DE102018005649A1 - Verfahren und Einrichtung zur 3D-Orientierungs- und 3D-Positionsbestimmung auf Basis einer einachsigen Spule und eines MARG-Sensors - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur 3D-Orientierungs- und 3D-Positionsbestimmung von Objekten, mit Hilfe einer Einrichtung, aufweisend ein Referenzmodul mit einer einachsigen Spule und einem MARG-Sensor, wobei die Spule zur Generierung eines harmonischen Magnetfeldsignals konstanter Frequenz mit einem sinusförmig modulierten Erregerstrom beaufschlagt wird, ein Sensormodul mit einem MARG-Sensor, wobei das Referenzmodul als räumliche Referenz für die Orientierungs- und Positionsbestimmung des Sensormoduls dient und aus den Daten der MARG-Sensoren in Referenzmodul und Sensormodul zyklisch algorithmisch die 3D-Orientierung des jeweiligen Moduls bestimmt wird, der MARG-Sensor des Sensormoduls ein Mischsignal erfasst, welches sich aus dem von der Spule des Referenzmoduls generierten harmonischen Magnetfeld und allen anderen Magnetfeldern im Umfeld der Einrichtung zusammensetzt. Hierbei wird aus dem von dem MARG-Sensor des Sensormoduls ermittelten Mischsignal nicht nur die Betragsinformation, sondern auch die Phaseninformation des Spulensignals zur Extraktion des Spulensignals genutzt, wodurch die Amplituden der Magnetfeldkomponenten des Spulensignals vorzeichenrichtig ermittelt werden, und aus den ermittelten Amplituden zyklisch die eindeutige räumliche Position des Sensormoduls relativ zu dem Referenzmodul auf Basis der Messdaten allein des MARG-Sensors auf dem Sensormodul bestimmt wird.

