DE102022127818A1

DE102022127818A1 - Semiconductor circuit for simulating the clipping effects of a tube amplifier

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Publication number: DE102022127818A1
Application number: DE102022127818.2A
Authority: DE
Inventors: gleich Anmelder Erfinder
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2022-10-21
Filing date: 2022-10-21
Publication date: 2024-05-02

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Halbleiterschaltung (1) zur Nachbildung von Übersteuerungseffekten eines Röhrenverstärkers, umfassend mindestens eine Signalaufbereitungseinheit zur Signalformung eines Audiosignals, wobei die Signalaufbereitungseinheit mindestens ein Hochpass-Filter mit einem Begrenzungsdiodennetzwerk (2) zur aussteuerungs- und frequenzabhängigen, nichtlinearen Phasenverzerrung des Audiosignals aufweist.The invention relates to a semiconductor circuit (1) for simulating overdrive effects of a tube amplifier, comprising at least one signal processing unit for signal shaping of an audio signal, wherein the signal processing unit has at least one high-pass filter with a limiting diode network (2) for control- and frequency-dependent, non-linear phase distortion of the audio signal.

Description

Die Erfindung betrifft eine Halbleiterschaltung zur Nachbildung von Übersteuerungseffekten eines Röhrenverstärkers.The invention relates to a semiconductor circuit for simulating overdrive effects of a tube amplifier.

Röhrenverstärker und Transistorverstärker sind bekannt. Obwohl die Elektronenröhre schon seit langem von der Halbleitertechnik abgelöst wurde, wird sie in Gitarrenverstärkem bis heute verwendet. Nicht ohne Grund, denn gerade in der Anwendung der Tonformung spielt die Röhrenschaltung gegenüber der Halbleitertechnik bezüglich Musikalität eine besondere Rolle. Der sogenannte Röhrensound wird von den Gitarristen als warm, tragfähig, dynamisch, direkt, lebhaft, räumlich, detailreich und harmonisch charakterisiert. Man spricht auch vom bildhaften „Atmen“ des Röhrenverstärkers, der leistungsgefordert gespielt werden muss, um seine volle Klangqualität auszuschöpfen. Zudem werden das Spielgefühl und die Interaktion des Röhrenverstärkers vom Gitarristen sehr geschätzt. Insbesondere die Bildung zusätzlicher Obertöne bei der Übersteuerung scheint das Gehör angenehm zu empfinden. Die Analyse des Klangspektrums bietet Interpretationsmöglichkeiten.Tube amplifiers and transistor amplifiers are well known. Although the electron tube was replaced by semiconductor technology a long time ago, it is still used in guitar amplifiers today. And not without reason, because when it comes to sound shaping, the tube circuit plays a special role compared to semiconductor technology in terms of musicality. The so-called tube sound is characterized by guitarists as warm, sustained, dynamic, direct, lively, spatial, detailed and harmonious. One also speaks of the figurative "breathing" of the tube amplifier, which has to be played with high power in order to exploit its full sound quality. In addition, the feel and interaction of the tube amplifier are highly valued by guitarists. The formation of additional overtones during overloading in particular seems to be pleasant to the ear. The analysis of the sound spectrum offers possibilities for interpretation.

Im Zuge der technischen Weiterentwicklung wurden Röhrensimulationsschaltungen durch Halbleitertechnik sowie digitale leistungsfähige Signalprozessoren mit intelligenten Software-Algorithmen realisiert und das Ziel einer kostengünstigen Lösung verfolgt. Aus wirtschaftlicher Sicht ist das verständlich, zumal ein Röhrenverstärker in der Herstellung aufwändiger als ein vergleichbarer Transistorverstärker ist. Außerdem ist im weiteren Produktlebenszyklus ein erhöhter Wartungsaufwand wegen Röhrenverschleiß zu erwarten. Zudem ist ein Röhrenverstärker hinsichtlich Robustheit, Gewicht und Vielseitigkeit nachteilig gegenüber der neuen Technik. Nach den Umfragen bei den Gitarristen zu urteilen, wird durch bekannte Röhrensimulationsschaltungen der authentische Röhrensound nur in einem beschränkten Ausmaß erreicht. Der Röhrenverstärker behält bislang unbestritten seine Berechtigung am Markt und erfreut sich weiter großer Beliebtheit bei den Gitarristen.As technology has advanced, tube simulation circuits have been implemented using semiconductor technology and high-performance digital signal processors with intelligent software algorithms, with the aim of creating a cost-effective solution. From an economic point of view, this is understandable, especially since a tube amplifier is more complex to manufacture than a comparable transistor amplifier. In addition, increased maintenance costs are to be expected over the product life cycle due to tube wear. In addition, a tube amplifier is disadvantageous compared to the new technology in terms of robustness, weight and versatility. Judging by the surveys of guitarists, the authentic tube sound is only achieved to a limited extent by known tube simulation circuits. The tube amplifier has so far retained its undisputed right to the market and continues to enjoy great popularity among guitarists.

Es stellt sich die Frage, welche qualitativen Kriterien des Röhrensounds die Entwickler der Röhrensimulationsschaltungen für substanziell halten. Auf dem Gebiet der Musikelektronik hat man in den letzten Jahren umfangreiches Wissen angesammelt. Man denke nur an das inflationshafte Angebot von Verzerrer-Pedalen auf dem Markt, womit vielfältigste Schaltungen entstanden sind, die sich überwiegend am Röhrensound bzw. an den legendären klassischen Röhrenverstärkern orientieren. Die Klangeigenschaften, die man versucht, in diesen Schaltungen umzusetzen, werden hauptsächlich über Tonkompression durch Clipping der Halbleiterbauelemente, z.B. Dioden und Transistoren, Sagging der Versorgungsspannung und damit einhergehende Arbeitspunktverschiebung in den Verstärkerstufen, Lautsprechernachbildungen über komplexe Impedanzen, Feldeffekttransistorschaltungen mit röhrenähnlichem Verhalten, z.B. JFET, sowie verschiedene Filterstrukturen für die Frequenzganganpassung erreicht. Als Beispiel eines der beliebtesten klassischen Overdrive-Effektpedale sei der BD-2 Blues Driver der Fa. BOSS Corporation genannt, der dem Sound eines echten Röhrenverstärkers sehr nahe kommt und schon bei geringer Lautstärke die nötige Röhrenverzerrung nachbilden kann.The question arises as to which qualitative criteria of the tube sound the developers of the tube simulation circuits consider to be essential. In the field of music electronics, extensive knowledge has been accumulated in recent years. Just think of the inflationary range of distortion pedals on the market, which has resulted in a wide variety of circuits that are predominantly based on the tube sound or the legendary classic tube amplifiers. The sound characteristics that one tries to implement in these circuits are mainly achieved through sound compression by clipping the semiconductor components, e.g. diodes and transistors, sagging of the supply voltage and the associated shift in the operating point in the amplifier stages, loudspeaker simulations using complex impedances, field effect transistor circuits with tube-like behavior, e.g. JFET, and various filter structures for frequency response adjustment. An example of one of the most popular classic overdrive effect pedals is the BD-2 Blues Driver from BOSS Corporation, which comes very close to the sound of a real tube amplifier and can reproduce the necessary tube distortion even at low volume.

