DE102018001051A1

DE102018001051A1 - Method for reducing an electromagnetic interference signal of a clocked electronic system

Info

Publication number: DE102018001051A1
Application number: DE102018001051.2A
Authority: DE
Inventors: wird später genannt werden Erfinder
Original assignee: Leopold Kostal GmbH and Co KG
Current assignee: Kostal Automobil Elektrik GmbH and Co KG
Priority date: 2018-02-09
Filing date: 2018-02-09
Publication date: 2019-08-14

Abstract

Ein Verfahren zur Reduktion eines elektromagnetischen Störsignals einer durch ein mit einer Frequenz getaktet angesteuertes elektronisches System gebildeten Störquelle durch aktive Gegenkopplung, ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, dass für eine beliebige, zumindest eine einzige Harmonische umfassende Auswahl von Harmonischen der getakteten Ansteuerung jeweils Sinussignale mit der Frequenz der jeweiligen Harmonischen synthetisiert werden, welche jeweils in ihren Amplituden und Phasenlagen so eingestellt werden, dass es durch Überlagerung eines durch die Sinussignale gebildeten Gegenstörungssignals mit dem Störsignal an einer ausgewählten Referenzmessstelle durch destruktive Interferenzen zu einer weitgehenden Auslöschung der jeweiligen Frequenzkomponenten des elektromagnetischen Störsignals kommt.

A method for reducing an electromagnetic interference signal of an interference generated by an electronic system controlled by a frequency clocked by active negative feedback, according to the invention is characterized in that for any, at least a single harmonic comprehensive selection of harmonics of the clocked drive respectively sinusoidal signals with the frequency of respective harmonics are synthesized, which are each set in their amplitudes and phase positions so that it comes by superimposing an interference generated by the sinusoidal interference signal with the interfering signal at a selected reference measuring point by destructive interference to a substantial extinction of the respective frequency components of the electromagnetic interference signal.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Reduktion eines elektromagnetischen Störsignals einer durch ein mit einer Frequenz getaktet angesteuertes elektronisches System gebildeten Störquelle durch aktive Gegenkopplung.The invention relates to a method for reducing an electromagnetic interference signal formed by a clocked by a frequency controlled electronic system interference source by active negative feedback.

Getaktete Systeme sind in der Elektrotechnik zur Energiewandlung und Informationsverarbeitung weit verbreitet. Beispielsweise leistungselektronische Konverter verursachen aufgrund der für die Steuerung verwendeten Pulsweitenmodulation (PWM) elektromagnetische Störungen in einem großen Frequenzbereich. Um elektromagnetische Störsenken, wie beispielsweise Funkempfänger, nicht unzulässig zu beeinflussen, muss die Störemission der Konverter begrenzt werden. Üblicherweise finden passive Filter bestehend aus Spulen und Kondensatoren sowie passive Schirme Anwendung. Weiterhin werden analoge Gegenkopplungsstrukturen eingesetzt, welche eine Störung messen und nach der Gewichtung mit einer Übertragungsfunktion eine aktive Gegenkopplung im System einbringen. Hierzu werden auch beispielsweise digitale Signalverarbeitungssysteme vorgeschlagen, welche auf DSP, FPGA oder Prozessoren beruhen, die nahezu beliebige Übertragungsfunktionen erzeugen können.Clocked systems are widely used in electrical engineering for energy conversion and information processing. For example, power electronic converters cause electromagnetic interference in a wide frequency range due to the pulse width modulation (PWM) used for the control. In order to not unduly influence electromagnetic interference sinks, such as radio receivers, the interference emission of the converters must be limited. Usually find passive filters consisting of coils and capacitors and passive screens application. Furthermore, analog negative feedback structures are used which measure a disturbance and after weighting with a transfer function introduce an active negative feedback in the system. For this purpose, for example, digital signal processing systems are proposed, which are based on DSP, FPGA or processors that can generate almost any transfer functions.

So zeigt z.B. die WO2011082484A1 eine Anwendung, bei der eine Sendeantenne eine Empfangsantenne stören kann. Um diese Störungen zu beseitigen, wird das Signal der Sendeantenne durch einen adaptiven Equalizer geführt und auf den Pfad der Empfangsantenne gegeben, um dort das Signal der Sendeantenne auszulöschen. Der Equalizer verwendet dabei eine Frequenzweiche, um einzelne Frequenzbereiche in Amplitude und Phase einstellen zu können. Bei den hier beschriebenen Signalen handelt es sich um Kommunikationssignale, die nicht (quasi-)stationär sind, sondern ein komplexes Spektrum aus Mitten- bzw. Trägerfrequenz und Seitenbändern umfassen. Der Equalizer stückelt den Frequenzbereich und hilft dabei bei der Abbildung der Übertragungsfunktion, die in der Regel sehr aufwendig zu bestimmen ist.So shows eg the WO2011082484A1 an application where a transmit antenna can interfere with a receive antenna. In order to eliminate this interference, the signal of the transmitting antenna is passed through an adaptive equalizer and placed on the path of the receiving antenna to extinguish there the signal of the transmitting antenna. The equalizer uses a crossover to set individual frequency ranges in amplitude and phase. The signals described here are communication signals that are not (quasi) stationary but comprise a complex spectrum of center or carrier frequency and sidebands. The equalizer divides the frequency range and helps to map the transfer function, which is usually very expensive to determine.

