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Die Einstellung des Spulenstromes I (1 unten) in einem Magnetventil erfolgt oftmals durch eine Pulsweiten-Modulation der Versorgung (1 oben). Dabei wird die Ventilspule 1 (2) periodisch (Periodendauer TPMW) mit einer Versorgungsspannung V1 verbunden und wiederum davon getrennt. Dies erfolgt mit Hilfe eines Schaltelementes, z.B. eines Transistors T1. Im verbundenen Zustand (Zustand PWM_1) steigt der Spulenstrom I mit der Zeit t stetig an, im getrennten Zustand (Zustand PWM_2) sinkt er wiederum stetig ab. Eine Diode D1 erlaubt den weiteren Stromfluss, wenn der Transistor T1 ausgeschaltet ist. Durch Veränderung des Verhältnisses von Einschaltdauer zu Ausschaltdauer (Tastverhältnis) kann so der Wert des Spulenstromes I verändert/eingestellt werden.
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Die Erzeugung des Steuersignals PWM für den Transistor T1 erfolgt beispielsweise mit Hilfe eines Mikrocontrollers 3, der über einen Digitalausgang 3a ein Frequenzsignal mit variablem Tastverhältnis (PWM Signal) ausgibt. Dies ist die Führungsgröße im Stromregler.
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Darüber hinaus kann eine Pegelwandlung des digitalen Ausgangssignals des Mikroprozessors (z.B. 0/5 V) auf das Steuersignal PWM mit einem zur Steuerung des Transistors T1 geeigneten Amplitudenniveau vorgesehen sein (nicht dargestellt).
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Zur Stromregelung muss zusätzlich noch der Spulenstrom I erfasst und mit einem Sollwert verglichen werden. Die Erfassung erfolgt z.B. über den Spannungsabfall am Strommesswiderstand R_Sense. Der (analoge) Messwert der am Eingang 3b des Mikrocontrollers 3 anliegenden Spannung, der bei bekanntem Strommesswiderstand R_Sense repräsentativ ist für den Spulenstrom I, wird über einen Analog-Digital-Konverter (ADC) im Mikrocontroller 3 erfasst. Ein Software-Regelalgorithmus vergleicht den digitalisierten Istwert des Spulenstroms I mit einer Sollwertvorgabe und verändert das Tastverhältnis des Steuersignales PWM derart, dass sich der Istwert und die Sollwertvorgabe möglichst angleichen. Im Vergleich zu einer linearen Regelung mit einem in Reihe zur Spule 1 in den Stromkreis eingefügten, veränderlichen bzw. steuerbaren Widerstand kann mit dem System und der Schaltung gemäß 2 ein relativ hoher Wirkungsgrad erreicht werden.
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Bei einem Elektro-oder Hybridfahrzeug sind zumeist wenigstens zwei - voneinander getrennte - Spannungssysteme vorhanden; etwa das gebräuchliche 12 V Bordnetz und ein Hochvoltnetz (HV) mit z.B. 300 V für den Fahrantrieb. Befinden sich nun Mikrocontroller 3 und Magnetventil (mit Versorgung) in unterschiedlichen Spannungsnetzen, so müssen das Führungssignal vom Mikrocontroller 3 zum Transistor T1 hin und der Messwert vom Ventil zum Mikrocontroller 3 zurück über die Potentialgrenzen hinweg transportiert werden. Für diesen Zweck im Analogbereich eingesetzte Isolationstransformationen sind teuer und ungeeignet, einen Gleichspannungsmesswert zurückzuführen.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltung und ein System zur Einstellung eines Stroms durch eine Spule für ein Magnetventil zu schaffen, die einen zuverlässigen Betrieb in einem System mit unterschiedlichen Spannungsnetzen erlaubt.
