DE10304505A1 - Process for feeding an induction furnace or inductor - Google Patents

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Robert Dipl.-Ing. Ibach
Jan Dr.-Ing. Fabianowski
Maciej A. Dr.-Ing. Dzieniakowski
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Abstract

Disclosed is a method for feeding an induction furnace or inductor comprising at least one inverted rectifier (2A, 21B, 2C) that is fed by at least one rectifier (1, 1A, 1B, 1C) via at least one intermediate voltage circuit which is provided with an intermediate circuit capacitor (21A, 21B, 21C). At least one resonant capacitor (17, 18) forms a parallel resonant circuit (15) along with the inductive component (19) and the resistive component (20) of the resistive-inductive load (16) generated by the induction furnace or inductor. A modulation factor (m) is formed according to the current load voltage (URL) and the current load power (pI) and is supplied to a pulse-width modulator (7) which establishes the period of conductance (tm) for the semiconductor switches of the inverted rectifiers, which can be turned off, from said modulation factor (m). Each period of conductance (tm) begins, and thus the semiconductor switches are turned on, in strict synchrony with the moment of zero crossing of the load voltage while the switch-off time of the conducting semiconductor switches is defined in accordance with the period of conductance (tm).

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to a Method for feeding an induction furnace or inductor according to the preamble of claim 1.

Aus der DE 199 26 198 A1 ist die Anwendung von selbstgeführten Spannungszwischenkreisumrichtern (pulsweitenmodulierte Wechselrichter mit Spannungszwischenkreis), bestehend aus jeweils einem oder mehreren Gleichrichtern und einem oder mehreren Wechselrichtern, für die Stromversorgung von Induktionsöfen und Induktoren zum induktiven Schmelzen und induktiven Erwärmen bekannt. Für die Wechselrichter wird eine Schaltfrequenz verwendet, die größer ist als die Grundfrequenz des jeweiligen Ausgangsstromes. Die Verbindung der Wechselrichter mit dem parallel kompensierten Lastkreis erfolgt über eine Koppeldrossel.From the DE 199 26 198 A1 the use of self-commutated DC link converters (pulse-width modulated inverters with DC link), each consisting of one or more rectifiers and one or more inverters, is known for the power supply of induction furnaces and inductors for inductive melting and induction heating. A switching frequency is used for the inverters that is greater than the basic frequency of the respective output current. The inverters are connected to the parallel compensated load circuit via a coupling choke.

Aus der WO 02/49197 A2 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Speisung einer induktiven Last in Form eines Induktors oder Induktionsofens mit einem hohen Frequenz-Leistungsprodukt bekannt. Dies wird mit parallelgeschalteten weichschaltenden Wechselrichtern beliebiger Anzahl erreicht, die von zumindest einem Gleichrichter gespeist werden, wobei jedem Wechselrichter zumindest ein Kondensator parallel vorgeschaltet wird, der an zumindest einem Spannungszwischenkreis angeschlossen wird. Die Ausgänge der Wechselrichter werden an zumindest einen L1C1L2R-Parallelschwingkreis, der aus der ohmsch-induktiven Last L2R, einem Resonanzkondensator C1 und der Gesamtinduktivität L1 der Resonanzdrosseln besteht, angekoppelt. Die Wechselrichter werden synchron geschaltet und mit der Resonanzfrequenz fo des L1C1L2R-Parallelschwingkreises bzw. geringfügig oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz fo mit der Schaltfrequenz fs angesteuert.From WO 02/49197 A2 a method and a device for feeding an inductive load in the form of an inductor or induction furnace with a high frequency power product are known. This is achieved with any number of parallel-connected soft-switching inverters, which are fed by at least one rectifier, at least one capacitor being connected upstream in parallel to each inverter and connected to at least one voltage intermediate circuit. The outputs of the inverters are coupled to at least one L 1 C 1 L 2 R parallel resonant circuit, which consists of the ohmic-inductive load L 2 R, a resonance capacitor C 1 and the total inductance L 1 of the resonance chokes. The inverters are switched synchronously and driven with the resonance frequency f o of the L 1 C 1 L 2 R parallel resonant circuit or slightly above or below the resonance frequency f o with the switching frequency f s .

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein vereinfachtes Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors der eingangs genannten Art anzugeben, mit welchem eine Regelung der Lastspannung und der Lastleistung realisiert wird.The invention is based on the object simplified process for feeding an induction furnace or Inductor of the type mentioned with which one Regulation of the load voltage and the load power is realized.

Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.This task is linked with the features of the preamble according to the invention solved the features specified in the characterizing part of claim 1.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, dass die Betriebsfrequenz des Induktionsofens oder Induktors stets exakt gleich der Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises ist, d. h. bei Änderungen von Schwingkreisparametern während des Betriebes passt sich die Betriebsfrequenz selbsttätig der sich verändernden Resonanzfrequenz an.The achievable with the invention The main advantages are that the operating frequency of the induction furnace or inductor always exactly the same as the resonance frequency of the parallel resonant circuit, d. H. when changing the resonant circuit parameters while of the company, the operating frequency adjusts itself automatically changing resonance frequency on.

Weitere Vorteile sind aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.Further advantages are from the description below seen.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.Advantageous embodiments of the Invention are in the subclaims characterized.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen:The invention is illustrated below of the embodiments illustrated in the drawing. It demonstrate:

1 eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induktionsofens oder Induktors, 1 a basic embodiment of the circuit for supplying an induction furnace or inductor,

2 beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß 1, 2 Exemplary time profiles of quantities of interest (current, voltages) for switching according to 1 .

3 eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß 1, 3 an optional embodiment for switching according to 1 .

4 eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises, 4 a basic embodiment with respect to the parallel resonant circuit,

5 eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises, 5 a simplified embodiment of the parallel resonant circuit,

6 eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln, 6 a basic embodiment with regard to the coupling chokes,

7, 8, 9 optionale Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln, 7 . 8th . 9 optional embodiments with regard to the coupling chokes,

10 eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung, 10 a basic embodiment with regard to the regulation,

11 eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung, 11 an expanded embodiment with regard to the regulation,

12 unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter. 12 Different time profiles of quantities of interest (current, voltages) depending on the activation of the semiconductor switch.

In 1 ist eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induktionsofens oder Induktors dargestellt. Es ist ein Netztransformator 22 zu erkennen, der primärseitig mit einem Drehstromnetz und sekundärseitig mit drei parallel angeordneten Gleichrichtern 1A, 1B, 1C verbunden ist. Jeder Gleichrichter 1A bzw. 1B bzw. 1C ist gleichstromseitig mit einem Zwischenkreiskondensator 21A bzw. 21B bzw. 21C (Spannungszwischenkreise) und einem Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet. Die Kapazität der Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw. 21B bzw. 21C beträgt jeweils CDCL. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C weisen vorzugsweise IGBTs (oder andere abschaltbare Leistungshalbleiterschalter) als Halbleiterschalter auf. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C sind wechselstromseitig über Koppeldrosseln 14A bzw. 14B bzw. 14C parallelgeschaltet. Die Induktivität einer Koppeldrossel 14A bzw. 14B bzw. 14C beträgt jeweils LC. Die Wechselrichter-Ausgangsströme der Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C betragen IA bzw. IB bzw. IC. Der Gesamt-Wechselrichter-Ausgangsstrom IΣ beträgt IΣ = IA + IB + IC und ist gleichzeitig Schwingkreis-Eingangsstrom eines an die Wechselrichter 2A, 2B, 2C angeschlossenen Parallelschwingkreises 15, welcher aus einem Resonanzkondensator 18, einer hierzu in Serie liegenden ohmsch-induktiven Last 16 und einem parallel zur Serienschaltung 18/16 angeordneten Resonanzkondensator 17 gebildet ist. Die Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC haben einander ähnliche Verläufe und einander ähnliche bzw. gleiche Amplituden. Die ohmsch-induktive Last 16 wird durch die Ofenspule eines Induktionsofens oder die Spule eines Induktors gebildet und weist einen induktiven Anteil 19 sowie einen ohmschen Anteil 20 auf. Wichtige Größen des Parallelschwingkreises 15 sind:
C1 Kapazität des Resonanzkondensators 17
C2 Kapazität des Resonanzkondensators 18
LI Induktivität der ohmschinduktiven Last 16
RI Ohmscher Widerstand der ohmsch-induktiven Last 16 In 1 a basic embodiment of the circuit for supplying an induction furnace or inductor is shown. It is a mains transformer 22 can be seen on the primary side with a three-phase network and on the secondary side with three rectifiers arranged in parallel 1A . 1B . 1C connected is. Every rectifier 1A respectively. 1B respectively. 1C is on the DC side with an intermediate circuit capacitor 21A respectively. 21B respectively. 21C (Voltage intermediate circuits) and an inverter 2A respectively. 2 B respectively. 2C wired. The capacitance of the intermediate circuit capacitors 21A respectively. 21B respectively. 21C is C DCL in each case. The inverters 2A respectively. 2 B respectively. 2C preferably have IGBTs (or other switchable power semiconductor switches) as semiconductor switches. The inverters 2A respectively. 2 B respectively. 2C are on the AC side via coupling chokes 14A respectively. 14B respectively. 14C connected in parallel. The inductance of a coupling choke 14A respectively. 14B respectively. 14C is L C in each case. The inverter output currents of the inverters 2A respectively. 2 B respectively. 2C are I A or I B or I C. The total inverter output current I Σ is I Σ = I A + I B + I C and at the same time is the resonant circuit input current to the inverters 2A . 2 B . 2C connected parallel resonant circuit 15 , which consists of a resonance capacitor 18 , an ohmic-inductive load in series 16 and one parallel to the series connection 18 / 16 arranged resonance capacitor 17 is formed. The inverter output currents I A , I B , I C have mutually similar courses and mutually similar or identical amplitudes. The ohmic inductive load 16 is formed by the furnace coil of an induction furnace or the coil of an inductor and has an inductive component 19 as well as an ohmic component 20 on. Important sizes of the parallel resonant circuit 15 are:
C 1 capacitance of the resonance capacitor 17
C 2 capacitance of the resonance capacitor 18
L I inductance of the ohmic load 16
R I Ohmic resistance of the ohmic-inductive load 16