Die DE 10 2014 105 289 A1 zeigt ein Beispiel für konventionelle aktive Gegenkoppelstrukturen zur Entstörung von leistungselektronischen Systemen. Auch hier werden alle Störungen zuerst gemessen und daraufhin gegengekoppelt. Signalverzögerungszeiten, welche aus den analogen (und ggf. digitalen) Schaltkreisen resultieren, können bei diesem Ansatz nicht kompensiert werden, da dazu ein akausales System notwendig wäre. Das ist eine wesentliche Begrenzung für die Effektivität und den entstörbaren Frequenzbereich bei diesen Verfahren.The DE 10 2014 105 289 A1 shows an example of conventional active feedback structures for filtering power electronic systems. Again, all disturbances are measured first and then counter-coupled. Signal delay times resulting from the analog (and possibly digital) circuits can not be compensated for in this approach because an acausal system would be necessary. This is a significant limitation on the effectiveness and the interference suppression frequency range in these methods.

Das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung hat gegenüber diesen bekannten Verfahren den Vorteil, dass insbesondere solche Verzögerungszeiten durch einfache Mittel korrigiert werden können, wodurch die erzielte Gegenkopplung erheblich verbessert wird. Zusätzlich können auch sehr hohe Frequenzen gegengekoppelt werden, die nur durch die Bandbreiten der verwendeten Schaltungen begrenzt sind.The method according to the present invention has the advantage over these known methods that in particular such delay times can be corrected by simple means, whereby the achieved negative feedback is considerably improved. In addition, even very high frequencies can be fed back, which are limited only by the bandwidths of the circuits used.

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, dass für eine beliebige, zumindest eine einzige Harmonische umfassende Auswahl von Harmonischen der getakteten Ansteuerung jeweils Sinussignale mit der Frequenz der jeweiligen Harmonischen synthetisiert werden, welche jeweils in ihren Amplituden und Phasenlagen so eingestellt werden, dass es durch Überlagerung eines durch die Sinussignale gebildeten Gegenstörungssignals mit dem Störsignal an einer ausgewählten Referenzmessstelle durch destruktive Interferenzen zu einer weitgehenden Auslöschung der jeweiligen Frequenzkomponenten des elektromagnetischen Störsignals kommt.This is inventively achieved in that for any, at least a single harmonic comprehensive selection of harmonics of the clocked drive sinusoidal signals are synthesized with the frequency of the respective harmonics, which are each set in their amplitudes and phase angles so that it by superimposing a by the sinusoidal signals formed counter interference signal with the interference signal at a selected reference measuring point by destructive interference comes to a substantial extinction of the respective frequency components of the electromagnetic interference signal.

In einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein Synchronisationssignal des getaktet angesteuerten elektronischen Systems, welches mit dem elektromagnetischen Störsignals korreliert ist, insbesondere das Ansteuersignal, als Trigger für die Gegenkopplung verwendet wird, um eine Korrelation zwischen dem Störsignal und dem Gegenstörungssignal zu erzielen.In a preferred embodiment of the method according to the invention, a synchronization signal of the clocked controlled electronic system, which is correlated with the electromagnetic interference signal, in particular the drive signal, is used as trigger for the negative feedback in order to achieve a correlation between the interference signal and the interference signal.

Eine besonders vorteilhafte Implementierung des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht dabei vor, dass die synthetisierten Sinussignale in einem Summenknoten zu dem Gegenstörungssignal gemischt werden.A particularly advantageous implementation of the method according to the invention provides that the synthesized sinusoidal signals are mixed in a summing node to form the interference suppression signal.

Das erfindungsgemäße Verfahren macht sich die Tatsache zu Nutze, dass die durch eine PWM-Ansteuerung mit einer bestimmten Schaltfrequenz verursachten Störungen aufgrund der periodischen Wiederholung der Pulse hauptsächlich auf den Frequenzen der Harmonischen dieser PWM liegen. Dabei liegt die erste Harmonische bei der auch als Grundwelle bezeichneten Schaltfrequenz selbst, alle weiteren, auch als Oberwellen bezeichneten Harmonischen, haben von der Grundwelle sowie voneinander jeweils einen Abstand entsprechend der Schaltfrequenz, ihre Frequenzen sind also ganzzahlige Vielfache der Schaltfrequenz.The method according to the invention makes use of the fact that the disturbances caused by a PWM drive with a certain switching frequency due to the periodic repetition of the pulses lie mainly at the frequencies of the harmonics of this PWM. In this case, the first harmonic is at the designated even as a fundamental wave switching frequency itself, all other, also referred to as harmonics harmonics, of the fundamental and each of a distance corresponding to the switching frequency, their frequencies are thus integer multiples of the switching frequency.