Ein weiteres Hindernis tritt vorrangig bei leistungsstärkeren Röhrenverstärkern auf, die unter mäßiger Laustärke oft nicht in den sogenannten Sweet Spot gelangen und der Ton sich dadurch nicht frei entfalten kann. In diesem Fall wird auf Alternativen, z.B. Nachrüstung eines PPIMV-Reglers (post phase inverter master volume) im Verstärker oder Anwendung eines Leistungsabschwächers (power soak) zwischen Verstärker und der Gitarrenbox, zurückgegriffen, die jedoch nicht den realen Röhrensound in vollständiger Klangqualität wiedergeben können.Another obstacle occurs primarily with more powerful tube amplifiers, which often do not reach the so-called sweet spot at moderate volume levels and thus the sound cannot develop freely. In this case, alternatives are used, e.g. retrofitting a PPIMV control (post phase inverter master volume) in the amplifier or using a power attenuator (power soak) between the amplifier and the guitar cabinet, but these cannot reproduce the real tube sound in full sound quality.

Bei den Software-Algorithmen geht es um die virtuelle Nachbildung der inneren Röhrenverstärkerschaltung und des nichtlinearen Übertragungsverhaltens, wobei es eine Vielzahl an Einstellparametern gibt. Ferner ist die Profiling-Technologie zu erwähnen, bei der über Transientenbetrachtung sowie Impulse-Response-Methode das Röhrenverstärkersystem mittels geeigneter Testsignale von außen gescannt und daraus die speziellen Verstärkermodell-typischen Parameter für die allgemeinen Software-Algorithmen analysiert werden. Im Anwendungsfall der Beschreibung komplexer dynamisch nichtlinearer Übertragungssysteme hat die Profiling-Technologie zweifelsfrei ihre Vorteile. Als Beispiele der auf dem Markt bekannten Produkte der Amp-Modeling und Profiling Technologie seien der AXE-FX III Preamp/ FX Processor der Fa. Fractal Audio Systems und der Kemper Profiler der Fa. Kemper GmbH genannt.The software algorithms are about the virtual simulation of the internal tube amplifier circuit and the non-linear transmission behavior, with a large number of setting parameters. Another technology worth mentioning is profiling, which uses transient analysis and the impulse response method to scan the tube amplifier system from the outside using suitable test signals and analyze the specific amplifier model-typical parameters for the general software algorithms. Profiling technology undoubtedly has its advantages when used to describe complex, dynamic, non-linear transmission systems. Examples of well-known amp modeling and profiling technology products on the market include the AXE-FX III Preamp/FX Processor from Fractal Audio Systems and the Kemper Profiler from Kemper GmbH.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, eine neuartige Halbleiterschaltung zur Nachbildung von Übersteuerungseffekten eines Röhrenverstärkers anzugeben.The invention is based on the object of specifying a novel semiconductor circuit for simulating the overdrive effects of a tube amplifier.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Halbleiterschaltung zur Nachbildung von Übersteuerungseffekten eines Röhrenverstärkers mit den Merkmalen des Anspruchs 1.The object is achieved according to the invention by a semiconductor circuit for simulating overdrive effects of a tube amplifier with the features of claim 1.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.Advantageous embodiments of the invention are the subject of the subclaims.

Eine erfindungsgemäße Halbleiterschaltung zur Nachbildung von Übersteuerungseffekten eines Röhrenverstärkers umfasst mindestens eine Signalaufbereitungseinheit zur Signalformung eines Audiosignals, wobei die Signalaufbereitungseinheit mindestens ein Hochpass-Filter mit einem Begrenzungsdiodennetzwerk zur aussteuerungs- und frequenzabhängigen, nichtlinearen Phasenverzerrung des Audiosignals aufweist.A semiconductor circuit according to the invention for simulating overdrive effects of a tube amplifier comprises at least one signal processing unit for signal shaping of an audio signal, wherein the signal processing unit has at least one high-pass filter with a limiting diode network for control and frequency-dependent, non-linear phase distortion of the audio signal.

In einer Ausführungsform weist das Begrenzungsdiodennetzwerk einander parallel geschaltet je eine Dioden-Widerstand-Serienschaltung in positiver Aussteuerrichtung und in negativer Aussteuerrichtung auf, wobei in positiver Aussteuerrichtung zwei Dioden in Serie geschaltet sind, wobei im Begrenzungsdiodennetzwerk ferner ein Abschlusswiderstand angeordnet ist.In one embodiment, the limiting diode network has a diode-resistor series circuit connected in parallel to one another in the positive control direction and in the negative control direction, wherein two diodes are connected in series in the positive control direction, wherein a terminating resistor is also arranged in the limiting diode network.

In einer Ausführungsform weist das Begrenzungsdiodennetzwerk ferner einen als Festwiderstand oder Potentiometer ausgebildeten Widerstand zwischen den Dioden-Widerstand-Serienschaltungen auf.In one embodiment, the limiting diode network further comprises a resistor configured as a fixed resistor or potentiometer between the diode-resistor series circuits.

In einer Ausführungsform ist das Hochpass-Filter Teil eines Signalformer-Schaltkreises, der ferner eine Transistor-Verstärkerstufe mit mindestens einem Transistor in Source-Schaltung oder Emitter-Schaltung und einem Drainwiderstand oder Kollektorwiderstand aufweist.In one embodiment, the high-pass filter is part of a signal shaping circuit which further comprises a transistor amplifier stage with at least one transistor in common source or common emitter configuration and a drain resistor or collector resistor.

In einer Ausführungsform sind ein Koppelkondensator oder mehrere in Serie geschaltete Koppelkondensatoren zwischen Drain oder Kollektor des Transistors und dem Begrenzungsdiodennetzwerk angeordnet, wobei einer der Koppelkondensatoren als Elektrolytkondensator und ein weiterer als Folienkondensator ausgebildet sein kann.In one embodiment, a coupling capacitor or several coupling capacitors connected in series are arranged between the drain or collector of the transistor and the limiting diode network, wherein one of the coupling capacitors can be designed as an electrolytic capacitor and another as a film capacitor.

In einer Ausführungsform sind zwei parallel geführte Signalformer-Schaltkreise mit unterschiedlichen Hochpass-Filterzeiten angeordnet, deren Ausgangssignale einem Mischglied zuführbar sind, das zu deren Überlagerung zu einem Summensignal konfiguriert ist.In one embodiment, two parallel signal shaping circuits with different high-pass filter times are arranged, the output signals of which can be fed to a mixer which is configured to superimpose them to form a sum signal.

In einer Ausführungsform sind am Gate oder an der Basis des Transistors ein Widerstand sowie eine damit in Reihe geschaltete Gleichspannungsquelle mit einer Biasspannung angeordnet, mittels derer ein statischer Arbeitspunkt der Transistor-Verstärkerstufe so einstellbar ist, dass bei entsprechend hohem Eingangspegel die Transistor-Verstärkerstufe zuerst in Richtung eines Bezugspotenzials und danach in Richtung einer Betriebsspannung in Begrenzung geht.In one embodiment, a resistor and a DC voltage source connected in series with a bias voltage are arranged at the gate or at the base of the transistor, by means of which a static operating point of the transistor amplifier stage can be set so that, at a correspondingly high input level, the transistor amplifier stage first goes into limitation in the direction of a reference potential and then in the direction of an operating voltage.