Description

• Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur 3D-Orientierungs- und 3D-Positionsbestimmung von Objekten gemäß Oberbegriff des Anspruches 1 sowie eine dazu geeignete Einrichtung gemäß Anspruch 18.
• In vielen technischen Anwendungsbereichen wird eine zuverlässige und genaue Möglichkeit zur Bestimmung der Orientierung und der Position eines Objektes relativ zur Orientierung und Position eines zweiten (Referenz-)Objektes im dreidimensionalen Raum benötigt. Im Anwendungsbereich Biomechanik beispielsweise kann es sich bei den Objekten um spezifische Körperteile handeln. Zur medizinisch-diagnostischen Einschätzung der Beweglichkeit der Halswirbelsäule bzw. des Nackenbereiches z.B. ist die Bestimmung der Kopfneigung und Kopfposition relativ zur Neigung und Position des Oberkörpers erforderlich, um so rotatorische und translatorische Bewegungen des Nackens zu erfassen. Im Bereich Robotik kann es sich bei den Objekten um bewegbare Elemente (Werkzeuge, Greifer etc.) handeln, deren Orientierung und Position relativ zur Roboterbasis oder einem Referenzgelenk des Roboters zwecks Bewegungsregelung erfasst werden muss.
• Zur Positionsbestimmung im dreidimensionalen Raum existieren zahlreiche etablierte Technologien, die sich jedoch aus diversen Gründen (beispielsweise Gewicht, Größe, Energiebedarf) nur bedingt zur Realisierung mittels mobiler, ortsunabhängiger Systeme bzw. Applikationen eignen oder aber die Einschränkung aufweisen, dass zwischen den Systemkomponenten ein Sichtkontakt bestehen muss.
• Zur Bestimmung der 3D-Orientierung eines Objektes hat sich in den letzten Jahren (insbesondere in mobilen Anwendungen) die Verwendung von Inertialsensoren und Magnetometern etabliert [1]. Die Fusion aus 3D-Beschleunigungsdaten, Drehraten und Magnetfelddaten ermöglicht eine driftfreie, zuverlässige und genaue 3D-Orientierungsbestimmung, die im Gegensatz zu optischen oder ultraschallbasierten Verfahren ohne die Verwendung einer Quelle auskommt und sich somit gut für mobile, ortsunabhängige Applikationen eignet [2].
• Technische Standardmethoden, die nach aktuellem Stand der Technik die Erfassung von Positionsdaten im 3D-Raum ermöglichen, sind folgende:
• • kamerabasierte Methoden Bei kamerabasierten Methoden erfolgt die Positionsbestimmung i.d.R. auf Basis eines Kamera-Marker-Systems. Hierbei werden aktive (Licht emittierende) oder passive (reflektierende) Marker auf dem zu erfassenden Objekt aufgebracht. Eine oder mehrere Kamera(s) erfassen Bilder, auf denen die Marker über Bildverarbeitungsalgorithmen erkannt werden. Beim Einsatz einer einzelnen Kamera werden üblicherweise mehrere Marker eingesetzt, die in speziellen Mustern angeordnet sind. Diese Muster werden in den aufgenommenen Bildern erkannt und zwecks Positionsbestimmung verfolgt („getrackt“) [3]. Beim Einsatz mehrerer Kameras erfolgt die Bestimmung einer Markerposition über Triangulation mittels der bekannten Positionen der Kameras zueinander (z.B. Systeme der Firma „Vicon“) [4].
• • ultraschallbasierte Methoden Ultraschallbasierte Methoden funktionieren nach einem ähnlichen Prinzip wie die kamerabasierten Methoden mit mehreren Kameras. Ein auf dem Objekt angebrachter Sender emittiert ein Ultraschall-Signal, das von mindestens drei Empfängern registriert wird. Die Position des Senders wird aus den unterschiedlichen Laufzeiten des Signals über Triangulation ermittelt [5].
• • inertialsensorbasierte Methoden Bei den intertialsensorbasierten Methoden wird die Position durch zweifache numerische Integration von Beschleunigungsdaten ermittelt [6].
• • magnetfeldbasierte Methoden Magnetfeldbasierte Standardsysteme (z.B. „FASTRAK“ oder „trackSTAR“) bestehen in der Regel aus einer magnetischen Quelle, welche sich aus drei orthogonalen Spulen zusammensetzt und üblicherweise fest im Raum platziert ist, und einem dreiachsigen Magnetsensor, dessen Position und Orientierung relativ zur Quelle bestimmt werden (s. [7]-[11]).
• Um einen Einsatz der etablierten Magnetfeldtechnologie zur mobilen Erfassung von Körperbewegungen zu ermöglichen, sind in den letzten Jahren neue Ansätze entstanden (siehe [12], [13]), bei denen neben den Sensoren auch die Magnetfeldquelle des Messsystems am Körper getragen wird (s. 1). In 1a aus [12] ist die Magnetquelle mit den drei orthogonalen Spulen in einem pyramidenförmigen Modul integriert. In 1b aus [13] sind die Spulen als Wicklungen in Form eines Gürtels realisiert.
• In der Forschung wird außerdem an Lösungen gearbeitet, die eine Positionsbestimmung auf Basis einer einachsigen Magnetquelle, also einer einzelnen Spule, ermöglichen. Bisherige Lösungsansätze benötigen bei Verwendung einer einzelnen Spule mehrere Magnetfeldsensoren im festen, bekannten Abstand zueinander, um eindeutig auf die 3D-Position schließen zu können. Dabei müssen sich die Positionen der Sensoren zueinander bzgl. aller drei Achsen (X, Y, Z) unterscheiden. Beispielsweise werden in [14] drei Magnetfeldsensoren in festem Abstand zueinander in Kombination mit einem Inertialsensor zur Bestimmung der 3D-Orientierung und 3D-Position eingesetzt. Der Ansatz in [15] kommt ohne einen Inertialsensor aus, stattdessen werden vier Magnetfeldsensoren in festem Abstand zueinander benötigt.
• Die bisher verfügbaren Methoden zur 3D-Positionsbestimmung weisen Eigenschaften auf, die insbesondere für den Einsatz in mobilen Anwendungen nachteilig sind. So ist bei kamera- und ultraschallbasierten Methoden zwischen den Sensoren und der Quelle jeweils ein Sichtkontakt erforderlich. Ist der Sichtkontakt beispielsweise durch ein Hindernis unterbrochen, ist keine Bestimmung der 3D-Position mehr möglich.
• Bei den inertialsensorbasierten Methoden zur Positionsbestimmung wird mit der Integration der Sensordaten auch das Sensorrauschen aufintegriert. Dadurch enthält die ermittelte Position einen mit der Zeit immer größer werdenden Fehler (sog. Drift-Effekt), so dass die Position ohne zusätzliche Referenzsensoren oder Gegenmaßnahmen bereits nach kurzer Zeit unbrauchbar wird [6].
• Bei den magnetfeldbasierten Methoden sind die bisher verfügbaren Standardsysteme auf eine stationäre, dreiachsige Magnetquelle angewiesen und somit nur bedingt für mobile Anwendungen geeignet.
• Die bisherigen Ansätze aus [12] und [13], die magnetfeldbasierte Positionsbestimmung durch eine mobile bzw. tragbare Magnetfeldquelle auch für mobile Applikationen zu verwenden, basieren wie die Standardsysteme auf dem Einsatz von drei orthogonalen Spulen zur Magnetfeldgenerierung. Hieraus resultieren Einschränkungen für den Einsatz in mobilen Langzeitapplikationen:
• • Das Betreiben von drei Spulen geht mit einem hohen Energiebedarf einher: obwohl das System aus [12] für die Positionsbestimmung zusätzlich Inertialsensoren einsetzt und die Spulen nur alle 0.5-1.0 Sekunden zur Positionsbestimmung und Driftkompensation aktiviert, lassen die vier beim Muster verwendeten AA Batterien laut Angaben der Autoren nur eine Messdauer von ca. 30 Minuten zu.
• • Die Realisierungsform aus [12] führt zu einem hohen Volumen und Gewicht des Referenzmoduls; das in [12] beschriebene Modulmuster weist ein Volumen von ca. 800 cm³ und ein Gewicht von 450 g auf.
• • Bei der Realisierungsform aus [13] ist die exakte, orthogonale Ausrichtung der Spulenwicklungen zueinander eine kritische Größe. Sind die Spulen nicht exakt zueinander ausgerichtet, führt das zu Ungenauigkeiten bei der Positionsbestimmung. Eine Verschiebung oder Verformung der Spulenwicklungen in Folge von Körperbewegungen kann in der Praxis jedoch nicht ausgeschlossen werden.
• Bei den bisherigen Ansätzen aus [14] und [15] zur Verwendung einer einzigen Spule zur Magnetfeldgenerierung besteht die einschränkende Anforderung, dass mehrere Magnetfeldsensoren eingesetzt werden müssen, und dass diese zudem in einem festen Abstand zueinander positioniert sein müssen. Bei Applikationen, bei denen Sensoren am Körper angebracht werden sollen, führt diese Anforderung zu Problemen. Werden die Sensoren beispielsweise an der Kleidung angebracht, kann ein Verrutschen der Kleidung leicht zu einer Veränderung der Sensorabstände führen und so die Positionsermittlung verfälschen. Auch eine Anbringung auf der Haut ist problematisch, da sich die Sensorpositionen bei Körperbewegungen aufgrund der Hautelastizität verändern können. Prinzipiell ist es denkbar, die Magnetfeldsensoren in festem Abstand zueinander in einem gemeinsamen Modul (bzw. auf einer Platine) unterzubringen und so für eine genaue, unveränderbare Positionierung der Sensoren zueinander zu sorgen. Allerdings müssen die Abstände groß genug sein, dass sich die gemessenen Magnetfelder untereinander und im Verhältnis zum Messrauschen in einem genügend hohen Maße voneinander unterscheiden, damit eine robuste Positionsbestimmung möglich ist. Dies führt dazu, dass das entsprechende Modul zwangsläufig eine gewisse Größe haben muss, die eine gezielte Anbringung an kleineren Körperteilen (beispielsweise an den. Fingerkuppen) erschwert.
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine mobile und ortsunabhängige Erfassung von 3D-Orientierungs- und 3D-Positionsdaten zu realisieren, die keinen Sichtkontakt zwischen den eingesetzten Systemkomponenten benötigt.
• Die Lösung der erfindungsgemäßen Aufgabe ergibt sich aus den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruches 1 in Zusammenwirken mit den Merkmalen des Oberbegriffes. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
• Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur 3D-Orientierungs- und 3D-Positionsbestimmung von Objekten, mit Hilfe einer Einrichtung, aufweisend ein Referenzmodul mit einer einachsigen Spule sowie deren Ansteuerungselektronik und einem MARG-Sensor (Magnetic, Angular Rate, and Gravity-Sensor), wobei die Spule zur Generierung eines harmonischen Magnetfeldsignals konstanter Frequenz mit einem periodischen Erregerstrom beaufschlagt wird, ein Sensormodul mit einem MARG-Sensor, wobei das Referenzmodul als räumliche Referenz für die Orientierungs- und Positionsbestimmung des Sensormoduls dient und aus den Daten der MARG-Sensoren in Referenzmodul und Sensormodul algorithmisch die 3D-Orientierung des jeweiligen Moduls bestimmt wird, der MARG-Sensor des Sensormoduls ein Mischsignal erfasst, welches sich aus dem von der Spule des Referenzmoduls generierten harmonischen Magnetfeld und allen anderen Magnetfeldern im Umfeld der Einrichtung zusammensetzt. Ein derartiges gattungsgemäßes Verfahren wird dadurch in erfindungsgemäßer Weise weiter entwickelt, dass aus dem von dem MARG-Sensor des Sensormoduls ermittelten Mischsignal nicht nur die Betragsinformation, sondern auch die Phaseninformation des Spulensignals zur Extraktion des Spulensignals aus dem Mischsignal genutzt wird, wodurch die Amplituden der Magnetfeldkomponenten des Spulensignals vorzeichenrichtig ermittelt werden, und aus den ermittelten Amplituden der Magnetfeldkomponenten des Spulensignals die eindeutige räumliche Position des Sensormoduls relativ zu dem Referenzmodul auf Basis der Messdaten allein des MARG-Sensors auf dem Sensormodul bestimmt wird. Diese Bestimmung der eindeutigen räumlichen Position des Sensormoduls relativ zu dem Referenzmodul kann dabei zyklisch oder wiederholt ablaufen, um z.B. Änderungen in der Position des Sensormoduls erfassen zu können.
• Das im Rahmen der Erfindung vorgestellte System besteht grundsätzlich aus den folgenden zwei Modulen:
• - Einem Referenzmodul, bestehend aus folgenden Hauptkomponenten:
  • • Spule + Ansteuerungselektronik
  • • MARG-Sensor (Magnetfeld- und Inertialsensoren werden von zahlreichen Herstellen in einem gemeinsamen Chipgehäuse angeboten, daher wird die Kombination aus Magnetfeld- und Inertialsensor häufig auch als ein Sensor betrachtet, der als MARG (Magnetic, Angular Rate, and Gravity)-Sensor bezeichnet wird)
  • • Akku
  • • Mikrocontroller
  • • optional einem Funkmodul (je nach Applikation kann es erforderlich sein, in mindestens einem der Module ein Funkmodul zur drahtlosen Übertragung der resultierenden Daten (3D-Orientierung/-Position bzw. Daten zu rotatorischen/translatorischen Bewegungen) vorzusehen)
• - Einem Sensormodul, bestehend aus folgenden Hauptkomponenten:
  • • MARG-Sensor
  • • Akku
  • • Mikrocontroller
  • • optional einem Funkmodul.
• Das Referenzmodul dient zur Generierung des Magnetfeldes und als räumliche Referenz für die Orientierungs- und Positionsbestimmung des Sensormoduls. Über die Daten der MARG-Sensoren in Referenz- und Sensormodul kann mithilfe bekannter Fusionsalgorithmen ([16], [17]) die 3D-Orientierung des jeweiligen Moduls bestimmt werden. Gemeinsame Neigungsbewegungen beider Module können so kompensiert werden. Über die bekannte Orientierung des Sensormoduls ist es außerdem möglich, die gemessenen Magnetfeldsignale mathematisch in eine definierte Bezugslage zu rotieren, in der die z-Achse des Magnetfeldsensors parallel zur Spulenachse des Referenzmoduls ausgerichtet ist (dies ist für die Nutzung der weiter unten aufgeführten Dipolgleichungen zur Ermittlung der 3D-Position erforderlich (siehe Formeln (1) bis (3)).
• Für die Positionsbestimmung wird die Spule auf dem Referenzmodul (ähnlich wie bei den bestehenden Lösungsansätzen aus [14] und [15]) mit einem periodischen Erregerstrom, vorzugsweise mit einem sinusförmig modulierten Erregerstrom zur Generierung eines harmonischen Magnetfeldsignals konstanter Frequenz angeregt. Das vom MARG-Sensor des Sensormoduls erfasste Messsignal ist ein Mischsignal, welches sich aus dem spulengenerierten harmonischen Magnetfeld und allen anderen Magnetfeldern im Umfeld des Systems zusammensetzt. Hierzu gehören bspw. das Erdmagnetfeld und Magnetfelder von elektronischen Geräten (s. 2).
• Bei den bisherigen Lösungsansätzen wird das Spulensignal durch Anwendung eines Bandpassfilters mit einer auf die bekannte Frequenz des Spulensignals abgeglichenen Mittenfrequenz aus dem überlagerten Signal herausgefiltert (2b). Anschließend wird die Amplitude des resultierenden Sinussignals über eine Hüllenkurvendetektion bspw. mittels einer fensterweisen Maximumermittlung [14] oder einer Hilberttransformation [15] ermittelt (2c). Dies wird für alle drei Sensorachsen getrennt durchgeführt, so dass nach den beschriebenen Schritten jeweils die zu dem Spulensignal gehörenden Amplituden in x-, y- und z-Richtung vorliegen. Diese Amplituden sind von dem Abstand zwischen Spulen- und Referenzmodul bezüglich der jeweiligen Raumachse abhängig. Je größer der Abstand zwischen den Modulen auf der jeweiligen Achse ist, desto kleiner ist die Amplitude des jeweiligen Spulensignalanteils. Dies geht aus den Dipolgleichungen (1) bis (3) hervor, welche den mathematischen Zusammenhang zwischen den Komponenten eines Magnetfeldvektors B = [Bx By Bz] und einer Messposition [x y z] relativ zur Position der Quelle (Koordinaten [0 0 0]) beschreiben (falls der Radius der Spule wesentlich kleiner ist als der Abstand zwischen Spule und dem Messpunkt des Magnetfeldes, kann die Spule als magnetischer Dipol approximiert werden): $$B_x=k\frac{3\cdot x\cdot z}{r^5}$$

