DE102016123707A1

DE102016123707A1 - Ansteuervorrichtung für einen Motor und Verfahren zum Ansteuern eines Motors

Info

Publication number: DE102016123707A1
Application number: DE102016123707.8A
Authority: DE
Inventors: Jörg Wangemann; Jens Schult; Heiko Rothkranz
Original assignee: Airbus Defence and Space GmbH; Airbus Operations GmbH
Current assignee: Airbus Defence and Space GmbH; Airbus Operations GmbH
Priority date: 2016-12-07
Filing date: 2016-12-07
Publication date: 2018-06-07
Also published as: US20180159449A1; US10601349B2

Abstract

Eine Ansteuervorrichtung (100) für einen Motor (140, M), weist zumindest drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) zum Anschluss jeweils einer Phase (141, 142, 143) des Motors (140, M), einen High-Anschluss (102) für das Anlegen einer Versorgungsspannung (U) und einen Low-Anschluss (103) für das Anlegen eines Bezugspotenzials der Versorgungsspannung (U) auf. Weiter sind zumindest drei Brückenzweige (125, 126, 127) mit jeweils einer Reihenschaltung eines High-Schalters (104', 104", 104''') und eines Low-Schalters (105', 105", 105''') sowie eine Steuereinrichtung (109) zum Ansteuern der Schalter (104', 104", 104''', 105', 105", 105''') der Brückenzweige (125, 126, 127) vorgesehen. Der High-Schalter (104', 104", 104''') eines jeden der Brückenzweige (125, 126, 127) ist mit dem High-Anschluss (102) verbunden und der Low-Schalter (105', 105", 105''') eines jeden der Brückenzweige (125, 126, 127) ist mit dem Low-Anschluss (103) verbunden. Jeder der zumindest drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) ist mit genau einem der zumindest drei Brückenzweige (125, 126, 127) zwischen dem High-Schalter (104', 104", 104''') und dem Low-Schalter (105', 105", 105''') des jeweiligem Brückenzweigs verbunden und die Steuereinrichtung (109) ist dazu eingerichtet, beim Anliegen der Versorgungsspannung (U) die Schalter (104', 104", 104''', 105', 105", 105''') der Brückenzweige (125, 126, 127) derart anzusteuern, dass während einer ersten Zeitdauer (T) ein erster Phasenanschluss (111) der drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) passiv geschaltet wird und der zweite (112) und dritte Phasenanschluss (113) in einem vorgebbaren Tastverhältnis (S, S, d) alternierend mit dem High-Anschluss (102) und dem Low-Anschluss (103) verbunden werden. Ferner ist die Steuereinrichtung (109) eingerichtet, während der ersten Zeitdauer (T) eine erste induzierte Spannungsdifferenz (ΔU, ΔU, ΔU) in dem passiven ersten Phasenanschluss (111) zu messen, wobei die erste induzierte Spannungsdifferenz (ΔU, ΔU, ΔU) aus den induzierten Spannungen während des alternierenden Verbindens gebildet wird.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft das technische Gebiet der Luft- und Raumfahrt. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Ansteuervorrichtung für einen Motor, ein Motorsteuersystem, ein Verfahren zum Ansteuern eines Motors, ein Programmelement und ein computerlesbares Speichermedium.
Hintergrund der Erfindung
Bürstenlose Gleichstrommotoren sorgen für die Aufrechterhaltung einer Drehbewegung indem sie nach einem bestimmten zurückgelegten Drehwinkel für eine Umkehr der Stromrichtung sorgen. Diese Umkehr der Stromrichtung wird Kommutierung bezeichnet. Um rechtzeitig kommutieren zu können sind in Gleichstrommotoren Sensoren, beispielsweise ein Hall-Sensor, vorgesehen, die es erlauben den aktuellen Drehwinkel auszuwerten. Es gibt aber auch Varianten, die ohne Sensoren auskommen und dabei die vorhandenen Phasen durch eine geschickte Ansteuerung nutzen, um mittels der durch Induktion hervorgerufene elektromotorische Kraft (EMK) die aktuelle Drehlage des Rotors in Relation zu dem feststehenden Stator zu bestimmen.
Bei bürstenlosen Gleichstrommotoren oder Synchronmotoren müssen das Rotorfeld und Statorfeld aneinander angepasst sein, d.h. die Felder müssen synchron sein und verändern sich somit auch mit der Drehzahl.
Weiter können Gleichstrommaschinen mit Stromwendern (Kommutator) und Bürsten von bürstenlosen Gleichstrommaschinen (Brushless DC Motor, BLDC) unterschieden werden, die wie eine Drehstrom-Synchronmaschine aufgebaut sind. Drehstrom-Synchronmaschinen können mittels Permanentmagneten oder elektrisch erregt sein. Bei elektrisch erregten Synchronmaschinen kann die Energieübertragung in den Rotor auch mit Schleifringen und Bürsten erfolgen.
Da der Kommutierungszeitpunkt bei sensorlosen Gleichstrommotoren in Abhängigkeit der Induktion bzw. des Rotorwinkels erfolgt, bedarf es eines besonderen Aufwandes, den Motor aus dem Stillstand anzufahren, langsam drehen zu lassen oder abzubremsen.
Der Artikel „Position and Speed Control of Brushless DC Motors Using Sensorless Techniques and Application Trends‟ von José Carlos Gamazo-Real et. al., vom 19.07.2010, Department of Signal Theory, Communications and Telematic Engineering, University of Valladolid, aus dem Journal sensors 2010, ISSN 1424-8220, beschäftigt sich mit der Positions- und Geschwindigkeitssteuerung von bürstenlosen Gleichstrommotoren.
Die Dissertation „Lagegeberlose Regelung für ein accelerometergestütztes, hochdynamisches Roboterantriebssystem mit permanenterregtem Synchronmotor‟, von Josef Rill, Dr. Hut Verlag, ISBN 978-3-86853-495-5, Juni 2010, beschreibt in Kapitel 6 ein EMK (Elektromotorische Kraft / Electromotoric Force EMF)-Verfahren, das erst ab einer Mindestdrehzahl der Maschine eingesetzt wird, bei der die induzierte Spannung in ausreichender Amplitude vorliegt und in Kapitel 7 ein Testsignal-Verfahren.
Der Artikel „Position Self-Sensing Evaluation of Novel CW-IPMSMs With an HF Injection Method‟, von Xiaocan Wang et. al. in IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 50, No. 5, September/October 2014, betrifft eine Synchronmaschine mit Permanentmagneten, die ein HF Injektionsverfahren nutzt.
Das Dokument https://github.com/joewa/bldc-strip/blob/master/README.md aus dem Juli 2016, beschreibt ein Projekt von Jörg Wangemann, Heiko Rothkranz et. al. zur elektronischen Geschwindigkeitssteuerung für einen bürstenlosen DC Motor (Brushless DC, BLDC).
Der Artikel „Fault Tolerant Capability of Five Phase BLDC Motor with Ten Step commutation‟, von Cicily Antony T et. al. aus International Journal of Advanced Research in Electrical, Electronics and Instrumentation Engineering, Vol. 3, Special Issue 5, Dezember 2014 beschreibt eine zehn-schrittige Kommutierungs-Logik für einen BLDC Motor, der fünf Phasen und einen Hall Sensor aufweist und vergleicht die Ergebnisse mit einem vierphasigen und dreiphasigen Motor.
Das Dokument http://www.ti.com/lit/ml/sprt647/sprt647.pdf aus dem Jahr 2013, USA, mit der Dokumentennummer SPRT647 beschreibt die InstaSPIN™-FOC (Field Oriented Control) Steuertechnologie von Texas Instruments für Synchron- (z.B. BLDC) oder Asynchron- (z.B. AC Induktion) Motoren, die die FAST™ (Fluss/Flux, Winkel/Angle, Geschwindigkeit/Speed, Drehmoment/Torque) Technologie nutzt.
Der Artikel „A Comparison of Three Phase and Five Phase BLDC Motor‟, von Kiran George et. al. aus International Journal of Advanced Research in Electrical, Electronics and Instrumentation Engineering, Vol. 2, Special Issue 1, Dezember 2013, beschreibt die Welligkeit (Ripple) eines fünfphasigen BLDC Motor im Vergleich zu einem dreiphasigen.
Der Artikel „Sensorless speed and position control of synchronous machines using alternating carrier injection‟ von Ralph Kennel et. al. aus Electric Machines and Drives Conference, 2003. IEMDC'03. IEEE International, Volume 2, p. 1211 - 1217 vol.2, ISBN 0-7803-7817-2, 1. Juni 2003, schlägt ein spezielles Einbringschema durch die Verrwendung von vorbestimmten Einbring Winkeln vor.
Der Artikel „Sensorless position control of Permanent Magnet Synchronous Machines without Limitation at Zero Speed‟, von Ralph Kennel et. al. aus IECON 02 [Industrial Electronics Society, IEEE 2002 28th Annual Conference of the], Volume 1, p. 674 - 679 vol.1, ISBN 0-7803-7474-6, 5. November 2002, beschreibt einen sensorlosen Steueralgorithmus für SMPMS Maschinen (Surface Mounted Permanent Magnet Synchronous Machines), der eine hochfrequente Spannungseinbringung nutzt.
Zusammenfassung der Erfindung
Es mag wünschenswert sein, einen effizienten Betrieb eines Gleichstrommotors zu ermöglichen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Ansteuervorrichtung für einen Motor, ein Motorsteuersystem, ein Verfahren zum Ansteuern eines Motors, ein Programmelement und ein computerlesbares Speichermedium beschrieben.
Die Erfindung wird von den Merkmalen der Gegenstände der unabhängigen Patentansprüche angegeben. Ausführungsbeispiele und weitere Aspekte der Erfindung werden von den Gegenständen der abhängigen Ansprüche und der folgenden Beschreibung angegeben.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist die Ansteuervorrichtung für einen Motor zumindest drei Phasenanschlüsse zum Anschluss jeweils einer Phase des Motors auf. Die Ansteuervorrichtung kann als Gleichspannungswandler, Inverter oder Motor Control Unit (MCU) ausgebildet sein. Die Ansteuervorrichtung weist ferner einem High-Anschluss für das Anlegen einer Versorgungsspannung auf, insbesondere für das Anlegen des High-Potenzials der Versorgungsspannung. Außerdem weist die Ansteuervorrichtung einen Low-Anschluss für das Anlegen eines Bezugspotenzials der Versorgungsspannung auf. Die Versorgungsspannung mag eine Gleichspannung sein und kann daher als Batteriespannung U_B bezeichnet werden. Es kann sich somit bei der Versorgungsspannung beispielsweise auch um die Spannung einer Batterie handeln, von der der Pluspol mit dem High-Anschluss und der Minuspol mit dem Low-Anschluss verbunden wird. Darüber hinaus weist die Ansteuervorrichtung zumindest drei Brückenzweige mit jeweils einer Reihenschaltung eines High-Schalters und eines Low-Schalters und eine Steuereinrichtung zum Ansteuern der Schalter der Brückenzweige auf. Der High-Schalter eines jeden der Brückenzweige ist mit dem High-Anschluss verbunden und der Low-Schalter eines jeden der Brückenzweige ist mit dem Low-Anschluss verbunden.
Jeder der zumindest drei Phasenanschlüsse ist mit genau einem der zumindest drei Brückenzweige zwischen dem High-Schalter und dem Low-Schalter des jeweiligen Brückenzweigs verbunden. In anderen Worten ist ein Phasenanschluss, eine Phasenklemme oder eine Klemme mit jeweils einem High-Schalter und einem Low-Schalter verbunden, so dass jeder Phasenanschluss einen eindeutig zugeordneten High-Schalter und einen entsprechenden Low-Schalter aufweist. Die Steuereinrichtung oder der Prozessor ist dazu eingerichtet, beim Anliegen der Versorgungsspannung die Schalter der Brückenzweige derart anzusteuern, dass während einer ersten Zeitdauer ein erster Phasenanschluss der drei Phasenanschlüsse passiv geschaltet wird und der zweite und dritte Phasenanschluss in einem vorgebbaren Tastverhältnis alternierend mit dem High-Anschluss und dem Low-Anschluss verbunden werden. Ferner ist die Steuereinrichtung eingerichtet, während der ersten Zeitdauer eine erste induzierte Spannungsdifferenz in dem passiven ersten Phasenanschluss zu messen und die erste induzierte Spannungsdifferenz aus den induzierten Spannungen während des alternierenden Verbindens zu bilden.
Die Ansteuervorrichtung kann für geschaltete Reluktanzmotoren (switched reluctance motor, SR-drive oder SRM) eingesetzt werden. Solche Reluktanzmotoren mögen eine unterschiedliche Anzahl ausgeprägter Zähne (Salience) an Rotor und Stator. Die Statorzähne sind mit Spulen bewickelt. Diese Spulen sind in einzelnen Phasen organisiert. Die Phasen und damit die Spulen werden abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Die Zähne oder Pole mit den bestromten Wicklungen oder den bestromten Spulen, d.h. die aktiven Phasen, ziehen jeweils die nächstgelegenen Zähne des Rotors wie ein Elektromagnet an und werden abgeschaltet, wenn (oder kurz bevor) die Zähne des Rotors den sie anziehenden Statorzähnen gegenüberstehen. In dieser Position oder Drehlage wird die nächste Phase auf anderen Statorzähnen eingeschaltet, die andere Rotorzähne anzieht. Der Umschaltzeitpunkt von der einen Phase auf die andere Phase kann auch Kommutationszeitpunkt oder Kommutationsbedingung bezeichnet werden. In einem Beispiel hat ein geschalteter Reluktanzmotor drei oder mehr Phasen, die an den Phasenanschlüssen der Ansteuervorrichtung angeschlossen werden können. Es kann aber auch eine Ansteuervorrichtung für einen Motor mit nur zwei oder einer Phase gebaut werden.
Um im richtigen Zeitpunkt umzuschalten oder zu kommutieren, kann die Maschine mit einem Rotorlagegeber versehen sein, beispielsweise einem Hall-Sensor. Die erfindungsgemäße Ansteuervorrichtung ermöglicht jedoch den Betrieb von geberlosen (sensorless oder self sensing) Motoren. Somit wird mit der Ansteuervorrichtung ein geberloses Steuerverfahren realisiert. Ein geberloses Steuerverfahren kann als Kommutationsbedingung den Statorstrom, die Spannung an passiv geschalteten Phasenanschlüssen oder das Drehmoment des Motors auswerten. Die Steuereinrichtung mag alternativ oder in Ergänzung als Kommutationsbedingung eine Spannungsdifferenz ΔU zwischen Phasenschaltzuständen auswerten. Reluktanzmotoren, die mit der Ansteuervorrichtung betrieben werden mögen sich sich durch hohe Robustheit und einen geringen Bauaufwand auszeichnen. Ähnlich wie eine Asynchronmaschine bildet ein Reluktanzmotor im unbestromten Zustand bei einer Drehung, beispielsweise durch einen äußeren Zwang, also eine manuelle Drehung des Rotors, im Wesentlichen kein Drehmoment aus. Eine Restmagnetisierung mag oft dennoch zu einem kleinen Rastmoment im stromlosen Zustand führen. Bei niedrigen Drehzahlen mag daher die alleinige Auswertung des Drehmoments wegen der geringen Drehmomentdichte aufgrund der geringen herstellbaren Polpaarzahlen sehr ungenau sein und keine gute Bestimmung eines Kommutationszeitpunkts ermöglichen. Bei einer hohen Drehzahl, kann jedoch mit der Auswertung des Stromes durch die Phasenanschlüsse oder der Spannung an einem passiv geschalteten Phasenanschluss eine effiziente Festlegung des Kommutationszeitpunkts gelingen. Die Berücksichtigung der Spannungsdifferenz ΔU als Kommutationsbedingung bei dem DDIS Verfahren kann sowohl im Stillstand, im niedrigen Drehzahlbereich und auch im mittleren Drehzahlbereich eine sehr genaue Bestimmung des Kommutationszeitpunkts ermöglichen. Außerdem kann mittels des DDIS Verfahrens eine schnelle Drehlagenerkennung ermöglicht werden, die das ebenfalls zu einem schnellen Anlaufen der Drehbewegung des Motors in die gewünschte Richtung ermöglichen kann.