In einer Ausführungsform ist das Begrenzungsdiodennetzwerk Teil eines als analoges Filter erster Ordnung ausgebildeten Allpassfilters oder eines als nichtlineare Filterstruktur ausgebildeten Gyrators mit induktiver oder kapazitiver Reaktanz, der einen Operationsverstärker oder einen Transistor aufweist, wobei das Begrenzungsdiodennetzwerk anstelle eines festen Fußpunktwiderstands angeordnet ist.In one embodiment, the limiting diode network is part of an all-pass filter designed as a first-order analog filter or a gyrator designed as a non-linear filter structure with inductive or capacitive reactance, which has an operational amplifier or a transistor, wherein the limiting diode network is arranged instead of a fixed base resistance.

In einer Ausführungsform ist dem Mischglied eine Klangregelung nachgeschaltet, die als Tonblende oder Tiefpass-Filter mit einem Potentiometer und einem Fußpunktkondensator ausgeführt sein kann.In one embodiment, a tone control is connected downstream of the mixer, which can be designed as a tone control or low-pass filter with a potentiometer and a base capacitor.

In einer Ausführungsform ist dem Mischglied oder der Klangregelung eine Verstärkerstufe zur Impedanzwandlung nachgeschaltet und/oder den Signalformer-Schaltkreisen ist eine Eingangsverstärkerstufe vorgeschaltet.In one embodiment, an amplifier stage for impedance conversion is connected downstream of the mixer or the tone control and/or an input amplifier stage is connected upstream of the signal conditioning circuits.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bildet die Charakteristik von Röhrenverstärkern insbesondere für Elektrogitarren nach. Simuliert werden dabei die speziell auftretenden Röhrensättigungserscheinungen im Übersteuerungszustand. Das sind bei höherer Aussteuerung zum einen die Wechselwirkung des Lautsprechers mit der Röhrenendstufe und zum anderen der Einfluss der Vorstufenverzerrung in Kombination auf das gesamte Klangbild. Die Schaltung verformt das Eingangssignal mit dem eines Röhrenverstärkers typischen zeitlich dynamischen Verhalten sowie entstehenden Obertonspektrum. Die Sättigungsintensität kann mittels einer vorgeschalteten Verstärkerstufe eingestellt werden. Optional können nach der Signalbearbeitung eine Klangregelung und zusätzliche Verstärkerstufe angeschaltet werden.The circuit arrangement according to the invention reproduces the characteristics of tube amplifiers, particularly for electric guitars. The specific tube saturation phenomena that occur in the overload state are simulated. At higher levels, these are the interaction of the loudspeaker with the tube output stage and the influence of the preamp distortion in combination on the overall sound. The circuit deforms the input signal with the temporally dynamic behavior typical of a tube amplifier and the resulting overtone spectrum. The saturation intensity can be adjusted using an upstream amplifier stage. Optionally, a tone control and additional amplifier stage can be switched on after signal processing.

Das Übersteuerungsverhalten eines Röhrenverstärkers wird generell mit Clipping und einhergehender Arbeitspunktverschiebung der Röhrenverstärkerstufen, lastabhängigem Zusammenbrechen der Betriebsspannung (Sagging), Sättigungseffekten des Ausgangsübertragers und Verzerrungen des Lautsprechers erklärt und die charakteristischen nichtlinearen Übertragungskennlinien der Teilsysteme werden als Ursachen für den speziellen Röhrensound ausgemacht. Diese allgemeine Betrachtungsweise wird aufgrund neu gewonnener Erkenntnisse durch die vorliegende Erfindung erweitert, um die elektro-physikalischen Zusammenhänge eines Röhrenverstärkers besser zu beschreiben.The overload behavior of a tube amplifier is generally explained by clipping and the associated shift in the operating point of the tube amplifier stages, load-dependent collapse of the operating voltage (sagging), saturation effects of the output transformer and distortion of the loudspeaker, and the characteristic non-linear transfer characteristics of the subsystems are identified as the causes of the special tube sound. This general approach is expanded by the present invention based on newly acquired knowledge in order to better describe the electro-physical relationships of a tube amplifier.

Bei der Übersteuerung der Röhrenverstärkerstufe können Gitterströme [1] [2] die Kopplungskondensatoren polarisieren und damit den Arbeitspunkt aussteuerungsabhängig verschieben. In dem Fall beeinflusst der endliche Eingangswiderstand der Röhrenverstärkerstufe außerdem die Filterzeit des vorgeschalteten Hochpass-Filters, was zu nichtlinearen Phasenverzerrungen [3] mit ihren charakteristischen Klangartefakten führen kann.When the tube amplifier stage is overloaded, grid currents [1] [2] can polarize the coupling capacitors and thus shift the operating point depending on the level. In this case, the finite input resistance of the tube amplifier stage also influences the filter time of the upstream high-pass filter, which can lead to nonlinear phase distortions [3] with their characteristic sound artifacts.

Bei der Endstufenverzerrung eines Röhrenverstärkers, ausgeführt als Class-A oder Push-Pull Endstufe, richtet sich das Augenmerk auf den Tieftonlautsprecher und seine elektrodynamischen Eigenschaften, der ein Masse -Feder-Dämpfungsschwingungsgebilde darstellt. Mechanische Größen können in elektrische Feldgrößen als sogenannte elektromechanische Entsprechungen umgewandelt und modelliert werden [4]. Die nichtlinearen auftretenden auslenkungsabhängigen Effekte im Großsignalbereich sind z.B. die elektrodynamischen Kopplungsparameter und Induktivität der Schwingspule sowie die Steifigkeit der Membranaufhängung, wodurch eine Modulation des Signals mit den Parameterkennlinien und Änderung der elektrodynamischen Eigenschaften, beispielsweise Bedämpfung des mechanischen Systems des Lautsprechers resultieren [5]. In Vereinfachung der Betrachtung kann dies als veränderliche komplexe Impedanz in Abhängigkeit der Amplitudenaussteuerung im Modell der elektromechanischen Entsprechungen aufgefasst werden und transformiert sich somit auf Seiten der Endstufenschaltung.When it comes to the power amplifier distortion of a tube amplifier, designed as a Class-A or push-pull power amplifier, the focus is on the woofer and its electrodynamic properties, which represents a mass-spring-damping vibration structure. Mechanical quantities can be converted and modeled into electric field quantities as so-called electromechanical equivalents [4]. The nonlinear deflection-dependent effects that occur in the large signal range are, for example, the electrodynamic coupling parameters and inductance of the voice coil as well as the stiffness of the membrane suspension, which result in a modulation of the signal with the parameter characteristics and a change in the electrodynamic properties, for example damping of the mechanical system of the loudspeaker [5]. To simplify the consideration, this can be understood as a variable complex impedance depending on the amplitude control in the model of the electromechanical equivalents and is thus transformed on the side of the power amplifier circuit.

Eine Klangeigenschaft der nichtlinearen Phasenverzerrung kann die erhöhte Intermodulationsfähigkeit bei Mehrtonanregung z.B. im Akkordspiel sein, wodurch z.B. die Differenztöne stärker herausgestellt werden. Der Klang gewinnt an Tragfähigkeit, Struktur und räumlicher Tiefe [6].One sound property of nonlinear phase distortion can be the increased intermodulation capability in multi-tone excitation, e.g. in chord playing, which makes the difference tones more pronounced. The sound gains carrying capacity, structure and spatial depth [6].