Das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung unterscheidet sich von bisher bekannten Verfahren dadurch, dass für jede einzelne störende Harmonische eine Gegenharmonische erzeugt wird, wodurch es zu einer schmalbandigen Gegenkopplung der Störungen kommt. Da Störungen von getakteten Systemen, wie bereits gesagt, hauptsächlich auf den Frequenzen der Harmonischen der PWM liegen und somit also schmalbandig sind, handelt es sich hierbei um ein sehr effektives Verfahren zur Entstörung getakteter Systeme.The method according to the present invention differs from previously known methods in that counterharmonics are generated for each individual disturbing harmonic, which leads to narrow-band negative feedback of the disturbances. Since disturbances of clocked systems, as already said, mainly on the Frequencies of the harmonics of the PWM are therefore narrowband, this is a very effective method for filtering clocked systems.

Die Einstellung der Amplituden und Phasenlagen der Sinussignale kann dabei stationär durch eine einmalige Festlegung nach vorhergehender Berechnung oder iterativer experimenteller Bestimmung durchgeführt werden. Ein entsprechendes elektronisches System kann dabei beispielsweise nach der Produktion, nach dem Verbau oder bei einer Wartung durch ein dazu vorgesehenes Gerät hinsichtlich der EMV eingelernt werden. Eine simple Methode zur Realisierung einer stationären Gegenkopplung stellen schnelle Speicherbausteine (RAM) mit D/A-Wandlern dar. In diesem Fall werden vorher experimentell ermittelte Gegenkopplungssequenzen eingespeichert und im laufenden Betrieb des elektronischen Systems zur Gegenkopplung abgerufen. Dynamische Anpassungen sind bei dieser Ausführungsform des Verfahrens jedoch nicht vorgesehen.The adjustment of the amplitudes and phase positions of the sinusoidal signals can be carried out stationary by a one-time determination after previous calculation or iterative experimental determination. A corresponding electronic system can be taught in terms of EMC, for example, after production, after installation or maintenance by a dedicated device. A simple method for implementing a stationary negative feedback are fast memory modules (RAM) with D / A converters. In this case, previously determined negative feedback sequences are stored and retrieved during ongoing operation of the electronic system for negative feedback. However, dynamic adjustments are not provided in this embodiment of the method.

Eine weitere Ausführungsform des Verfahrens, die auch dynamische Anpassungen erlaubt, sieht vor, dass die Einstellung der Amplituden und Phasenlagen der Sinussignale dynamisch im laufenden Betrieb des elektronischen Systems erfolgt, indem basierend auf der an der Referenzmessstelle gemessenen Reststörung in einer Adaptionsstufe Korrekturwerte für die Amplituden und Phasenlagen der Sinussignale ermittelt und in dem Gegenkoppelsystem zur kontinuierlichen Nachregelung der entsprechenden Parameter verwendet werden.A further embodiment of the method, which also permits dynamic adjustments, provides that the adjustment of the amplitudes and phase positions of the sine signals takes place dynamically during operation of the electronic system, by using correction values for the amplitudes and in an adaptation stage based on the residual disturbance measured at the reference measuring point Phase positions of the sinusoidal signals determined and used in the negative feedback system for continuous readjustment of the corresponding parameters.

Nachfolgend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung erläutert.The invention is explained below with reference to the accompanying drawings.

Dabei zeigen:

1: eine schematische Darstellung des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß einer ersten Ausführung
2: eine schematische Darstellung des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß einer zweiten Ausführung
3: ein Blockschaltbild einer Hardwareimplementierung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens
4: ein bei der Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit der Hardwareimplementierung gem. 3 gemessenes Störspektrum

Showing:

1 : a schematic representation of the method according to the invention according to a first embodiment
2 : a schematic representation of the method according to the invention according to a second embodiment
3 : A block diagram of a hardware implementation for carrying out the method according to the invention
4 a in accordance with the implementation of the method according to the invention with the hardware implementation. 3 measured interference spectrum