  

  $$B_y=k\frac{3\cdot y\cdot z}{r^5}$$

  

  $$B_z=k\frac{2z^2-x^2-z^2}{r^5}$$

  

  wobei k eine von den Spulenparametern Windungszahl, Stromstärke und Querschnittsfläche abhängige Konstante ist und $r=\sqrt{x^2+y^2+z^2}$

  

  der Distanzbetrag zwischen Sensor und Spule.
• Für die Inversion der Gleichungen (1) bis (3), die zur Berechnung der Positionsvektorkomponenten x, y, z in Abhängigkeit der Magnetfeldvektorkomponenten Bx, By, Bz erforderlich ist, existiert keine einfache geschlossene Lösung. Allerdings lassen sich die Positionsvektorkomponenten zu einem gegebenen Magnetfeldvektor mithilfe numerischer Optimierungsalgorithmen, in denen die Abweichung zwischen berechnetem und gemessenem Magnetfeldvektor minimiert wird, eindeutig bestimmen [14], [15]. Voraussetzung hierfür ist jedoch, dass die Magnetfeldvektorkomponenten mit den richtigen Vorzeichen vorliegen, da sich für unterschiedliche Vorzeichenkombinationen gemäß der Formeln (1) bis (3) unterschiedliche Positionslösungen ergeben. Bei den Verfahren aus [14] und [15] stehen nach der Hüllkurvendetektion jedoch nur die Beträge |Bx|, |By| und |Bz| der jeweiligen Magnetfeldvektorkomponenten zur Verfügung, so dass für einen Sensormesswert mehrere mögliche Positionsvektorlösungen existieren, die alle dieselben Betragskomponenten |Bx|, |By| und |Bz| aufweisen. Dies ist der Grund dafür, warum diese Verfahren bei Verwendung einer einzelnen Spule mehrere Magnetfeldsensoren zur Positionsbestimmung benötigen: die festen räumlichen Abstände der Magnetfeldsensoren zueinander werden hier dazu genutzt, um die möglichen Lösungsvektoren auf die korrekte Lösung und damit auf die korrekte 3D-Position einzugrenzen.
• Das erfindungsgemäße Verfahren basiert auf einer alternativen Vorgehensweise. Im Gegensatz zu den bestehenden Ansätzen wird nicht nur die Betragsinformation, sondern auch die Phaseninformation des Spulensignals zur Extraktion des Signals aus dem überlagerten Messsignal eingesetzt. Dadurch ist es möglich, die Amplituden der Magnetfeldkomponenten Bx, By, und Bz vorzeichenrichtig zu ermitteln. Dies wiederum erlaubt es, mithilfe eines Optimierungsalgorithmus über die Magnetfeldformeln (1) bis (3) eine eindeutige Lösung und somit eine eindeutige Position auf Basis der Messdaten eines einzelnen Magnetfeldsensors zu bestimmen.
• Der wesentliche Kern des erfindungsgemäßen Verfahrens ist ein magnetfeldbasiertes System zur 3D-Orientierungs- und 3D-Positionsbestimmung auf Basis einer einzelnen, einachsigen Spule auf dem Referenzmodul und eines einzelnen MARG-Sensors (bestehend aus einem 3D-Beschleunigungs-, Drehraten- und Magnetfeldsensor) auf der Sensoreinheit.
• Die Realisierung eines solchen Verfahrens wird dadurch ermöglicht, dass im Gegensatz zu bestehenden Systemen, die entweder auf einer dreiachsigen Magnetquelle, oder einer Kombination aus mehreren Magnetfeldsensoren basieren, nicht nur Betragsinformationen, sondern auch Phaseninformationen des spulen-generierten Magnetfeldes ausgewertet werden. Der im Rahmen des erfindungsgemäßen Verfahrens vorgebrachte, neue Ansatz betrachtet das Spulensignal dabei als amplitudenmoduliertes Signal, so dass ein bestehendes kohärentes Demodulationsverfahren basierend auf einer Hilbert-Transformation und einer Costas-Loop zur phasenrichtigen Bestimmung der Spulensignalamplitude eingesetzt werden kann.
• In der vorliegenden Anwendung ist die Amplitude des Nutzsignals von der Entfernung zwischen dem Sensormodul und der Spule auf dem Referenzmodul abhängig, so dass diese beliebige Werte annehmen kann. Um die Abhängigkeit des Phasendifferenztermes von der Amplitude des Nutzsignals zu umgehen, wird die Tatsache ausgenutzt, dass unter den gegebenen Anwendungskriterien (Positionsachse z > 0) ausgeschlossen ist, dass alle drei Magnetfeldkomponenten gleichzeitig den Wert ‚0‘ aufweisen können. Dieser Ansatz ist nicht Bestandteil der klassischen Demodulationsverfahren bzw. Costas-Loop, sondern neu.
• Die hier vorgebrachte Erfindung bietet eine neue magnetfeldbasierte Lösung zur Ermittlung der 3D-Orientierung und 3D-Position mithilfe einer einzelnen Spule auf dem Referenzmodul und eines einzigen MARG-Sensors auf der Sensoreinheit. Im Gegensatz zu optischen und ultraschallbasierten Methoden ist bei der vorgestellten Methode kein Sichtkontakt zwischen Referenz- und Sensormodul erforderlich, sodass die Funktion des Systems nicht durch Gegenstände, die sich zwischen den Einheiten befinden, gestört wird (eine Ausnahme stellen Gegenstände aus ferromagnetischen Materialien dar, da diese die Magnetfeldmessung beeinflussen). Anders als beim inertialsensorbasierten Verfahren existiert bei dem vorgestellten Verfahren außerdem kein Drift-Effekt, da zur Positionsbestimmung keine Daten aufintegriert werden müssen.
• Auch gegenüber den bisher bekannten magnetfeldbasierten Lösungsansätzen bietet die Erfindung zahlreiche Vorteile:
• - Die Verwendung einer Magnetquelle mit einer einzigen Spule anstelle einer dreiachsigen Quelle mit drei Spulen ermöglicht:
  • • eine einfache Anbringung an den Körper
  • • einen geringen Energiebedarf
  • • eine geringe Baugröße (kleines Volumen)
  • • ein geringes Gewicht
• - Die Verwendung eines einzelnen Magnetfeldsensors auf dem Sensormodul anstelle von mehreren Sensoren im festen Abstand ermöglicht:
  • • eine einfache und gezielte Anbringung an den Körper
  • • geringen Energiebedarf
  • • geringe Baugröße (kleines Volumen)
  • • geringes Gewicht
• Im Gegensatz zu den bisherigen Ansätzen, die auf den Einsatz einer einachsigen Magnetquelle basieren ([14],[15]), werden auf der Sensoreinheit nicht mehrere Magnetfeldsensoren in festem Abstand zueinander, sondern lediglich ein einzelner MARG-Sensor benötigt. Dies erleichtert die Realisierung miniaturisierter Sensormodule, die sich gezielt auch auf kleine Objekte (beispielsweise Fingerkuppen) anbringen lassen. Demnach ist es mit dem neuen Verfahren möglich, beispielsweise ein System zur Erfassung von Körperhaltungen und Körperbewegungen zu entwickeln, das einen höheren Tragekomfort und einen geringeren Energiebedarf aufweist und deshalb Anwendungen im mobilen Umfeld und im Langzeitbereich erleichtert.
• Die hier beschriebene Erfindung ermöglicht dadurch neben einer 3D-Orientierungsbestimmung auch eine mobile, ortsunabhängige 3D-Positionsbestimmung, die keinen Sichtkontakt zwischen den Objekten erfordert. Damit eröffnet die Erfindung neue Applikationsmöglichkeiten u.a. in den Bereichen Biomechanik, Robotik und Virtual Reality. Die Systemkomponenten sind bezüglich Größe, Gewicht und Energiebedarf so skalierbar, dass sich die Erfindung auch für Anwendungen eignet, bei denen die Komponenten über einen längeren Zeitraum am Körper getragen werden sollen (beispielsweise in medizintechnischen Applikationen zur Langzeitbewegungserfassung).
• Eine besonders bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens und der entsprechenden Einrichtung zeigt die Zeichnung.
• Es zeigt:
• 1 - Varianten zur mobilen Nutzung der herkömmlichen, magnetfeldbasierten Positionierung basierend auf einer dreiachsigen Quelle, a): Quelle in Form eines pyramidenförmigen Moduls [12], b): Quelle in Form von drei Spulenwicklungen [13],
• 2 - Magnetfeldquellen (a), überlagertes Messsignal (b) für eine Sensorachse und bandpass-gefiltertes Signal (c),
• 3 - 2D-Ansicht von zwei alternativen Sensorpositionen relativ zur Spule,
• 4 - Magnetfeldkomponenten Bx und By für zwei unterschiedliche Positionskoordinaten in Korrelation zum Spulensignal,
• 5 - kohärente AM-Demodulation mittels Hilbert-Transformation und Multiplikation mit komplexer Referenzschwingung,
• 6 - idealer Amplitudenfrequenzgang des gefilterten Signals x́(nT),
• 7 - Amplitudenfrequenzgang des Hilbert-transformatierten Signals,
• 8 - Amplitudenfrequenzgang zum Signal y(t),
• 9 - Demodulationsverfahren mit Costas-Loop,
• 10 - Verarbeitungsblock zur Kompensation des Nutzsignalterms aus dem Signal e(t),
• 11 - Loop-Filter Realisierung (Tiefpassfilter 1. Ordnung),
• 12 - Bestimmung der Anfangsphasenlage per Synchronisationssignal,
• 13 - Beispiel zur Synchronisation über bekannte Positionslage des Sensormoduls.
• Das erfindungsgemäße Verfahren basiert darauf, dass bei der Verarbeitung der Sensormessdaten nicht nur die Betrags-, sondern auch die Phaseninformation des periodischen, möglicherweise rechteckförmigen, vorzugsweise aber Erregerstrom sinusförmigen Spulensignals zur 3D-Positionsbestimmung genutzt wird. Im Folgenden wird zunächst der Zusammenhang zwischen den Vorzeichen der Magnetfeldkomponenten und der Phasenlage des Spulensignals für ein periodisches, hier bevorzugt ein sinusförmiges Spulensignal aufgezeigt.
• Unter der Voraussetzung, dass sich die Sensoreinheit in der Applikation räumlich immer oberhalb der Spule auf der Referenzmodul, also im positiven z-Bereich befindet (z > 0), lässt sich aus den Formeln (1) bis (3) folgende Abhängigkeit zwischen den Vorzeichen der Magnetfeldkomponenten und der Position des Sensormoduls relativ zum Referenzmodul formulieren: $$B_x\{\begin{array}{c}\ge 0\text{ für }x\ge 0\\ <0\text{ für }x<0\end{array}$$