Von großer Wichtigkeit bei der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung ist, dass die Koppeldrosseln 14A, 14B, 14C das di/dt (Änderungsgeschwindigkeit nach der Zeit) der Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC begrenzen und nicht als Komponenten des Parallelschwingkreises 15 selbst wirksam sind. Die Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC sind diskontinuierlich und nicht sinusförmig. Der Stromverlauf des Schwingkreis-Eingangsstromes IΣ ist diskontinuierlich und nicht sinusförmig. In den Zeitabschnitten, in denen IΣ ≠ 0, findet ein Energieaustausch zwischen dem Parallelschwingkreis 15 einerseits und den Wechselrichtern 2A, 2B, 2C andererseits statt. Die Resonanzfrequenz fo des Parallelschwingkreises 15 hängt lediglich von den Parametern des Parallelschwingkreises ab und kann wie folgt hergeleitet werden:

Figure 00040001
wobei in der Ausführungsform gemäß 1 mit zwei Resonanzkondensatoren 17, 18 für die im Parallelschwingkreis 15 wirksame Kapazität gilt: C = C1C2/(C1 + C2) Of great importance in the circuit arrangement described above is that the coupling chokes 14A . 14B . 14C limit the di / dt (rate of change over time) of the inverter output currents I A , I B , I C and not as components of the parallel resonant circuit 15 are effective themselves. The inverter output currents I A , I B , I C are discontinuous and not sinusoidal. The current profile of the resonant circuit input current I Σ is discontinuous and not sinusoidal. In the periods in which I Σ ≠ 0, an energy exchange takes place between the parallel resonant circuit 15 on the one hand and the inverters 2A . 2 B . 2C on the other hand instead. The resonance frequency f o of the parallel resonant circuit 15 depends only on the parameters of the parallel resonant circuit and can be derived as follows:
Figure 00040001
being in accordance with the embodiment 1 with two resonance capacitors 17 . 18 for those in the parallel resonant circuit 15 effective capacity applies: C = C 1 C 2 / (C 1 + C 2 )

Die Betriebsfrequenz der ohmsch-induktiven Last bzw. des Induktionsofens oder des Induktors entspricht der Resonanzfrequenz fo.The operating frequency of the ohmic-inductive load or the induction furnace or the inductor corresponds to the resonance frequency f o .

Lediglich am Rande ist festzuhalten, dass die Schaltung prinzipiell auch für eine vereinfachte Ausführungsform, bestehend aus einem Gleichrichter, einem Zwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator und einem Wechselrichter geeignet ist.It is only important to note that in principle the circuit also for a simplified embodiment, consisting of a rectifier, an intermediate circuit with an intermediate circuit capacitor and an inverter is suitable.