Das betrachtete System umfasst, wie insbesondere in 1 gezeigt, eine Störsignalquelle 1, deren Störsignal 1' über die Störungsübertragungsfunktion 2 auf eine Referenzmessstelle 3 abgebildet wird. Das Gegenkoppelsystem 4 generiert ein Gegenstörungssignal 5', welches sich über die Gegenkoppelübertragungsfunktion 6 zur Referenzmessstelle 3 ausbreitet. Aufgrund des Superpositionsprinzips kommt es in der Referenzmessstelle 3 zu einer Überlagerung des Störsignals 1' und des Gegenstörungssignals 5'. Im Idealfall eliminieren sich das Störsignals 1' und das Gegenstörungssignal 5' vollständig und die Reststörungen sind gleich Null. Dies gelingt dadurch, dass ein Synchronisationssignal des störenden Systems, welches mit dem erzeugten Störsignal 1' korreliert ist, als Trigger 7 für die Gegenkopplung verwendet wird, um eine Korrelation zwischen Störsignal 1' und Gegenstörungssignal 5' zu erzielen. Für jede gegenzukoppelnde Harmonische wird dabei jeweils ein Sinussignal 8.1, 8.2, ..., 8.n erzeugt, und die Sinussignale 8.1, 8.2, ..., 8.n werden in einem Summenknoten 5 zu dem Gegenstörungssignal 5' überlagert. Die generierten Sinussignale 8.1, 8.2, ..., 8.n sind in ihren Amplituden A₁ , A₂ , ..., A_n und Phasenlagen φ₁ , φ₂ , ..., φ_n so anzupassen, dass die Referenzmessstelle 3 im System entstört wird, und es zu minimierten Reststörungen 3' kommt.The considered system comprises, in particular in 1 shown a noise source 1 , their interference signal 1' via the fault transmission function 2 to a reference measuring point 3 is shown. The counter coupling system 4 generates an interference signal 5 ' , which is about the Gegenkoppelübertragungsfunktion 6 to the reference measuring point 3 spreads. Due to the superposition principle, it comes in the reference measuring point 3 to a superposition of the interference signal 1' and the interference signal 5 ' , Ideally, eliminate the interference signal 1' and the anti-jamming signal 5 ' complete and the residual disturbances are zero. This is achieved in that a synchronization signal of the interfering system, which with the generated interference signal 1' is correlated, as a trigger 7 for the negative feedback is used to indicate a correlation between interfering signal 1' and anti-jamming signal 5 ' to achieve. For each negative-going harmonic, a sinusoidal signal is generated 8.1 . 8.2 , ..., 8.n. generated, and the sinewave signals 8.1 . 8.2 , ..., 8.n. be in a sum node 5 to the interference signal 5 ' superimposed. The generated sinusoidal signals 8.1 . 8.2 , ..., 8.n. are in their amplitudes A ₁ . A ₂ , ..., A _n and phasing φ ₁ . φ ₂ , ..., φ _n adapt so that the reference measuring point 3 in the system is suppressed, and minimized residual interference 3 ' comes.

Diese Anpassung wird dabei in dem in 1 dargestellten Fall stationär nach vorhergehender Berechnung oder iterativer experimenteller Bestimmung durch einmalige Festlegung der Parameter Amplitude A₁ , A₂ , ..., A_n und Phasenlage φ₁ , φ₂ , ..., φ_n durchgeführt. Die Festlegung dieser Parameter kann beispielsweise nach der Produktion, nach dem Verbau oder bei einer Wartung durch ein dazu vorgesehenes Gerät mittels eines selbstlernenden Verfahrens erfolgen. Das Eingangssignal diese Verfahrens kann eine beliebige mit den Störungen korrelierte Größe sein, wobei die Parameter Amplitude A₁ , A₂ , ..., A_n und Phasenlage φ₁ , φ₂ , ..., φ_n für die Gegenkopplung durch einen adaptiven Algorithmus in einem Selbstlernprozess derart eingestellt und korrigiert werden, dass die resultierenden Reststörungen 3' an der Referenzmessstelle 3 minimiert werden. Aus den so ermittelten Parametern, ggf. auch für unterschiedliche Betriebszustände, können dann passende Gegenkopplungssequenzen abgeleitet, in dem elektronischen System gespeichert und im laufenden Betrieb desselben zur aktiven Gegenkopplung abgerufen werden.This adaptation is in the in 1 case shown stationary after previous calculation or iterative experimental determination by one-time determination of the parameter amplitude A ₁ . A ₂ , ..., A _n and phasing φ ₁ . φ ₂ , ..., φ _n carried out. The definition of these parameters can be done for example after production, after installation or maintenance by a dedicated device by means of a self-learning process. The input signal of this method may be any quantity correlated with the perturbations, the parameters being amplitude A ₁ . A ₂ , ..., A _n and phasing φ ₁ . φ ₂ , ..., φ _n be set and corrected for the negative feedback by an adaptive algorithm in a self-learning process such that the resulting residual noise 3 ' at the reference measuring point 3 be minimized. From the parameters thus determined, and possibly also for different operating states, appropriate negative feedback sequences can then be derived, stored in the electronic system and retrieved during active operation of the same for active negative feedback.