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im Folgenden anhand von Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:

1 ein schematisches Schaltbild einer Halbleiterschaltung zur Nachbildung von Übersteuerungseffekten eines Röhrenverstärkers,
2 ein schematisches Schaltbild eines Signalformer-Schaltkreises,
3 ein schematisches Schaltbild eines Begrenzungsdiodennetzwerks,
4 ein schematisches Schaltbild eines Mischglieds,
5 ein schematisches Schaltbild einer Klangregelung,
6 ein schematisches Schaltbild einer alternativen Schaltung zur speziellen Phasenmodulation,
7 ein schematisches Schaltbild einer weiteren Schaltungsausführungsvariante der Form der speziellen Phasenmodulation,
8 ein schematisches Schaltbild einer weiteren Schaltungsausführungsvariante der Form der speziellen Phasenmodulation, und
9 ein schematisches Schaltbild einer Signalkette.

Embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the drawings, in which:

1 a schematic diagram of a semiconductor circuit for simulating the overdrive effects of a tube amplifier,
2 a schematic diagram of a signal conditioning circuit,
3 a schematic diagram of a limiting diode network,
4 a schematic diagram of a mixing element,
5 a schematic diagram of a tone control,
6 a schematic diagram of an alternative circuit for special phase modulation,
7 a schematic diagram of another circuit variant of the form of special phase modulation,
8th a schematic diagram of another circuit variant of the form of special phase modulation, and
9 a schematic diagram of a signal chain.

Einander entsprechende Teile sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.Corresponding parts are provided with the same reference numerals in all figures.

1 ist ein schematisches Schaltbild einer Halbleiterschaltung 1 zur Nachbildung von Übersteuerungseffekten eines Röhrenverstärkers. 1 is a schematic diagram of a semiconductor circuit 1 for simulating overload effects of a tube amplifier.

Die Halbleiterschaltung 1 stellt eine mögliche Nachbildungsvariante der Übersteuerungseffekte im Röhrenverstärker dar. Da der Röhrenverstärker sein einzigartiges Klangbild im sogenannten Sweet Spot nur bei größerer Aussteuerung entfalten kann und in dem Fall der Lautsprecher mit einer entsprechend hohen Eingangsleistung betrieben wird, setzt die Erfindung mittels Halbleiterschaltung 1 die sich einstellenden charakteristischen Sättigungseffekte um. Durch aussteuerungs- und frequenzabhängige Phasenmodulation eines Eingangssignals s1 einerseits, Signalabkappungsverhalten einer diskreten Verstärkerstufe andererseits sowie Signalüberlagerung zweier parallelgeführter Signalbearbeitungszweige mit unterschiedlichen Filterzeiten, wodurch das entstehende Summensignal einen amplitudenmodulierten Anteil erhält, können die Anforderungen an eine Röhrenverstärker-Simulation weitgehend gelöst werden. Die Halbleiterschaltung 1 ist vorwiegend für den Einsatz als Gitarreneffektgerät (sogenanntes Overdrive-Pedal) geeignet und kann einem Gitarrenverstärker vorgeschaltet werden, mit dem Ziel, auch bei geringer Leistungsansteuerung das Klangerlebnis eines weit aufgedrehten Röhrenverstärkers in Endstufensättigung zu erreichen. Der große Vorteil besteht somit in der Verwendung der Halbleiterschaltung 1 für Studio- und Clubeinsätze leistungsstärkerer Gitarrenverstärker mit moderaten Lautstärken, aber auch in Heimanwendungen für kleinere Transistor- und Modellerverstärker (modeling amps) oder als Vorschaltgerät für rechnergestützte DAW-Einrichtungen (digital audio workstation) mit digitaler Weiterverarbeitung des aufbereiteten Gitarrensignals.The semiconductor circuit 1 represents a possible variant for simulating the overdrive effects in the tube amplifier. Since the tube amplifier can only develop its unique sound in the so-called sweet spot with greater control and in this case the loudspeaker is operated with a correspondingly high input power, the invention implements the characteristic saturation effects that arise by means of the semiconductor circuit 1. The requirements for a tube amplifier simulation can be largely met by control and frequency-dependent phase modulation of an input signal s1 on the one hand, signal clipping behavior of a discrete amplifier stage on the other hand, and signal superposition of two parallel signal processing branches with different filter times, whereby the resulting sum signal receives an amplitude-modulated component. The semiconductor circuit 1 is primarily suitable for use as a guitar effects device (so-called overdrive pedal) and can be connected upstream of a guitar amplifier with the aim of achieving the sound experience of a tube amplifier turned up high in power stage saturation even with low power control. The great advantage is therefore the use of semiconductor circuit 1 for studio and club applications of more powerful guitar amplifiers with moderate volume levels, but also in home applications for smaller transistor and modeling amps or as a ballast for computer-aided DAW (digital audio workstation) systems with digital processing of the processed guitar signal.

Das Eingangssignal s1, beispielsweise ein Ausgangssignal mindestens eines Tonabnehmers einer Gitarre, kann eine sinusförmige Wechselspannung oder eine Wechselspannung mit sinusförmigen Anteilen im Bereich von Millivolt bis wenigen Volt in Abhängigkeit der verwendeten Tonabnehmer, beispielsweise passive Einzelspuler (Singlecoil), Doppelspuler (Humbucker), oder bereits vorverstärkt mittels vorgeschalteter aktiver Verstärkerelektronik sein. Das Eingangssignal s1 wird über eine Eingangsverstärkerstufe v1 weiter verstärkt, wobei eine Verstärkung g1 der Eingangsverstärkerstufe v1 regelbar eingestellt werden kann. Die Eingangsverstärkerstufe v1 kann sowohl durch eine diskrete Schaltung mindestens eines Transistors in Source-Schaltung oder Emitter-Schaltung als auch durch eine Operationsverstärkerschaltung realisiert werden. Um das Eingangssignal s1 nicht zu belasten, ist ein Eingangswiderstand der Eingangsverstärkerstufe v1 ausreichend groß zu wählen. Beispielsweise kann der Eingangswiderstand größer als 200kS2 sein. The input signal s1, for example an output signal of at least one pickup of a guitar, can be a sinusoidal alternating voltage or an alternating voltage with sinusoidal components in the range of millivolts to a few volts depending on the pickups used, for example passive single coils (single coil), double coils (humbucker), or already pre-amplified by means of upstream active amplifier electronics. The input signal s1 is further amplified via an input amplifier stage v1, whereby a gain g1 of the input amplifier stage v1 can be adjusted. The input amplifiers Stage v1 can be implemented either by a discrete circuit of at least one transistor in a common source or common emitter circuit or by an operational amplifier circuit. In order not to load the input signal s1, the input resistance of the input amplifier stage v1 must be sufficiently large. For example, the input resistance can be greater than 200kS2.

An einem Ausgang der Eingangsverstärkerstufe v1 liegt ein verstärktes Signal s2 vor, dass über zwei parallelgeführte Signalformer-Schaltkreise v2A, v2B aufgesplittet wird. In diesem Schaltungsteil wird das Signal weiter verstärkt und anschließend phasenmoduliert.An amplified signal s2 is present at an output of the input amplifier stage v1, which is split via two parallel signal shaping circuits v2A, v2B. In this circuit section, the signal is further amplified and then phase modulated.