In 2 sind beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß 1 dargestellt, wobei
IΣ durchgezogener Linienzug = Schwingkreis-Eingangsstrom
UINVERTER strichpunktierter Linienzug = Wechselrichter-Ausgangsspannung an 2A, 2B, 2C
UC1 gestrichelter Linienzug = Resonanzkondensatorspannung an 17
URL gepunkteter Linienzug = Lastspannung an 16 In 2 are exemplary time profiles of quantities of interest (current, voltages) for switching according to 1 shown, where
I Σ solid line = resonant circuit input current
U INVERTER dash-dotted line = inverter output voltage on 2A . 2 B . 2C
U C1 dashed line = resonance capacitor voltage on 17
U RL dotted line = load voltage on 16

In 3 ist eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß 1 dargestellt. An der Sekundärseite des Netztransformators 22 ist lediglich ein Gleichrichter 1 angeschlossen, welcher gleichstromseitig mit den Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw. 21B bzw. 21C und den Wechselrichtern 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet ist. Die übrige Schaltungsanordnung ist wie unter 1 beschrieben.In 3 is an optional embodiment for switching according to 1 shown. On the secondary side of the mains transformer 22 is just a rectifier 1 connected, which is on the DC side with the DC link capacitors 21A respectively. 21B respectively. 21C and the inverters 2A respectively. 2 B respectively. 2C is connected. The rest of the circuit arrangement is as below 1 described.

In 4 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises dargestellt. Es ist der auch in den 1 und 3 dargestellte Parallelschwingkreis 15 mit zwei Resonanzkondensatoren 17, 18 und der Last 16 zu erkennen.In 4 a basic embodiment with respect to the parallel resonant circuit is shown. It is also in the 1 and 3 parallel resonant circuit shown 15 with two resonance capacitors 17 . 18 and the burden 16 to recognize.

In 5 ist eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises dargestellt. Im Unterschied zur Ausführungsform gemäß 4 entfällt der Resonanzkondensator 18, d. h. die Kapazität C1 des Resonanzkondensator 17 entspricht der im Parallelschwingkreis wirksamen Kapazität C. Für die Resonanzfrequenz fo des Parallelschwingkreises ergibt sich somit:

Figure 00060001
In 5 a simplified embodiment of the parallel resonant circuit is shown. In contrast to the embodiment according to 4 the resonance capacitor is omitted 18 , ie the capacitance C 1 of the resonance capacitor 17 corresponds to the capacitance C effective in the parallel resonant circuit. For the resonance frequency f o of the parallel resonant circuit , the result is:
Figure 00060001

In 6 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Es sind die miteinander gekoppelten, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordneten Koppeldrosseln 14A zu erkennen, vorzugsweise magnetisch miteinander gekoppelte Luftdrosseln. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten die gleichen Maßnahmen.In 6 a basic embodiment with respect to the coupling chokes is shown. They are the interconnected, in both AC connection lines of the inverter 2A arranged coupling chokes 14A to recognize, preferably magnetically coupled air throttles. For the other inverters 2 B . 2C the same measures apply.

In den 7, 8, 9 sind optionale Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Bei der Ausführungsform gemäß 7 ist nur in der ersten wechselstromseitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A' angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß 8 ist nur in der zweiten wechselstromseitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A'' angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß 9 sind miteinander nicht gekoppelte, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordnete Koppeldrosseln 14A''' und 14A'''' vorgesehen. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten jeweils die gleichen Maßnahmen.In the 7 . 8th . 9 optional embodiments with respect to the coupling chokes are shown. In the embodiment according to 7 is only in the first AC connection cable of the inverter 2A a coupling choke 14A ' arranged. In the embodiment according to 8th is only in the second AC connection cable of the inverter 2A a coupling choke 14A '' arranged. In the embodiment according to 9 are not coupled to each other in both AC connection lines of the inverter 2A arranged coupling chokes 14A ''' and 14A '''' intended. For the other inverters 2 B . 2C the same measures apply.