  

  $$B_y\{\begin{array}{c}\ge 0\text{ für }y\ge 0\\ <0\text{ für }y<0\end{array}$$

  

  $$B_z\{\begin{array}{c}\ge 0\text{ für }z\ge \sqrt{\frac{x^2+y^2}{2}}\\ <0\text{ für }z<\sqrt{\frac{x^2+y^2}{2}}\end{array}$$

  
• Zur Veranschaulichung wird im Folgenden ein vereinfachtes 2D-Beispiel betrachtet, bei dem die x- und y-Komponenten der Magnetfeldkomponenten (Bx und By) für zwei unterschiedliche Positionen des Sensormoduls schemenhaft skizziert sind. 3 zeigt die beiden Sensorpositionen im 2D-Positionskoordinatensystem, dessen Ursprung durch die Position der Spule definiert ist.
• In 4 sind die zugehörigen Magnetfeldkomponenten Bx und By zusammen mit dem Spulensignal dargestellt. Der Gleichanteil resultiert im Wesentlichen aus dem Erdmagnetfeld (s. linkes Teilbild a in 4). Die Amplitude der sinusförmigen Signalanteile ist gemäß Formeln (1) bis (3) abhängig von dem Abstand des Sensormoduls vom Referenzmodul bezüglich der drei Raumachsen.
• Bei den Magnetfeldkomponenten zu Sensor-Position 1 lässt sich feststellen, dass diese die gleiche Phasenlage besitzen wie das Spulensignal (4a). Dies liegt daran, dass sowohl die x-, als auch die y-Komponente der Positionskoordinaten positiv sind.
• Bei der zweiten Sensor-Position ist die y-Komponente ebenfalls positiv, die x-Komponente hingegen negativ. Dies führt dazu, dass das Signal verglichen mit dem Spulensignal eine Phasenverschiebung um 180° aufweist (4b).
• Die vorgestellte Erfindung macht sich diesen Zusammenhang zwischen der Phasenlage des Spulensignals und dem Vorzeichen der gemessenen Magnetfeldkomponente zunutze, um den mit dem Spulensignal korrelierten Signalanteil phasen- und somit vorzeichenrichtig aus dem Gesamtsignal zu extrahieren. Auf Basis des so entstehenden Signals kann die 3D-Position über Formeln (1) bis (3) eindeutig bestimmt werden, ohne dass weitere Magnetfeldsensoren benötigt werden. In den folgenden Abschnitten wird das hierzu entwickelte Verfahren erläutert.
• Wie bereits beschrieben, ist die Amplitude des im Messsignal enthaltenen Spulensignals gemäß Formeln (1) bis (3) von dem Abstand zwischen Spulen- und Referenzmodul bezüglich der drei Raumachsen x, y und z abhängig. Der Spulensignalanteil kann als amplitudenmoduliertes Signal betrachtet werden, bei welchem das Nutzsignal als abstandsabhängige Amplitude und das sinusförmige Erregungssignal als Trägersignal gedeutet werden können. Dementsprechend kann ein Amplitudendemodulationsverfahren verwendet werden, um das Nutzsignal aus dem modulierten Signal zu gewinnen. Das Grundprinzip des hier eingesetzten kohärenten Demodulationsverfahrens ist in 5 dargestellt.
• Bei dem Eingangssignal x(nT) handelt es sich um das Messsignal, welches sich aus dem hochfrequenten Trägersignal x_c(nT), dem niederfrequenten Nutzsignal s(nT), einem Rauschanteil w(nT), und einem Gleichanteil b_e zusammensetzt (zur Erläuterung des Grundprinzips wird zunächst vereinfachend von einem eindimensionalen Messsignal ausgegangen): $$\text{x}\left(\text{nT}\right)=\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot {\text{x}}_{\text{c}}\left(\text{nT}\right)+\text{w}\left(\text{nT}\right)+{\text{b}}_{\text{e}}.$$