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Die Aufgabe wird gelöst durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
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Gemäß einem ersten Aspekt betrifft die Erfindung eine Schaltung zur Einstellung eines Stroms durch eine Spule für ein Magnetventil. Die Schaltung umfasst einen Steuereingang zur Aufnahme eines Steuersignals und einen Steuerausgang zum Anschluss an eine erste Elektrode der Spule. Darüber hinaus umfasst die Schaltung einen ersten und zweiten Versorgungsanschluss zum Anschluss an eine erste Spannungsquelle sowie ein Flipflop mit einem Dateneingang, einem Takteingang, einem Flipflopausgang und einem Rücksetzeingang. Des Weiteren umfasst die Schaltung eine Komparatoreinheit mit einem nichtinvertierenden Komparatoreingang, einem invertierenden Komparatoreingang sowie einer Ausgangselektrode. Überdies umfasst die Schaltung einen Messwiderstand und ein Schaltelement, insbesondere einen Transistor wie einen MOSFET, beispielsweise einen normal sperrenden n-Kanal MOSFET, wobei das Schaltelement eine Steuerelektrode, eine Abflusselektrode und eine Quellenelektrode aufweist.
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Das Flipflop ist dabei mit seinem Takteingang mit dem Steuereingang der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Das Flipflop ist weiter mit seinem Dateneingang mit der Ausgangselektrode der Komparatoreinheit gekoppelt. Mit seinem Rücksetzeingang ist das Flipflop ebenfalls mit der Ausgangselektrode der Komparatoreinheit gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Mit seinem Flipflopausgang ist das Flipflop schließlich mit der Steuerelektrode des Schaltelements gekoppelt, insbesondere direkt verbunden.
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Die Komparatoreinheit ist mit ihrem nichtinvertierenden Komparatoreingang mit dem Steuereingang der Schaltung gekoppelt. Mit ihrem invertierenden Komparatoreingang ist die Komparatoreinheit ferner mit der Quellenelektrode des Schaltelements gekoppelt.
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Das Schaltelement ist mit seiner Abflusselektrode mit dem Steuerausgang der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Mit seiner Quellenelektrode ist das Schaltelement ferner über den Messwiderstand mit dem zweiten Versorgungsanschluss der Schaltung gekoppelt, insbesondere über den Messwiderstand mit dem zweiten Versorgungsanschluss der Schaltung direkt verbunden.
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Der erste Versorgungsanschluss der Schaltung ist schließlich zum Anschluss an eine zweite Elektrode der Spule vorgesehen, insbesondere zur direkten Verbindung.
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Dass ein Element mit einem anderen Element gekoppelt ist, beinhaltet sowohl eine direkte bzw. unmittelbare elektrische Verbindung der beiden Elemente als auch eine indirekte bzw. mittelbare elektrische Verbindung der beiden Elemente.
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Bei der Spule handelt es sich beispielsweise um die Spule eines Magnetventils. Insbesondere kann es sich hierbei um ein Proportionalventil für einen Verdichter eines Klimakompressors, beispielhaft für ein Kraftfahrzeug handeln.
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Bei dem Rücksetzeingang (auch „Reset“) des Flipflops handelt es sich insbesondere um einen invertierten Eingang, d.h., das Flipflop wird bei einem negativen Puls am Rücksetzeingang zurückgesetzt. Bei dem Flipflop kann es sich beispielsweise um einen Typ 74HC74 mit invertierten Setz- und Rücksetz-Eingängen handeln.
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Die Komparatoreinheit kann mit Vorteil einen offenen Kollektor-Ausgang aufweisen. Beispielsweise handelt es sich bei der Komparatoreinheit um einen Typ LM 393.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung einen dritten Versorgungsanschluss zum Anschluss an eine zweite Spannungsquelle. Die erste und zweite Spannungsquelle sind insbesondere gemeinsam mit dem zweiten Versorgungsanschluss gekoppelt. Beispielsweise handelt es sich bei der ersten Spannungsquelle um ein 12 V Bordnetz und bei der zweiten Spannungsquelle um eine davon abgeleitete 5 V Versorgungsspannung.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung einen ersten Optokoppler, der eingangsseitig zur Aufnahme eines externen Steuersignals und ausgangsseitig zur Ausgabe des Steuersignals am Steuereingang der Schaltung eingerichtet ist. In anderen Worten kann über den ersten Optokoppler ein externes Steuersignal, insbesondere ein z.B. durch einen Mikrocontroller erzeugtes PWM-Signal, der Schaltung zugeführt und am Steuereingang bereitgestellt werden, und zwar über unterschiedliche Potentialgrenzen des externen Mikrocontrollers und einer Spannungsversorgung der Schaltung hinweg.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung zwei erste Widerstände sowie einen ersten Kondensator. Dass es sich um zwei erste Widerstände handelt, bezieht sich hier und im Folgenden lediglich auf eine funktionale Gruppierung der beiden Widerstände; die beiden Widerstände können insbesondere unterschiedliche Kenngrößen aufweisen.