In 10 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Die Hauptaufgabe der Regelung besteht darin, die Lastleistung pI und die Lastspannung URL zu regeln und zu stabilisieren. Dies erfolgt durch Regelung eines Modulationsfaktors m ( 0 ≤ m ≤ 1), welcher dem Eingang eines synchronisierten Pulsweitenmodulators 7 zugeleitet wird. Dieser Pulsweitenmodulator 7 bildet aus dem Modulationsfaktor m die entsprechenden Leitdauern tm (Einschaltzeiten) der Halbleiterschalter der Wechselrichter 2A, 2B, 2C. Halbleiterschalter-Treiber 8 bewirken die Umsetzung der ermittelten Leitdauern tm in die entsprechenden konkreten Signale zur Ansteuerung (Einschalten, Ausschalten) der Halbleiterschalter.In 10 a basic embodiment with respect to the regulation is shown. The main task of the regulation is to regulate and stabilize the load power p I and the load voltage U RL . This is done by regulating a modulation factor m (0 ≤ m ≤ 1), which is the input of a synchronized pulse width modulator 7 is forwarded. This pulse width modulator 7 forms from the Modulation factor m the corresponding lead times t m (switch-on times) of the semiconductor switches of the inverters 2A . 2 B . 2C , Semiconductor switch driver 8th effect the conversion of the determined lead times tm into the corresponding concrete signals for controlling (switching on, switching off) the semiconductor switch.

Ein Spannungsmessglied 12 ermittelt den Zeitverlauf der Lastspannung URL, woraus eine Messgröße uIo' entsprechend der Lastspannung gebildet und einem Leistungsberechner 10, einem Spannungsberechner 11 zur Ermittlung des Spannungs-Effektivwertes oder Spannungs-Scheitelwertes sowie dem synchronisierten Pulsweitenmodulator 7 zugeführt wird. Des weiteren wird mit Hilfe eines Strommessgliedes ein Messwert IΣ' entsprechend dem Schwingkreis-Eingangsstrom IΣ gebildet und dem Leistungsberechner 10 zugeführt.A voltage measuring element 12 determines the time profile of the load voltage U RL , from which a measured variable u Io 'is formed in accordance with the load voltage and a power calculator 10 , a voltage calculator 11 to determine the rms voltage value or voltage peak value and the synchronized pulse width modulator 7 is fed. Furthermore, with the help of a current measuring element, a measured value I Σ 'corresponding to the resonant circuit input current I Σ is formed and the power calculator 10 fed.

Eine erste Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastspannungs-Sollwert uI * und der am Ausgang des Spannungsberechners 11 zur Verfügung stehenden berechneten Lastspannung uI und führt die ermittelte Differenz einem Spannungsregler (vorzugsweise PI-Regler) 3 zu. Der Spannungsregler 3 bildet hieraus einen Modulationsfaktor-Sollwert mu * und führt diesen einer Analog-Torschaltung 5 zu.A first comparison point forms the difference between a load voltage setpoint u I * and that at the output of the voltage calculator 11 available calculated load voltage u I and leads the determined difference to a voltage regulator (preferably PI regulator) 3 to. The voltage regulator 3 forms a modulation factor setpoint m u * from this and carries this to an analog gate circuit 5 to.

Eine zweite Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastleistungs-Sollwert pI * und der am Ausgang des Leistungsberechners 10 zur Verfügung stehenden berechneten Lastleistung pI und führt die ermittelte Differenz einem Leistungssregler (vorzugsweise PI-Regler) 4 zu. Der Leistungsregler 4 bildet hieraus einen Modulationsfaktor-Sollwert mp * und führt diesen ebenfalls der Analog-Torschaltung 5 zu, welche aus den eingangsseitig zugeführten Modulationsfaktoren mu * und mp * den Modulationsfaktor m bildet, welcher sicherstellt, dass die Lastleistung pI und die Lastspannung URL im gewünschten Maße geregelt und stabilisiert werden. Die aus den Komponenten Spannungsregler 3, Leistungsregler 4 und Analog-Torschaltung 5 bestehende Konfiguration wird als Parallel-Regler-Struktur 6 bezeichnet.A second comparison point forms the difference between a load power setpoint p I * and that at the output of the power calculator 10 available calculated load power p I and leads the determined difference to a power controller (preferably PI controller) 4 to. The power regulator 4 forms a modulation factor setpoint m p * from this and also carries this to the analog gate circuit 5 which forms the modulation factor m from the input modulation factors m u * and m p * , which ensures that the load power p I and the load voltage U RL are regulated and stabilized to the desired extent. The components from the voltage regulator 3 , Power regulator 4 and analog gate circuit 5 existing configuration is called a parallel controller structure 6 designated.

