vorliegende Erfindung somit dadurch aus, dass die Unterscheidung der einzelnen Levels und Iterationen bei der Decodierung eines Multilevelcodes mit Hilfe des Viterbi-Algorithmus nur durch jeweils verschiedene Metriktabellen bei gleichzeitiger Vermeidung einer Vorverarbeitung der Eingangswerte durch Modulo-Operationen durchgeführt wird. Dies ist vorteilhaft aufgrund der vereinfachten und weniger aufwendigen Berechnung der Pfadmetriken innerhalb des Viterbi-Algorithmus, vorzugsweise durch Nachschlagen der Verteilungswahrscheinlichkeit in Tabellen und aufgrund der Unterscheidung einzelner Levels und Iterationen nur durch Verwendung verschiedener Metriktabellen. Damit einher geht automatisch das Wegfallen der Vorverarbeitung des Eingangssignals mit Modulo-Operationen zur Decodierung aufgrund der Verwendung von Mehrpunktmetriken. Das erfindungsgemäße Konzept ermöglicht somit eine Geschwindigkeitsoptimierung eines Decodierers bei vernachlässigbar erhöhtem Speicheraufwand.In summary Thus, the present invention is characterized in that the distinction of the individual levels and iterations in the Decoding a multilevel code using the Viterbi algorithm only by different metric tables at the same time Prevention of preprocessing of the input values is performed by modulo operations. This is advantageous due to the simplified and less expensive Calculation of path metrics within the Viterbi algorithm, preferably by looking up the distribution probability in tables and due to the distinction of individual levels and iterations only by using different metric tables. This goes hand in hand automatically eliminating the preprocessing of the input signal with Modulo operations for decoding due to the use of multipoint metrics. The inventive concept allows thus a speed optimization of a decoder at negligible increased Storage costs.

Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Decodierverfahren in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementation kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das Verfahren zum Decodieren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computer-Programm-Produkt mit einem auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computer-Programm-Produkt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedrückt ist die Erfindung somit auch ein Computer-Programm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens, wenn das Computer-Programm auf einem Computer abläuft.Depending on the circumstances, the decoding method according to the invention in hardware or be implemented in software. The implementation can be done on one digital storage medium, in particular a floppy disk or CD with electronically readable control signals, which are so with a programmable computer system that can interact with the procedure Execute decoding becomes. Generally, the invention thus also consists in a computer program product with a program code stored on a machine-readable carrier to carry out of the method according to the invention, if the computer program product runs on a computer. In other words Thus, the invention is also a computer program with a program code to carry out of the procedure when the computer program runs on a computer.

Claims

Method for decoding a received signal on which a complex modulation is based, the modulation being defined by a constellation diagram having states whose in-phase components and quadrature components are each defined by at least two information bits, comprising the following steps: 10 ) a sequence of numerical values, wherein a numerical value represents an in-phase component or a quadrature component; for each numeric value, set ( 12 ) a probability for the numerical value according to a predetermined allocation function ( 70 The probability depends on how likely an information bit of the in-phase component or the quadrature component represented by the numerical value has a predetermined binary state, whereby a sequence of probabilities for the information bits of the in-phase components or the quadrature components, wherein the information bits considered in a first-time performing the setting step are low-order information bits of n-bit binary words defining the in-phase components or the quadrature components according to the constellation diagram; Decode ( 14 ) the sequence of probabilities to obtain a sequence of decoded information bits as a sequence of least significant information bits for a sequence of in-phase or quadrature components, comprising a decoder adapted for processing probability information; Assign ( 20 ) an addend to each decoded information bit or to each information bit derived from the decoded information bit, the addend for an information bit having a first binary state having a different sign than for an information bit having a second binary state; Combine ( 24 ) of the numerical values with the summands, wherein one numerical value each is combined with one summand in order to obtain a series of combined numerical values; and re-performing ( 28 ) the steps of setting ( 12 ), Decoding ( 14 ) and, if a number of unprocessed information bits is greater than or equal to 1, of the mapping ( 22 ) and combining ( 24 ) for each further bit of information until all of the information bits which together define an in-phase component or a quadrature component are decoded to recover information contained in the received signal, wherein in each determining step another predetermined mapping function for the sequence of Combined numerical values are provided, wherein in the step of repeating the information bits are determined successively with a value higher by "1", wherein the constellation diagram n different in-phase components or quadrature components are given, wherein a range of values of numerical values in 2n sections, wherein between an edge of the range of values and a smallest or largest in-phase component or quadrature component, a portion is provided, wherein between two in-phase or quadrature components always two sections are provided, the amounts the summand for the bin The states of the summands are equal to one section, the signs being chosen such that after the step of combining there are half as many modified in-phase or quadrature component states represented by a combined numerical value can be represented, wherein a range of values of the combined numerical values is equal to the value range of the original numerical values.

The method of claim 1, wherein the numerical values lie in a predetermined value range, where the through the constellation diagram defined in-phase components or Quadrature components mapped to the predetermined value range are and wherein the predetermined assignment function is piecewise runs steadily and at numerical values that are mapped with an in-phase component or a mapped quadrature component, extremes having.

Method according to Claim 1 or 2, in which the information bits are coded by a redundancy-adding coding ( 41 ) are derived from original information bits, in which in the decoding step ( 14 ) the redundancy is used for decoding, and in which before the step of allocating ( 22 ) are subjected to the same redundancy-adding coding decoded information bits to obtain the information bits derived from the decoded information bits, the number of which is equal to the number of numerical values.