Allgemein mag eine Spannung in Abhängigkeit der Selbstinduktivität einer Spule bei einer Stromänderung induziert werden. In einem Beispiel mag eine erste Spannung U₁, die durch alternierende aktive Phasenanschlüsse induziert werden mag, an einem Knotenpunkt des passiv geschalteten Phasenanschlusses, der örtlich zwischen den beiden aktiven Phasenanschlüssen liegen kann, gemessen werden. Diese Spannung kann entweder zwischen einem Sternpunkt oder Y-Punkt eines Motors und Bezugspotenzial oder zwischen dem passiv geschalteten Phasenanschluss und dem Bezugspotenzial gemessen werden. In einem Beispiel kann die Spannung auch zwischen dem passiv geschalteten Phasenanschluss eines im Dreieck verschalteten Motors gemessen werden. Danach mag die Polarität der aktiven Phasen umgekehrt werden und eine zweite Spannung U2 kann ermittelt werden. Aus der Differenz zwischen U₁ und U₂ kann eine Spannungsdifferenz ΔU oder ein Spannungsdelta ΔU ermittelt werden.
Der durch die magnetische Induktion eines bewegten Dauermagneten oder einer Spule in der passiven Phase hervorgerufene Effekt einer EMK mag gering sein oder mag sich beim Bilden der Spannungsdifferenz aufheben, so dass sich dieser Effekt gegenüber dem aufgrund der von der Stromänderung bei einer bipolaren Ansteuerung einer Brückenschaltung hervorgerufenen Effekt im Wesentlichen nicht bemerkbar machen. So mag in einem anderen Beispiel eine erste Spannung U₁ durch alternierendes Aktivieren der Phasenanschlüsse und insbesondere der damit in den einzelnen Brückenkreisen hervorgerufenen Stromänderungen bestimmt werden. Denn bei einem sich ändernden Strom $\dot{i}$
entsprechend $\frac{d i}{d t}$
entsteht eine Induktionsspannung $U = L \frac{d i}{d t}$
(Selbstinduktivität). Die Spannung ist proportional zu der Größe der Induktivität und der Stromänderung. Dabei hängt die Größe der Induktivität L von der Bauform der Spule und dem sie durchdringenden Fluss ab. Bei einem Elektromotor entstehen durch die Phasenwicklungen Blindwiderstände in der Form von Induktivitäten. Die Größe der sich ergebenden Induktivitäten hängt beispielsweise von der Anordnung des Stators zu dem Rotor ab, da durch diese Anordnung der Verlauf der magnetischen Flusslinien beeinflusst werden kann. Insbesondere beeinflussen Abstände zwischen den Metallkernen des Stators und/oder des Rotors die Größe der sich ergebenden Induktivität. Da die Abstände von den Drehwinkeln des Stators zu dem Rotor abhängen ist die Induktivität ebenfalls vom Drehwinkel abhängig. Diese Abstandsabhängigkeit mag sich in sog. Salience Effekten und magnetischen Sättigungseffekten äußern. Als einen Salience Effekt mag bezeichnet werden, dass wegen den Polwicklungen Vorsprünge auf dem Stator und/oder Rotor entstehen, die zu Änderungen des Abstandes und damit zu Änderungen der von den Kernen der Pole geführten magnetischen Flüssen führen kann. Bei dem dreiphasigen Motor existieren im Wesentlichen immer zwei aktive Phasen oder aktive Spulen oder aktive Phasenanschlüsse, die unterschiedlich von dem magnetischen Fluss beeinflusst werden. Daher können sich in Abhängigkeit von dem Drehwinkel unterschiedliche Spannungsverläufe an den einzelnen aktiven Phasen ergeben.
Da die passive Phase und/oder der passive Phasenanschluss im Wesentlichen von der Versorgungsspannung und dem Bezugspotenzial getrennt ist und/oder gegenüber dem Bezugspotenzial hochohmig geschaltet ist, kann durch die passiv geschaltete Phase und/oder durch den Phasenanschluss im Wesentlichen kein Strom fließen. Insbesondere mag die passive Phase bei einem im Stern verschaltetem Motor, also bei einem Motor, bei dem alle Phasen in einem Knotenpunkt verbunden sind, von der Versorgungsspannung und dem Bezugspotenzial getrennt sein. In einem anderen Beispiel mag der passive Phasenanschluss bei einem im Dreieck verschaltetem Motor, also bei einem Motor, bei dem alle Phasen jeweils an beiden Enden mit einem Phasenanschluss verbunden sind, von der Versorgungsspannung und dem Bezugspotenzial getrennt sein. Der mittels der Brückenschaltung in einen Wechselstrom gewandelte Gleichstrom oder Batteriestrom fließt somit im Wesentlichen durch die beiden aktiven Phasen und/oder die beiden aktiven Phasenanschlüsse. In einem Knotenpunkt in dem die Phasen des Motors miteinander verbunden sind, kann eine Spannung gegen Masse oder gegen Bezugspotenzial gemessen werden. Die Spannungen, aus denen ein Auswertesignal generiert wird, beispielsweise U₁, U₂, mögen jeweils von dem Knotenpunkt und/oder von der passiven Klemme zu dem Bezugspotenzial gemessen werden, beispielsweise GND. Durch die Zusammenfassung der Phasen in einem Knotenpunkt wird durch die Blindwiderstände der zusammengefassten Phasen ein induktiver Spannungsteiler gebildet. Unter der Voraussetzung eines gleichartigen Aufbaus der aktiven Phasenzweige mag ihre Induktivität im Wesentlichen gleich groß sein. Somit ergibt sich an dem Knotenpunkt eine Spannung von U_B/2 für den Fall, dass die aus der Längsinduktivität L_Dund Querinduktivität L_Q gebildete rotorlageabhängige Induktivitätskomponente L_S = L_Q - L_D Null ist. Im Fall, dass die aus der Längsinduktivität L_Dund Querinduktivität L_Q gebildete rotorlageabhängige Induktivitätskomponente L_S = L_Q - L_D ungleich Null ist, ergibt sich an dem Knotenpunkt eine Spannung zwischen Y und Masse, die von U_B/2 abweicht. Der passiv geschaltete Phasenanschluss kann örtlich zwischen den beiden aktiven Phasenanschlüssen liegen. Die Spannung U₁ kann entweder zwischen einem Sternpunkt oder Y-Punkt eines Motors und einem Bezugspotenzial oder zwischen dem passiv geschalteten Phasenanschluss und dem Bezugspotenzial gemessen werden. Die Spannung U₁ mag somit in Bezug auf das Bezugspotenzial in einem „unteren“ Abschnitt des Spannungsteilers gemessen werden. In einem Beispiel kann die Spannung U₁ auch an dem passiv geschalteten Phasenanschluss eines im Dreieck verschalteten Motors gemessen werden. Bei der Spannungsmessung sollte jedoch im Wesentlichen vermieden werden, dass für die Messung ein Strom durch die passiv geschaltete Phase, durch den passiv geschalteten Phasenanschluss und/oder die passiv geschaltete Klemme fließt. Nach der Messung von U₁, die während der erste Schaltzustand anliegt erfolgt, mag in einem zweiten Schaltzustand die Polarität der aktiven Phasen umgekehrt werden und es kann eine zweite Spannung U2 zwischen Y-Punkt und Bezugspotenzial bzw. zwischen dem passiv geschalteten Phasenanschluss und Bezugspotenzial ermittelt werden. Die Polarität der aktiven Phasen kann umgekehrt werden, indem die Ansteuervorrichtung dafür sorgt, dass die jeweils anderen Phasen und/oder Phasenanschlüsse mit der Versorgungsspannung (High) und dem Bezugspotenzial (Low) verbunden werden. Die Versorgungsspannung mag als High Zustand und das Bezugspotenzial als Low Zustand bezeichnet werden. Aus der Differenz zwischen den zu unterschiedlichen Zeitpunkten ermittelten U₁ und U₂ kann eine Spannungsdifferenz ΔU oder ein Spannungsdelta ΔU ermittelt werden. Durch das zeitliche Aufzeichnen der sich ergebenden Spannungsdifferenzen kann sich ein zeitabhängiger Verlauf der Spannungsdifferenzen ergeben.
Die sich zu unterschiedlichen Zeitpunkten ergebende Spannungsdifferenz ΔU mag für die Bestimmung der Kommutierungszeitpunkte eines Kommutierungsverfahrens nutzbar sein und mag von der Bauart und dem Betriebszustand der Maschine abhängen. Aus dem ΔU mögen sich Eigenschaften eines an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors ableiten lassen, mit deren Hilfe sich die Kommutationszeitpunkte für den entsprechenden Motor einstellen lassen. So mag sich ein Kommutierungsverfahren automatisch an einen Motortyp anpassen lassen. Ein Kommutierungsverfahren, das die Spannungsdifferenz zweier Schaltzustände von aktiven Phasen nutzt, um eine Kommutierungsbedingung abzuleiten, mag als ein Direct Delta Induction Sensing (DDIS) Kommutierungsverfahren bezeichnet werden. Das DDIS Verfahren mag insbesondere so gestaltet sein, dass sich Motorparameter und Kommutationsbedingungen bei einer niedrigen Drehzahl oder im Stillstand bestimmt werden können. Da bei diesem DDIS Verfahren der Einfluss der Motorparameter, also beispielsweise die Abstände der Pole und/oder Phasenwicklungen des Stators und/oder Rotors, in die Bestimmung der Spannungsdifferenz ΔU und insbesondere in die Veränderung der Induktivität bei Drehung des Motors einfließt, kann ein Kommutierungsverfahren an die ermittelten Motorparameter angepasst werden.
So kann beispielsweise eine in einem Startintervall oder in einem Erkennungsintervall ermittelte Spannungsdifferenz ΔU und oder ein daraus abgeleiteter Parameter k₁ als Kommutierungsindikator für ein nachfolgendes Kommutierungsverfahren genutzt werden. In anderen Worten kann eine für einen Motor charakteristische Spannungsdifferenz ΔU in einem Startintervall bestimmt werden und an ein Kommutierungsverfahren weitergegeben werden, so dass das Kommutierungsverfahren für einen gerade an der Ansteuervorrichtung angeschlossenen Motor effektiv arbeitet und zu für diesen Motortyp geeigneten Kommutierungszeitpunkten umschaltet. Durch bauliche Abweichungen können selbst gleich gefertigte Motortypen unterschiedliche Kommutierungszeitpunkte benötigen, um genau diesen individuellen Motortyp effektiv betreiben zu können. Solche baulichen Abweichungen können mit dem DDIS Verfahren erkannt und bei der eigentlichen Kommutierung berücksichtigt werden, ohne dass dabei manuell in das Verfahren eingegriffen werden muss und Parameter oder Schaltschwellen fest eingestellt werden müssen, beispielsweise in der Form von Konstanten. Vielmehr kann das Verfahren die Schaltschwellen beispielsweise k₁ automatisch bestimmen, und somit können die Schaltschwellen als Variablen vorgesehen sein, die während der Programmlaufzeit eines Steuerprogramms in Abhängigkeit von den ermittelten Motorparametern definiert werden.
In noch anderen Worten mögen sich durch das Passivschalten unterschiedlicher Phasen unterschiedliche Werte von ΔU auf unterschiedlichen charakteristischen ΔU Kurvenverläufen bei dem gleichen Winkel messen lassen. Der Winkel mag für die unterschiedlichen Messungen der selbe sein, da dafür gesorgt wird, dass sich der Motor im Wesentlichen nicht bewegt, wenn die unterschiedlichen Messungen durchgeführt werden. Die auf unterschiedlichen Kurven liegenden Messwerte können dann als auf einer einzigen Kurve gemessen angenommen werden, da im Wesentlichen die Kurvenverläufe der unterschiedlichen Phasen die gleiche Form aufweisen, jedoch einen bekannten Phasenversatz aufweisen. Mittels dem Einrechnen des Phasenversatzes können die für einen festen Winkel auf unterschiedlichen Kurven bestimmten ΔU Werte als örtlich um den Phasenversatz auseinanderliegende Stützstellen einer einzigen Kurve angenommen werden. So kann diese einzige Kurve der Spannungsdifferenzen nummerisch oder per Tabellenauswertung von hinterlegten Werten konstruiert werden.
Wenn die einzige Kurve konstruiert ist, können auch die Winkel bei denen kommutiert werden soll bestimmt werden. Beispielsweise kann aus der konstruierten Kurve der Spannungsdifferenzwerte, welche einen sinusförmigen Verlauf haben mag, der maximale Wert der Spannungsdifferenz und/oder der normierten Spannungsdifferenz bestimmt werden. Der Kommutierungszeitpunkt mag in der Nähe des Maximums der Spannungsdifferenz und/oder der normierten Spannungsdifferenz liegen. Dieser Wert kann als Schwellwert k₁ festgelegt werden und die Kommutierungswinkel und/oder die Kommutierungszeitpunkte festlegen. Es kann durch das Festlegen des Schwellwertes k₁ vorkommen, dass etwas zu früh kommutiert wird im Vergleich mit dem optimalen Kommutierungswinkeln. Durch geeignete Maßnahmen kann jedoch k₁ so bestimmt werden, dass in der Nähe des optimalen Kommutierungswinkels kommutiert wird. k1 kann beispielsweise als der Wert $\frac{2}{3}$
des maximalen Wertes der Spannungsdifferenz und/oder der normierten Spannungsdifferenz bestimmt werden. In einem anderen Beispiel kann der Wert k1 als der Wert der Spannungsdifferenz und/oder der normierten Spannungsdifferenz bestimmt werden, der sich auf der konstruierten Kurve bei einem Drehwinkel von 210° ergibt. Wenn ein Kommutierungswinkel ermittelt ist, können alle anderen Kommutierungswinkel aufgrund des konstanten Phasenversatzes bestimmt werden. Bei einer 6-Schrittkommutierung kann der Phasenversatz 60° betragen.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Motorsteuersystem beschrieben, welches die erfindungsgemäße Ansteuervorrichtung und einen Motor mit zumindest drei Phasen aufweist, wobei jeweils eine der drei Phasenanschlüsse der Ansteuervorrichtung mit einer der zumindest drei Phasen verbunden ist.
Das Motorsteuersystem bildet eine Motorsteuerung samt Motor. Durch das Vorsehen von Phasenanschlüssen für die Phasenwicklungen eines Motors lassen sich unterschiedliche Typen und Bauformen von Motoren an die Ansteuervorrichtung anschließen. Die Ansteuervorrichtung mag die Motorparameter des angeschlossenen Motors erkennen können, beispielsweise mit dem DDIS Verfahren, um diese zumindest teilweise an ein Steuerprogramm zur Motorsteuerung und/oder -regelung weitegeben zu können. Anwendungsgebiete für das Motorsteuersystem sind z.B. ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug, ein Drehwinkel- oder Positionsgeregelter Stellantrieb, ein Antriebssystem z.B. für eine Pumpe oder für eine Fly-by-Wire Steuerung in einem Flugzeug.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Flugzeug mit der Ansteuervorrichtung angegeben.