Der vorstehend bereits erwähnte Pulsweitenmodulator 7 stellt sicher, dass der Beginn einer jeden Leitdauer tm mit der Lastspannung bzw. ihrer Messgröße uIo' strikt synchro nisiert ist, d. h. das Einschalten der Halbleiterschalter erfolgt stets synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung. Eine synchronisierte Betriebsweise des Systems ist somit selbst dann sichergestellt, wenn sich die Resonanzfrequenz fo beispielsweise infolge Änderung der Schwingkreisparameter ändert.The pulse width modulator already mentioned above 7 ensures that the start of each conduction period t m is strictly synchronized with the load voltage or its measured variable u Io ', ie the switching on of the semiconductor switches is always synchronized with the zero crossing of the load voltage. A synchronized mode of operation of the system is thus ensured even if the resonance frequency f o changes , for example as a result of a change in the resonant circuit parameters.

In 11 ist eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Im Unterschied zur Basis-Ausführungsform gemäß 10 weist der synchronisierte Pulsweitenmodulator 7 einen Eingang zur Vorgabe eines maximalen Modulationsfaktor-Grenzwertes mlim auf, welcher von einem Strombegrenzer 9 vorgegeben wird. Der Strombegrenzer 9 bildet diesen Modulationsfaktor-Grenzwertes mlim in Abhängigkeit des ihm eingangsseitig zugeführten Messwertes IΣ' entsprechend dem Schwingkreis-Eingangsstrom IΣ. Durch diese zusätzliche Maßnahme wird sichergestellt, dass die Halbleiterschalter nicht mit einem zu hohen Strom belastet werden, d. h. die Leitdauern tm der Halbleiterschalter werden derart vorgegeben, dass unter allen Betriebsbedingungen ein sicherer und optimaler Betrieb des Induktionsofens bzw. des Induktors garantiert ist.In 11 an expanded embodiment with respect to the control is shown. In contrast to the basic embodiment according to 10 has the synchronized pulse width modulator 7 an input for specifying a maximum modulation factor limit value m lim , which is provided by a current limiter 9 is specified. The current limiter 9 forms this modulation factor limit value m lim as a function of the measured value I Σ 'supplied to it on the input side in accordance with the resonant circuit input current I Σ . This additional measure ensures that the semiconductor switches are not loaded with an excessively high current, that is to say the guide times t m of the semiconductor switches are predetermined such that safe and optimal operation of the induction furnace or the inductor is guaranteed under all operating conditions.

In 12 sind unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) für zwei unterschiedliche Betriebspunkte und damit in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter dargestellt. Im oberen Diagramm der 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ kurz in Bezug zur Schwingungsperiode To. Es sind die Zeitverläufe der Lastspannung URL als gepunkteter Linienzug, der Wechselrichter-Ausgangsspannung UINVERTER als strichpunktierter Linienzug, der Resonanzkondensatorspannung UC1 als gestrichelter Linienzug und des Schwingkreis-Eingangsstromes IΣ als durchgezogener Linienzug gezeigt. Im unteren Diagramm der 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ lang in Bezug zur Schwingungsperiode To. Es sind wiederum die Zeitverläufe von URL, UINVERTER, UC1 und IΣ zu erkennen.In 12 are different time profiles of quantities of interest (current, voltages) for two different operating points and thus depending on the control of the semiconductor switch. In the upper diagram of the 12 the set lead time tm is relatively short in relation to the oscillation period T o . The time profiles of the load voltage U RL as a dotted line, the inverter output voltage U INVERTER as a dash-dotted line, the resonance capacitor voltage U C1 as a dotted line and the resonant circuit input current I Σ are shown as a solid line. In the lower diagram the 12 the set lead time tm is relatively long in relation to the oscillation period T o . Again, the time profiles of U RL , U INVERTER , U C1 and I Σ can be seen.