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Der Steuereingang ist in dieser Ausgestaltung über einen der zwei ersten Widerstände mit dem nichtinvertierenden Komparatoreingang gekoppelt, insbesondere direkt verbunden, während der erste Kondensator mit dem jeweils anderen ersten Widerstand parallel geschaltet ist und den nichtinvertierenden Komparatoreingang mit dem zweiten Versorgungsanschluss koppelt, insbesondere direkt verbindet. Die zwei ersten Widerstände bilden insbesondere einen Spannungsteiler; zusammen mit dem ersten Kondensator ist mit Vorteil ein Tiefpassfilter realisiert, dessen Ausgang mit dem nichtinvertierenden Komparatoreingang gekoppelt und der eingerichtet ist, das am Steuereingang anliegende Steuersignal gemittelt als Referenzspannung der Komparatoreinheit zuzuführen.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung ferner eine erste Diode, die den Steuerausgang der Schaltung in Flussrichtung mit dem ersten Versorgungsanschluss der Schaltung koppelt, insbesondere direkt verbindet. Die erste Diode ist insbesondere für eine Parallelschaltung mit der Spule vorgesehen, um einen Stromfluss zuzulassen, wenn das Schaltelement sperrt.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung ferner einen zweiten Widerstand und einen zweiten Kondensator. Der invertierende Komparatoreingang ist dabei über den zweiten Widerstand mit der Quellenelektrode des Schaltelements gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Über den zweiten Kondensator ist der invertierende Komparatoreingang ferner mit dem zweiten Versorgungsanschluss der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Insbesondere bildet der zweite Widerstand dabei mit dem zweiten Kondensator einen Tiefpassfilter. In vorteilhafter Weise können so Spannungsspitzen beim Schalten des Schaltelements herausgefiltert und damit ein fehlerhaftes Schalten der Komparatoreinheit vermieden werden.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung ferner einen dritten Widerstand und einen dritten Kondensator. Die Ausgangselektrode der Komparatoreinheit ist dabei über den in Reihe zu dem dritten Widerstand geschalteten dritten Kondensator mit dem Steuereingang der Schaltung gekoppelt. Insbesondere ist die Ausgangselektrode über eine Reihenschaltung bestehend aus dem dritten Kondensator und dem dritten Widerstand mit dem Steuereingang direkt verbunden. Insbesondere bildet der dritte Widerstand dabei mit dem dritten Kondensator ein Differenzierglied. In vorteilhafter Weise kann so korrespondierend zu einem Schaltvorgang des Steuersignals am Steuereingang der Schaltung, insbesondere bei einem Pegelwechsel von High zu Low, ein (negativer) Spannungspuls an dem Rücksetzeingang des Flipflops erzeugt werden, mittels dem das Flipflop zurückgesetzt werden kann, sofern dies nicht bereits durch das von der Ausgangselektrode der Komparatoreinheit ausgegebene Signal erfolgt ist.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung ferner eine zweite Diode, die die Ausgangselektrode der Komparatoreinheit in Flussrichtung mit dem Dateneingang des Flipflops koppelt, insbesondere direkt verbindet. In vorteilhafter Weise kann so korrespondierend zu einem Schaltvorgang des Steuersignals am Steuereingang der Schaltung, insbesondere bei einem Pegelwechsel von Low zu High, ein Spannungspuls begrenzt werden.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung ferner einen vierten Widerstand, der die Ausgangselektrode der Komparatoreinheit mit dem Dateneingang des Flipflops koppelt, insbesondere direkt verbindet. In vorteilhafter Weise kann die Ausgangselektrode der Komparatoreinheit so auf einen am Dateneingang des Flipflops anliegenden High Pegel gebracht werden, solange das Potential am nichtinvertierenden Komparatoreingang höher ist als am invertierenden Komparatoreingang.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung ferner einen dritten Versorgungsanschluss. Das Flipflop weist einen Setzanschluss auf, der mit dem dritten Versorgungsanschluss der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden ist.