2 ist ein schematisches Schaltbild eines Signalformer-Schaltkreises v2A. Der Signalformer-Schaltkreis v2B kann prinzipiell auf gleiche oder ähnliche Weise ausgebildet sein. Der Signalformer-Schaltkreis v2A weist eine diskrete Transistor-Verstärkerstufe v2 mit einem Transistor Q1 in Source- oder Emitterschaltung mit einer festen Verstärkung g2 von beispielsweise etwa 17dB auf. Beispielsweise bestimmt hauptsächlich eine Serienschaltung eines Widerstands R3 und eines Kondensators C1 parallel zu einem Source-Widerstand R2 mit Hochpass-Filterfunktion die untere 3dB Grenzfrequenz der Verstärkerstufe und beträgt im Signalformer-Schaltkreis v2A beispielsweise etwa 43Hz und im Signalformer-Schaltkreis v2B beispielsweise etwa 96Hz. 2 is a schematic circuit diagram of a signal shaping circuit v2A. The signal shaping circuit v2B can in principle be designed in the same or a similar way. The signal shaping circuit v2A has a discrete transistor amplifier stage v2 with a transistor Q1 in source or emitter circuit with a fixed gain g2 of, for example, about 17 dB. For example, a series connection of a resistor R3 and a capacitor C1 in parallel with a source resistor R2 with a high-pass filter function mainly determines the lower 3 dB limit frequency of the amplifier stage and is, for example, about 43 Hz in the signal shaping circuit v2A and about 96 Hz in the signal shaping circuit v2B.

Die aussteuerungs- und frequenzabhängige Phasenmodulation erfolgt über ein nichtlineares Hochpass-Filter, umfassend eine Kapazität, die beispielsweise eine Ersatzkapazität einer Serienschaltung zweier Kondensatoren C2 und C3 sein kann, ein Begrenzungsdiodennetzwerk 2 und eine wirkende Belastung eines Mischglieds 3.The control and frequency-dependent phase modulation is carried out via a non-linear high-pass filter, comprising a capacitance, which can be, for example, an equivalent capacitance of a series connection of two capacitors C2 and C3, a limiting diode network 2 and an effective load of a mixer 3.

Ferner kann an Drain des Transistors Q1 ein Drainwiderstand R1 vorgesehen sein. Weiter können am Gate des Transistors Q1 ein Gatewiderstand Re sowie eine damit in Reihe geschaltete Gleichspannungsquelle mit einer Biasspannung V_BIAS vorgesehen sein. Weiter kann ein Koppelkondensator C_K am Gate vorgesehen sein.Furthermore, a drain resistor R1 can be provided at the drain of the transistor Q1. Furthermore, a gate resistor Re and a DC voltage source with a bias voltage V _BIAS connected in series therewith can be provided at the gate of the transistor Q1. Furthermore, a coupling capacitor C _K can be provided at the gate.

3 ist ein schematisches Schaltbild des Begrenzungsdiodennetzwerks 2, das für jeden Polaritätsbereich einen als Dioden-Widerstand-Serienschaltung ausgebildeten Diodenzweig gegen Bezugspotential, beispielsweise Masse, vorsieht, wobei in positiver Aussteuerrichtung mit zwei in Serie geschalteten Dioden D2, D3 und einem Diodenvorwiderstand R6 und in negativer Aussteuerrichtung mit einer Diode D1 und einem Diodenvorwiderstand R4 ein unsymmetrisches Begrenzungsverhalten in Anlehnung an die Eigenschaft einer Röhrenschaltung bei Übersteuerung erreicht wird. Ein einstellbarer Abschlusswiderstand R7 mit einem Widerstand R8 als Festwiderstand oder Potentiometer liegt parallel zu den Dioden-Widerstand-Schaltungszweigen. Der Widerstand R8, der im Beispiel parallel zu einem Schleifer des als Potentiometer ausgeführten Abschlusswiderstands R7 gegen Bezugspotenzial anschlossen ist, bewirkt bei größer eingestelltem Ausgangspegel ein Anheben der unteren 3dB Grenzfrequenz des Hochpass-Filters. Der Tiefen-Frequenzbereich wird weiter bedämpft, was unmittelbar die Transparenz und Durchsetzungskraft des Klangs positiv beeinflusst. 3 is a schematic circuit diagram of the limiting diode network 2, which provides a diode branch designed as a diode-resistor series connection against reference potential, for example ground, for each polarity range, whereby in the positive control direction with two diodes D2, D3 connected in series and a diode series resistor R6 and in the negative control direction with a diode D1 and a diode series resistor R4 an asymmetrical limiting behavior is achieved in accordance with the property of a tube circuit in the event of overload. An adjustable terminating resistor R7 with a resistor R8 as a fixed resistor or potentiometer is connected parallel to the diode-resistor circuit branches. The resistor R8, which in the example is connected parallel to a wiper of the terminating resistor R7 designed as a potentiometer against reference potential, causes the lower 3 dB cutoff frequency of the high-pass filter to be raised when the output level is set higher. The low frequency range is further attenuated, which has a direct positive effect on the transparency and assertiveness of the sound.

Die untere Grenzfrequenz des nichtlinearen Hochpass-Filters verändert sich in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals s1 oder des verstärkten Signals s2. Die beiden unteren Eckgrenzfrequenzen werden durch die untere Grenzfrequenz der Verstärkerstufe, den dynamischen Widerstand der Diodenzweige und den Abschlusswiderstand R7 mit dem Widerstand R8 und der belastenden Mischstufe bestimmt. Im Signalformer-Schaltkreis v2A kann sich damit die untere Grenzfrequenz zwischen etwa 75Hz und 560Hz, im Signalformer-Schaltkreis v2B zwischen etwa 120Hz und 1,1kHz bewegen. Dies hat eine amplituden- und frequenzabhängige Phasenverlaufsänderung des Signals s4A am Ausgang des Signalformer-Schaltkreises v2A zur Folge. Die Begrenzungskennlinie kann über einen als Festwiderstand oder Potentiometer ausgebildeten Widerstand R5 zwischen den Diodenzweigen zusätzlich angepasst werden, um den nichtlinearen Übergangsbereich in Abhängigkeit des Eingangspegels festzulegen und hat somit direkten Einfluss auf die Kompression und den Phasenhub des Signals s4A.The lower limit frequency of the non-linear high-pass filter changes depending on the amplitude of the input signal s1 or the amplified signal s2. The two lower corner frequencies are determined by the lower limit frequency of the amplifier stage, the dynamic resistance of the diode branches and the terminating resistor R7 with the resistor R8 and the loading mixer stage. In the signal shaping circuit v2A, the lower limit frequency can therefore be between about 75Hz and 560Hz, and in the signal shaping circuit v2B between about 120Hz and 1.1kHz. This results in an amplitude and frequency-dependent change in the phase curve of the signal s4A at the output of the signal shaping circuit v2A. The limiting characteristic can be additionally adjusted via a resistor R5 designed as a fixed resistor or potentiometer between the diode branches in order to define the non-linear transition range depending on the input level and thus has a direct influence on the compression and phase shift of the signal s4A.