Gemäß noch einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Ansteuern eines Motors bereitgestellt. Dieses Verfahren mag das Anlegen einer Versorgungsspannung an einen High-Anschluss und Anlegen eines Bezugspotenzials der Versorgungsspannung an einen Low-Anschluss einer Brückenschaltung mit zumindest drei Brückenzweigen mit jeweils einer Reihenschaltung eines High-Schalters und eines Low-Schalters aufweisen. Der High-Schalter eines jeden der Brückenzweige ist mit dem High-Anschluss verbunden. Der Low-Schalter eines jeden der Brückenzweige ist mit dem Low-Anschluss verbunden. Die Brückenzweige, in denen die High-Schalter und/oder Low-Schalter geschaltet werden, mögen als aktive Brückenzweige bezeichnet werden. Der Brückenzweig, in dem kein Schalten erflogt mag als passiver Brückenzweig bezeichnet werden. Der Passive Brückenzweig kann für Messungen verwendet werden.
Jeder der zumindest drei Brückenzweige zwischen dem High-Schalter und dem Low-Schalter des jeweiligen Brückenzweigs ist mit jeweils einem Phasenanschluss verbunden. Das Verfahren weist ferner das Ansteuern der Schalter der Brückenzweige derart auf, dass während einer ersten Zeitdauer ein erster Phasenanschluss der drei Phasenanschlüsse passiv geschaltet wird und der zweite und dritte Phasenanschluss in einem vorgebbaren Tastverhältnis alternierend mit dem High-Anschluss und dem Low-Anschluss verbunden werden. Es erfolgt dann ein Messen einer ersten induzierten Spannungsdifferenz in dem passiven ersten Phasenanschluss. Das Messen erfolgt während der ersten Zeitdauer.
Aus der gemessenen Spannungsdifferenz mag eine aktuelle Drehlage des Rotors ableitbar sein. Die Kenntnis über die Aktuelle Drehlage mag es der Ansteuervorrichtung ermöglichen, die Phasenanschlüsse derart zu bestromen, dass sich ein angeschlossener Motor im Wesentlichen sofort beginnt zu drehen.
Im Rahmen dieses Textes mag die Bezeichnung „erster Phasenanschluss“, „zweiter Phasenanschluss“ und „dritter Phasenanschluss“ lediglich als eine Konvention zur Unterscheidung verschiedener Phasenanschlüsse genutzt werden. Die physikalischen Ausprägungen der Phasenanschlüsse mögen gleich sein, so dass jeder Phasenanschluss die Rolle des ersten Phasenanschlusses, des zweiten Phasenanschlusses oder des dritten Phasenanschlusses übernehmen kann.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Programmelement angegeben, welches einen Programmcode aufweist, der, wenn er von einem Prozessor ausgeführt wird, das erfindungsgemäße Verfahren ausführt.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein computerlesbares Speichermedium angegeben, auf dem ein Programmcode gespeichert ist, der, wenn er von einem Prozessor ausgeführt wird, das erfindungsgemäße Verfahren ausführt.
Als ein computerlesbares Speichermedium mag eine Floppy Disc, eine Festplatte, ein USB (Universal Serial Bus) Speichergerät, ein RAM (Random Access Memory), ein ROM (Read Only Memory) oder ein EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory) genutzt werden. Als Speichermedium kann auch ein ASIC (application-specific integrated circuit) oder ein FPGA (field-programmable gate array) genutzt werden sowie eine SSD (Solid-State-Drive) Technologie oder ein Flash-basiertes Speichermedium. Ebenso kann als Speichermedium ein Web-Server oder eine Cloud genutzt werden. Als ein computerlesbares Speichermedium mag auch ein Kommunikationsnetz angesehen werden, wie zum Beispiel das Internet, welches das Herunterladen eines Programmcodes zulassen mag. Es kann eine funkbasierte Netzwerktechnologie und/oder eine kabelgebundene Netzwerktechnologie genutzt werden.
Die beschriebene Vorrichtung und/oder das beschriebene Verfahren kann/können für selbsterkennende oder geberlose Reluktanzmaschinen und/oder Synchronmaschinen (self-sensing synchronous and reluctance machines) genutzt werden. Wenn ein Motor, insbesondere ein Elektromotor, gestartet werden soll oder sich langsam drehen soll, sollte bekannt sein, in welcher Lage der Rotor zu einem Stator ausgerichtet ist, um an der richtigen Stelle die Stromrichtung umkehren oder kommutieren zu können und/oder um die richtige Kraft in Bezug auf Größe und Richtung auf den Rotor einwirken zu lassen. Bei einem Synchronmotor ist beispielsweise vorgesehen, dass das antreibende Magnetfeld der Drehung des Rotors um 90° vorausläuft, um den Rotor nachzuziehen und durch das Nachziehen den Motor anzutreiben.
Um die Kraft zu steuern, die ein Gleichstrommotor mit Bürsten aufbringen kann, kann der Gleichstrommotor mit zumindest zwei Phasen betrieben werden, die mittels einer Brückenschaltung wechselseitig geschalten werden. Das wechselseitige Schalten wird bipolarer PWM (Puls Weiten Modulation) Modus bezeichnet. Bei dieser Betriebsart kann ein Tastverhältnis zwischen der An- und der Aus-Zeit genutzt werden, um die Aufgebrachte Kraft bzw. den Strom des Motors zu steuern. Bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor müssen dabei in Abhängigkeit der Rotorposition jeweils die passenden Phasen und/oder Brückenzweige in der richtigen Polarität aktiv geschaltet sein.
Durch den alternierenden Betrieb der beiden aktiven Phasenanschlüsse mit einem Tastverhältnis von 50% kann erreicht werden, dass im Mittel keine Spannung und kein Strom und somit auch kein Drehmoment in dem stillstehenden oder sich langsam drehenden Motor erzeugt wird. Der Drehzustand des Motors mag somit im Wesentlichen nicht beeinflusst werden. Trotzdem kann eine Spannungsdifferenz ΔU durch Induktion erzeugt werden, aus der die aktuelle Motorposition und ein entsprechendes Kommutationsverhalten abgeleitet werden kann. Insbesondere kann das ΔU an einer vorgebbaren Position bzw. der Schwellwert k₁, als eine Motoreigenschaft angesehen werden und der ermittelte Wert der Spannungsdifferenz ΔU kann als Schaltschwelle k₁, Kommutationsbedingung oder Kommutierungsparameter für ein Kommutierungsverfahren genutzt werden. Die Schaltschwelle k₁ kann dabei an ein Kommutierungsverfahren als Variable oder Parameter übergeben werden. Wird während der Durchführung des Kommutierungsverfahrens erkannt, dass eine aktuell gemessene Spannungsdifferenz ΔU den Grenzwert oder die Schaltschwelle k₁ für die Spannungsdifferenz überschreitet, kann eine neue passive Phase ausgewählt werden.
Die Zustandsdauer, während der beispielsweise die zweite Phase mit dem High-Anschluss verbunden ist oder während der die zweite Phase high geschaltet ist, mag mit S1 bezeichnet werden. Während dieses High-Zustands der zweiten Phase mag die dritte Phase mit dem Low-Anschluss verbunden sein oder auf Low geschaltet sein. Die Zustandsdauer des sich anschließenden alternierenden Zustandes, während dem beispielsweise die dritte Phase mit dem High-Anschluss verbundenen ist oder in dem die dritte Phase high geschaltet ist, mag mit S2 bezeichnet werden. In diesem Zustand mag die zweite Phase mit dem Low-Anschluss verbunden sein. Das Verhältnis von S1 und/oder von S2 zu der Gesamtdauer S1+S2 mag als Tastverhältnis d bezeichnet werden. Wenn S1 gleich lang wie S2 ist ergibt sich ein Tastverhältnis von 50%. Ein Tastverhältnis von 50% mag jedoch zu keiner Veränderung einer Drehbewegung des Motors führen, so dass die Drehbewegung eines still stehenden Motors oder eines sich langsam drehenden Motors im Wesentlichen nicht beeinflusst wird. In anderen Worten mag ein Tastverhältnis von 50% kein Drehmoment erzeugen. Deshalb mag ein Tastverhältnis von 50% als ein ausgeglichenes (balanced) Tastverhältnis bezeichnet werden. Jedoch kann eine Spannungsdifferenz ΔU in der passiven Phase aus den während S1 bzw. S2 ermittelten Spannungen bestimmt werden. Diese Spannungsdifferenz mag eine Aussage über die Verhältnisse der Induktivitäten der Spulen der Phasen des Motors im Verhältnis zu einem Stator zulassen. In anderen Worten mag das ΔU ein Verhältnis der zu unterschiedlichen Zeitpunkten gegen Bezugspotenzial geschalteten Induktivitäten sein. Somit mag aus der gemessenen Spannungsdifferenz ΔU ein Drehwinkel des Rotors ableitbar sein.
Insbesondere mag das ermittelte ΔU als eine Schaltschwelle für ein Kommutierungsverfahren genutzt werden. Dieses ΔU mag von der Bauart eines Motors, der an der Ansteuervorrichtung angeschlossen ist abhängen. So kann eine automatische Anpassung eines Kommutierungsverfahrens an die ermittelten Motorparameter.
Durch die Messung einer Spannungsdifferenz in zwei Schaltzuständen über einen Spannungsteiler kann eine Strommessung insbesondere die Messung eines Stromanstiegs vermieden werden nachdem die Formel $u = L \frac{d i}{d t}$
angibt, dass die Spannung vom Stromverlauf abhängt. Eine Spannungsmessung ist technisch einfach mit einer hohen Genauigkeit realisierbar die anspruchsvolle Messung und Auswertung eines Stromanstiegs zur Bestimmung der Induktivität kann vermieden werden.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Steuereinrichtung dazu eingerichtet, aus dem Verhältnis der gemessenen ersten induzierten Spannungsdifferenz und der anliegenden Versorgungsspannung eine Lage des Rotors und/oder eine Kommutationsbedingung für die Rotation des an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors zu bestimmen.
Durch den Bezug auf die Versorgungsspannung lässt sich die Spannungsdifferenz normieren. Es lassen sich so Vergleichskurven in einem Ruhestand erstellen, die die Ermittlung des Drehwinkels ermöglichen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist die Ansteuervorrichtung eingerichtet, die Schalter der Brückenzweige derart anzusteuern, dass während einer zweiten Zeitdauer der zweite Phasenanschluss der drei Phasenanschlüsse passiv geschaltet wird und der erste und dritte Phasenanschluss in einem vorgebbaren Tastverhältnis alternierend mit dem High-Anschluss und dem Low-Anschluss verbunden werden. Während der zweiten Zeitdauer kann eine zweite induzierte Spannungsdifferenz in dem passiven zweiten Phasenanschluss gemessen werden. Die Steuereinrichtung ist dazu eingerichtet, aus dem Verhältnis der gemessenen ersten induzierten Spannungsdifferenz, der gemessenen zweiten Spannungsdifferenz und/oder der anliegenden Versorgungsspannung eine Lage des Rotors und/oder eine Kommutationsbedingung für die Rotation des an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors zu bestimmen.
Im Wesentlichen mag die Funktion der Phasen geändert werden, wenn sich der Rotor weiterdreht. Die zuvor passive Phase oder der entsprechende Phasenanschluss mag als aktive Phase genutzt werden und eine der zuvor aktiven Phasen oder Phasenanschlüsse mag als passive Phase genutzt werden. So kann eine Bestimmungsgenauigkeit erhöht werden, da durch eine zusätzliche Messung der zuvor ermittelte Wert der Spannungsdifferenz verifiziert werden kann. Beispielsweise kann eine Mittelwertbildung für die Bestimmung der Spannungsdifferenz vorgesehen sein. Wird neben einer ersten Zeitdauer T1 eine zweite Zeitdauer T2 genutzt, kann die Länge des Beobachtungszeitraums für die Bestimmung der Spannungsdifferenz ausgedehnt werden um eine genaue Mittelwertbildung mit einer Vielzahl von einzelnen Werten durchführen zu können.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Ansteuervorrichtung eingerichtet, die Schalter der Brückenzweige derart anzusteuern, dass während einer dritten Zeitdauer der dritte Phasenanschluss der drei Phasenanschlüsse passiv geschaltet wird und der erste und zweite Phasenanschluss in einem vorgebbaren Tastverhältnis alternierend mit dem High-Anschluss und dem Low-Anschluss verbunden werden. Während der dritten Zeitdauer wird eine dritte induzierte Spannungsdifferenz in dem passiven dritten Phasenanschluss gemessen. Aufgrund der geöffneten Schalter mag in einem passiv geschalteten Phasenanschluss im Wesentlichen kein Strom fließen. Die Steuereinrichtung ist ferner dazu eingerichtet, aus dem Verhältnis der gemessenen ersten induzierten Spannungsdifferenz, der gemessenen zweiten Spannungsdifferenz, der gemessenen dritten Spannungsdifferenz und/oder der anliegenden Versorgungsspannung eine Lage des Rotors und/oder eine Kommutationsbedingung für die Rotation des an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors zu bestimmen.
Aus der gemessenen ersten induzierten Spannungsdifferenz, der gemessenen zweiten Spannungsdifferenz, der gemessenen dritten Spannungsdifferenz mag sich ein Mittelwert für eine Spannungsdifferenz ermitteln lassen. Da dieser Mittelwert mehrere Messungen in unterschiedlichen Phasen berücksichtigt, mag die Genauigkeit mit der die Spannungsdifferenz ermittelt wird erhöht werden.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung entspricht zumindest eine der ersten Zeitdauer, der zweiten Zeitdauer und der dritten Zeitdauer genau einer Periodendauer des vorgebbaren Tastverhältnisses und/oder zumindest zwei Periodendauern des vorgebbaren Tastverhältnisses entspricht.
Die Drehlage oder Rotationslage kann in einem definierten Zeitraum bestimmt oder erkannt werden, bevor oder während ein Kommutierungsverfahren ausgeführt wird. Um eine schnelle Ermittlung der Spannungsdifferenz zu ermöglichen, kann die Spannungsdifferenz ΔU bereits nach einem einzigen Umschalten der aktiven Brückenzweige ermittelt werden, also nach der Summe der Zeitdauern S1 und S2. Um eine hohe Genauigkeit zu ermöglichen können jedoch mehrere Perioden des Tastverhältnisses berücksichtigt werden. In einem Beispiel können alle Perioden berücksichtigt werden, die bis zur Kommutierung durchlaufen werden, wobei bei der Kommutierung die passive Phase umgeschaltet werden mag. Die erste Zeitdauer mag beispielsweise alle Perioden der alternierenden Umschaltung des zweiten und des dritten Phasenanschlusses erfassen.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Steuereinrichtung dazu eingerichtet, die gemessene erste induzierte Spannungsdifferenz, die anliegende Versorgungsspannung, die Lage des Rotors und/oder die Kommutationsbedingung für die Rotation des an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors zu speichern und/oder einem Kommutationsverfahren zur Verfügung zu stellen.