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Alternativ oder zusätzlich umfasst die Komparatoreinheit einen Komparator und einen Ausgangstransistor, insbesondere einen Bipolar-Transistor wie etwa einen NPN Bipolartransistor. Der Komparator weist hierbei den nichtinvertierenden Komparatoreingang und den invertierenden Komparatoreingang auf. Des Weiteren weist der Komparator einen ersten und zweiten Komparatorversorgungsanschluss und einen Komparatorausgang auf.
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Der Ausgangstransistor ist mit seiner Basiselektrode mit dem Komparatorausgang des Komparators gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Ferner ist der Ausgangstransistor mit seiner Kollektorelektrode mit der Ausgangselektrode der Komparatoreinheit gekoppelt, insbesondere direkt verbunden, und mit seiner Emitterelektrode mit dem zweiten Komparatorversorgungsanschluss des Komparators gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Schließlich ist der erste Komparatorversorgungsanschluss des Komparators mit dem dritten Versorgungsanschluss der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden.
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In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung gemäß dem ersten Aspekt umfasst die Schaltung ferner einen Regelungsanschluss und einen zweiten Optokoppler. Der zweite Optokoppler ist eingangsseitig zur Aufnahme eines internen Steuersignals mit der Steuerelektrode gekoppelt und zur ausgangsseitigen Ausgabe des Steuersignals am Regelungsanschluss eingerichtet. In anderen Worten kann über den zweiten Optokoppler ein interner Messwert, der insbesondere repräsentativ ist für ein PWM-Signal zur Steuerung des Schaltelements, am Regelungsanschluss der Schaltung bereitgestellt und z.B. einer externen Steuer- bzw. Regelungseinrichtung wie dem o.g. Mikrocontroller zugeführt werden, und zwar über unterschiedliche Potentialgrenzen des externen Mikrocontrollers und einer Spannungsversorgung der Schaltung hinweg.
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Gemäß einem zweiten Aspekt betrifft die Erfindung ein System, umfassend eine Schaltung gemäß dem ersten Aspekt, einen Mikrocontroller, eine Spule für ein Magnetventil und eine erste und eine weitere Spannungsquelle.
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Der Mikrocontroller ist dabei mit dem Steuereingang gekoppelt, insbesondere über den ersten Optokoppler. Der Mikrocontroller ist eingerichtet, ein externes Steuersignal am Steuereingang bereitzustellen. Ferner ist die Spule mit ihrer ersten Elektrode mit dem Steuerausgang der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden, und mit ihrer zweiten Elektrode mit dem ersten Versorgungsanschluss der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Darüber hinaus ist die erste Spannungsquelle mit einem ersten Pol mit dem ersten Versorgungsanschluss der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden, und mit einem zweiten Pol mit dem zweiten Versorgungsanschluss der Schaltung gekoppelt, insbesondere direkt verbunden. Schließlich ist der Mikrocontroller zur Versorgung mit der weiteren Spannungsquelle gekoppelt.
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Bei der ersten und weiteren Spannungsquelle handelt es sich insbesondere um unterschiedliche Spannungsquellen in getrennten Spannungsnetzen. Beispielhaft handelt es sich bei der ersten Spannungsquelle um ein 12 V Bordnetz. Bei der weiteren Spannungsquelle handelt es sich beispielsweise um ein 300 V Hochvoltnetz.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind im Folgenden anhand der schematischen Zeichnungen näher erläutert.
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Es zeigen:
- 1 ein Steuersignal und ein resultierender Spulenstrom in einem Magnetventil bei Einstellung des Spulenstroms mit einer Schaltung gemäß 2,
- 2 ein System mit einer Schaltung zur Einstellung des Spulenstroms zum Betrieb in einem Spannungsnetz,
- 3 ein System mit einer Schaltung zur Einstellung des Spulenstroms zum Betrieb in unterschiedlichen Spannungsnetzen, und
- 4 ein Steuersignal und ein resultierender Spulenstrom in einem Magnetventil bei Einstellung des Spulenstroms mit einer Schaltung gemäß 3 sowie weitere Signalverläufe innerhalb der Schaltung.