Die Anpassung kann aber auch, wie in 2 dargestellt, dynamisch durch adaptive Verfahren realisiert werden, wobei dann ein Feedback von der Referenzmessstelle 3 zu dem Gegenkoppelsystem 4 notwendig ist. Ein großer Vorteil solcher adaptiver Verfahren ist, dass das System samt Störungen und Übertragungsfunktionen nicht im Vorhinein bekannt sein muss. Im Gegensatz zu breitbandigen Verfahren, bei welchen ein Frequenzgang angenähert werden muss, müssen bei dem beschriebenen Verfahren lediglich die Amplituden und Phasenlagen der Sinussignale angepasst werden. Basierend auf der an der Referenzmessstelle 3 gemessenen Reststörung werden in einer Adaptionsstufe 9 Korrekturwerte für die Amplituden A₁ , A₂ , ..., A_n und Phasenlagen φ₁ , φ₂ , ..., φ_n ermittelt und in dem Gegenkoppelsystem 4 zur kontinuierlichen Nachregelung der entsprechenden Parameter verwendet.The adaptation can also, as in 2 represented, dynamically realized by adaptive methods, in which case a feedback from the reference measuring point 3 to the counter coupling system 4 necessary is. A major advantage of such adaptive methods is that the system, including disturbances and transfer functions, need not be known in advance. In contrast to broadband methods, in which a frequency response must be approximated, only the amplitudes and phase angles of the sinewave signals must be adapted in the described method. Based on the at the reference measuring point 3 measured residual interference be in an adaptation stage 9 Correction values for the amplitudes A ₁ . A ₂ , ..., A _n and phasing φ ₁ . φ ₂ , ..., φ _n determined and in the negative feedback system 4 used for continuous readjustment of the corresponding parameters.

Das beschriebene Verfahren lässt sich dabei sowohl auf leitungsgebundene als auch auf abgestrahlte Störungen anwenden. Leitungsgebundene Störungen können dabei beispielsweise durch Übertrager induktiv oder durch Kondensatoren kapazitiv gegengekoppelt werden. Die zur Feedbackgenerierung insbesondere für adaptive Verfahren benötigten Referenzmessstellen 3 können induktiv, kapazitiv oder resistiv realisiert werden. Für abgestrahlte Störungen bieten sich Antennenstrukturen zur Gegenkopplung und als Referenzmessstellen 3 an.The method described can be applied to both conducted and radiated disturbances. Conducted disturbances can be inductively coupled in, for example, by transformers or capacitively by capacitors. The reference measuring points required for generating feedback, in particular for adaptive methods 3 can be realized inductively, capacitively or resistively. For radiated interference, antenna structures are available for negative feedback and as reference measuring points 3 on.

Die Realisierung des Verfahrens kann grundsätzlich analog und digital erfolgen. Analoge Ansätze umfassen beispielsweise mit dem Synchronisationssignal getriggerte Oszillatoren als Sinusgenerator sowie Verstärker und/oder passive Bauelemente zur Realisierung von Verstärkung und Phasendrehung für die jeweilige Harmonische. Adaptive Verfahren, welche weiterhin eine Feedbackmessung benötigen, sind ebenfalls realisierbar, wobei ein hoher Aufwand in den entsprechenden Analogschaltungen entstehen kann.The realization of the method can basically be analog and digital. Analogous approaches include, for example, with the synchronization signal triggered oscillators as a sine-wave generator and amplifiers and / or passive components for realizing gain and phase rotation for each harmonic. Adaptive methods, which further require a feedback measurement, are also feasible, whereby a high cost can arise in the corresponding analog circuits.

Aus diesem Grund werden digitale Prozessor-, FPGA- und DSP-Implementierungen bevorzugt, mit denen flexible und komplexe Systeme vergleichsweise einfach implementiert werden können. Diese Lösungen haben normalerweise den Nachteil, dass sie aufgrund der digitalen Signalverarbeitung hohe Verzögerungszeiten aufweisen. Da in dem vorgestellten Verfahren ein einzelner vollständig eingeschwungener Sinus generiert wird und die Verzögerungszeit reproduzierbar auftritt, kann diese Verzögerung mithilfe einer Phasendrehung des Sinus korrigiert werden. Ein einfaches Verfahren zur Realisierung einer stationären und digitalen Gegenkopplung stellen schnelle Speicherbausteine (RAM) mit DA-Wandlern dar. In dem Fall werden vorher ermittelte Gegenkopplungssequenzen eingespeichert und im laufenden Betrieb des Geräts zur Gegenkopplung abgerufen. Dynamische Anpassungen an langsam stattfindende Vorgänge wie beispielsweise thermische Drifts sind bei diesem Verfahren durch einen einfachen Prozessor möglich.For this reason, preference is given to digital processor, FPGA and DSP implementations with which flexible and complex systems can be implemented comparatively easily. These solutions usually have the disadvantage that they have high delay times due to the digital signal processing. Since in the presented method, a single fully steady sine is generated and the delay time reproducibly occurs, this delay can be corrected by means of a phase rotation of the sine wave. A simple method for implementing a stationary and digital negative feedback are fast memory modules (RAM) with DA converters. In this case, previously determined negative feedback sequences are stored and retrieved during ongoing operation of the device for negative feedback. Dynamic adjustments to slow processes such as thermal drifts are possible with this method by a simple processor.