Die Speicherung kann beispielsweise dadurch erfolgen, dass einer Variablen ein Wert zugewiesen wird. Durch die Speicherung und/oder die Weitergabe eines charakteristischen Parameters für/an ein Kommutationsverfahren, kann das Kommutationsverfahren an die individuellen Motorparameter des gerade angeschlossenen Motors angepasst werden. Durch diese automatische Anpassung kann im Wesentlichen ohne manuelle Eingabe dieselbe Ansteuervorrichtung für verschiedene Motoren genutzt werden. Es ist auch ein Motortausch möglich, ohne die Motorparameter in dem Kommutationsverfahren manuell eingeben zu müssen. So kann beispielsweise ein in einem Startintervall oder einem Bestimmungsintervall bestimmter Wert für eine Kommutationsbedingung, eine Spannungsdifferenz ΔU, eine Schaltschwelle k₁ und/oder ein Kommutierungsparameter, der in einem Startintervall durch ein entsprechendes Verfahren ermittelt worden ist, an ein Kommutierungsverfahren übergeben werden. Beispielsweise kann ein erstes Verfahren gut für eine langsame Drehphase eines Motors geeignet sein und ein anderes Verfahren für eine Schnelldrehphase. Über die Variablen und zugeordnete Speicherzellen können Parameter zwischen den unterschiedlichen Steuerverfahren für den Motor ausgetauscht werden. Es mag in einem Beispiel möglich sein, unabhängig von der Motordrehzahl dasselbe Steuerverfahren, wie beispielsweise DDIS, ein EMK basiertes Steuerverfahren, ein Verfahren zur Steuerung des Winkels zwischen Statorfluss und Rotorfluss, eine 6-Schritt Kommutation oder FOC (Field Oriented Control) zu nutzen. In einem anderen Beispiel kann jedoch auch in Abhängigkeit von der Drehzahl zwischen den unterschiedlichen Verfahren umgeschaltet werden. Um einen weichen Übergang beim Umschalten zwischen den verschiedenen Kommutierungsverfahren zu ermöglichen, kann es nötig sein, Kommutierungsbedingungen in der Form von unterschiedlichen Größen auszutauschen. Beispielsweise mag ein DDIS Verfahren eine Spannungsdifferenz ermitteln und/oder als Kommutierungsbedingung nutzen. Dagegen mag das FOC Verfahren einen Stromvektor und das 6-Schritt Kommutierungsverfahren mit EMK einen Spannungswert mit Totzeit oder ein Spannungsintegral nutzen. Wenn beispielsweise das DDIS Verfahren und das 6-Schritt Kommutierungsverfahren mit EMK kombiniert werden, muss beispielsweise das Kommutierungskriterium der Spannungsdifferenz ΔU in einen Winkelwert als Kommutierungskriterium des 6-Schritt Kommutierungsverfahrens umgewandelt werden, bevor das Kriterium an das jeweils andere Verfahren übergeben werden kann. Im Allgemeinen mag die 6-Schritt-Kommutierung den Vorgang des Umschaltens bezeichnen und kann im Wesentlichen bei allen Motorsteuerverfahren genutzt werden. Im Wesentlichen nur bei FOC kann auf eine 6-Schritt-Kommutierung verzichtet werden. Über DDIS und EMK bzw. über das Integral der EMK wird die Kommutierungsbedingung ermittelt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Steuereinrichtung dazu eingerichtet, ab einer vorgebbaren Motordrehzahl zu einem vorgebbaren Kommutationsverfahren umzuschalten.
Die Steuereinrichtung kann über die Messung der passiven Phase die Drehzahl eines an die Ansteuervorrichtung angeschlossenen Motors ermitteln. Wenn diese Drehzahl die Vorgabe einer minimal benötigten Drehzahl für ein vorgebbares Kommutationsverfahren überschreitet, kann auf dieses Kommutationsverfahren umgeschaltet werden. So kann ein Kommutationsverfahren, welches auf eine geringe Drehzahl angepasst ist und ein Kommutationsverfahren, welches auf eine hohe Drehzahl angepasst ist kombiniert werden. Ähnliches gilt, wenn von einem hohen Drehzahlbereich zu einem geringen Drehzahlbereich übergegangen wird. Das DDIS Verfahren mag gut für niedrige Drehzahlen geeignet sein. Ein Verfahren, das jedoch die EMK zur Drehlagenbestimmung nutzt mag bei niedrigen Drehzahlen wegen der geringen EMK sehr ungenau sein und keine gute Bestimmung eines Kommutationszeitpunkts ermöglichen. Bei einer hohen Drehzahl, kann jedoch mit der Auswertung der EMK eine effiziente Festlegung des Kommutationszeitpunkts gelingen. So kann in einem Beispiel ein DDIS Verfahren mit einem Verfahren, bei dem das Drehmoment als Maximierungskriterium zur Kommutierung genutzt wird kombiniert werden, um beispielsweise einen Winkel zwischen Statorfluss und Rotorfluss im Wesentlichen bei 90° zu halten.
Es soll angemerkt werden, dass unterschiedliche Aspekte der Erfindung mit Bezug auf unterschiedliche Gegenstände beschrieben wurden. Insbesondere wurden einige Aspekte mit Bezug auf Vorrichtungsansprüche beschrieben, wohingegen andere Aspekte in Bezug auf Verfahrensansprüche beschrieben wurden. Ein Fachmann kann jedoch der vorangehenden Beschreibung und der folgenden Beschreibung entnehmen, dass, außer es wird anders beschrieben, zusätzlich zu jeder Kombination von Merkmalen, die zu einer Kategorie von Gegenständen gehört, auch jede Kombination zwischen Merkmalen als von diesem Text offenbart angesehen wird, die sich auf unterschiedliche Kategorien von Gegenständen bezieht. Insbesondere sollen Kombinationen zwischen Merkmalen von Vorrichtungsansprüchen und Merkmalen von Verfahrensansprüchen offenbart sein.
Figurenliste
Im Folgenden werden weitere exemplarische Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf die Figuren beschrieben.

1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Ansteuervorrichtung für einen Motor gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt ein Rotorkoordinatensystem in Bezug zu einem Statorkoordinatensystem eines Elektromotors gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt den Verlauf der induzierten Spannungsdifferenzen in den passiven Phasenanschlüssen in Abhängigkeit des Rotorwinkels gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
4 zeigt ein Simulationsergebnis der gemessenen Spannung an einer passiv geschalteten Motorklemme eines Motorsteuersystems gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
5 zeigt ein Messergebnis eines Motorsteuersystems, das gemäß der Simulationsanordnung, die dem Diagramm der 4 zugrunde liegt, betrieben wird, gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt eine Detailansicht eines Nulldurchgangs bei 210° der Kurve aus 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
7 zeigt eine Detailansicht eines Nulldurchgangs bei 120° der Kurve aus 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
8 zeigt eine Detailansicht eines Nulldurchgangs bei 30° der Kurve aus 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt eine Detailansicht eines Nulldurchgangs bei 300° der Kurve aus 4 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
10 zeigt den Spannungsverlauf an drei Klemmen eines Motors zur Bestimmung der Rotorposition gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
11 zeigt ein Diagramm mit dem Zeitverlauf der Spannungsverläufe in drei Phasen eines Motors beim Hochlaufen des Motors aus dem Stillstand gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
12 zeigt den Spannungsverlauf an drei Klemmen und den Stromverlauf an einer Klemme eines Motors bei geringer Drehzahl gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
13 zeigt ein Flussdiagramm für ein Verfahren zum Ansteuern eines Motors gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung von Ausführungsbeispielen
Die Darstellungen in den Figuren sind schematisch und nicht maßstäblich. In der folgenden Beschreibung der 1 bis 13 werden die gleichen Bezugsziffern für gleiche oder sich entsprechende Elemente verwendet.
1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Ansteuervorrichtung 100 für einen Motor 140, M gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Motor 140 weist drei Phasen 141, 142, 143 mit entsprechenden Phasenwicklungen a, b, c oder Spulen a, b, c auf. Die drei Phasen 141, 142, 143 sind an einem gemeinsamen Sternpunkt Y miteinander verbunden. Der Sternpunkt Y kann, wie in 1 angedeutet, durch eine Sternleitung 150 aus dem Motorgehäuse herausgeführt sein. Die Verbindung 150 ist jedoch oftmals nicht vorhanden. Die Phasenanschlüsse 141, 142, 143 sind mit entsprechenden Phasenanschlüssen 111, 112, 113 der Ansteuervorrichtung 100 verbunden. Der Sternpunkt Y ist auch über jeden der Phasenanschlüsse 111, 112, 113 erreichbar.
Die Steuervorrichtung 100 weist außerdem einen High-Anschluss 102 und einen Low-Anschluss 103 für das Anlegen einer Batteriespannung U_B (nicht in 1 gezeigt) auf. Der High-Anschluss 102 ist mit einem ersten High-Schalter 104', einem zweiten High-Schalter 104" und einem dritten High-Schalter 104''' verbunden. Ein Anschluss der High-Schalter 104', 104", 104''', der jeweils dem Anschluss des High-Schalters 104', 104", 104''' gegenüberliegt, der mit dem High-Anschluss verbunden ist, ist mit jeweils einem der Phasenanschlüsse 111, 112, 113 verbunden. Mit diesem Anschluss wird die Serienschaltung des High-Schalters und des Low-Schalters des jeweiligen Brückenzweigs 125, 126, 127 hergestellt. Der erste High-Schalter 104' ist folglich mit dem ersten Phasenanschluss 111 verbunden, der zweite High-Schalter 104" ist mit dem zweiten Phasenanschluss 112 verbunden und der dritte High-Schalter 104''' ist mit dem dritten Phasenanschluss 113 verbunden. Außerdem ist der erste High-Schalter 104' mit einem ersten Low-Schalter 105' verbunden, der zweite High-Schalter 104" ist mit einem zweiten Low-Schalter 105" verbunden und der dritte High-Schalter 104''' ist mit einem dritten Low-Schalter 105''' verbunden. An den jeweiligen Verbindungspunkten des High-Schalters mit dem Low-Schalter ist auch der Phasenanschluss 111, 112, 113 und ein Messanschluss 121, 122, 123 verbunden. Die drei Low-Schalter sind mit einem Anschluss 103 für das Bezugspotenzial der Versorgungsspannung U_B verbunden, beispielsweise einem Masseanschluss 103. Parallel zu den High- und/oder Low-Schaltern, d.h. parallel zu den Brückenzweigen 125, 126, 127 ist ein Kondensator 106 angeordnet.
Die drei Phasenanschlüsse 111, 112, 113 sind mit drei Abtastanschlüssen 121, 122, 123 oder drei Messanschlüssen 121, 122, 123 verbunden. Diese führen zu einer Auswerteeinrichtung 107. Die Auswerteeinrichtung 107 ist über eine Anschlussleitung 108 oder Feedbackleitung 108 mit einer Steuereinrichtung 109 verbunden. Die Steuereinrichtung 109 ist über die Schaltanschlüsse 110 mit den High-Schaltern 104', 104", 104''' und Low-Schaltern 105', 105", 105''' verbunden. Jeder der Schalter hat eine eigene physikalische Verbindung 110 zu der Steuereinrichtung. Die Steuerleitung 110 kann alternativ auch als ein Bus ausgeführt sein, so dass jeder Schalter eine logische Verbindung zu der Steuereinrichtung 109 aufweist. Die Steuereinrichtung 109 ist zum Ansteuern der Schalter 104', 104", 104''', 105', 105", 105''' der Brückenzweige mit den Schaltern verbunden. Die Kombination aus High-Schaltern 104', 104", 104''' und Low-Schaltern 105', 105", 105''' bildet drei Brückenzweige 125, 126, 127 oder Halbbrücken 125, 126, 127. Jeder der Brückenzweige 125, 126, 127 ist somit mit einem der Phasenanschlüsse 111, 112, 113 verbunden. Die Schalter 104', 104", 104''', 105', 105", 105''' können mittels Transistoren oder elektronischen Schaltern realisiert sein.
Die Steuereinrichtung 109 oder der Prozessor 109 ist so eingerichtet, dass sowohl der High-Schalter eines jeden der Brückenzweige als auch der Low-Schalter eines der Brückenzweige in einer vorgebbaren Sequenz angesteuert werden kann, wobei die Ansteuerung derart erfolgt, dass einer der Phasenanschlüsse passiv geschaltet ist. Ein passiv geschalteter Phasenanschluss bedeutet, dass dieser Phasenanschluss mittels High-Schalter 104" und Low-Schalter 105" jeweils von den Versorgungsspannungsanschlüssen 102, 103 getrennt ist. Somit kann im Wesentlichen auch kein Strom in einem passiven Phasenanschluss fließen. Im Beispiel der 1 ist der erste Phasenanschluss 111, der zu einer Phasenspule a der Phase 141 des Motors 140 gehört, passiv geschaltet. Durch die Trennung von der Versorgungsspannung U_B kann der Abtasteingang 121, der zu der passiv geschalteten Phase 111, 141 gehört, genutzt werden, um eine in der Phasenspule a induzierte Spannung zu messen. Insbesondere kann eine Spannung an einem Spannungsteiler gemessen werden, der aus den beiden aktiven Phasen b, c gebildet wird. Über einen passiv geschalteten Phasenanschluss 141, 142, 143 kann auf die Spannung zugegriffen werden, die zwischen dem Sternpunkt Y und einem Bezugspotenzial anliegt. Bei einer Spannungsmessung über die passiv geschaltete Phase ist darauf zu achten, dass ein Stromfluss in der passiven Phase vermieden wird, um den sich an dem Sternpunkt Y ausbildenden Spannungsteiler im Wesentlichen nicht zu beeinflussen. Die in 1 gestrichelt gezeichnete Linie der Phase a, 141 zeigt den passiv geschalteten Phasenanschluss 111. Beide Schalter 104', 105' sind offen. Somit kann über die Messleitung 121 die Spannung an Y gemessen werden. Die Anordnung der Schalter in den Brückenzweigen ermöglicht es einen aus den aktiven Phasen gebildeten Spannungsteiler beliebig oft durch Einstellen eines entsprechenden Schaltungsmusters umzupolen.
Abwechselnd kann mittels der Steuereinrichtung 109 jeweils eine der Phasen 141, 142, 143 bzw. eine der Phasenspulen a, b, c passiv geschaltet werden. Die Sequenz, mit der die einzelnen Motorklemmen während einer Drehung des Motors aktiv und passiv geschaltet werden, hängt von der Rotorposition oder Drehlage des Rotors des Motors M ab und entspricht bei einem 3 Phasen-Motor unabhängig von dem tatsächlich eingesetzten Kommutierungsverfahren dem Prinzip der „6-Schritt-Kommutierung“ (6-Step-Commutation). Bei der 6-Schritt-Kommutierung handelt es sich um ein Kommutationsverfahren, bei dem ein BLDC Motor mittels Spannungspulsen in Abhängigkeit von der während der Drehung des Motors ermittelten Rotorposition oder der Rotordrehlage angesteuert wird. Dabei wird darauf geachtet, dass die Spannungspulse oder Spannungsschläge so in die aktiven Phasen eingeprägt werden, dass der Winkel zwischen dem (magnetischen) Fluss im Stator und dem (magnetischen) Fluss im Rotor bei etwa 90° gehalten werden, um ein maximales Drehmoment für den Rotor zu erzeugen. Diese Bedingung wird bei dem Einsatz des Kommutierungsverfahrens „6--Schritt-Kommutierung“ während eines Betriebsintervalls oder Kommutierungsintervalls von der Steuereinrichtung 109 überwacht. Das Prinzip der „6--Schritt-Kommutierung“ kann auch mit einem Hallsensor oder einem anderen Winkelgeber genutzt werden. Das gilt ebenso für das FOC Verfahren.
Das Betriebsintervall schließt sich an ein Startintervall oder Erkennungsintervall an. Während des Startintervalls wird bei Stillstand des Rotors oder bei einer Drehung des Rotors mit einer niedrigen Drehzahl eine aktuelle Lage des Motors erkannt. Während des Betriebsintervalls wird die Drehlage kontinuierlich durch Messungen der Position über die passive Phase verfolgt, um für das zeitlich richtige Bereitstellen der Spannungspulse zu sorgen. Um dabei die Drehlage digital zu kodieren wird jede einzelne Umdrehung in zwei jeweils 180° umfassende Halbdrehungen unterteilt. Eine mechanische Umdrehung oder physikalische Umdrehung entspricht bei dieser Zählweise einer Anzahl elektrischer Umdrehungen, die sich aus der Anzahl der magnetischen Polpaare (Nord und Südpol) ergibt. Eine elektrische Umdrehung reicht dabei von einem Pol einer bestimmten Polarität (Nord oder Süd) bis zum nächsten Pol gleicher Polarität. Die Pole sind beispielsweise über die Rotoroberfläche in abwechselnder Polung angeordnet. So mag in einem Beispiel mit vier Permanentmagneten und zwei Polpaaren eine elektrische Umdrehung oder eine Periode, mit der sich eine Drehung wiederholt, von dem Nordpol des ersten Polpaars über den Südpol eines zweiten Poolpaars bis zum Nordpol des ersten Polpaars reichen.