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Elemente gleicher Konstruktion oder Funktion sind figurenübergreifend mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
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Technische Realisierung
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Das in 3 dargestellte System 100 umfasst eine Schaltung 10 zur Einstellung eines Spulenstroms I durch eine Spule 1 eines Magnetventils für ein Kraftfahrzeug sowie einen Mikrocontroller 3. Die Schaltung 10 ist über einen ersten Versorgungsanschluss 11a mit einem ersten Pol einer ersten Spannungsquelle V1 verbunden. Beispielsweise handelt es sich bei der ersten Spannungsquelle V1 um ein 12 V Bordnetz des Kraftfahrzeugs. Mit einem zweiten Versorgungsanschluss 11b ist die Schaltung 10 ferner mit einem zweiten Pol der ersten Spannungsquelle V1 verbunden. Hierbei handelt es sich beispielsweise um ein Massepotential. Ein dritter Versorgungsanschluss 11c der Schaltung 10 ist ferner mit einem Pol einer zweiten Spannungsquelle V2 verbunden. Beispielsweise handelt es sich bei der zweiten Spannungsquelle V2 um einen 5 V Anschluss, der etwa direkt von der ersten Spannungsquelle V1 abgegriffen wird, beispielsweise über einen Längsregler.
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Die erste und die zweite Spannungsquelle V1, V2 sind einem ersten Spannungsnetz N1 zugeordnet. Dagegen ist der Mikrocontroller 3 zur Versorgung mit einer nicht näher dargestellten weiteren Spannungsquelle in einem zweiten Spannungsnetz N2 verbunden, beispielhaft einem 300 V Hochvoltnetz.
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Der Mikrocontroller 3 ist mit einem digitalen Ausgang 3a mit einem ersten Optokoppler 9a der Schaltung 10 verbunden, über den ein pulsweiten-moduliertes Steuersignal PWM am Steuereingang 10a der Schaltung 10 bereitgestellt wird. In vorteilhafter Weise wird dadurch ein Einstellen des Spulenstroms I über die unterschiedlichen Potentialgrenzen der Spannungsnetze N1, N2 hinweg ermöglicht.
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Die Schaltung 10 weist einen Transistor T1 als Schaltelement, ein Flipflop 5 sowie eine Komparatoreinheit 7 mit einem Komparator 8 und einem Ausgangstransistor T2 auf. Ein Takteingang CLK des Flipflops 5 ist mit dem Steuereingang 10a der Schaltung 10 verbunden. Ein Flipflopausgang Q des Flipflops 5 ist mit einer Steuerelektrode T1G des Transistors T1 verbunden.
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Eine erste Diode D1 ist parallel zu der Spule 1 geschaltet und koppelt eine Abflusselektrode T1D des Transistors T1 in Flussrichtung mit dem ersten Versorgungsanschluss 11a.
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Über einen Messwiderstand R_Sens ist eine Quellenelektrode T1S des Transistors T1 mit dem zweiten Versorgungsanschluss 11b gekoppelt.
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Der Steuereingang 10a ist über einen ersten Widerstand R1a mit einem nichtinvertierenden Komparatoreingang 8b des Komparators 8 gekoppelt. Der nichtinvertierende Komparatoreingang 8b ist darüber hinaus über eine Parallelschaltung aus einem weiteren ersten Widerstand R1b und einem ersten Kondensator C1 mit dem zweiten Versorgungsanschluss 11b gekoppelt. Mit Vorteil ist so ein Tiefpassfilter realisiert, der dem Komparator 8 das Steuersignal PWM gemittelt als Referenzspannung Vref zuzuführt.
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Ein invertierender Komparatoreingang 8a des Komparators 8 ist über einen zweiten Widerstand R2 mit der Quellenelektrode T1S des Transistors T1 gekoppelt und über einen zweiten Kondensator C2 mit dem zweiten Versorgungsanschluss 11b gekoppelt. Ein durch den zweiten Widerstand R2 und den zweiten Kondensator C2 gebildeter Tiefpassfilter filtert Spannungsspitzen, die beim Schalten des Transistors T1 entstehen. Dadurch wird ein fehlerhaftes Schalten des Komparators 8 vermieden.
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Ein erster Komparatorversorgungsanschluss 8c des Komparators 8 ist mit dem dritten Versorgungsanschluss 11c verbunden, ein zweiter Komparatorversorgungsanschluss 8d des Komparators 8 ist mit dem zweiten Versorgungsanschluss 11b sowie einer Emitterelektrode T2E des Ausgangstransistors T2 verbunden. Ein Komparatorausgang 8e ist mit einer Basiselektrode T2B des Ausgangstransistors T2 verbunden, eine Kollektorelektrode T2C des Ausgangstransistors T2 ist mit der Ausgangselektrode 7a verbunden.