  
• Das Trägersignal x_c(nT) entspricht dem Spulenerregungssignal und ist wie folgt definiert: $${\text{x}}_{\text{c}}\left(\text{nT}\right)=\text{cos}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right),$$

  

  wobei f_c die Spulenerregungs- und somit die Trägerfrequenz des modulierten Nutzsignals ist, und φ_c die Phasenlage des Spulenerregungssignals repräsentiert.
• Die Parameter des Bandpassfilters sind so auszulegen, dass der Rauschanteil w(nT) und der Gleichanteil b_e (der sich im Wesentlichen aus der Überlagerung des statischen Erdmagnetfelds ergibt) weitgehend herausgefiltert werden und sich das resultierende Signal x́(nT) im Wesentlichen auf den Frequenzbereich des bandbegrenzten, modulierten Nutzsignals reduziert, so dass $$\stackrel{\prime }{x}\left(\text{nT}\right)\approx \text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot \text{cos}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right)$$

  

  gilt.
• In 6 ist der idealisierte Amplitudenfrequenzgang der Fourier-Transformierten X(f) zu dem bandpassgefilterten Ausgangssignal dargestellt. Die Frequenz fmax repräsentiert darin die maximale Frequenz des bandbegrenzten Nutzsignals s(nT).
• Anschließend wird das gefilterte Signal einerseits mittels eines FIR-Filters Hilberttransformiert [18], anderseits um die halbe Filterordnung q des Hilbert-Filters verzögert, um die Phasenlage dieses Signalzweiges an die des Hilbert-Filter-Zweiges anzugleichen (s. 5).
• Die so entstehenden Signale x_i(nT) und x_r(nT) stellen den Imaginär- und Realteil eines analytischen Signals x̃(nT) = x_r(nT) + jx_i(nT) dar, welches dadurch gekennzeichnet ist, dass es keine Frequenzanteile im negativen Frequenzbereich besitzt. Zur Veranschaulichung ist in 7 der idealisierte Amplitudenfrequenzgang der Fourier-Transformierten x̃(f') zu dem Signal x̃(t) dargestellt.
• Da fmax per Systemauslegung immer kleiner ist, als die Trägerfrequenz f_c , lässt sich die Hilbert-Transformatierte des Signals x́(nT) gemäß [21] analytisch wie folgt darstellen: $${\text{x}}_{\text{j}}\left(\text{nT}\right)=\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot \text{sin}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right).$$

  
• Mit den Formeln (9) und (10) kann das analytische Signal x̃(t) somit auch formuliert werden als $$\begin{array}{ll}\tilde{\text{x}}\left(\text{nT}\right)\hfill & ={\text{x}}_{\text{r}}\left(\text{nT}\right)+{\text{jx}}_{\text{i}}\left(\text{nT}\right)\hfill \\ \hfill & =\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot \text{cos}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right)+\text{j}\cdot \text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot \text{sin}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right)\hfill \\ \hfill & =\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot \left(\text{cos}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right)+\text{j}\cdot \text{sin}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right)\right)\hfill \\ \hfill & =\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot {\text{e}}^{\text{j}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right)}.\hfill \end{array}$$

  
• Der in 5 dargestellte NCO (Numerically Controlled Oszillator) erzeugt ein Kosinus-Signal, dessen Frequenz $\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}$

  

  und Phasenlage φ̂_c eine Schätzung für die Frequenz und Phasenlage des Trägersignals darstellen. Dieses Signal bildet zusammen mit einer um 90° phasenverschobenen Version des Signals das komplexe Signal v(nT), mit $$\begin{array}{ll}\text{v}\left(\text{nT}\right)\hfill & ={\text{v}}_{\text{r}}\left(\text{nT}\right)+{\text{jv}}_{\text{i}}\left(\text{nT}\right)\hfill \\ \hfill & =\text{cos}\left(2\mathrm{\pi }\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\text{nT}+{\widehat{\mathrm{\phi }}}_{\text{c}}\right)-\text{j sin}\left(2\mathrm{\pi }\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\text{nT}+{\widehat{\mathrm{\phi }}}_{\text{c}}\right)\hfill \\ \hfill & =e^{-\text{j}\left(2\mathrm{\pi }\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\text{nT}+{\widehat{\mathrm{\phi }}}_{\text{c}}\right)}.\hfill \end{array}$$

  
• Das Signal v(nT) wird mit dem Signal x́(nT) multipliziert, so dass sich das komplexe Signal y(nT) mit Realteil i(nT) und Imaginärteil q(nT) gemäß $$\begin{array}{ll}\text{y}\left(\text{nT}\right)\hfill & =\tilde{\text{x}}\left(\text{nT}\right)\cdot \text{v}\left(\text{nT}\right)\hfill \\ \hfill & \hfill \\ \hfill & =\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot e^{\text{j}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}\right)}\cdot {\text{e}}^{-\text{j}\left(2\mathrm{\pi }\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\text{nT}+{\widehat{\mathrm{\phi }}}_{\text{c}}\right)}\hfill \\ \hfill & =\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot {\text{e}}^{\text{j}\left(2\mathrm{\pi }{\text{f}}_{\text{c}}\text{nT}+{\mathrm{\phi }}_{\text{c}}-2\mathrm{\pi }\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\text{nT}+{\widehat{\mathrm{\phi }}}_{\text{c}}\right)}\hfill \\ \hfill & =\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot {\text{e}}^{\text{j}\left(2\mathrm{\pi }\text{nT}\left({\text{f}}_{\text{c}}-\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\right)+\left({\mathrm{\phi }}_{\text{c}}-{\widehat{\mathrm{\phi }}}_{\text{c}}\right)\right)}\hfill \\ \hfill & =\text{s}\left(\text{nT}\right)\cdot {\text{e}}^{\text{j}\left(2\mathrm{\pi }\text{nT }\Delta \text{f}+\Delta \mathrm{\phi }\right)}\hfill \\ \hfill & =\text{s}\left(\text{nT}\right)\text{ cos}\left(2\mathrm{\pi }\text{nT }\Delta \text{f}+\Delta \mathrm{\phi }\right)+\text{j s}\left(\text{nT}\right)\text{ sin}\left(2\mathrm{\pi }\text{nT }\Delta \text{f}+\Delta \mathrm{\phi }\right)\hfill \\ \hfill & \hfill \\ \hfill & =\text{i}\left(\text{nT}\right)\text{j q}\left(\text{nT}\right)\hfill \end{array}$$

  

  ergibt.
• Falls die Frequenz und die Phasenlage des NCO-Signals nahezu der tatsächlichen Frequenz und Phasenlage des im Eingangssignals enthaltenen Trägersignals entsprechen (also $\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\approx {\text{f}}_{\text{c}}$

  

  und φ̂_c ≈ φ_c bzw. Δf ≈ 0 und Δφ ≈ 0), reduziert sich der Realteil i(nT) (der häufig auch als Inphase-Komponente bezeichnet wird) zu dem Nutzsignal s(nT). Der Imaginärteil q(nT) (Quadratur-Komponente) ist in diesem Fall Null. Im Frequenzbereich entspricht die Multiplikation des Eingangssignals mit dem NCO-Signal einer sogenannten Down-Conversion, bei der die Frequenzanteile des Eingangssignals um die Frequenz -f_c verschoben werden (s. 8).
• Wie bereits erwähnt, funktioniert dieses Verfahren nur bei Übereinstimmung der Frequenz und Phasenlage zwischen dem NCO- und dem Trägersignal. Dies ist in der Praxis aber u.a. aufgrund von Bauteiltoleranzen bei der Trägersignalgenerierung i.d.R. nicht gegeben. Bereits eine sehr geringe Abweichung der durch den NCO erzeugten Referenzfrequenz $\widehat{f_c}$