Es spielt für die Durchführung des erfinderischen Verfahrens keine Rolle, wie viele Polpaare verwendet werden. Die Anzahl der verwendeten Polpaare ist nur relevant wenn der mechanische Winkel von Interesse ist. In einem Beispiel kann in sämtlichen den den Figuren zugrundeliegenden Anordnungen der Motor 7 Polpaare aufweisen und in der der 12 zugrundeliegenden Anordnung mag der Motor eine andere Anzahl an Polpaaren aufweisen. In einem anderen Beispiel mag nur der Motor in der der 12 zugrundeliegenden Anordnung 7 Polpaare aufweisen.
Eine Halbdrehung von 180° kann als eine halbe elektrische Umdrehung bezeichnet werden, so dass eine ganze physikalische Umdrehung zwei elektrische Halb-Umdrehungen aufweist. In anderen Worten reicht eine elektrische Drehung soweit, bis die selbe Polarität wie die Anfangspolarität an der gleichen Stelle auftaucht. Zur Unterscheidung der beiden Halbdrehungen eines Motors mit einem Polpaar im Rotor kann der einen Hälfte der Drehung ein High-Zustand zugeordnet und der anderen Hälfte ein Low-Zustand zugeordnet werden. Jede Hälfte einer Drehung wird in drei gleichgroße Winkelsegmente oder Winkelfenster geteilt, entsprechend der Anzahl der Phasen. Im Beispiel eines 3-Phasen Motors beträgt der Winkelsektor der einer Phase zugeordnet wird $180 ° \frac{1}{3} = 60 ° .$
Pro Gesamtdrehung sind demnach jeder Phase zwei Winkelsegmente mit jeweils 60° zugeordnet, ein High-Winkelsegment von 60° und ein Low-Winkelsegment von 60°. Oder in anderen Worten, die Phasen sind in einem Winkeloffset von 60° eingerichtet. Durch die High/Low-Codierung der Winkelsegmente lässt sich die Rotorposition als 3-Bit Code darstellen. Eine Gesamtdrehung wird somit in sechs Segmente geteilt, die durch die 3-Bit-Codierung unterschieden werden können. Nach jedem Segment findet eine Kommutierung statt, also eine Änderung der beiden aktiven Phasen. Jedes Segment deckt einen Winkelbereich von 60° ab. Die Kommutierung findet an den Segmentgrenzen statt. Während der Rotor ein bestimmtes Segment überstreicht oder innerhalb eines Kommutierungsschrittes sind immer die gleichen Phasen aktiv und/oder passiv. Während eines Kommutierungsschrittes befindet sich der Rotor in einem bestimmten Winkelfenster von jeweils 60°. Damit setzt sich eine vollständige Umdrehung bei einem 3-Phasenmotor aus 6 Schritten zusammen.
Um die Segmentgrenzen bestimmen zu können, wird eine Spannungsdifferenz ΔU der zu unterschiedlichen Umschaltzeitpunkten der aktiven Phasen in den passiven Phasen induzierten Spannungen bestimmt. Die Spannungsdifferenz ΔU kann über eine Spannungsteileranordnung der Phasenwicklungen der aktiven Phasen mit einer Spannungsmessung in der jeweils passiven Phase ermittelt werden. Ein aus der Spannungsdifferenz ΔU abgeleiteter Schwellwert kann somit als ein Indikator oder als eine Winkelvorgabe für das Erreichen einer Segmentgrenze und somit für das Umschalten der aktiven und/oder passiven Phasen verwendet werden. Das ΔU mag unabhängig von einer Drehbewegung sein. Das mag bedeuten, dass das gleiche ΔU für einen bestimmten Winkel im Stillstand des Motors, wie bei einer Drehung gemessen werden kann.
Die zu den aktiven Spulen gehörenden Schalter 104", 104''', 105", 105''' werden mittels der Steuereinrichtung 109 betätigt. Die Betätigung erfolgt dabei so, dass innerhalb eines aktiven Brückenzweiges der High-Schalter und der Low-Schalter gegenläufig geschaltet wird, so dass innerhalb eines aktiven Brückenzweigs immer nur genau einer der zwei Schalter geschaltet ist und eine Verbindung herstellt. Auf diese Art und Weise kann mit Hilfe einer zweiten Halbbrücke oder einer Partner-Halbbrücke ein Spannungsteiler aus den Phasenwicklungen eines Motors bestimmt werden. Nur im Fall, dass ein Phasenanschluss 111, 112, 113 passiv ist, sind sowohl der zugehörige High-Schalter als auch der zugehörige Low-Schalter ausgeschaltet, geöffnet und nicht beteiligt. Durch das Hin- und Herschalten der aktiven Brückenzweige wird abwechselnd eine der beiden aktiven Phasen mit dem Bezugspotenzial verbunden. Der durch die Halbbrücken und die zugehörigen Phasen gebildete Spannungsteiler wird im Takt der Umschaltung umgepolt.
Bei dem Motorbetrieb lassen sich das Betriebsintervall und ein Startintervall oder Erkennungsintervall unterscheiden. Das Startintervall dient im Wesentlichen dazu bei Stillstand oder einer langsamen Drehzahl des Motors die aktuelle Drehlage zu erkennen. Um ein Anlaufen, ein Ansteuern eines sich mit niedriger Drehzahl drehenden Motors M, 140 oder ein Bremsen eines Motors beeinflussen zu können, wird die aktuelle Lage des Motors M und/oder ein Motorparameter durch eine Ansteuersequenz der aktiven Schalter 104', 104''', 105', 105''' ermittelt. Für diese Ermittlung wird im Wesentlichen versucht ein Drehmoment auf den Motor zu vermeiden. Während dem Startintervall ist es beispielsweise möglich, mittels der Steuereinrichtung 109 beim Anliegen der Versorgungsspannung U_B an den Versorgungsanschlüssen 102, 103 die Schalter der aktiven Brückenzweige 104', 104''', 105', 105''' derart anzusteuern, dass während einer ersten Zeitdauer T₁ der erste Phasenanschluss 111 passiv geschaltet wird und, dass während dieser Zeitdauer der zweite 112 und dritte Phasenanschluss 113 in einem vorgebbaren Tastverhältnis alternierend mit dem High-Anschluss 102 und dem Low-Anschluss 103 verbunden werden. Diese Schaltsequenz stellt beispielsweise sicher, dass der Phasenanschluss 112 ist immer genau dann mit dem Low-Anschluss 103 verbunden ist, wenn der Phasenanschluss 113 mit dem High-Anschluss 102 verbunden ist und umgekehrt.
Da die Ansteuersequenz nicht nur bei Stillstand, sondern auch während eines Betriebs der Ansteuervorrichtung genutzt werden kann, um die Drehlage zu bestimmen, kann das Zeitintervall während dem diese Ansteuersequenz genutzt wird auch als Injektionsintervall bezeichnet werden. Während des Injektionsintervalls kann eine beliebige Anzahl von Phasenanschlüssen der Ansteuervorrichtung sequentiell passiv geschaltet werden.
In anderen Worten mag das bedeuten, dass, während einer der Anschlüsse 111, 112, 113 passiv geschaltet ist, in diesem Anschluss eine Spannung induziert wird. Außerdem sind die Phasen 141, 142, 143 so angeordnet, dass es zwischen den Motorphasen im Wesentlichen keine magnetische und/oder transformatorische Kopplung gibt. Das mag bedeuten, dass eine Stromänderung in einer Motorphase 141, 142, 143 nicht durch eine magnetische Kopplung zu einer Spannungsänderung in einer anderen Motorphase führt. Im Wesentlichen beeinflusst nur die Lage des Rotors zu dem Stator den magnetischen Fluss durch die Phasenwicklungen und damit die Impedanz der Phasen, die durch die Spannungsdifferenz gemessen werden kann. Ein drehender Motor kann zwei Arten von Induktion hervorrufen. Eine EMK und eine Impedanzänderung, insbesondere eine Änderung der Induktivität und/oder Induktanz. Die Spannungsänderung aufgrund von EMK wird in beiden Messzyklen gleichermaßen erfasst und ändert sich nur unwesentlich, weshalb diese Spannungsänderung beim Bilden der Differenz ΔU zu Null wird. Im Gegensatz zu der EMK wird die Änderung der Induktivität L von dem DDIS Verfahren über eine Messung der Spannungsdifferenz ΔU ermittelt und ausgewertet. Da die induzierte Spannung (EMK), die durch die Bewegung des Rotors hervorgerufen wird, somit im Wesentlichen vermieden wird, wird von dem DDIS Verfahren die Spannung ausgewertet, die durch Impedanzänderung oder Induktion hervorgerufen wird.
Um diese letztere Spannung zu messen, werden die aktiv geschalteten Brückenzweige 126, 127 mittels eines PWM Verfahrens alternierend angeregt. Diese alternierende Anregung wird erreicht, indem die zugehörigen aktiven Phasenanschlüsse 112, 113 alternierend mit dem High-Anschluss 102 und dem Low-Anschluss verbunden werden, an denen eine Gleichspannung angeschlossen ist. Durch das alternierende Ein- und Ausschalten der Schalter wird die Gleichspannung zerhackt und in der passiven Phase wird durch die Verteilung gemäß der Spannungsteilerregel ebenfalls eine alternierende Spannung induziert, die eine Aussage über die relative Lage des Rotors zu dem Stator erlaubt.
Die Zeitdauer T₁, während welcher der erste Phasenanschluss 111 in dem Induktionsintervall passiv und die beiden anderen Phasenanschlüsse alternierend aktive geschaltet sind, kann in einem Beispiel einer Kommutationsdauer oder einem Kommutationsschritt entsprechen, also der Zeit T₁, bis Polwicklungen a, b, c umgeschaltet werden müssen, um eine Drehbewegung aufrechtzuerhalten. T₁ kann jedoch auch kürzer gewählt werden. Da die Kommutationsgrenzen durch Winkelsegmente vorgegeben sind ist der Umschaltzeitpunkt örtlich fest vorgegeben. Entsprechend hängen die Umschaltzeitpunkte von der Drehgeschwindigkeit ab und sind bei konstanter Drehzahl im Wesentlichen identisch. Nach der Zeit T₁ übernimmt für eine Zeit T2 die zweite Phasenanschluss 112 die Rolle des passiven Phasenanschlusses und dann für die Zeitdauer T₃ der dritte Phasenanschluss 113. Auch T₂, T₃ können genauso lang wie ein Kommutationsintervall gewählt werden oder kürzer. Die Zeitdauern T₁, T₂, T₃ können gleich lange sein oder können unterschiedlich lange sein. Die Summe der Zeitdauern T₁, T₂ und T₃ entspricht der Zeit für eine halbe elektrische Umdrehung bei einer Polpaarzahl eines zu dem Motor M, 140 gehörenden Elektromotors, falls T₁, T₂, T₃ so lange wie ein Kommutationsintervall während eines Bewegungsintervalls gewählt werden. Während dieser Zeitdauern T₁, T₂, T₃ befindet sich der Rotor einem bestimmten Winkelfenster von jeweils 60°.
Während der Zeitdauer T₁, T₂, T₃, welche zwischen dem Umschalten der passiven Phasenanschlüsse liegen, werden die jeweils aktiv geschalteten Phasen alternierend betrieben. Während dieses alternierenden aktiven Betriebs ist zuerst einer der High-Schalter 104", 104''' geschlossen und verbindet den zugehörigen Phasenanschluss 112, 113 mit dem High-Anschluss 102. Der zu dem geschlossenen High-Schalter gehörende Low-Schalter 105", 105''' verhält sich genau umgekehrt zu dem High-Schalter desselben Brückenzweigs und ist geöffnet. Der andere aktive Brückenzweig verhält sich genau umgekehrt, der zugehörige High-Schalter ist geöffnet und der Low-Schalter geschlossen.
Es ist zu beachten, dass es sich bei den Zeitdauern T₁, T₂, T₃ auch um Zeitdauern während eines Startintervalls und/oder eines Erkennungsintervalls handeln kann, die dann unabhängig von den Kommutationsgrenzen gewählt werden können. Im geringsten Fall können die Zeitdauern T₁, T₂, T₃ nur eine Periodendauer eines Schaltwechsels der Schaltzustände S1 und S2 umfassen. Während des Startintervalls mag sich der Motor im Wesentlichen nicht bewegen. Während eines Erkennungsintervalls mag sich der Motor nur langsam bewegen. Das Startintervall und/oder das Erkennungsintervall kann genutzt werden, eine aktuelle Drehlage des Rotors zu bestimmen. Dabei wird im Wesentlichen kein Drehmoment erzeugt.
Die Dauer, für die der erste aktive High-Schalter geschlossen ist beträgt S1 und die Dauer, für die der zweite aktive High-Schalter geschlossen ist beträgt S2. Danach wiederholt sich der Vorgang periodisch während der entsprechenden Zeitdauer T₁, T₂, T₃. Die Periodendauer einer PWM Periode beträgt S1 + S2 und das Tastverhältnis beträgt d. Für den Fall, dass S1 = S2 gewählt ist, beträgt das Tastverhältnis 50%. Bei der Wahl eines Tastverhältnisses von d = 50% wird zwar in der passiven Phase und dem zugehörigen passiven Phasenanschluss eine Spannung induziert oder von dem Spannungsteiler generiert, jedoch wird kein Drehmoment erzeugt. Daher kann die Wahl eines Tastverhältnisses von 50% dazu genutzt werden, einen Motorparameter zu bestimmen, ohne eine Drehbewegung des Motors zu erwirken. Während S1 kann in dem passiven Phasenanschluss die Spannung U₁ ermittelt werden und während S2 kann in dem passiven Phasenanschluss die Spannung U2 ermittelt werden. Die Spannung U₁ wird über der zuerst passiv geschalteten Phase bestimmt. Die Spannung U₁ ist beispielsweise in der in 1 dargestellten Situation die Spannung an der zuerst, also im Zustand S1, mit Bezugspotenzial verbundene aktive Phase c, 143. Die Spannung U2 wird nach dem Umschalten in Zustand S2 bestimmt. Im Zustand S2 liegt die Phase b, 142 zwischen Y-Knotenpunkt und Bezugspotenzial 103. Die Spannungsdifferenz ergibt sich allgemein zu ΔU. Sie wird als die Spannungsdifferenz der an der im jeweiligen Zustand S1, S2 geschalteten Low-Phase gemessen. Je nachdem, in welcher passiven Phase das ΔU ermittelt wird, wird die Spannungsdifferenz als ΔU_a, wenn sie in dem ersten Phasenanschluss 111 ermittelt wird, ΔU_b, wenn sie in dem zweiten Phasenanschluss ermittelt wird und ΔU_c bezeichnet, wenn sie in dem dritten Phasenanschluss ermittelt wird.
Nach der Ausführung der Drehlagenerkennung während des Startintervalls und/oder des Erkennungsintervalls, ist bekannt, welche Phase passiv und welche Phasen aktiv geschaltet werden müssen. Diese Information über die Drehlage kann beispielsweise in dem sich an das Startintervall und/oder das Erkennungsintervall anschließende Kommutierungsintervall T4 genutzt werden, wie beispielsweise in 11 gezeigt ist. Um den Motor in Bewegung zusetzen wird das Tastverhältnis zwischen S1 und S2 auf größer 50% gesetzt. Dadurch fließt ein mittlerer Strom durch die aktiven Phasen, wodurch das Drehmoment erzeugt wird. Da das Startintervall eine sehr kurze Zeitdauer im Verhältnis von einem Kommutierungsintervall umfasst, kann das Startintervall derart betrachtet werden, als sei es vor dem Kommutierungsintervall injiziert. Die in dem Injektionsintervall gewonnenen Informationen können während des Kommutierungsintervalls genutzt werden, wenn sie an dieses Kommutierungsintervall übergeben werden.