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Der Komparator 8 reagiert auf einen Spitzenwert einer für den Spulenstrom I repräsentativen, am invertierenden Komparatoreingang 8a anliegenden Spannung, nicht auf ihren Effektivwert. Bei geeigneter Frequenz des Steuersignals PWM ist der dabei entstehende Fehler jedoch gering bzw. tolerabel.
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Da lediglich der oben genannte Spitzenwert relevant ist, lässt sich die Schaltung 10 dahingehend vereinfachen, dass der Transistor T1 auf Massepotential bezogen schaltet. Er kann damit direkt vom Flipflopausgang Q angesteuert werden, so dass auf eine in Bezug auf 2 erwähnte, nicht näher dargestellte Pegelwandlung verzichtet werden kann.
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Als Komparatoreinheit 7 kann vorteilhafterweise ein Typ mit offenem Kollektor-Ausgang verwendet werden, z.B. ein LM393. Solange das Potential am nichtinvertierenden Komparatoreingang 8b höher ist als am invertierenden Komparatoreingang 8a, ist der Ausgangstransistor T2 ausgeschaltet. Über einen Widerstand R4 ist die Ausgangselektrode 7a mit dem dritten Versorgungsanschluss 11c verbunden und hat so High Pegel. Überschreitet das am invertierenden Komparatoreingang 8a anliegende Potential das am nichtinvertierenden Komparatoreingang 8b anliegende, so schaltet der Ausgangstransistor T2 ein und die Ausgangselektrode 7a springt auf Low Pegel. Als Flipflop 5 kann beispielsweise ein Typ 74HC74 mit invertierten Setz- und Rücksetzeingängen S, R verwendet werden. Durch eine ansteigende Flanke am Takteingang CLK wird der am Dateneingang D anliegende Pegel zum Flipflopausgang Q weitergeschaltet. Das Flipflop 5 ist triggerbar, solange die invertierten Setz- und Rücksetzeingänge S, R High Pegel haben. Durch Schalten des Rücksetzeingangs R auf Low Pegel wird das Flipflop 5 in den Ausgangszustand zurückgesetzt, der Flipflopausgang Q weist dann Low Pegel auf. Im Hinblick auf die Schaltung 10 gemäß 2 unterscheidet sich der Stromverlauf durch den Messwiderstand R_Sens, da nur noch ein Strom während der Einschaltphase des Transistors T1 erfasst wird.
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Die fallende Flanke des Steuersignals PWM kann zusätzlich noch zur Steuerung des Rücksetzeinganges R des Flipflops 5 genutzt werden. Dadurch wird der Transistor T1 in jedem Falle spätestens mit Ende des High Pegels innerhalb einer Periodendauer TPMW ausgeschaltet. Dies geschieht mittels eines aus einem dritten Widerstand R3 und mit einem diesem in Reihe geschalteten dritten Kondensator C3 gebildeten Differenziergliedes, welches zu jedem Schaltvorgang des Steuersignals PWM einen kurzen Spannungspuls am Rücksetzeingang R des Flipflops 5 erzeugt. Hierzu ist das Differenzierglied so angeordnet, dass es den Steuereingang 10a mit dem Rücksetzeingang R verbindet. Der beim Wechsel von Low Pegel zu High Pegel des Steuersignals PWM entstehende positive Puls wird durch die Diode D2 begrenzt, der negative Puls beim Wechsel von High Pegel zu Low Pegel setzt das Flipflop 5 zurück, sofern dies nicht bereits durch das von der Komparatoreinheit 7 bereitgestellte Signal erfolgt ist.