  

  von der tatsächlichen Frequenz f_c des Trägersignals führt zu einem Drifteffekt, der einen mit der Zeit größer werdenden Fehler bei der Demodulation bewirkt. Dies kann - zumindest bei Langzeitmessungen - problematisch sein.
• Um derartige Effekte aufgrund von Frequenz- bzw. Phasenabweichungen zu vermeiden, eignet sich die Verwendung einer Phasenregelschleife. Eine etablierte Form einer digitalen Phasenregelschleife ist die sog. Costas-Loop [19, 20]. 9 zeigt das um eine digital realisierte Costas-Loop erweiterte Demodulationsverfahren.
• Die Phasenlage des NCO-Signals ist damit nicht mehr wie in Formel (12) konstant, sondern zeitvariabel, so dass $$\begin{array}{ll}\text{v}\left(\text{nT}\right)\hfill & ={\text{v}}_{\text{r}}\left(\text{nT}\right)+{\text{jv}}_{\text{i}}\left(\text{nT}\right)\hfill \\ \hfill & =\text{cos}\left(2\mathrm{\pi }\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\text{nT}+{\widehat{\mathrm{\phi }}}_{\text{c}}\left(\text{nT}\right)\right)-\text{j sin}\left(2\mathrm{\pi }\widehat{{\text{f}}_{\text{c}}}\text{nT}+{\widehat{\mathrm{\phi }}}_{\text{c}}\left(\text{nT}\right)\right)\hfill \\ \hfill & =e^{-\text{j}\left(2\pi \widehat{f_c}nT+{\widehat{\phi }}_{\text{c}}\left(nT\right)\right)}\hfill \end{array}$$

  

  gilt.
• Die Phasenregelschleife hat die Aufgabe, die Phasenlage des NCOs kontinuierlich an die des Trägersignals anzupassen, so dass die Phasendifferenz Δφ(nT) = φ_c - φ̂_c(nT) minimiert wird. Aufgrund der allgemeinen Beziehung $$\text{f}\left(\text{t}\right)=\frac{\text{d}}{\text{dt}}\mathrm{\phi }\left(\text{t}\right)$$

  

  zwischen Frequenz f und Phase φ werden durch kontinuierliche Phasenanpassungen des NCOs auch Frequenzabweichungen in gewissem Maße kompensiert. Daher wird im Folgenden davon ausgegangen, dass $\widehat{f_c}=f_c$

  

  und somit Δf = 0 gilt, und dass Frequenzabweichungen über die Phasendifferenzen in der Phasenregelschleife berücksichtigt bzw. kompensiert werden.
• Die momentane Phasendifferenz wird in der Costas-Loop durch das Produkt e(nT) aus der Multiplikation der Inphase-Komponente mit der Quadraturkomponente gemäß $$e\left(nT\right)=i\left(nT\right)\cdot q\left(nT\right)=s\left(nT\right)cos\left(\Delta \phi \right)\cdot s\left(nT\right)sin\left(\Delta \phi \right)=\frac{s^2\left(nT\right)}{2}sin\left(2\Delta \phi \right)$$

  

  geschätzt. Bei kleinen Phasendifferenzen geht der Sinus-Term in (16) und somit auch das Gesamtprodukt e(nT) gegen Null. Dadurch eignet sich e(nT) prinzipiell als Regelabweichungsgröße bei der Regelung der Phasenlage des NCO-Signals. Allerdings ist der darin enthaltene Term $\frac{{\text{s}}^2\left(\text{nT}\right)}{2}$

  

  problematisch, da hierdurch eine Abhängigkeit von der Nutzsignalamplitude vorliegt. Zur Kompensation dieses Terms wird der in 10 dargestellte Verarbeitungsblock mit der Bezeichnung „Ampl.-Comp.“ (Abk. für „Amplitude-Compensation“) eingesetzt.
• Darin wird ein Schätzwert für den Nutzsignalanteil s²(nT) aus der Inphase- und der Quadraturkomponente über die Beziehung $$\begin{array}{ll}\text{i}\left(\text{nT}\right)+\text{q}{\left(\text{nT}\right)}^2\hfill & ={\left(\text{s}\left(\text{nT}\right)\text{cos}\left(\Delta \mathrm{\phi }\right)\right)}^2+{\left(\text{s}\left(\text{nT}\right)\text{sin}\left(\Delta \mathrm{\phi }\right)\right)}^2\hfill \\ \hfill & ={\text{s}}^2\left(\text{nT}\right)\cdot \left({\text{cos}}^2\left(\Delta \mathrm{\phi }\right)+{\text{sin}}^2\left(\Delta \mathrm{\phi }\right)\right)={\text{s}}^2\left(\text{nT}\right)\hfill \end{array}$$

  

  
  abgeleitet.
• Das nutzsignal- bzw. amplitudenkompensierte Ausgangssignal e_c(nT) ergibt sich als $${\text{e}}_{\text{c}}\left(\text{nT}\right)=\frac{\text{e}\left(\text{nT}\right)}{{\text{s}}^2\left(\text{nT}\right)}=\frac{1}{2}\text{sin}\left(2\Delta \mathrm{\phi }\right)\approx \Delta \mathrm{\phi }\text{ für }\Delta \mathrm{\phi }<<1.$$