Werden Messungen über eine Vielzahl von Periodendauern S1 und S2 und/oder über Intervalle T₁, T₂, T₃ ausgeführt kann die Genauigkeit der Drehlagenbestimmung erhöht werden, indem Mittelwerte von der Vielzahl von während dieser Periodendauern ermittelten ΔU bestimmt werden. Dieser Messvorgang zur Bestimmung des ΔU kann auch während des Kommutierungsintervalls oder des Betriebsintervalls wiederholt werden. Dazu kann beispielsweis ein Tastverhältnis d=50% gewählt werden. Um den Messvorgang während des Kommutierungsintervalls zu benutzen kann dieser Messvorgang oder die Ansteuersequenz gemäß DDIS in das Kommutierungsintervall und/oder in das Betriebsintervall injiziert werden. Dazu mag das entsprechende Intervall unterbrochen werden, um die Ansteuersequenz des DDIS Verfahrens auszuführen. Die Unterbrechung eines Kommutierungsverfahrens kann daran erkannt werden, dass beispielsweise das Tastverhältnis von einem Wert d ungleich 50% auf einen Wert von 50% geändert wird.
Aus der ermittelten Spannungsdifferenz ΔU lässt sich ein Winkel ermitteln, in welchem aktuell ein Rotor im Verhältnis zu einem Stator des Motors M angeordnet ist. Für die Verdeutlichung einer Anordnung zeigt beispielsweise 2 das Rotorkoordinatensystem 201 in Bezug zu einem Statorkoordinatensystem 202 gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Rotorkoordinatensystem 201 bewegt sich mit einem Rotor des Motors M in Bezug auf das Statorkoordinatensystem 202. Die Abszisse α, 202' und die Ordinate β, 202" sind in einem rechten Winkel zueinander angeordnet und sind auf einen Stator des Motors M bezogen und somit feststehend. Das Rotorkoordinatensystem 201 zeigt drei Vektoren a, 201', b, 201" und c, 201'''. Die Vektoren entsprechen der Ausrichtung von Magnetfeldern, die durch die Phasenwindungen a, 141, b, 142 und c, 143 des Motors M erzeugt werden. Die Vektoren 201', 201", 201''' entsprechen somit einer räumlichen Anordnung der Phasenwicklungen a, b, c. Die Phasenwicklungen a, b, c und die zugehörigen Vektoren ihrer Magnetfelder sind in einem Winkel von 120° zueinander orientiert.
Für einen Motor M, mit drei Phasen a, b, c ergibt sich, wie weiter oben in dem Text beschrieben ist, ein sechsstufiger Kommutationsbetrieb mit 6 Kommutierungen („6-Schritt-Kommutierung“). Die jeweils zwei aktiven Motorphasen, also die Phasen a, b, c, die an den aktiven Brückenzweigen 125, 126, 127 hängen, werden betrieben, indem eine bipolare PWM (Pulsweitenmodulation) benutzt wird. Aufgrund der Verschaltung der drei Phasen 141, 142, 143 an dem Y-Punkt oder Sternpunkt kommt es dazu, dass, wenn die Brückenschalter entsprechend gegeneinander betrieben werden, auch immer zwei Phasen 141, 142, 143 oder Phasenwicklungen a, b, c aktiv sind. Die andere der Phasen ist jedoch passiv geschaltet. Während eines ersten Schaltzustandes S1 ist ein High-Schalter des einen aktiven Brückenzweigs und ein Low-Schalter des anderen aktiven Brückenzweigs eingeschaltet. So kann ein Stromkreis von dem High-Anschluss 102, dem eingeschalteten High-Schalter 104", dem Phasenanschluss 112 der Motorphase b, dem Y-Knoten, dem Phasenanschluss 113 der Motorphase c, dem Low-Schalter 105''' und dem Low Anschluss 103 gebildet werden. Bei im Wesentlichen gleicher Bauart der beiden aktiven Phasenspulen, beispielsweise b und c, wird ein induktiver Spannungsteiler gebildet. Der Y-Knoten liegt auf einem Potenzial von U_B/2 wenn vorausgesetzt wird, dass die Induktivität und/oder Impedanzen der Spulen der Phasen gleich sind. In diesem Fall ist die Induktivität und/oder die Impedanz und insbesondere die Induktanz beider Phasenspulen b, c gleich groß. Eine solch ausgeglichene Induktivität wird als „balanced inductance“ bezeichnet. Hierbei wird angenommen, dass die aus der Längsinduktivität L_Dund Querinduktivität L_Q gebildete rotorlageabhängige Induktivitätskomponente L_S = L_Q - L_D Null ist.
Das Motorsteuersystem 130 wird von der Ansteuervorrichtung 100 oder MCU (Motor Control Unit) 100 mit der Steuereinrichtung 109, dem Mikrocontroller 109 oder dem Prozessor 109 und der Abtasteinrichtung 107 oder Messeinrichtung 107 samt Motor M, 140 gebildet.
Ein Verfahren, welches das Prinzip der Induktivitätsvarianzmessung über ΔU nutzt wird im Rahmen dieses Textes DDIS Verfahren genannt. Gemäß dem Direct Delta Inductance Sensing Verfahren (DDIS) wird davon ausgegangen, dass der Winkel des Rotors zum Stator die Induktivitäten der Rotorspulen a, b, c bzw. der Phasen a, b, c beeinflusst. Das Verfahren wird als Induktionsverfahren oder Inductance-Verfahren bezeichnet, da es zu beliebigen Zeitpunkten in einem normalen Bewegungszyklus oder in ein normales Kommutierungsverfahren eines Elektromotors induziert werden kann. Durch die Induktion wird ein anderes Verfahren eventuell unterbrochen. Abhängig von der Ausführung des Motors ist die Ursache für den Effekt der Abhängigkeit der Induktivität der Phasenspulen von dem Drehwinkel des Motors eine Reluktanzänderung bedingt durch rotorwinkelabhängige Geometrie des Magnetkreises aus Sicht der jeweiligen Motorphasen oder Sättigungserscheinungen im Magnetmaterial oder eine Kombination aus beiden Effekten. Die Induktivität der Spulen a, b, c ergibt sich nach der Formel: $L_{i} (φ) = L_{P} + L_{S} cos [2 φ + \frac{2 π}{m} (i - 1)];$
mit der Phasenzahl m = 3 und i = 1, 2, 3 entsprechend den Phasenwicklungen a, b, c Dabei ist $L_{P} = \frac{L_{Q} + L_{D}}{2}$
die rotorlageunabhängige Komponente und $L_{S} = L_{Q} - L_{D}$
die rotorlageabhängige Komponente der Phaseninduktivität.
Für den Fall, dass L_S ≠ 0, sich also von dem Wert 0 unterscheidet, wird die Spannung an dem Y-Punkt, an dem passiven Wandlerausgang 111, 112, 113 oder an dem passiven Phasenanschluss 111, 112, 113 von U_B/2 abweichen. In dem bipolaren PWM-Modus gibt es zwei alternierende Schaltzustände S1, S2. Diese beiden Schaltzustände S1, S2 treten in jedem Kommutationszyklus T₁, T₂, T₃, T₄, T₅, T₆, T₇ mehrmals auf. Ein Kommutationszyklus bezeichnet hierbei die Zeitdauer, für welche die zumindest eine Phase passiv geschaltet ist.
Die Kommutationszyklen T₁, T₂, T₃ bezeichnen Intervalle während eines Startintervalls und/oder Erkennungsintervalls. Hingegen bezeichnen die Kommutationszyklen T₄, T₅, T₆, T₇ Intervalle während eines Betriebsintervalls oder Kommutationsintervalls.
Der Kommutationszyklus wird durch den im Startintervall T₁, T₂, T₃ ermittelten Startwinkel des Rotors und/oder durch das ermittelte ΔU bestimmt. Es ist erwünscht, die Kommutation so zu schalten, dass eine Umschaltung in dem Moment erfolgt, in dem die Wirkung eines in der nachfolgend aktiv geschalteten Phase erzeugten Magnetfelds und/oder das erzeugte Drehmoment maximal ist. So kann eine gute Kommutierung an den Kommutationsgrenzen realisiert werden, ohne einen Hall-Sensor nutzen zu müssen. Das Weglassen des Hall-Sensors kann zu einer Gewichtsreduktion und einem einfachen Motoraufbau führen.
Die Induktivität der aktiven Phase, die gerade im Zustand S1 mit dem High-Anschluss 102 verbunden ist und somit mit U_B verbunden ist, mag als L_H bezeichnet werden. In anderen Worten mag L_H die Induktivität der Motorspulen a, b, c sein, die mit dem im Zustand S1 geschlossenen High-Schalter 104', 104", 104''' verbunden ist. In 1 mag die Phase b die Induktivität L_H bestimmen, wenn angenommen wird, dass High-Schalter 104" im Zustand S1 mit dem High-Anschluss verbunden ist und geschlossen ist. Das Tastverhältnis (duty cycle) d mag die Wechselfrequenz angeben, mit der die aktiven Brückenzweige 126, 127 abwechselnd mit dem High-Anschluss verbunden werden.
L_L mag den Wert der Induktivität der Phase a, b, c bezeichnen, die im Zustand S1 über den geschlossenen Low-Schalter 105', 105", 105''' mit Bezugspotenzial oder dem Low-Anschluss 103 verbunden ist. Bei dem Bezugspotenzial kann es sich beispielsweise um das Erdpotenzial GND handeln, welches an dem Anschluss 103 anliegen mag. Die Spannung, die während dem Schaltzustand S1 an dem Sternpunkt Y bzw. an dem Anschluss der passiven Phase 111 und dem zugehörigen Messanschluss 121 anliegt, sei als U₁ bezeichnet. In 1 wird U₁ im Zustand S1 über der mit Low verbundenen Phase c bestimmt. Die Phase c ist bezogen auf Zustand S1 die Low-Spule L_L.
Die Phase b ist bezogen auf Zustand S1 die High-Spule L_H. Während der darauffolgenden umgekehrten Beschaltung, während dem Schaltzustand S2, mag an dem Messanschluss 121 und/oder an dem Sternpunkt Y die Spannung U2 gemessen werden. Diese umgekehrte Beschaltung mag vorliegen, wenn die Phase b, welche auf den Zustand S1 bezogen die Induktivität L_H aufweist, über den geschalteten Low-Schalter 105" am Bezugspotenzial anliegt und wenn die Phase c, welche auf den Zustand S1 bezogen die Induktivität L_L aufweist, über den High-Schalter 104''' an dem High-Potenzial 102 anliegt. In 1 wird U2 im Zustand S2 über der mit Low verbundenen High-Spule L_H der Phase b bestimmt.
Der Spannungsunterschied zwischen U₁ und U₂ ist ΔU oder ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c, je nach dem in welcher passiven Phase a, b, c oder an welchem zugehörigen Messeingang 121, 122, 123 gemessen wurde. ΔU wird nachfolgend der Formel berechnet $U_{1} = \frac{L_{L}}{L_{H} + L_{L}} U_{B}$
$U_{2} = \frac{L_{H}}{L_{H} + L_{L}} U_{B}$
$Δ U = \frac{L_{L} - L_{H}}{L_{H} + L_{L}} U_{B}$
Die Tabelle 1 zeigt hierbei die Kommutationszeitdauer T₁ = S1 + S2, während der die Phase a passiv geschaltet ist, was durch ein O dargestellt ist, während die Phasen b und c im Schaltzustand S1 high- bzw. low geschaltet sind, d.h. mit dem High-Anschluss bzw. Low-Anschluss verbunden sind. Im darauffolgenden Schaltzustand S2 ist umgekehrt die Phase b und c low- bzw. high geschaltet. Diese Schaltphase dauert so lange an und wird alternierend ausgeführt, bis zum Kommutationszeitpunkt für die Zeitdauer T2 auf eine neue Konstellation umgeschaltet wird, bei der die Phase b passiv geschaltet ist und zwischen den beiden Phasen a und c alternierend hin- und hergeschaltet wird. Nach einem dritten Kommutationszeitpunkt wird während der Zeitdauer T3 die Phase c, 113 passiv geschaltet und zwischen den Phasen a, 111 und b, 112 hin- und hegeschaltet.
In anderen Worten wird zum Zeitpunkt S1 die Bezeichnung L_H und L_L festgelegt. Es wird so dann die Spule L_L gegen Bezugspotenzial gemessen. Zum Zeitpunkt S2 wird die Polarität des Spannungsteilers umgekehrt und die zuvor mit High-Potenzial verbundene Spule L_H wird mit Bezugspotenzial verbunden und L_L wird mit der Versorgungsspannung verbunden. Tabellel

T1 T2 T3

S1 S2 S1 S2 S1 S2

a a b b c c

a O O L(L_L) H H (L_H) L

b H (L_H) L O O L (L_L) H

c L (L_L) H H (L_H) L O O
Die 3 zeigt einen Verlauf eines Verhältnisses von ΔU zu U_B(^ΔU/_U
B) gemessen in jeweils einer passiv geschalteten Phase 121, 122, 123 bzw. im Sternpunkt Y gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In dem Diagramm ist der Verlauf der induzierten Spannungsdifferenzen ΔU in den passiven Phasenanschlüssen in Abhängigkeit des Rotorwinkels, insbesondere des elektrischen Rotationswinkels dargestellt. In 3 sind die drei Kurven 141',a', 142',b' und 143',c' dargestellt. Die Kurven entsprechen einem sinusähnlichen Verlauf und sind gegenseitig phasenverschoben, d.h. beispielsweise bei drei Phasen um 1/3π = 0,33π. Die Kurven 141', 142', 143' wurden aufgenommen, indem die jeweils zugehörige Phase passiv geschaltet worden ist und die Induktion und das ΔU ermittelt worden ist, während der Rotor des Motors M mechanisch gedreht worden ist. Dabei wurde ein äußerer Zwang eingeprägt, d.h. es wurde mechanisch ein Drehmoment eingeprägt. Die aktiven Phasen sind im Rhythmus S1 und S2 alternierend geschaltet worden, während der Rotor mechanisch gedreht worden ist. Die mechanische Drehung ist notwendig, da das Tastverhältnis 50% gewählt ist und somit durch die aktiven Phasen kein Drehmoment eingeprägt wird. So entspricht beispielsweise die Kurve 141', a' der passiv geschalteten Phase a, während die Phasen b und c alternierend mit High- bzw. Low-Potenzial verbunden worden sind. Hierbei kann z.B. ein Tastverhältnis von 50% zwischen S1 und S2 angewandt werden, so dass von alleine keine Drehung erfolgen würde. Der in 3 in der Abszisse 301 dargestellte Winkel φ des Rotors zwischen 0 und 2π kann z.B. durch eine manuelle Drehung des Rotors hervorgerufen werden. An der Ordinate 302 sind die normierten Spannungsdifferenzwerte ^ΔU/_U
B zwischen - 0,15 und + 0,15 dargestellt. Durch diese Konfiguration kann die drehwinkelabhängige Spannungsdifferenz ΔU in Abhängigkeit von dem Drehwinkel bestimmt werden. Die Spannungsdifferenz ΔU ist nur messbar wenn die anderen beiden Phasen alternierend angesteuert werden, um einen Wechselstrom zu erzeugen, der eine Spannung in Abhängigkeit der winkelabhängigen Induktivität ergibt. Aus der ermittelten Kurve lässt sich während des Betriebs die Drehlage eines Rotors ermitteln und an ein Kommutierungsverfahren übergeben. Ebenfalls lassen sich Motorparameter damit bestimmen, die an das Kommutierungsverfahren übergeben werden können.