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Überdies kann eine optionale Rückführung des am Flipflopausgang Q ausgegebenen Signals zum Mikrocontroller 3 erfolgen. Hierzu ist beispielhaft ein einem Eingang 3b des Mikrocontrollers 3 zugeordneter Analog-Digital-Wandler mit einem Regelungsanschluss der Schaltung 10 verbunden. Beispielhaft weist die Schaltung 10 in diesem Zusammenhang einen zweiten Optokoppler 9b auf, der eingangsseitig über einen Anschluss 10c mit der Steuerelektrode T1G des Transistors T1 und ausgangsseitig mit dem Regelungsanschluss verbunden ist. In vorteilhafter Weise erlaubt dies eine kontinuierliche Überwachung des Systems 100 zur Stromregelung durch den Mikrocontroller 3. Bei korrekter Funktion des Systems 100 haben Einschaltzeit des Steuersignals PWM und am Anschluss 10c gemessene Einschaltzeit des Transistors T1 ein festes Verhältnis, das nur noch durch die Versorgungsspannung V1 beeinflusst wird. Im Falle einer Unterbrechung im Stromkreislauf der Spule 1 oder einem Kurzschluss nach Masse sind hingegen beide Einschaltzeiten identisch. Im Falle eines Kurzschlusses nach Versorgungsspannung V1 ist eine Einschaltzeit des rückgeführten Signals extrem kurz, da ein damit verbundener überhöhter Strom zu einem sofortigen Ausschalten des Transistors T1 führt. Dies stellt auch einen Selbstschutz des Transistors T1 dar, so dass weitere Schutzmaßnahmen entfallen können.
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4 zeigt:
- - Das Steuersignal PWM, welches den Signalen der Reihen 2-4 zugrunde liegt (Reihe 1);
- - den Spulenstrom I (Reihe 2);
- - die am Messwiderstand R_Sens anliegende Spannung (Reihe 3);
- - die durch den Tiefpass aus dem zweiten Widerstand R2 und dem zweiten Kondensator C2 gefilterte Spannung gemäß Reihe 3 sowie die Referenzspannung Vref (Reihe 4).
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4 zeigt ferner:
- - Das Steuersignal PWM, welches den Signalen der Reihe 6 zugrunde liegt (Reihe 5);
- - den Spulenstrom I1 bei einer Versorgungsspannung V1 von 12 V und den Spulenstrom I2 bei einer Versorgungsspannung V1 von 28 V (Reihe 6).
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Wie in Reihe 6 dargestellt bleibt der Spulenstrom I1, I2 bei Veränderung der Versorgungsspannung V1 in einem weiten Bereich annähernd konstant. Bei 12 V und 28 V Versorgungsspannung V1 sind Spitzenwerte des Spulenstroms I1, I2 identisch, jedoch betragen die Effektivwerte 710 mA (12 V) und 695 mA (28 V). Dies entspricht einer Variation von 2,1%.
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4 zeigt außerdem:
- - Das Steuersignal PWM , welches den Signalen der Reihen 8-9 zugrunde liegt (Reihe 7);
- - das am Flipflopausgang Q anliegende Signal (Reihe 8); und
- - die am Rücksetzeingang (R) des Flipflops 5 anliegende Signal (Reihe 9).
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Der Rücksetzeingang (R) des Flipflops 5 hat im Ruhezustand High Pegel. Durch negative Pulse wird das Flip-Flop 5 zurückgesetzt. Ein Rücksetz-Puls bis +2,5V wird durch die Komparatoreinheit 7 ausgelöst. Sobald eine Schaltschwelle des Flipflops 5 erreicht ist, schaltet der Transistor T1 aus, woraufhin auch die Spannung am Messwiderstand R_Sens schlagartig auf 0 V fällt. Daraufhin springt die Ausgangselektrode 7a der Komparatoreinheit 7 sofort wieder auf High Pegel und sinkt nicht weiter ab. Der Rücksetz-Puls bis 0 V wird durch eine fallende Flanke des Steuersignals PWM ausgelöst. Eine positive Flanke des Steuersignals PWM verursacht eine positive Spannungsspitze, die durch die Diode D2 begrenzt wird.
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Die Schaltung 10 funktioniert autonom und bedarf nur einer Stromwertvorgabe in Form eines PWM-Signals. Eine Rückführung des tatsächlichen Stromwertes über die Potentialgrenze hinweg ist nicht erforderlich. Die Schaltung 10 ist über einen großen Versorgungsspannungsbereich hinweg stabil und genau. Sie ist eigensicher und benötigt keine zusätzlichen Sicherungsmaßnahmen. Sie erzeugt ein dem Strom entsprechendes Zeitsignal, welches sich für Diagnosezwecke eignet. Sie benötigt keine teuren Sonderbauteile oder zusätzliche AD-Konverter zur Rückmeldung des Spulenstromes über die Potentialgrenze hinweg. Sie ist mit besonders preisgünstigen Standardbauteilen herstellbar.