Die Ausgangssignale s4A, s4B der beiden parallelgeführten Signalformer-Schaltkreise v2A, v2B werden in einem Mischglied 3 überlagert. 4 ist ein schematisches Schaltbild des Mischglieds 3, umfassend zwei in Reihe geschaltete Widerstände R9 und R10 mit einem Überbrückungskondensator C4 parallel zum Widerstand R10. In Anlehnung an die Vorstufe eines klassischen Marshall-Röhrenverstärkers hat die Beschaltung mit dem Überbrückungskondensator C4 die Funktion eines Shelving-Filters als einfache Höhen- und Tiefenblende in Abhängigkeit des Signalabgriffs an den Abschlusswiderständen R7 der beiden Begrenzungsdiodennetzwerke 2. In dem Fall sind die Abschlusswiderstände R7 als einstellbare Potentiometer ausgeführt.The output signals s4A, s4B of the two parallel signal shaping circuits v2A, v2B are superimposed in a mixer 3. 4 is a schematic circuit diagram of the mixer 3, comprising two resistors R9 and R10 connected in series with a bridging capacitor C4 parallel to the resistor R10. Based on the pre-stage of a classic Marshall tube amplifier, the circuit with the bridging capacitor C4 has the function of a shelving filter as a simple high and low frequency fader depending on the signal tap at the terminating resistors R7 of the two limiting diode networks 2. In this case, the terminating resistors R7 are designed as adjustable potentiometers.

An das Mischglied 3 schließt sich eine Klangregelung 6 an. 5 ist ein schematisches Schaltbild der Klangregelung 6. Die Klangreglung ist im Beispiel als Tonblende mit einem Potentiometer R11 und einem Fußpunktkondensator C5 ausgeführt, stellt ein einfaches Tiefpass-Filter mit einstellbarer oberer 3dB Grenzfrequenz bis etwa 720Hz Tiefe dar und bedämpft unerwünschte Obertonspektralanteile, die durch die vorangehende nichtlineare Signalformung entstehen. Es kann vorgesehen sein, dass die Tonblende nur bei festen Abschlusswiderständen R7 der beiden Begrenzungsdiodennetzwerke 2 angewendet wird.The mixer 3 is followed by a tone control 6. 5 is a schematic diagram of the tone control 6. The tone control is designed in the example as a tone control with a potentiometer R11 and a base capacitor C5, represents a simple low-pass filter with adjustable upper 3dB cut-off frequency up to about 720Hz depth and attenuates undesirable overtone spectral components that arise from the preceding non-linear signal shaping. It can be provided that the tone control is only used with fixed terminating resistors R7 of the two limiting diode networks 2.

Nach der Klangregelung 6 gelangt das Signal s6 auf eine Verstärkerstufe v3, die hauptsächlich die Funktion einer Impedanzwandlung hat und optional je nach Anwendungsfall das Signal s6 weiter verstärken kann.After the tone control 6, the signal s6 reaches an amplifier stage v3, which mainly has the function of an impedance conversion and can optionally further amplify the signal s6 depending on the application.

Im Folgenden sind beispielhafte Dimensionierungen der Bauelemente wiedergegeben:

R 1 4k7
R2 1k3
R3 820R
R4 8k2
R5 in v2A und/oder v2B 100k
R6 10k
R7 in v2B und/oder v2A 500k
R8 1M
R9, R10 270k
R11 (A) 1M
C1 in v2A 4µ7, C1 in v2B 2µ2
C2 4µ7
C3 in v2A 22n, C3 in v2B 10n
C4 470p
C5 220p
D1, D2, D3 1N914
Q1 2N7000

Example dimensions of the components are shown below:

R1 4k7
R2 1k3
R3 820R
R4 8k2
R5 in v2A and/or v2B 100k
R6 10k
R7 in v2B and/or v2A 500k
R8 1M
R9, R10 270k
R11 (A) 1M
C1 in v2A 4µ7, C1 in v2B 2µ2
C2 4µ7
C3 in v2A 22n, C3 in v2B 10n
C4 470p
C5 220p
D1, D2, D3 1N914
Q1 2N7000

Die Halbleiterschaltung 1 zur Simulation der Übersteuerungseffekte eines Röhrenverstärkers, insbesondere für Elektrogitarren, kann so ausgebildet sein, dass ein Eingangssignal s1, typischerweise ein Audiosignal und insbesondere ein Gitarrensignal in eine Signalaufbereitungseinheit, auch Gitarreneffektgerät genannt, geführt wird und dort eine Signalformung mit entsprechender Klangcharakteristik erfährt, wobei das so veränderte Ausgangssignal s2 für weitere Nachfolge-Verstärkereinrichtungen als Nutzsignal bereit gestellt wird, wobei das Eingangssignal s1 aussteuerungs- und frequenzabhängig in einem Hochpass-Filter mit einem Begrenzungsdiodennetzwerk 2 eine nichtlineare Phasenverzerrung erfährt.The semiconductor circuit 1 for simulating the overdrive effects of a tube amplifier, in particular for electric guitars, can be designed such that an input signal s1, typically an audio signal and in particular a guitar signal, is fed into a signal processing unit, also called a guitar effects device, where it undergoes signal shaping with corresponding sound characteristics, the output signal s2 thus modified being made available as a useful signal for further subsequent amplifier devices, the input signal s1 undergoing a non-linear phase distortion in a high-pass filter with a limiting diode network 2 depending on the level and frequency.

In einer Ausführungsform ist das Begrenzungsdiodennetzwerk 2 für jeden Polaritätsbereich mit einer Dioden-Widerstand-Serienschaltung beschaltet, wobei in positiver Aussteuerrichtung mit zwei in Serie geschalteten Dioden D2, D3 und einem Abschlusswiderstand R7 ein unsymmetrisches Begrenzungsverhalten erreicht wird und somit die Hochpass-Filterzeit eine Funktion der Signalaussteuerung wird.In one embodiment, the limiting diode network 2 is connected to a diode-resistor series circuit for each polarity range, whereby an asymmetrical limiting behavior is achieved in the positive control direction with two diodes D2, D3 connected in series and a terminating resistor R7 and thus the high-pass filter time becomes a function of the signal control.

In einer Ausführungsform ist in dem Begrenzungsdiodennetzwerk 2 ferner vorgesehen, dass über einen als Festwiderstand oder Potentiometer ausgebildeten Widerstand R5 zusätzlich die Begrenzungskennlinie angepasst werden kann, um den nichtlinearen Übergangsbereich in Abhängigkeit des Eingangspegels und damit die Kompression und den Phasenhub des Signals festzulegen.In one embodiment, the limiting diode network 2 is further provided with the ability to additionally adjust the limiting characteristic curve via a resistor R5 designed as a fixed resistor or potentiometer in order to define the non-linear transition region as a function of the input level and thus the compression and phase shift of the signal.

In einer Ausführungsform ist eine spezielle Form der Phasenmodulation vorgesehen, wobei die beiden unteren Eckgrenzfrequenzen des Hochpass-Filters, die im Audiofrequenzbereich liegen, und die Modulationstiefe durch die Größenverhältnisse des Drainwiderstands R1 der diskreten Transistor-Verstärkerstufe in Source-Schaltung zu den Diodenvorwiderständen R4, R6 und dem Abschlusswiderstand R7 mit dem Widerstand R8 des Diodenbegrenzungsnetzwerks 2 und dem belastenden Mischglied 3 bestimmt werden.In one embodiment, a special form of phase modulation is provided, wherein the two lower corner frequencies of the high-pass filter, which lie in the audio frequency range, and the modulation depth are determined by the size ratios of the drain resistor R1 of the discrete transistor amplifier stage in source connection to the diode series resistors R4, R6 and the terminating resistor R7 with the resistor R8 of the diode limiting network 2 and the loading mixer element 3.