Aus den Zeitverläufen gemäß 12 sowie den vorstehenden Ausführungen geht hervor, dass hinsichtlich der Betriebsweise eine strikte Synchronisation mit der Resonanzfrequenz fo erfolgt, d. h. bei den Einschaltvorgängen sind die Werte von Lastspannung, Wechselrichter-Ausgangsspannung, Resonanzkondensatorspannung und Schwingkreis-Eingangsstrom stets Null. Dabei werden alle Halbleiterventile einer Diagonalen aller Wechselrichter gleichzeitig beim Nulldurchgang der Lastspannung eingeschaltet. Der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter wird von der Regelung durch Vorgabe von tm bestimmt. Bei den Ausschaltvorgängen der Halbleiterschalter treten am Schalter gleichzeitig Strom und Spannung auf, d. h. es handelt sich um sogenanntes hartes Schalten.From the course of time according to 12 As well as the above statements, it is clear that the mode of operation is strictly synchronized with the resonance frequency f o , ie the values of the load voltage, inverter output voltage, resonance capacitor voltage and resonant circuit input current are always zero during the switch-on operations. All semiconductor valves of a diagonal of all inverters are switched on simultaneously when the load voltage crosses zero. The time at which the current-carrying semiconductor switches are switched off is determined by the control system by specifying tm. When the semiconductor switches are switched off, current and voltage occur at the switch at the same time, that is to say so-called hard switching.

1, 1A, 1B, 1C1, 1A, 1B, 1C
Gleichrichterrectifier
2A, 2B, 2C2A, 2B, 2C
Wechselrichterinverter
33
Spannungsregler (PI-Regler)voltage regulators (PI-controller)
44
Leistungsregler (PI-Regler)power controller (PI-controller)
55
Analog-TorschaltungAnalog gate
66
Parallel-Regler-StrukturParallel regulator structure
77
Synchronisierter Pulsweitenmodulatorsynchronized Pulse width modulator
88th
Halbleiterschalter-Treiber (z. B. für IGBT)Semiconductor switch driver (e.g. for IGBT)
99
Strombegrenzercurrent limiter
1010
LeistungsberechnerBenefit Calculator
1111
Spannungsberechner (Effektivwert oder Scheitelwert)Spannungsberechner (Effective value or peak value)
1212
SpannungsmessgliedVoltage measuring element
1313
–-
14A, 14B, 14C14A, 14B, 14C
Koppeldrosseln mit Induktivität LC Coupling chokes with inductance L C
1515
ParallelschwingkreisParallel resonant circuit
1616
ohmsch-induktive Lastresistive-inductive load
1717
Resonanzkondensator mit Kapazität C1 Resonance capacitor with capacitance C 1
1818
Resonanzkondensator mit Kapazität C2 Resonance capacitor with capacitance C 2
1919
Induktiver Anteil der Last mit Induktivität LI Inductive part of the load with inductance L I
2020
Ohmscher Anteil der Last mit ohmschem Widerstand RI Ohmic portion of the load with ohmic resistance R I
21A, 21B, 21C21A, 21B, 21C
Zwischenkreiskondensator mit Kapazität CDCL DC link capacitor with capacitance C DCL
2222
Netztransformatorpower transformer
CC
im Schwingkreis wirksame Kapazitätin the Resonant circuit effective capacity
C1 C 1
Kapazität von 17 Capacity of 17
C2 C 2
Kapazität von 18 Capacity of 18
CDCL C DCL
Kapazität des ZwischenkreiskondensatorsCapacitance of the intermediate circuit capacitor
fo f o
Resonanzfrequenzresonant frequency
IA, IB, IC I A , I B , I C
Wechselrichter-AusgangsstromInverter output current
IΣ I Σ
Gesamt-Wechselrichter-Ausgangsstrom = Schwingkreis-EingangsstromTotal inverter output power = Resonant circuit input current
IΣ'I Σ '
Messwert entsprechend Schwingkreis-Eingangsstromreading corresponding to the resonant circuit input current
LC L C
Induktivität der KoppeldrosselInductance of the coupling choke
LI L I
Induktivität der LastLoad inductance
mm
Modulationsfaktor, 0 ≤ m ≤ 1, vorgegeben von 5 und 6Modulation factor 0 ≤ m ≤ 1 of 5 and 6
mlim m lim
max. Modulationsfaktor-Grenzwert, vorgegeben von 9Max. Modulation factor limit, given by 9
mp * m p *
Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 4Modulation factor target value, given by 4
mu * m u *
Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 3Modulation factor target value, given by 3
pI * p I *
Lastleistung-SollwertLoad power setpoint
pI p I
berechnete Lastleistungcalculated load power
RI R I
Ohmscher Widerstand der Lastohmic Load resistance
To T o
Schwingungsperiodeperiod of oscillation
tm t m
Leitdauer der Halbleiterschalterconduction time the semiconductor switch
uI * u I *
Lastspannungs-SollwertLoad voltage setpoint
uIo'u Io '
Messgröße entsprechend LastspannungMeasured variable accordingly load voltage
uI u I
berechnete Lastspannung (Effektiv- oder Scheitelwert)calculated Load voltage (RMS or peak value)
UINVERTER U INVERTER
Wechselrichter-AusgangsspannungInverter output voltage
UC1 U C1
ResonanzkondensatorspannungResonant capacitor voltage
URL U RL
Lastspannungload voltage