Method according to one of the preceding claims, in the complex modulation is a 64-quadrature amplitude modulation, wherein the in-phase component or the Quadrature component represented by a binary word with three information bits or where the complex modulation is 16-quadrature amplitude modulation is, being the in-phase component or the quadrature component by a binary word with two bits of information is representable.

Method according to one of the preceding claims, in which the predetermined assignment function is in tabular form and the step of determining ( 12 ) comprises a table access.

Method according to one of claims 1 to 5, wherein before Step of decoding the sequence of probabilities further with channel quality information is weighted to favor numerical values where a transmission channel was better, and to discriminate numerical values, where a transmission channel was worse.

Method according to one of claims 2 to 6, wherein the value range can be represented by 8 or 16 bits.

Method according to one of the preceding claims, in which a predetermined assignment function in a first execution of the Step ( 28 ) has the same value range as the predetermined assignment function when the step (b) is carried out for the first time ( 12 ) of setting but only half as many extreme values, the extreme values being twice as far in relation to the value range as compared to the predetermined assignment function for initial setting ( 12 ).

Method according to one of the preceding claims, in which the in-phase components and the quadrature components can be represented by in each case at least two bits, and in which after the step ( 28 ) of repeating an iteration ( 30 ) is performed with the following steps: combining the sequence of numerical values with a sequence of summands on the basis of a sequence of information bits of a second and a third order from a preceding iteration, and assigning them on the basis of a predetermined assignment function ( 80 ) for an improved sequence of first order information bits.

The method of claim 9, further comprising Step has: Combine the sequence of numerical values with a sequence of summands due to a sequence of information bits first order of a current iteration and information bits third Order of a previous iteration; and Set a Probability for any combined numerical value due to a predetermined assignment function for one improved sequence of second order information bits.

The method of claim 9 or 10 further comprising the step of: combining the sequence of numerical values with a sequence of summands based on a sequence of first and second order information bits of a current iteration; and determining a probability using a predetermined assignment function ( 82 ) to finally obtain an improved sequence of third order information bits.

Method according to one of Claims 9, 10 or 11, in which the assignment function for the improved sequence of information bits ( 80 . 81 . 82 ) has a single rising area.

The method of claim 12, wherein the rising Area for determining first-order decoded information bits comprises a first range of values, where the rising Area for a sequence of second order information bits has a width equal to that Doubles of first order have, and at the decoded for Third order information bits, the rising portion one width equal to four times its first order.

Method according to one of the preceding claims, in the constellation diagram is formed according to a 64-quadrature amplitude modulation is and in which the Q components in descending order through the following binary words can be displayed are: 111, 011, 101, 001, 110, 010, 100, 000, and in which the in-phase components in descending order can be represented by the following binary words: 111, 011, 101, 001, 110, 010, 100, 000.

The method of claim 14, wherein adjacent ones Quadrature components or adjacent in-phase components equidistant from each other are.

Method according to one of claims 2 to 15, wherein in the step of decoding ( 14 ) a trellis diagram can be used, and in particular a Viterbi decoder can be used.

The method of claim 16, wherein the decoder is based on a channel coder, the lesser to information bits Order adds more redundancy higher than information bits Order.

Apparatus for decoding a received signal based on a complex modulation, the modulation being defined by a constellation diagram having states whose in-phase components and quadrature components are each defined by at least two information bits, comprising: means to receive ( 10 ) a sequence of numerical values, wherein a numerical value represents an in-phase component or a quadrature component; a means of setting ( 12 ) of a probability for each numerical value according to a predetermined allocation function ( 70 The probability depends on how likely an information bit of the in-phase component or the quadrature component represented by the numerical value has a predetermined binary state, whereby a sequence of probabilities for the information bits of the in-phase Components or the quadrature components, wherein the information bits considered by the means for setting are lowest order information bits of n-bit binary words defining the in-phase components or the quadrature components according to the constellation diagram; a device for decoding ( 14 ) of the sequence of probabilities to produce a sequence of decoded information bits as a result of least significant Obtain information bits for a sequence of in-phase or quadrature components, with a decoder adapted for processing probability information; a device for assigning ( 20 ) an addend to each decoded information bit or to each information bit derived from the decoded information bit, the addend for an information bit having a first binary state having a different sign than for an information bit having a second binary state; a device for combining ( 24 ) of the numerical values with the summands, wherein one numerical value each is combined with one summand in order to obtain a series of combined numerical values; and a means for re-performing ( 28 ) of setting steps ( 12 ), Decoding ( 14 ) and, if a number of unprocessed information bits is greater than or equal to 1, of the mapping ( 22 ) and combining ( 24 ) for each further bit of information until all the information bits which together define an in-phase component or a quadrature component are decoded to recover the information contained in the received signal, wherein at each step of setting, another predetermined mapping function for the sequence is provided by combined numerical values, wherein the means for re-performing is designed to sequentially determine the information bits with a value "1" higher, wherein the constellation diagram n different in-phase components or quadrature components are given, wherein a The value range of the numerical values is subdivided into 2n sections, wherein a section is provided between an edge of the value range and a smallest or largest in-phase component or quadrature component, two sections always being provided between two in-phase or quadrature components , where the amounts of the sum are equal to the binary states, the magnitudes of the summands being equal to one section, the signs being chosen so that after the combining step, there are half as many modified in-phase or quadrature component states passing through a combined numerical value can be represented, wherein a range of values of the combined numerical values is equal to the value range of the original numerical values.

Computer program with a program code to carry out the Method according to one of the claims 1 to 17 when the program runs on a computer.