Die Anzahl der gewählten Stützstellen kann beliebig gewählt werden. In einem Beispiel werden mit dem Messzyklus T1, T2, T3 drei Stützstellen für die Kurven in 3 bei dem selben Winkel bestimmt. Mit den Formeln für die Phaseninduktivitäten und die Spannungen lässt sich mit numerischen Methoden und/oder durch einen Tabellen Lookup der Verlauf der Kurven 141', 142', 143' aus 3 bestimmen. Die Kurven sind im 3-Phasen-Fall identisch und um 120° phasenverschoben. Die drei bei dem selben Winkelwert bestimmten Werte können als drei um 120° phasenverschobene Stützwerte einer einzigen Kurve 141', 142', 143' aufgefasst werden. So können die Kurven 141', 142', 143' analytisch und/oder numerisch unter der Verwendung der Formeln für die Phaseninduktivitäten und die Spannungen konstruiert werden. Beispielsweise kann das Verfahren einer Sinusapproximation von 3 genutzt werden. Hierbei kann die Methode der kleinsten Quadrate genutzt werden. Wenn die Kurven 141', 142', 143'bestimmt sind, können auch die Kommutierungsgrenzen ermittelt werden. Diese Kommutationsgrenzen ergeben sich in einem Beispiel als die Winkelwerte, die bei 2/3 des maximalen Scheitelwerts der sinusförmigen Kurve ermittelt werden. In einem anderen Beispiel ergeben diese sich bei dem Wert, der einem Drehwinkel von 210° entspricht. In der 3 könnte die Schaltschwelle ΔU und/oder k₁ bei dem normierten Wert 0,15 und dem zugehörigen Winkel bestimmt werden. Bei einer 5-Phasen-Motor, kann nur noch von einem sinusähnlichen Verlauf ausgegangen werden und das Berechnen der Werte kann sich entsprechend schwieriger gestalten. Die Auswertung der Formeln und/oder der Tabellen Lookup kann von der Steuereinrichtung 109 durchgeführt werden. In einem Beispiel kann ein Richtwert k₁ = ^2ΔU/_3U
B verwendet werden. Bei dieser Wahl mag das Kommutieren immer etwas vor der Kommutierungsgrenze erfolgen, es mag aber sichergestellt sein, dass der Motor noch kommutiert.
Die in 3 dargestellte Kurve kann genutzt werden, um die Rotorposition bei geringer Geschwindigkeit und sogar bei Stillstand zu ermitteln. In einem Beispiel kann diese Kurve auch genutzt werden während eines Injektionsintervalls einen Drehwinkel zu bestimmen. Die Ermittlung kann bereits während einer einzigen Periodendauer des Tastverhältnisses ermittelt werden, also nachdem genau einmal zwischen den Schaltzuständen S1 und S2 hin- und hergeschaltet worden ist. Die Genauigkeit der ermittelten Winkelposition kann sich erhöhen lassen, indem weitere Perioden der Schaltzustände S1 und S2 durchlaufen werden, während die selbe Phase passiv geschaltet bleibt, und aus den pro Periode ermittelten Spannungsdifferenzwerden ein Mittelwert von ΔU bzw. ^ΔU/_U
B gebildet wird. Es ist aber auch möglich, für die Ermittlung während der Startphase eine weitere Passivschaltung einer anderen Phase mit in Betracht zu ziehen, so dass beispielsweise die Phase a passiv geschaltet sein kann, während die zwei Schaltzustände S1 und S2 mit passiver Phase a durchlaufen werden, nach genau einer Periodendauer S1+S2 jedoch bereits die nächste Phase b passiv geschaltet wird und eine weitere Periodendauer des Tastverhältnisses durchlaufen wird.
Diese Drehlagenermittlung kann erfolgen, ohne dass sich der Motor dreht. Somit muss nicht gewartet werden, bis eine Kommutierungsgrenze erreicht oder ein Kommutierungsschritt durchlaufen ist. Die Drehlagenbestimmung nach dem DDIS Prinzip kann in einem Startintervall aber auch in einem Betriebsintervall genutzt werden. In 10 und 11 und 12 sind Diagramme für das Startintervall bzw. das Betriebsintervall dargestellt.
Wegen der Mehrdeutigkeit einer einzelnen sinusähnlichen Kurve mag eine genaue Drehlagenbestimmung in Bezug auf die 3 ermöglicht werden, wenn zwei unterschiedliche Stützstellen auf der dimensionslosen oder normierten Ordinate 302 für ^ΔU/_U
B auf zwei unterschiedlichen Kurven der drei in 3 dargestellten Kurven 141', 142', 143' ermittelt werden. Mit diesen zumindest zwei Stützstellen lässt sich eine genaue Ermittlung des Rotationswinkels φ durchführen, welcher in der Abszisse der 3 dargestellt ist. In anderen Worten mag das bedeuten, dass mittels der Messungen in den passiv geschalteten Phasenanschlüsse 111, 112, 113 respektive in den zugehörigen Messleitungen 121, 122, 123 oder in dem Y-Sternpunkt das Verhältnis ^ΔU/_U
B bestimmt werden kann. Werden zumindest zwei Werte des Verhältnisses ^ΔU/_U
B für zumindest zwei unterschiedliche passiv geschalteten Phasen ermittelt, kann mit diesen Verhältnissen in die zu der entsprechenden passiven Phase zugehörige Kurve a', b', c' der 3 gesprungen werden und der Winkelwert kann an der Abszisse 301 abgelesen werden. Insbesondere können sich die Kurven 141', 142', 143' konstruieren lassen.
Da eine gute Ermittlungsgenauigkeit für die Drehlage erreicht werden kann, wenn mindestens zwei unterschiedliche Phasen passiv geschaltet worden sind, mag es wünschenswert sein, die Periodendauer S1+S2 sehr klein zu wählen. So kann beispielsweis während einem einzigen T₁, das genau eine Periodendauer S1+S2 dauert und einem einzigen T₂, das genau eine Periodendauer S1+S2 dauert, ein ΔU₁ und/oder ΔU₂ bestimmt werden, aus dem ein Winkelwert φ, 301 bestimmt werden kann. Auch können die zugehörigen Kurven 141', 142', 143' ermittelt werden. Im Falle eines stehenden Motors dreht sich der Motor nicht und die T₁ und T2 können lange gewählt werden, um die Genauigkeit der Winkelbestimmung zu erhöhen. Wird jedoch die Drehlage während einer Motordrehung ermittelt, dreht sich der Motor zwischen T₁ und T₂, also den Zeitpunkten, zu denen unterschiedliche Phasen zeitlich sequentiell passiv geschaltet werden weiter. Daher wird die Zeitdauer T₁ und/oder T₂ möglichst kurz, beispielsweise eine einzige Periodendauer von S1 + S2 gewählt. In einem Beispiel wird die Periodendauer S1 + S2 in Abhängigkeit einer Motordrehzahl gewählt.
In einem Beispiel wird, während die Phase a passiv geschaltet ist, ein ^ΔU1/_U
B, 304 von 0,05 und, während die Phase b passiv geschaltet ist, ein ^ΔU2/_U
B, 305 von 0,13 bestimmt. Diese Wertkombination kommt im Wesentlichen nur einmal in dem Diagramm 300 vor und lässt sich damit eindeutig dem Winkel φ₁, 306 zuordnen, der bei etwa 1,45π liegt.
Es mag in einem Beispiel auch möglich sein, nur einen Wert für ^ΔU/_U
B zu ermitteln. Bei der Auswertung der Kurven mit diesem einen Wert können sich jedoch aufgrund des sinusähnlichen Verlaufs der Kurven 141', 142', 143' Mehrdeutigkeiten für die Winkelwerte ergeben. Um die Mehrdeutigkeiten zu vermeiden können mehrere Stützstellen für unterschiedliche Kurven gewählt werden. Wenn das Tastverhältnis 50% beträgt und sich der Rotor im Wesentlichen gar nicht bewegt, erfolgt auch keine Veränderung der Winkellage zwischen zwei Messungen, bei denen unterschiedliche Phasenanschlüsse 111, 112, 113 passiv geschaltet werden. Um einen schnellen Zugriff auf die Winkelwerte 301 zu erhalten können die Werte der Kurven 300 in einem Speicher abgelegt sein und bei Bedarf abgefragt werden. Alternativ kann die Winkellage aus den ermittelten ^ΔU/_U
B Werten berechnet werden.
Zur weiteren Erhöhung der Genauigkeit kann auch noch die dritte Phase hinzugezogen werden, um einen weiteren Spannungsdifferenzwert zu ermitteln, wodurch sich der Winkel 301 in 3 noch eindeutiger ermitteln lässt.
Die in den passiven Phasen ermittelten ^ΔUa,b,c/_U
B können entsprechend 3 verwendet werden, um die Rotorposition zu bestimmen. Aus dieser Bestimmung der Rotorposition allein lässt sich jedoch noch nicht ableiten in welcher Richtung die Spannung eingestellt werden muss, da das Ergebnis des bestimmten Rotationswinkels zweideutig ist. Die Richtung kann beispielsweise dadurch bestimmt werden, dass von einer bestimmten Lage ausgegangen wird und falls festgestellt wird, dass sich der Motor in die andere Richtung dreht, das Tastverhältnis umgekehrt wird. Beispielsweise kann nun zum Starten des Motors ein Tastverhältnis ungleich 50% gewählt werden. In einem Beispiel kann das Tastverhältnis größer als 50% gewählt oder geraten werden, in einem anderen Beispiel kann es kleiner 50% gewählt oder geraten werden. Geraten kann der Wert werden, indem ein Tastverhältnis nach einer Zufallsfunktion gewählt wird. Mit dem gewählten von 50% abweichendem Tastverhältnis kann gemessen werden, in welche Richtung der Motor tatsächlich anläuft. Entspricht das Ergebnis nicht der gewünschten Richtung, kann das Tastverhältnis entsprechend angepasst werden. Wenn beispielsweise von einem Tastverhältnis von größer 50% ausgegangen wurde und in im folgenden Messzyklus festgestellt wird, dass der Motor durch dieses gewählte Tastverhältnis in die falsche Richtung läuft kann das andere Tastverhältnis gewählt werden, in diesem Beispiel ein Tastverhältnis von kleiner 50%.
Mit dem aufgefundenen ΔU bzw. ^ΔU/_U
B kann die aktuelle Stellung des Rotors während der Startphase oder während des Startintervalls ermittelt werden und nach der Ermittlung der aktuellen Stellung des Rotors kann mit dieser aktuellen Stellung in einen Permanentbetrieb oder in ein Betriebsintervall der Kommutierung eingestiegen werden. Aus dieser Stellung mag sich auch eine Kommutierungsbedingung oder ein Kommutationsparameter ableiten lassen. Diese Kommutationsbedingung mag individuell für einen angeschlossenen Motor sein.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das ermittelte ΔU bzw. ^ΔU/_U
B gespeichert und an ein Kommutierungsverfahren übergeben. Beispielsweise kann ein Schwellwert oder eine Kommutationsbedingung in der Form einer Variablen k₁ gespeichert und verwendet werden, um die während des Startintervalls ermittelte Kommutationsbedingung an das Kommutationsverfahren zu übergeben. Diesen Schwellwert k₁ muss das während des Betriebsintervalls oder während des Kommutationsintervalls fortlaufend erfasste ^ΔU/_U
B überschreiten, um einen Kommutierungsvorgang auszulösen, d.h. das Umschalten der passiven Phase zu erreichen. Je kleiner dieser Wert k₁ gewählt wird, desto früher wird die Kommutierung ausgelöst. Es mag wünschenswert sein durch die Wahl des Schwellwertes k₁ sicherzustellen, dass mittels eines Kommutierungsverfahrens, das diesen Schwellwert k₁ nutzt oder einen aus k₁ abgeleiteten Wert, möglichst nahe an den Kommutationsgrenzen oder an den Winkelgrenzen geschaltet wird, die physikalisch durch den Aufbau des Motors vorgegeben sind. Diese Kommutationsgrenzen mögen beispielsweise Positionen entsprechen, an denen ein mit einem Hall-Sensor versehener Motor geschaltet wird. Das mag bedeuten, dass angestrebt wird möglichst an den durch den Motoraufbau vorgegebenen Kommutierungsgrenzen zu schalten. Die mit der DDIS Methode aufgefundene Kommutationsbedingung kann zu einem Kommutierungsverhalten führen, welches im Wesentlichen immer etwas früher eine Kommutierung auslöst, als an den Kommutationsgrenzen. Da es mittels eines Hall-Sensors möglich ist sehr genau an den Kommutierungsgrenzen die passive Phase umzuschalten, kann an den jeweiligen Kommutierungsgrenzen ein Hall-Sensor vorgesehen sein, der die Kommutierung steuert. Um jedoch auf die Verwendung von Hall-Sensoren an den Kommutierungsgrenzen verzichten zu können und um einen im Wesentlichen sensorlosen Motor zu schaffen, kann der Schaltschwellwert oder der Wert k₁ größer gewählt werden als er ermittelt worden ist, bevor der Wert k₁ oder ein daraus abgeleiteter Wert an ein Kommutierungsverfahren übergeben wird. Durch diese Erhöhung des ermittelten Wertes kann sichergestellt werden, dass der Wert k₁ nicht zu klein gewählt wird, um einen effizienten Betrieb des Motors zu gewährleisten. In einem Beispiel mag darauf geachtet werden, dass der Wert für k1 nur unterhalb einer vorgebbaren Grenze gewählt wird. Mag der k₁ Wert über dieser Grenze gewählt werden, kommutiert der Motor nicht mehr und bleibt stehen. In einem Beispiel mag die Grenze daher so gewählt werden, dass der Motor gerade noch kommutiert und sich dreht. Diese Grenze mag beispielsweise durch die Steuereinrichtung 109 ermittelt werden. In einem Beispiel kann vorgesehen sein, dass zu dem mit dem DDIS Verfahren ermittelten Wert k₁ ein konstanter Offset hinzuaddiert wird. Dabei ist dieser Offset auch so zu wählen, dass die Schaltschwelle k₁ nicht zu groß wird. So kann sichergestellt werden, dass der Schwellwert im Bereich der Kommutierungsgrenze erreicht wird und die Kommutierung ausgelöst wird. Bei einem zu groß gewähltem Schwellwert k₁ könnte sonst der Schwellwert nie erreicht werden und ein so betriebener Motor würde nicht kommutiert. In einem Beispiel kann ein Richtwert k₁ = ^2ΔU/_3U
B verwendet werden. k₁ ist ein für einen Motor charakteristischer Parameter, der selbst bei Motoren gleicher Bauart variieren kann und damit für ein gutes Kommutationsergebnis für jeden Motor bestimmt werden soll, beispielsweise in einem Startintervall.
Außerdem kann, nachdem der Startwinkel oder die Drehlage mit oben beschriebenem DDIS Verfahren ermittelt worden ist, auch von dem DDIS Verfahren zu einem anderen Kommutierungsverfahren umgeschaltet werden, beispielsweise zu einem Verfahren, das ohne die Verwendung der Spannungsdifferenz auskommt und/oder zu einem Verfahren, das auf die Auswertung von k₁ verzichtet. Insbesondere kann zu dem Verfahren der 6-Schritt-Kommutierung umgeschaltet werden. In einem Beispiel kann zu einem anderen Kommutationsverfahren in Abhängigkeit von der Drehzahl umgeschaltet werden, beispielsweise wenn eine bestimmte Drehzahl unterschritten oder überschritten wird. Ein Grenzwert für die Umschaltung auf ein anderes Kommutationsverfahren kann auch derart festgelegt sein, dass die durch die Drehgeschwindigkeit induzierte Spannung (EMK) für eine Messung der induzierten Spannung (EMK) in der passiven Spule ausreichend groß ist, um detektiert zu werden und auf dieser EMK die Kommutierung auszulösen.