In einer Ausführungsform sind die in Serie geschalteten Koppelkondensatoren C2 und C3 als Paarung eines Elektrolytkondensators und eines Folienkondensators ausgebildet, wobei bei größeren transienten Eingangsimpulsen, sogenannten Attacks, das Klangbild deutlich mehr an Lebendigkeit und Wärme gewinnt, was auf die zeitlichen Umladeprozesse in der Hochpass-Filterschaltung zurückzuführen ist.In one embodiment, the series-connected coupling capacitors C2 and C3 are designed as a pairing of an electrolytic capacitor and a film capacitor, whereby with larger transient input pulses, so-called attacks, the sound image gains significantly more liveliness and warmth, which is due to the temporal recharging processes in the high-pass filter circuit.

In einer Ausführungsform sind die beiden Signalformer-Schaltkreise v2A, v2B parallelgeführt, wobei deren Ausgangssignale s4A, s4B über ein Mischglied 3, umfassend die Widerstände R9 und R10 mit dem Überbrückungskondensator C4 überlagert werden und aufgrund der versetzten Hochpass-Filterzeiten in den Signalformer-Schaltkreisen v2A, v2B ein Summensignal s5 des Mischglieds 3 einen amplitudenmodulierten Anteil erhält, der sich als sogenannter Schwebungseffekt auswirkt.In one embodiment, the two signal shaping circuits v2A, v2B are connected in parallel, wherein their output signals s4A, s4B are superimposed via a mixer 3 comprising the resistors R9 and R10 with the bridging capacitor C4 and due to the offset high-pass filter times in the signal shaping circuits v2A, v2B, a sum signal s5 of the mixer 3 receives an amplitude-modulated component which has the effect of a so-called beat effect.

In einer Ausführungsform geht bei entsprechend hohem Eingangspegel die Transistor-Verstärkerstufe des Signalformer-Schaltkreises v2A, v2B in Begrenzung, wobei dies zuerst in Richtung Bezugspotenzial und danach in Richtung Betriebsspannung erfolgt, aufgrund einer gewählten Einstellung eines statischen Arbeitspunkts über die Biasspannung V_BIAS, wobei demzufolge ein fließender Übergang der aussteuerungs- und frequenzabhängigen Phasenmodulation des nachgeschalteten Begrenzungsdiodennetzwerks 2 zur einfachen Signalabkappung durch den Transistor Q1 gegeben ist.In one embodiment, at a correspondingly high input level, the transistor amplifier stage of the signal shaping circuit v2A, v2B goes into limitation, whereby this occurs first in the direction of reference potential and then in the direction of operating voltage, due to a selected setting of a static operating point via the bias voltage V _BIAS , whereby a smooth transition of the control and frequency-dependent phase modulation of the downstream limiting diode network 2 for easy signal clipping by the transistor Q1.

6 ist ein schematisches Schaltbild einer alternativen Schaltung zur speziellen Phasenmodulation, wobei ein Allpassfilter vorgesehen ist, realisiert als analoges aktives Filter erster Ordnung mittels eines Operationsverstärker OPAMP im dargestellten Beispiel oder mittels eines Transistors (nicht dargestellt), wobei ein fester Fußpunktwiderstand R der Filterstruktur durch ein dynamisch resistives Diodenbegrenzungsnetzwerk 2 ersetzt werden kann, das beispielsweise wie in 3 gezeigt ausgebildet sein kann. Der Amplitudengang bleibt hierbei unverändert. 6 is a schematic diagram of an alternative circuit for special phase modulation, wherein an all-pass filter is provided, realized as an analog active filter of the first order by means of an operational amplifier OPAMP in the example shown or by means of a transistor (not shown), wherein a fixed base resistance R of the filter structure can be replaced by a dynamic resistive diode limiting network 2, which for example as in 3 shown. The amplitude response remains unchanged.

7 ist ein schematisches Schaltbild einer weiteren Schaltungsausführungsvariante der Form der speziellen Phasenmodulation, wobei aussteuerungsabhängige Reaktanzen kapazitiv für nichtlineare Filterstrukturen durch Gyratoren mittels Operationsverstärker OPAMP im Beispiel oder auch mittels Transistor (nicht dargestellt) realisiert werden, wobei im Gyrator das dynamisch resistive Begrenzungsdiodennetzwerk 2 den festen Fußpunktwiderstand R der Filterstruktur ersetzen kann. 7 is a schematic circuit diagram of a further circuit embodiment variant of the form of special phase modulation, wherein control-dependent reactances are realized capacitively for non-linear filter structures by gyrators by means of operational amplifiers OPAMP in the example or also by means of transistors (not shown), wherein in the gyrator the dynamic resistive limiting diode network 2 can replace the fixed base resistance R of the filter structure.

8 ist ein schematisches Schaltbild einer weiteren Schaltungsausführungsvariante der Form der speziellen Phasenmodulation, wobei aussteuerungsabhängige Reaktanzen induktiv für nichtlineare Filterstrukturen durch Gyratoren mittels Operationsverstärker OPAMP im Beispiel oder auch mittels Transistor (nicht dargestellt) realisiert werden, wobei im Gyrator das dynamisch resistive Begrenzungsdiodennetzwerk 2 den festen Fußpunktwiderstand R der Filterstruktur ersetzen kann. 8th is a schematic circuit diagram of a further circuit embodiment variant of the form of special phase modulation, whereby control-dependent reactances are realized inductively for non-linear filter structures by gyrators by means of operational amplifiers OPAMP in the example or also by means of transistors (not shown), whereby in the gyrator the dynamic resistive limiting diode network 2 can replace the fixed base resistance R of the filter structure.

In einer nichtlinearen Filterstruktur kann vorgesehen sein, dass bei der Anwendung von Lautsprechernachbildungen, insbesondere für Gitarrenverstärker, beispielsweise in DI-Boxen (direct injection), die Reaktanzen aussteuerungsabhängig von Gyratoren gemäß 7 oder 8 realisiert werden.In a non-linear filter structure, it can be provided that when using loudspeaker emulations, especially for guitar amplifiers, for example in DI boxes (direct injection), the reactances are controlled by gyrators according to 7 or 8th will be realized.

In einer Ausführungsform kann ein Software-Algorithmus der Form der speziellen Phasenmodulation vorgesehen sein, wobei ein digitales Filter über eine geeignete IIR-Filterstruktur (infinitive impulse response) und ihre spezielle Phaseneigenschaft als Grundlage dient, im Weiteren mit einer approximierten nichtlinearen Übertragungskennlinie die Steuerfunktion für ein variabel gewordenes Abtastzeitintervall darstellt und die Wirkungsweise einer aussteuerungs- und frequenzabhängig nichtlinearen Phasenverzerrung erfüllt.In one embodiment, a software algorithm in the form of special phase modulation can be provided, wherein a digital filter via a suitable IIR filter structure (infinitive impulse response) and its special phase property serves as a basis, furthermore, with an approximated non-linear transfer characteristic, represents the control function for a sampling time interval that has become variable and fulfills the effect of a control and frequency-dependent non-linear phase distortion.