  
• Das Signal e_c(nT) ist nur noch von der Phasendifferenz Δφ abhängig, für Δφ << 1 gilt sogar e_c(nT) ≈ Δφ. Bevor das Signal dem NCO als Phasenabweichungsgröße zugeführt wird, durchläuft es noch ein sog. Loop Filter. Über dieses Filter werden einerseits Rauschanteile herausgefiltert, anderseits wird das dynamische Verhalten des Reglers beeinflusst. Das Loop Filter bestimmt u.a. die Reaktionszeiten und das Überschwingen des Reglers bei sprunghaften Änderungen der Phasendifferenz. Es wird in der Regel als rekursives Tiefpassfilter 1. Ordnung realisiert (s. 11).
• Die Parameter g0 und g1 bestimmen die Filtercharakteristik und das gewünschte dynamische Verhalten des Loop Filters. Eine detaillierte Beschreibung für die optimale Parameterauslegung kann beispielsweise [22] entnommen werden.
• Über das beschriebene Demodulationsverfahren kann das Nutzsignal prinzipiell aus dem jeweiligen Messsignal extrahiert werden. Dabei sind jedoch nach dem bisher beschriebenen Stand zwei Problemstellungen zu beachten:
• - Wenn der im Eingangssignal enthaltene Nutzsignalanteil s(nT) gegen Null geht, geht das Signal e_c(nT) durch die Division bei der Amplitudenkompensation in Formel (18) gegen unendlich. Da das Nutzsignal der Amplitude des im Messsignal enthaltenen Spulensignals entspricht und diese vom Abstand des Quellenmoduls zum Spulenmodul bezüglich der jeweiligen Raumachse (x/y/z) abhängt, sind Nulldurchgänge im Nutzsignal gemäß den Formeln (4) bis (6) möglich. Nachstehend wird aufgezeigt, wie die Division durch Null bei Nulldurchgängen im Nutzsignal umgangen werden kann.
• - Die Costas-Loop besitzt die Eigenschaft, dass eine Minimierung der Regelabweichung je nach anfänglicher Phasenlage des Trägersignals entweder durch ein Konvergieren der Phasendifferenz gegen Null, oder gegen ±π erreicht werden kann. Zwar folgt das Ausgangssignal i(nT) nach dem „Einrasten“ der Phasenregelschleife dem Amplitudenverlauf des Nutzsignals und erfasst somit auch Phasensprünge (also Vorzeichenwechsel). Die Anfangsphasenlage ist bei diesem Verfahren jedoch nicht eindeutig bzw. nur mit einer Phasenunsicherheit von 180° bekannt. Daher ist ein zusätzlicher Mechanismus erforderlich, der die Anfangsphasenlage (und somit das Anfangsvorzeichen der jeweiligen Magnetfeldkomponente) bestimmt. Lösungsansätze hierfür werden nachstehend aufgezeigt.
• Wie im vorherigen Abschnitt beschrieben, sind Nulldurchgänge im Nutzsignal durch die Division bei der Amplitudenkompensation in Formel (18) problematisch. Um den Problemfall zu umgehen, wird die Tatsache ausgenutzt, dass die Nutzsignalanteile in den drei Messsignalen By, By, und Bz alle auf demselben spulengenerierten Magnetfeld bzw. demselben Trägersignal basieren. Die Amplituden der drei Messsignale unterscheiden sich gemäß des jeweiligen Abstands zwischen Referenz- und Spulenmodul. Die Phasenlagen unterscheiden sich wie vorstehend ausgeführt entweder gar nicht (bei gleichem Vorzeichen) oder um 180° (bei unterschiedlichem Vorzeichen). Für die Schätzung der Phasenlage mittels der Phasenregelschleife macht ein Phasenunterschied von 180° keinen Unterschied: die Regelabweichung geht sowohl für Δφ ≈ 0, als auch Δφ ≈ π gegen Null. Somit spielt es keine Rolle, welche der drei Messsignalkomponenten (By/By/Bz) zur Ermittlung der Regelabweichung bzw. zur Schätzung der Phasenlage des Trägersignals verwendet werden (lediglich die Anfangsphasenlage kann sich um 180° unterscheiden. Wie vorstehend erläutert, weist die Anfangsphasenlage ohne zusätzliche Maßnahmen ohnehin eine Unsicherheit von 180° auf. Somit ist der Unterschied der Anfangsphasenlage durch Verwendung beliebiger Messsignalkomponenten an dieser Stelle irrelevant). Das Problem der Nulldurchgänge im Nutzsignal kann somit umgangen werden, indem immer diejenige Messsignalkomponente zur Regelung der Phasenlage verwendet wird, welche den größten Betrag aufweist. Unter der Voraussetzung, dass sich das Sensormodul räumlich immer oberhalb des Spulenmoduls (also im Positionsbereich z>0) befindet, ist gemäß Formeln (1) bis (6) immer mindestens eine Messsignalkomponente ungleich Null. Somit wird durch die Auswahl der betraglich größten Messsignalkomponente für die Phasenregelung vermieden, dass es bei der Nutzsignal- bzw. Amplitudenkompensation zu einer Division durch Null kommen kann.
• Wie vorstehend beschrieben, besteht bezüglich der Anfangsphasenlage des im Messsignal enthaltenen Trägersignals eine Phasenunsicherheit von 180°. Somit können die Anfangsvorzeichen der spulenabhängigen Magnetfeldkomponenten verglichen mit den tatsächlichen Vorzeichen je nach Konvergenzrichtung der Phasenregelschleife (Richtung Δφ = 0 oder Δφ = ±π) entweder korrekt, oder invertiert sein. In diesem Abschnitt werden Verfahren vorgestellt, mit denen sich die Anfangsphasenlage bestimmen lässt.
• Eine einfache Möglichkeit zur Bestimmung der Anfangsphasenlage ist der Einsatz eines Synchronisationssignals, das vom Quellenmodul bei beginnender positiver Phasenlage des Spulenansteuerungssignals erzeugt und je nach Kommunikationsschnittstelle per Funk oder per Kabel übermittelt wird (12). Beim Empfang des Synchronisationssignals durch das Sensormodul wird die Phasenlage des NCO-Signals zurückgesetzt, so dass sich die Phasenlage des NCOs mit der des Trägersignals synchronisiert und sich so automatisch die korrekten Vorzeichen für die Komponenten des Magnetfeldsignals ergeben.
• Eine geringe zeitliche Verzögerung zwischen dem Synchronisationssignal und der Anfangsphasenlage des Trägersignals im Messsignal (bspw. durch Latenzzeiten bei Funkübertragung) ist unkritisch, sofern diese kleiner als f_s/f₀ · 0.5 (also der Hälfte der Abtastwerte einer Sinusperiode) ist.
• Da in den meisten Anwendungen ohnehin eine Schnittstelle (Kabel/Funk) zur Übertragung der ermittelten Orientierungs- und Positionsdaten vorhanden sein muss, lässt sich diese Synchronisationsmethode in der Praxis mit sehr geringem Zusatzaufwand implementieren.
• Wenn die Positionslage des Sensormoduls relativ zum Spulenmodul zu einem definierten Zeitpunkt (bspw. direkt beim Einschalten des Sensormoduls) hinreichend bekannt ist, kann die Bestimmung der Anfangslage auch ohne Synchronisationssignal erfolgen. Die Positionslage gilt als hinreichend bekannt, wenn das Vorzeichen der x- oder der y-Achse des Positionsvektors - welcher die Position des Sensormoduls relativ zum Spulenmodul beschreibt - bekannt ist. Die Kenntnis über das Vorzeichen der x- oder y-Achse kann dazu genutzt werden, um nach dem Einrasten der Phasenschleife die Vorzeichen der demodulierten Magnetfeldkomponenten zu korrigieren. Da das Vorzeichen der Bx- bzw. By-Komponente gemäß Formeln (4) bis (6) nur von dem Vorzeichen der x- bzw. y-Achse im Positionsraum abhängig ist, kann über das Vorzeichen der jeweiligen Positionskoordinate direkt das Vorzeichen der entsprechenden Magnetfeldkomponente abgeleitet werden. Wenn das Vorzeichen der Magnetfeldkomponente direkt nach dem Einrasten der Phasenregelschleife nicht dem erwarteten Vorzeichen entspricht, hat das über den NCO generierte Referenzsignal gegenüber dem Trägersignal eine Phasenabweichung von 180°, so dass die Vorzeichen aller Magnetfeldkomponenten einmalig invertiert werden müssen, um die korrekten Vorzeichen zu erhalten. Anderenfalls liegt keine Phasenabweichung vor, so dass eine Korrektur der Vorzeichen nicht erforderlich ist.
• In der Praxis könnte beispielsweise die Bedingung aufgestellt werden, dass sich das Sensormodul vor dem Einschalten „rechts von der Spule“ befinden muss. Bei einem Koordinatensystem wie in 13 würde sich daraus ein positives Vorzeichen der Bx-Komponente ableiten.
• Diese Methode hat den Vorteil, dass für die Synchronisation weder eine Funkkommunikation noch eine Kabelverbindung zwischen den Modulen erforderlich ist. Somit eignet sie sich auch für Anwendungen, bei denen die Daten entweder für eine spätere Offline-Verarbeitung nur gespeichert oder direkt Online verarbeitet werden, um in Abhängigkeit der Daten bspw. Aktuatoren zu steuern oder Signale auszugeben (beispielsweise Ausgabe eines akustischen oder visuellen Warnsignals zur Signalisierung bestimmter Körperfehlhaltungen bei Biofeedbackanwendungen im Bereich Medizintechnik bzw. Biomechanik).
• Wenn in der Applikation weder eine Kabel- oder Funkschnittstelle gegeben ist, noch sichergestellt werden kann, dass die Positionslage zu einem bestimmten Zeitpunkt hinreichend bekannt ist, kann eine Bestimmung der Anfangsphasenlage auch durch die Übertragung zusätzlicher Informationen über das erzeugte Spulensignal erfolgen. Dazu können im Spulensignal charakteristische Signalanteile kodiert werden, die über die Signalverarbeitung seitens des Sensormoduls zur Bestimmung des Synchronisationszeitpunkts zu identifizieren sind.
• Im einfachsten Fall kann hierzu ein rechteckartiger Signalanstieg kurz vor Beginn des Sinussignals (mit bekannter Anfangsphasenlage) im Spulensignal vorgesehen werden. Um eine störungsrobustere Identifizierung zu gewährleisten, kann im Spulensignal auch ein vorgelagerter, sinusförmiger Signalanteil mit einer Frequenz ≠ f_c vor dem eigentlichen Spulensignal (mit Frequenz f_c ) vorgesehen werden, so dass das Sensormodul den Synchronisationszeitpunkt über das Erkennen des Frequenzsprunges identifizieren kann.
• Literatur
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• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
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• US 20140002063 [0069]
• US 7835785 [0069]
• US 8450997 [0069]
• US 20090278791 A1 [0069]
• Zitierte Nicht-Patentliteratur
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• Nicoloso , Steven P., „An Investigation of Carrier Recovery Techniques for PSK Modulated Signals in CDMA and Multipath Mobile Environments“, Master Thesis, June 1997 [0069]