Im Folgenden wird anhand des in 3 gezeigten Blockschaltbilds ein Implementierungsbeispiel erläutert, bei welchem ein adaptives Gegenkoppelsystem auf Basis eines FPGAs realisiert wurde. Bei dieser Applikation handelt es sich um einen DC-DC-Wandler 31, welcher die Spannungsebenen von 12 Volt und 48 Volt eines Kfz-Bordnetzes miteinander verbindet. Die getaktete Ansteuerung des DC-DC-Wandlers 31 erfolgt hierbei pulsweitenmoduliert mit einem festen Tastverhältnis d = τ / T, wobei τ die Dauer der Einschaltzeit angibt, und T die gesamte Periodendauer ist. Die durch die getaktete Ansteuerung des DC-DC-Wandlers 31 erzeugten Störsignale werden über die Leitung 32 zu der Bordnetznachbildung 33 übertragen, dort direkt gemessen und als Feedback- oder Reststörsignal 33' direkt dem Gegenkopplungssystem 34 zugeleitet. Als Synchronisationssignal 37 wird das Ansteuerungssignal des Steuertransistors des DC-DC-Wandlers 31 verwendet. Zur Einspeisung des Gegenstörungssignals 35' wird ein induktiver Übertrager 36 verwendet.The following is based on the in 3 1, an implementation example in which an adaptive negative feedback system based on an FPGA has been implemented is explained. This application is a DC-DC converter 31 , which connects the voltage levels of 12 volts and 48 volts of a vehicle electrical system. The clocked control of the DC-DC converter 31 This is done pulse width modulated with a fixed duty cycle d = τ / T, where τ indicates the duration of the on-time, and T is the entire period. The clocked by the control of the DC-DC converter 31 generated interference signals are transmitted via the line 32 to the wiring system simulation 33 transmitted, measured there directly and as a feedback or residual interference signal 33 ' directly to the negative feedback system 34 fed. As a synchronization signal 37 becomes the drive signal of the control transistor of the DC-DC converter 31 used. For feeding the anti-jamming signal 35 ' becomes an inductive transformer 36 used.

Zur experimentellen Überprüfung der Funktion des erfindungsgemäßen Verfahrens wurde der DC-DC-Wandler 31 der Implementierung gemäß 3 mit einer Schaltfrequenz von f₁ = 100 kHz betrieben, und dabei gezielt die Harmonischen f₁ , f₂ , f₅ , und f₈ bei 100, 200, 500 und 800 kHz gegengekoppelt. Für jede dieser Harmonischen ist dazu ein separater Sinusgenerator mit der entsprechenden Frequenz im FPGA implementiert. Wie bereits beschrieben, werden die erzeugten Sinussignale 8.1, 8.2, ..., 8.n in ihren Amplituden A₁ , A₂ , ..., A_n und Phasenlagen φ₁ , φ₂ , ..., φ_n so angepasst, dass dadurch eine Minimierung des Reststörsignals 33' erreicht wird.For experimental verification of the function of the method according to the invention was the DC-DC converter 31 according to the implementation 3 operated with a switching frequency of f ₁ = 100 kHz, and specifically the harmonics f ₁ . f ₂ . f ₅ , and f ₈ coupled at 100, 200, 500 and 800 kHz. For each of these harmonics, a separate sine wave generator with the appropriate frequency is implemented in the FPGA. As already described, the generated sine signals 8.1 . 8.2 , ..., 8.n. in their amplitudes A ₁ . A ₂ , ..., A _n and phasing φ ₁ . φ ₂ , ..., φ _n adjusted so that thereby minimizing the residual interference signal 33 ' is reached.

Aus der in 4 gezeigten Messung dieses Reststörsignals 33' ohne (gestrichelte Kurve) und mit (durchgezogene Kurve) Anwendung des erfindungsgemäßen Entstörverfahrens wird die Effektivität dieses Verfahrens deutlich: Die Harmonischen f₁ , f₂ , f₅ , und f₈ bei 100, 200, 500 und 800 kHz werden um etwa 40 dB reduziert. Die nicht kompensierten Harmonischen f₃ , f₄ , f₆ , f₇ und f₉ bei 300, 400, 600, 700 und 900 kHz bleiben dagegen unverändert. Gemäß der beschriebenen Erfindung wird also eine schmalbandige und effektive Entstörung erzielt.From the in 4 shown measurement of this residual interference signal 33 ' without (dashed curve) and with (solid curve) application of the suppression method according to the invention, the effectiveness of this method is clear: the harmonics f ₁ . f ₂ . f ₅ , and f ₈ at 100, 200, 500 and 800 kHz are reduced by about 40 dB. The uncompensated harmonics f ₃ . f ₄ . f ₆ . f ₇ and f ₉ at 300, 400, 600, 700 and 900 kHz remain unchanged. According to the described invention, therefore, a narrow-band and effective suppression is achieved.