Ferner wird eine Schaltungsanordnung zur Nachbildung der charakteristischen Klangformung einer Vinyl-Audio-Signalkette mit Schneide- und Tonabnehmersystem, beispielsweise MM-System (moving magnet) oder MC-System (moving coil), vorgeschlagen, wobei im Gesamtsystem aussteuerungs- und frequenzabhängig nichtlineare Phasenverzerrungen aufgrund der elektrodynamischen Wandlung auftreten, die besondere Klangartefakte ausbilden, wobei eine Signalkette realisiert wird. 9 ist ein schematisches Schaltbild der Signalkette. Nach Vorverstärkung v1 und Filterung mittels einer Pre-Emphase RIAA-Frequenzgangkurve 4 wird das Signal einem Signalformer-Schaltkreis v2A gemäß 2 zugeführt und anschließend über eine reverse De-Emphase RIAA-Frequenzgangkurve 5 entzerrt. Optional kann nach der Signalbearbeitung eine Klangregelung 6 und eine zusätzliche Verstärkerstufe v3 angeschaltet werden.Furthermore, a circuit arrangement for simulating the characteristic sound formation of a vinyl audio signal chain with cutting and pickup system, for example MM system (moving magnet) or MC system (moving coil), is proposed, whereby in the overall system, control and frequency-dependent non-linear phase distortions occur due to the electrodynamic conversion, which form special sound artifacts, whereby a signal chain is realized. 9 is a schematic diagram of the signal chain. After pre-amplification v1 and filtering using a pre-emphasis RIAA frequency response curve 4, the signal is fed to a signal shaping circuit v2A according to 2 and then equalized via a reverse de-emphasis RIAA frequency response curve 5. Optionally, a tone control 6 and an additional amplifier stage v3 can be switched on after signal processing.

LITERATURVERZEICHNISBIBLIOGRAPHY

[1] H. Barkhausen, Textbook of Electron Tubes, 1st Volume General Principles, S.Hirzel Verlag Leipzig, 12th Edition 1969
[2] H. Barkhausen, Textbook of Electron Tubes, 2nd Volume Amplifiers, S.Hirzel Verlag Leipzig, 10th Edition 1968
[3] Rudolf Mäusl, Analogue modulation methods, 2nd revised edition, Hüthig Buch Verlag Heidelberg 1992
[4] M. Zollner, E. Zwicker, Electroacoustics, Springer Verlag, 3rd edition 1993, 1st corrected reprint 1998
[5] Regina Heinecke-Schmitt, Perceptibility of nonlinear loudspeaker distortions, TUDpress 2006
[6] E. Skudrzyk, The Fundamentals of Acoustics, Vienna Springer Verlag 1954

BEZUGSZEICHENLISTELIST OF REFERENCE SYMBOLS

11: HalbleiterschaltungSemiconductor circuit
22: BegrenzungsdiodennetzwerkLimiting diode network
33: MischgliedMixing element
44: Pre-Emphase RIAA-FrequenzgangkurvePre-emphasis RIAA frequency response curve
55: reverse De-Emphase RIAA-Frequenzgangkurvereverse De-Emphase RIAA frequency response curve
66: KlangregelungSound control
CC: Kondensatorcapacitor
C1C1: Kondensatorcapacitor
C2, C3C2, C3: Kondensator, KoppelkondensatorCapacitor, coupling capacitor
C4C4: ÜberbrückungskondensatorBypass capacitor
C5C5: FußpunktkondensatorBase capacitor
CKCK: KoppelkondensatorCoupling capacitor
D1, D2, D3D1, D2, D3: Diodediode
LL: SpuleKitchen sink
OPAMPOPAMP: OperationsverstärkerOperational amplifier
Q1Q1: Transistortransistor
RR: FußpunktwiderstandBase resistance
R1R1: DrainwiderstandDrain resistance
R2R2: Source-WiderstandSource resistance
R3, R5, R8, R9, R10R3, R5, R8, R9, R10: WiderstandResistance
R4, R6R4, R6: DiodenvorwiderstandDiode resistor
R7R7: AbschlusswiderstandTermination resistor
R11R11: PotentiometerPotentiometer
Rere: GatewiderstandGate resistance
RLRL: WiderstandResistance
RxRx: WiderstandResistance
s1s1: EingangssignalInput signal
s2s2: verstärktes Signalamplified signal
s3As3A: Signalsignal
s4A, s4Bs4A, s4B: Signal, Ausgangssignalsignal, output signal
s5s5: Signal, SummensignalSignal, sum signal
s6s6: Signalsignal
s7s7: Signalsignal
sINsIN: EingangssignalInput signal
sOUTsOUT: AusgangssignalOutput signal
v1v1: EingangsverstärkerstufeInput amplifier stage
v2Av2A: Signalformer-SchaltkreiseSignal conditioning circuits
v2Bv2B: Signalformer-SchaltkreiseSignal conditioning circuits
v3v3: VerstärkerstufeAmplifier stage
VBIASVBIAS: BiasspannungBias voltage
ZINZIN: EingangsimpedanzInput impedance

Claims

Semiconductor circuit (1) for simulating overdrive effects of a tube amplifier, comprising at least one signal processing unit for signal shaping of an audio signal, wherein the signal processing unit has at least one high-pass filter with a limiting diode network (2) for control- and frequency-dependent, non-linear phase distortion of the audio signal.

Semiconductor circuit (1) according to Claim 1 , wherein the limiting diode network (2) has a diode-resistor series circuit connected in parallel to one another in the positive control direction and in the negative control direction, wherein two diodes (D2, D3) are connected in series in the positive control direction, wherein a terminating resistor (R7) is also arranged in the limiting diode network (2).

Semiconductor circuit (1) according to Claim 2 , wherein the limiting diode network (2) further comprises a resistor (R5) designed as a fixed resistor or potentiometer between the diode-resistor series circuits.

Semiconductor circuit (1) according to one of the preceding claims, wherein the high-pass filter is part of a signal shaping circuit (v2A, v2B) which further comprises a transistor amplifier stage with at least one transistor (Q1) in source connection or emitter connection and a drain resistor (R1) or collector resistor.

Semiconductor circuit (1) according to Claim 4 , wherein a coupling capacitor or several coupling capacitors (C2, C3) connected in series are arranged between the drain or collector of the transistor (Q1) and the limiting diode network (2), wherein one of the coupling capacitors (C2, C3) can be designed as an electrolytic capacitor and another as a film capacitor.

Semiconductor circuit (1) according to one of the Claims 4 or 5 , wherein two parallel signal shaping circuits (v2A, v2B) with different high-pass filter times are arranged, the output signals (s4A, s4B) of which can be fed to a mixer (3) which is configured to superimpose them to form a sum signal (s5).

Semiconductor circuit (1) according to one of the Claims 4 until 6 , wherein a resistor (Re) and a DC voltage source with a bias voltage (V _BIAS ) connected in series therewith are arranged at the gate or at the base of the transistor (Q1), by means of which a static operating point of the transistor amplifier stage can be set so that that at a sufficiently high input level, the transistor amplifier stage first goes into limitation towards a reference potential and then towards an operating voltage.

Semiconductor circuit (1) according to one of the preceding claims, wherein the limiting diode network (2) is part of an all-pass filter designed as an analog first-order filter or of a gyrator designed as a non-linear filter structure with inductive or capacitive reactance, which has an operational amplifier (OPAMP) or a transistor, wherein the limiting diode network (2) is arranged instead of a fixed base resistance (R).

Semiconductor circuit (1) according to one of the Claims 6 until 8th , wherein the mixer (3) is followed by a tone control (6), which can be designed as a tone control or low-pass filter with a potentiometer (R11) and a base point capacitor (C5).

Semiconductor circuit (1) according to one of the Claims 6 until 9 , wherein an amplifier stage (v3) for impedance conversion is connected upstream of the mixer (3) or the tone control (6) and/or wherein an input amplifier stage (v1) is connected downstream of the signal shaping circuits (v2A, v2B).