Claims (5)

Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors mit mindestens einem Wechselrichter (2A, 2B, 2C), der von zumindest einem Gleichrichter (1, 1A, 1B, 1C) über mindestens einen Spannungszwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator (21A, 21B, 21C) gespeist wird, wobei mindestens ein Resonanzkondensator (17, 18) zusammen mit dem induktiven Anteil (19) und dem ohmschen Anteil (20) der durch den Induktionsofen oder Induktor gebildeten ohmsch-induktiven Last (16) einen Parallelschwingkreis (15) bildet, dadurch gekennzeichnet, dass in Abhängigkeit der aktuellen Lastspannung (URL) und der aktuellen Lastleistung (pI) ein Modulationsfaktor (m) gebildet und einem Pulsweitenmodulator (7) zugeführt wird, welcher hieraus die Leitdauer (tm) für die abschaltbaren Halbleiterschalter der Wechselrichter bildet, wobei der Beginn einer jeden Leitdauer (tm) und damit das Einschalten der Halbleiterschalter strikt synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung erfolgt und der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter in Abhängigkeit von der Leitdauer (tm) festgelegt wird.Method for feeding an induction furnace or inductor with at least one inverter ( 2A . 2 B . 2C ) by at least one rectifier ( 1 . 1A . 1B . 1C ) via at least one DC link with DC link capacitor ( 21A . 21B . 21C ) is fed, with at least one resonance capacitor ( 17 . 18 ) together with the inductive part ( 19 ) and the ohmic part ( 20 ) the ohmic-inductive load formed by the induction furnace or inductor ( 16 ) a parallel resonant circuit ( 15 ), characterized in that depending on the current load voltage (U RL ) and the current load power (p I ) a modulation factor (m) is formed and a pulse width modulator ( 7 ) is supplied, which forms the lead time (t m ) for the semiconductor switches that can be switched off from the inverters, the start of each lead time (t m ) and thus the switching on of the semiconductor switches being strictly synchronized with the zero crossing of the load voltage and the time at which the current-carrying semiconductor switch depending on the conductivity (t m ) is set. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationsfaktor (m) auf einen in Abhängigkeit vom Schwingkreis-Eingangsstrom (IΣ) gebildeten maximalen Modulationsfaktor-Grenzwert begrenzt wird.A method according to claim 1, characterized in that the modulation factor (m) is limited to a maximum modulation factor limit value formed as a function of the resonant circuit input current (I Σ ). Verfahren nach Anspruch 1 und/oder 2, gekennzeichnet durch eine Regelung der Lastspannung durch Vorgabe eines Lastspannungs-Sollwertes und Bildung eines Modulationsfaktors mittels eines Spannungsreglers (3).Method according to Claim 1 and / or 2, characterized by regulating the load voltage by specifying a load voltage setpoint and forming a modulation factor by means of a voltage regulator ( 3 ). Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Regelung der Lastleistung durch Vorgabe eines Lastleistungs-Sollwertes und Bildung eines Modulationsfaktors mittels eines Leistungsreglers (4).Method according to one of the preceding claims, characterized by regulating the load power by specifying a load power setpoint and forming a modulation factor by means of a power controller ( 4 ). Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 4, gekennzeichnet durch eine Analog-Torschaltung (5) zur Bildung des dem Pulsweitenmodulator (7) zuzuführenden Modulationsfaktors (m) in Abhängigkeit von den zugeleiteten Modulationsfaktoren des Spannungsreglers und des Leistungsreglers.Method according to claims 3 and 4, characterized by an analog gate circuit ( 5 ) to form the pulse width modulator ( 7 ) modulation factor (m) to be supplied as a function of the supplied modulation factors of the voltage regulator and the power regulator.
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