Claims (20)

1. Verfahren zur 3D-Orientierungs- und 3D-Positionsbestimmung von Objekten, mit Hilfe einer Einrichtung, aufweisend ein Referenzmodul mit einer einachsigen Spule sowie deren Ansteuerungselektronik und einem MARG-Sensor (Magnetic, Angular Rate, and Gravity-Sensor), wobei die Spule zur Generierung eines harmonischen Magnetfeldsignals konstanter Frequenz mit einem periodischen Erregerstrom beaufschlagt wird, ein Sensormodul mit einem MARG-Sensor, wobei das Referenzmodul als räumliche Referenz für die Orientierungs- und Positionsbestimmung des Sensormoduls dient und aus den Daten der MARG-Sensoren in Referenzmodul und Sensormodul zyklisch algorithmisch die 3D-Orientierung des jeweiligen Moduls bestimmt wird, der MARG-Sensor des Sensormoduls ein Mischsignal erfasst, welches sich aus dem von der Spule des Referenzmoduls generierten harmonischen Magnetfeld und allen anderen Magnetfeldern im Umfeld der Einrichtung zusammensetzt, dadurch gekennzeichnet, dass aus dem von dem MARG-Sensor des Sensormoduls ermittelten Mischsignal nicht nur die Betragsinformation, sondern auch die Phaseninformation des Spulensignals zur Extraktion des Spulensignals aus dem Mischsignal genutzt wird, wodurch die Amplituden der Magnetfeldkomponenten des Spulensignals vorzeichenrichtig ermittelt werden, und aus den ermittelten Amplituden der Magnetfeldkomponenten des Spulensignals zyklisch die eindeutige räumliche Position des Sensormoduls relativ zu dem Referenzmodul auf Basis der Messdaten allein des MARG-Sensors auf dem Sensormodul bestimmt wird.
2. Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass anhand der Daten der MARG-Sensoren in Referenzmodul und Sensormodul die 3D-Orientierung des jeweiligen Moduls bestimmt wird.
3. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass anhand der bekannten Orientierung des Sensormoduls das gemessene Mischsignal mathematisch in eine definierte Bezugslage rotiert wird, in der die z-Achse des MARG-Sensors des Sensormoduls parallel zur Spulenachse des Referenzmoduls ausgerichtet ist.
4. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplituden der Magnetfeldkomponenten vorzeichenrichtig ermittelt werden, wonach auf Basis des gemessenen Mischsignals über die Dipolgleichungen die eindeutige Position des MARG-Sensors auf dem Sensormodul relativ zu dem Referenzmodul bestimmt werden kann.
5. Verfahren gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Zusammenhang zwischen der Phasenlage des Spulensignals und dem Vorzeichen der von dem MARG-Sensor auf dem Sensormodul gemessenen Magnetfeldkomponente des gemessenen Mischsignals genutzt wird, um den mit dem Spulensignal korrelierten Signalanteil phasenrichtig und somit vorzeichenrichtig aus dem gemessenen Mischsignal zu extrahieren.
6. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitude des im gemessenen Magnetfeldsignal enthaltenen Spulensignals gemäß der Dipolgleichungen abhängig von dem Abstand zwischen Referenzmodul und Sensormodul bezüglich der drei Raumachsen x, y und z bestimmt wird.
7. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Anteil des Spulensignals des Referenzmoduls ein amplitudenmoduliertes Signal aufweist, bei welchem das Nutzsignal als abstandsabhängige Amplitude und das sinusförmige Erregungssignal als Trägersignal angesehen werden kann.
8. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Amplitudendemodulationsverfahren genutzt wird, um das für die Positionsbestimmung benötigte Nutzsignal aus dem von dem MARG-Sensor des Sensormoduls ermittelten Mischsignal zu ermitteln.
9. Verfahren gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass als Amplitudendemodulationsverfahren ein kohärentes Demodulationsverfahren zur phasenrichtigen Bestimmung der Amplitude des im Mischsignal enthaltenen Spulensignals genutzt wird.
10. Verfahren gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem kohärenten Demodulationsverfahren eine Hilbert-Transformation durchgeführt wird.
11. Verfahren gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem kohärenten Demodulationsverfahren zur Vermeidung von Drifteffekten oder sonstigen Langzeiteffekten eine Phasenregelschleife, vorzugsweise ein Costas-Loop eingesetzt wird.
12. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Vermeidung von Nulldurchgängen im Nutzsignal während der Amplitudenkompensation ausgenutzt wird, dass nie alle räumlichen Magnetfeldkomponenten im gemessenen Magnetfeldsignal gleichzeitig zu Null werden können.
13. Verfahren gemäß Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass zur Vermeidung von Nulldurchgängen im Nutzsignal während der Amplitudenkompensation die betragsmäßig größte Komponente im gemessenen Magnetfeldsignal für die Phasenregelung genutzt wird.
14. Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsphasenlage der spulenabhängigen Magnetfeldkomponenten im gemessenen Magnetfeldsignal durch ein Synchronisationssignal, insbesondere ein kabelgebundenes oder per Funk zwischen Referenzmodul und Sensormodul übertragenes Synchronisationssignal synchronisiert wird.
15. Verfahren gemäß Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Synchronisationssignal bei beginnender positiver oder negativer Phasenlage des Spulenansteuerungssignals erzeugt wird.
16. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsphasenlage der spulenabhängigen Magnetfeldkomponenten in einer bekannten relativen räumlichen Position zwischen Referenzmodul und Sensormodul, vorzugsweise beim Einschalten der Einrichtung, synchronisiert wird.
17. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsphasenlage der spulenabhängigen Magnetfeldkomponenten durch Übertragung zusätzlicher Informationen mit Hilfe des erzeugten Spulensignals synchronisiert wird.
18. Einrichtung zur 3D-Orientierungs- und 3D-Positionsbestimmung von Objekten, aufweisend ein Referenzmodul mit einer einachsigen Spule sowie deren Ansteuerungselektronik und einem MARG-Sensor (Magnetic, Angular Rate, and Gravity-Sensor), wobei die Spule zur Generierung eines harmonischen Magnetfeldsignals konstanter Frequenz mit einem periodischen Erregerstrom beaufschlagbar ist, ein Sensormodul mit einem MARG-Sensor, wobei das Referenzmodul eine räumliche Referenz für die Orientierungs- und Positionsbestimmung des Sensormoduls bildet und aus den Daten der MARG-Sensoren in Referenzmodul und Sensormodul algorithmisch die 3D-Orientierung des jeweiligen Moduls bestimmt wird, mit dem MARG-Sensor des Sensormoduls ein Mischsignal erfassbar ist, welches sich aus dem von der Spule des Referenzmoduls generierten harmonischen Magnetfeld und allen anderen Magnetfeldern im Umfeld der Einrichtung zusammensetzt, dadurch gekennzeichnet, dass nur ein MARG-Sensor auf dem Sensormoduls angeordnet ist, der das von der einen Spule des Referenzmoduls zur Generierung eines harmonischen Magnetfeldsignals konstanter Frequenz erzeugte Mischsignal empfängt, und daraus die eindeutige räumliche Position des Sensormoduls relativ zu dem Referenzmodul auf Basis der Messdaten allein des MARG-Sensors auf dem Sensormodul bestimmbar ist.
19. Einrichtung gemäß Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzmodul und/oder das Sensormodul einen Mikrocontroller zur Auswertung der Messwerte des MARG-Sensors aufweist.
20. Einrichtung gemäß einem der Ansprüche 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass das Sensormodul und optional das Referenzmodul ein Funkmodul zur Datenübertragung aufweist.

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