In der bisherigen Beschreibung wurde davon ausgegangen, dass sich der leistungselektronische Konverter in einem (quasi-)stationären Betriebszustand befindet, in welchem das Tastverhältnis d konstant ist oder sich nur langsam über der Zeit ändert. Ein typisches Beispiel hierfür ist ein Laderegler, welcher primärseitig dem 50 Hz-Stromnetz folgt und sekundärseitig eine Batterie lädt. Hier sind keine schnellen Änderungen im System zu erwarten. In diesem Fall handelt es sich um einen quasistationären Zustand, in welchem die einzelnen Harmonischen unabhängig voneinander betrachtet und gegengekoppelt werden können. Weiterhin gibt es Systeme, welche weitestgehend stationär arbeiten, aber beispielsweise Lastsprüngen unterliegen (z.B. DC/DC-Wandler, Motorinverter). In diesem Fall kann es zu schnellen Änderungen im Tastverhältnis d kommen. Im Folgenden wird beschrieben, wie das Verfahren für diesen Betriebsfall ergänzt werden kann.In the description so far, it has been assumed that the power electronic converter is in a (quasi) stationary operating state, in which the duty ratio d is constant or changes only slowly over time. A typical example of this is a charge controller, which follows the 50 Hz power supply on the primary side and charges a battery on the secondary side. There are no quick changes in the system to be expected here. In this case, it is a quasi-stationary state, in which the individual harmonics can be considered independently and counter-coupled. Furthermore, there are systems which operate largely stationary but are subject to, for example, load transients (e.g., DC / DC converters, motor inverters). In this case, there may be rapid changes in the duty cycle d. The following describes how the procedure for this case of operation can be supplemented.

Ändert sich das Tastverhältnis d der störenden PWM über der Zeit, müssen die erzeugten Sinussignale 8.1, 8.2, ..., 8.n in ihren Amplituden A₁ , A₂ , ..., A_n und Phasenlagen φ_1, φ₂ , ..., φ_n auch daran angepasst werden, da sich die Gewichte und Phasenlagen der Harmonischen ändern. Bei der zuletzt anhand von 2 beschriebenen, adaptiven Ausführungsform des Verfahrens wird dies zwar durch den Minimierungsalgorithmus berücksichtigt, aufgrund der Feedbackstruktur kann es dabei allerdings zu Problemen in der Dynamik kommen. If the duty cycle d of the disturbing PWM changes over time, the generated sinusoidal signals must change 8.1 . 8.2 , ..., 8.n. in their amplitudes A ₁ . A ₂ , ..., A _n and phasing φ _1, φ ₂ , ..., φ _n also be adapted because the weights and phase angles of the harmonics change. At the last by means of 2 Although this is considered by the minimization algorithm described adaptive embodiment of the method, but due to the feedback structure can cause problems in the dynamics.

Bei der zuerst anhand von 1 beschriebenen stationären Implementierung findet dagegen keine kontinuierliche Anpassung der einzelnen Sinussignale statt. Aus diesem Grund wird zusätzlich eine Information über den aktuellen Betriebszustand der Störquelle 1 verwendet, um die generierten Sinussignale 8.1, 8.2, ..., 8.n in ihren Amplituden A₁ , A₂ , ..., A_n und Phasenlagen φ₁ , φ₂ , ..., φ_n hinsichtlich der entsprechenden störenden Harmonischen vorzusteuern. Dazu wird diese Information über den aktuellen Betriebszustand der Störquelle 1, die insbesondere das aktuelle Tastverhältnis d der pulsweitenmodulieren PWM Ansteuerung umfasst, von der Störquelle 1 an das Gegenkoppelsystem 4 übertragen.At the first by means of 1 On the other hand, no stationary adaptation of the individual sinusoidal signals takes place. For this reason, an additional information about the current operating state of the source of interference 1 used to generate the generated sinusoidal signals 8.1 . 8.2 , ..., 8.n. in their amplitudes A ₁ . A ₂ , ..., A _n and phasing φ ₁ . φ ₂ , ..., φ _n to precede in terms of the corresponding disturbing harmonics. For this purpose, this information about the current operating state of the source of interference 1 , which in particular comprises the current pulse duty factor d of the pulse width modulated PWM drive, from the interference source 1 to the counter coupling system 4 transfer.

Aus der Literatur ist bekannt, dass sich die Amplitude und Phase der Harmonischen eines PWM-Signals mithilfe der folgenden Formel berechnen lassen: $Amplitude : | c_{n} | = \frac{A τ}{T} \cdot | \frac{sin (n π τ / T)}{n π τ / T} |$

Phase : ∠ c_{n} = \pm \frac{n π τ}{T}

wobei A der Amplitude des PWM-Signals, τ der Breite der einzelnen Pulse, T der Periodendauer des PWM-Signals und n der Ordnung der Harmonischen entsprechen. Damit wird eine (Vor-)Steuerung der Sinusfunktionen vorgesehen, welche keine Einschränkungen für die Dynamik aufweist. Zusätzlich müssen weiterhin die notwendigen Anpassungen in Amplituden A₁ , A₂ , ..., A_n und Phasenlagen φ₁ , φ₂ , ..., φ_n der Sinussignale 8.1, 8.2, ..., 8.n vorgenommen werden, um die Störungs- und Gegenstörungsübertragungsfunktionen zu kompensieren. Wenn die Übertragungsfunktionen weitestgehend konstant angenommen werden können, können diese stationär berücksichtigt werden. Da die Vorsteuerung die Änderungen der zugrundeliegenden Störungen berücksichtigt, kommt es weiterhin zu einer erfolgreichen Gegenkopplung. Wird weiterhin ein adaptiver Ansatz zur Kompensation der Übertragungsfunktionen und zur Minimierung der Reststörungen verwendet, sind die Dynamikprobleme behoben, da die sich ändernden Betriebsarten bereits durch die Vorsteuerung berücksichtigt sind.It is known from the literature that the amplitude and phase of the harmonics of a PWM signal can be calculated using the following formula:

amplitude : | c_{n} | = \frac{A τ}{T} \cdot | \frac{sin (n π τ / T)}{n π τ / T} |

phase : ∠ c_{n} = \pm \frac{n π τ}{T}

where A is the amplitude of the PWM signal, τ is the width of the individual pulses, T is the period of the PWM signal, and n is the harmonic order. This provides a (pre-) control of the sine functions, which has no restrictions on the dynamics. Additionally, the necessary adjustments must continue in amplitudes A ₁ . A ₂ , ..., A _n and phasing φ ₁ . φ ₂ , ..., φ _n the sinusoidal signals 8.1 . 8.2 , ..., 8.n. be made to compensate for the interference and Gegenstörungsübertragungsfunktionen. If the transfer functions can be assumed to be largely constant, these can be considered stationary. Since the feedforward control takes into account the changes in the underlying faults, there is still a successful negative feedback. Furthermore, if an adaptive approach is used to compensate for the transfer functions and to minimize the residual noise, the dynamics problems are resolved since the changing modes are already taken into account by the feedforward control.

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Zitierte PatentliteraturCited patent literature

WO 2011082484 A1 [0003]
DE 102014105289 A1 [0004]

Claims

Method for reducing an electromagnetic interference signal (1 ') of an interference source (1) formed by an electronic system clocked by a frequency (f ₁ ) clocked by active negative feedback, characterized in that for a selection of harmonics comprising at least one single harmonic clocked control sinus signals (8.1, 8.2, ..., 8.n) with the frequency (f ₁ , f ₂ , ..., f _n ) of the respective harmonics are synthesized, which in each case in their amplitudes (A ₁ , A ₂ , ..., An) and phase positions (φ ₁ , φ ₂ , ..., φ _n ) are set so that they are formed by superimposing one of the sinusoidal signals (8.1, 8.2, ..., 8.n) Noise signal (5 ') with the interference signal (1') at a selected reference measuring point (3) by destructive interference to a substantial extinction of the respective frequency components of the electromagnetic interference signal (1 ') comes.

Method according to Claim 1 , characterized in that a synchronization signal of the clocked electronic system which is correlated with the electromagnetic interference signal (1 ') is used as a trigger (7) for the negative feedback in order to obtain a correlation between the interference signal (1') and the interference signal ( 5 ') to achieve.

Method according to Claim 2 , characterized in that the drive signal of the clocked driven electronic system is used as a trigger (7) for the negative feedback.

Method according to one of Claims 1 to 3 , characterized in that the synthesized sinusoidal signals (8.1, 8.2, ..., 8.n) are superimposed in a summing node (5) to the interference suppression signal (5 ').

Method according to one of Claims 1 to 4 , characterized in that the adjustment of the amplitudes (A ₁ , A ₂ , ..., A _n ) and phase positions (φ ₁ , φ ₂ , ..., φ _n ) of the sine signals (8.1, 8.2, ..., 8.n) is performed stationarily by a one-time determination after previous calculation or iterative experimental determination.

Method according to one of Claims 1 to 4 , characterized in that the adjustment of the amplitudes (A ₁ , A ₂ , ..., A _n ) and phase positions (φ ₁ , φ ₂ , ..., φ _n ) of the sine signals (8.1, 8.2, ..., 8.n) takes place dynamically, in that, on the basis of the residual disturbance (3 ') measured at the reference measuring point (3), in an adaptation stage (9), correction values (9') for the amplitudes (A ₁ , A ₂ ,..., A _n ) and phase positions (φ ₁ , φ ₂ , ..., φ _n ) of the sine signals (8.1, 8.2, ..., 8.n) are determined and used in the negative feedback system (4) for the continuous readjustment of the corresponding parameters.

Method according to one of Claims 1 to 6 , characterized in that the clocked controlled electronic system with the frequency (f ₁ ) pulse width modulated (PWM) with a duty cycle (d) is driven.

Method according to Claim 7 , characterized in that the duty cycle (d) of the pulse width modulated (PWM) control is variable, and that information about the current operating state of the noise source (1), in particular the current duty cycle (d) of the pulse width modulated (PWM) drive, from the Transmitted interference source (1) to the negative feedback system (4) and there for precontrol of the amplitudes (A ₁ , A ₂ , ..., A _n ) and phase positions (φ ₁ , φ ₂ , ..., φ _n ) of the sine signals ( 8.1, 8.2, ..., 8.n).

Use of a method according to one of Claims 1 to 8th in a power electronic system.

Use after Claim 9 , characterized in that the power electronic system is a DC-DC converter (31).