Ein Beispiel eines Verfahrens über das bei sehr geringen Drehzahlen bis hin zum Stillstand die Rotorlage bestimmt werden kann, ist das DDIS-Verfahren (Direct Delta Inductance Sensing). Das DDIS Verfahren basiert auf der Veränderung der Induktivität (Selbstinduktivität / self-inductance) der Maschinenphasen oder der Maschinenspulen in einem Wechselstromkreis. Die Induktivitätsveränderung wird über die Spannungsmessung in der Spannungsdomäne bestimmt und nicht über eine Strommessung. Dadurch ist dieses Verfahren sehr schnell.
Ein Beispiel eines Verfahrens auf das nach dem Erreichen einer bestimmten Drehzahl umgeschaltet werden kann, ist das Back-EMF-Verfahren, bei der die durch die Bewegung des Rotors induzierte Spannung (EMK, EMF) an der Klemme der passiven Motorphase erfasst wird. Es kann also zwischen einem Verfahren das die Selbstinduktivität der Phasenspulen nutzt und einem Verfahren das die durch die Drehbewegung hervorgerufene EMK nutzt in Abhängigkeit der Drehzahl hin- und hergeschaltet werden.
Ein weiteres Beispiel eines Verfahrens auf das nach dem Erreichen einer bestimmten Drehzahl umgeschaltet werden kann, ist die FOC (Field Oriented Control). Bei der FOC sind alle 3 Halbbrücken 125, 126, 127 aktiv und werden z.B. mit SVPWM (Space-Vector-PWM) oder Flat-Bottom-PWM angesteuert und es wird der gemessene Phasenstrom, welcher von der durch die Bewegung des Rotors induzierte Spannung (EMK) beeinflusst wird, für die Rotorlagebestimmung verwendet.
Die in 3 dargestellten Kurven können auch in einer Simulation und in einer an Hardware aufgenommenen Messkurve nachgewiesen werden.
4 zeigt zwei Kurven 401, 402 eines Simulationsbeispiels der gemessenen Spannung an der passiv geschalteten Phase c, 113 oder der passiv geschalteten Motorklemme 113, welche sich beim Betrieb eines Motors ergeben, gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dem Motor, der der Simulation zugrunde liegt mag es sich um einen Motor mit sternförmig verschalteten Motorphasen handeln. Die aktiven Motorphasen werden mittels Bipolar PWM alternierend angeregt. Der Motorwinkelverlauf wird durch äußeren Zwang oder durch ein äußeres Drehmoment eingeprägt. Bei dem äußeren Zwang mag es sich insbesondere um eine manuelle Drehung des Rotors handeln. 4 zeigt das PWM-Signal als Überlagerung der an der passiven Motorphase induzierte Spannung (EMK) und die an der passiven Motorklemme messbare Spannung, verursacht durch die Selbstinduktion. Der sinusförmige Verlauf der Nulldurchgänge von Kurve 406 bei 407 und 409 wird durch die EMK in der passiven Phase hervorgerufen. Der sinusähnliche Verlauf der Kurven 430 und 431 tritt durch die drehwinkelabhängige Selbstinduktion an dem passiven Phasenanschluss in Erscheinung und ist mit der EMK überlagert, so dass sich ein sinusförmiger Verlauf der Schnittpunkte bei 407, 408, 409 und 410 ergibt. Der obere Graph 420 zeigt das durch den Strom aufgebrachte Drehmoment.
In der der Simulation zugrundeliegenden Ansteuerung wird von einem unausgeglichenen bipolaren PWM-Spannungsmuster ausgegangen, bei dem die Phase c passiv geschaltet ist und die Phasen a und b alternierend entsprechend dem PWM Schema aus Tabelle 1 betrieben werden. Der Einsatz einer unausgeglichenen (unbalanced) PWM Schaltungsmusters bedeutet, dass ein Tastverhältnis d verwendet wird, das sich von 50% unterscheidet, wodurch ein Drehmoment und eine Drehbewegung hervorgerufen wird. Das Drehmoment ist der Kurve 401 zu entnehmen. Die durch das Drehmoment hervorgerufene Drehung erzeugt neben der Selbstinduktion eine EMK in der passiven Phase c sowie in den aktiven Phasen a, b, wodurch es zu einer Überlagerung der EMK und der durch die Selbstinduktion hervorgerufene Spannungsverteilung an dem Spannungsteiler kommt. Zusammen mit der durch die Drehbewegung induzierten Spannung wird ein Stromfluss erwirkt und ein Drehmoment aufgebaut, wie der Kurve 401 zu entnehmen ist. Es sei angemerkt, dass die Rotordrehung in dem Modell nach 4 durch äußeren Zwang eingeprägt wird und somit von der Steuerung, vom Drehmoment und vom Strom unabhängig ist. Das bei der Drehung entstehende Drehmoment ist in der Kurve 401 dargestellt. An der Abszisse 420 ist die Zeit und an der Ordinate 421 ist das erzeugte Drehmoment eines beispielhaften Motors dargestellt.
Die Kurve 402 zeigt sowohl den Verlauf der bipolaren Spannung 403 mit einem Tastverhältnis, welches von 50% abweicht, oder mit einem unausgeglichenen Tastverhältnis (unbalanced), als auch den in der passiven Phase c, 111 gemessenen Wert 404 der induzierten Spannungswerte U₁ und U2, die sich durch die mit der PWM Kurve 403 angeregten aktiven Zweige in dem passiven Zweig ergibt. Die Kurve 404 entsteht durch die Überlagerung der der durch die Selbstinduktion der Phasenspulen hervorgerufenen Werte U₁, U2 und der EMK, die durch Rotation entsteht. Die Kurve der Werte U₁, die sich zu den Zeitintervallen S1 in der passiven Phase c ergeben, ist beispielsweise als obere Hüllkurve 430 dargestellt. Die Kurve der Werte U2, die sich zu den Zeitintervallen S1 in der passiven Phase c ergeben, sind der unteren Hüllkurve 431 zu entnehmen. U₁ liegt auf Hüllkurve 430 und U2 liegt auf Hüllkurve 431. Durch das Bilden der Differenz zwischen Werten U₁, der oberen Hüllkurve 430 und Werten U2 der unteren Hüllkurve 431 lässt sich der Verlauf der Spannungsdifferenz ^ΔU/_U
B ermitteln (Dieser Verlauf ist in 4 nicht dargestellt). Der Verlauf, der Spannungsdifferenzen entspricht dem Verlauf der Kurve 143', c' in 3, wobei in 3 aufgrund der fehlenden ausreichend schnellen Rotation keine EMK überlagert ist. Dieser Verlauf der Hüllkurve der Werte U₁ und der Hüllkurve der Werte U2 ist durch Nullstellen 407, 408, 409, 410 unterbrochen oder eingeschnürt. An diesen Nullstellen sind die Werte für U₁ und U₂ etwa gleichgroß, so dass sich in dem Verlauf der zugehörigen Kurve ^ΔU/_U
B Nulldurchgänge ergeben, wie sich angenähert der Kurve 143', c' in 3 entnehmen lässt. Der sinusähnliche Verlauf der Nullstellen 407, 408, 409, 410 entsteht durch einen sinusförmigen Offset, der von der EMK hervorgerufen wird. ΔU ist in 4 nicht dargestellt sondern 3, lässt sich aber aus den Hüllkurven bilden.
Wegen der durch das von 50% verschiedene Tastverhältnis zwischen S1 und S2 erzwungenen Drehgeschwindigkeit des Rotors mit seinen Permanentmagneten und der dadurch hervorgerufenen EMK ergibt sich eine sinusförmige Induktionskurve 406, die den Verlauf des durch die EMK hervorgerufenen sinusförmigen Spannungsoffset angibt. Dieser Spannungsverlauf 406 ist jedoch nur in der Simulationskurve ersichtlich. Er lässt sich nicht gleichzeitig mit den Spannungsverläufen 430, 431 messen und dient in 4 nur zum besseren Verständnis. Die EMK 406 versieht die durch Selbstinduktion hervorgerufene Kurve 430, 431 mit einem sinusförmigen Offset 406. Bei den Winkelwerten, welche an der Abszisse 405 aufgetragen sind, ergeben sich Nulldurchgänge durch die Induktionskurve 406. Diese Nulldurchgänge der Spannungsdifferenz ^ΔU/_U
B liegen bei 30° (0,167π), 120° (0,667π), 210° (1,167π) und 300° (1,667π) und sind entsprechend mit Bezugszeichen 407, 408, 409, 410 gekennzeichnet. Sie wiederholen sich periodisch nach dem Durchlauf einer halben elektrischen Umdrehung und entsprechen den Nulldurchgängen von Kurve 143', c' aus 3, die den Verlauf ^ΔU/_U
B in der Phase c angibt. Die Simulationsergebnisse aus 4 zeigen, dass sich die an einer realen Maschine ermittelten Kurvenverläufe aus 3 auch analytisch generieren lassen und dass somit die Kurvenverläufe der 3 zur Rotorlagebestimmung einer realen Maschine genutzt werden können.
In anderen Worten bedeutet das, dass die Kurve 430 die Hüllkurve für die Werte der Spannung U₁ im Schaltzustand S1 bildet. Die Kurve 431 bildet eine Hüllkurve für die Werte U2 im Schaltzustand S2. Aus der Differenz der Kurven 430 und 431 wird Spannungsdifferenz ^ΔU/_U
B gebildet. Wegen der durch die Drehung des Rotors in den Phasenspulen entstehende EMK sind die Spannungen mit einem sinusförmigen Offset 406 versehen. Da zwischen den Schaltzuständen S1 und S2 die aktiven Phasen entgegengesetzt gepolt werden oder in umgekehrter Richtung mit Ub und Bezugspotenzial verbunden werden, wirkt die entstehende EMK 406 mit entgegengesetztem Vorzeichen und hebt sich auf. Daher sieht die Kurve für die Spannungsdifferenz ^ΔU/_U
B im Wesentlichen aus, wie die Kurve 141', 142', 143' aus 3, welche der entsprechend passiv geschalteten Phase c zugeordnet ist. Somit können die Kurven für die Spannungsdifferenz aus 4, die zwar nicht die Spannungsdifferenz ^ΔU/_U
B sondern die von der Selbstinduktion hervorgerufenen Spannungen U₁ und U₂ zeigt, und aus 3 verglichen werden, um die Drehlage zu bestimmen. In anderen Worten wird die Spannungsdifferenz ^ΔU/_U
B deshalb gebildet, um die in den Zuständen S1 und S2 auf im Wesentlichen alle Spulen gleich wirkende EMK 406 mit umgekehrten Vorzeichen zu eliminieren, sodass eine Kurve entsteht, die einer der Kurven 141', 142', 143' in Abhängigkeit der gerade betrachteten Phase entspricht.
5 zeigt ein Messergebnis eines realen Motorsteuersystems, das gemäß der Simulationsanordnung, die dem Diagramm der 4 zugrunde liegt, betrieben wird, gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Diagramm 501 zeigt zwei Bereiche 502, 503. Außerdem sind die Spannungsverläufe der drei Phasen a, 506, b, 504 und c, 505 dargestellt. Die Phase c, 505 ist passiv geschaltet. Während dem ersten Zeitintervall 502 ist kein bipolares Spannungsmuster angelegt. Der Motor wurde zeitlich vor dem Abschnitt 502 in Rotation versetzt und somit werden die Permanentmagnete des Rotors durch die Trägheit während des Abschnittes 502, 503 bewegt. Daher ergibt sich auch eine EMK. Während dem Zeitintervall 503 wird das bipolare unausgeglichene Spannungsmuster angelegt und der Motor befindet sich im Zeitintervall 503 durch seine Trägheit noch in Rotation. Durch diese Einstellung ergibt sich im Wesentlichen der Verlauf 404', der bereits als Kurve 404 in der Simulation nach 4 ermittelt worden ist. Somit lassen sich die theoretischen Simulationsergebnisse der 4 auch an einer praktischen Messung belegen. Das bipolare PWM-Spannungsmuster wird hierbei ebenfalls an die Phasen a, 506 und b, 504 der rotierenden Maschine angelegt, während die Phase c, 505 passiv ist. In der Phase c wird die Spannung abgegriffen, die zu einem Verlauf der Spannungen U₁, U₂ 404' führt, aus dem der Verlauf einer Spannungsdifferenz ^ΔU/_U
B hergleitet werden kann. Bei dem Verlauf der Kurve 404' handelt es sich auch um eine Kombination aus der durch die EMK erzeugte induzierten Spannung und die sich durch die veränderliche Selbstinduktivität ergebenden Spannungsverteilung an dem Spannungsteiler der aktiven Phasenspulen. Es findet keine Kommutierung statt, während des gesamten Zeitintervalls 503 ist die Phase c passiv geschaltet, so dass sich der gesamte Kurvenverlauf 404' abzeichnet und nicht nur ein Teil, wie beispielsweise in 11, wo der Verlauf 404' im Wesentlichen von einer passiven Phase zur anderen springt.
Die Nullstellen 407, 408, 409, 410 aus der Simulationskurve 404 sind in den Figuren 6, 7, 8 und 9 in einer Vergrößerung dargestellt. Zu sehen ist der Verlauf der PWM-Spannung 403 der in die aktiven Phasen a und b eingeprägt wird, und die in der passiven Phase c ermittelte Kurve 404, die die Spannung U₁ und U2 darstellt. Die Hüllkurve der Spannungswerte U₁ ist die Kurve 430, die Hüllkurve der Spannungswerte U2 ist die Kurve 431. An der Abszisse 405 ist die Simulationszeit dargestellt, während die Ordinate 411 den absoluten Spannungswert in Bezug auf GND darstellt. Als Differenz zwischen U₁ und U2 ist ΔU zu erkennen, der bezogen auf Ub einen normierten Spannungsdifferenzwert bildet. In Richtung steigender Simulationszeit oder steigender Winkelwert wird ΔU im Bereich des Nulldurchgangs 409 kleiner und steigt in Richtung weiterwachsender Zweitwerte oder Winkelwerte wieder an. Daher hat auch der Verlauf ΔU an den Nullstellen 407, 408, 409, 410 einen Nulldurchgang, wie auch dem Diagramm 143', c' zu entnehmen ist. 6 zeigt den Nulldurchgang 409 bei 210°. Es ist außerdem zu erkennen, dass der Schaltzustand S1 länger als der Schaltzustand S2 anhält, was einem unausgeglichenen Tastverhältnis d oder ein Tastverhältnis ungleich 50% entspricht, das für ein Drehmoment sorgt.
7 zeigt einen Ausschnitt um den Nulldurchgang 408 bei 120°. 8 zeigt den Nulldurchgang 407 bei 30° und 9 zeigt den Nulldurchgang im Bereich 410, also bei 300°.
Die Nulldurchgänge bei 30°, 120°, 210° und 300° können sehr zuverlässig erkannt werden und sind jeweils mit einer bestimmten Rotorposition verbunden. Jedoch ist im Wesentlichen der Nulldurchgang bei 210°, 409 interessant bzw. der Nulldurchgang bei 30°, 407, da hier ein betragsmäßiges Maximum des Drehmoments 401 vorliegt. Wenn der Motor mit dem Verfahren der 6-Schritt-Kommutierung betrieben wird, entsprechen diese Winkel den Nulldurchgängen, die an der passiven Motorklemme c oder an dem passiv geschalteten Phasenanschluss 113, c in Erscheinung treten. Diese Nulldurchgänge können im praktischen Betrieb zur Rotorlagebestimmung genutzt werden. In dem Simulationsbeispiel nach 4, 6, 7, 8, 9 wird der Motor mit einem PWM duty cycle d angesteuert, der zusammen mit der Betriebsspannung U_b an den Motorklemmen eine größere Spannung durch Selbstinduktion ergibt, als die durch die Drehgeschwindigkeit induzierte Spannung (EMK). Entsprechend stellt sich in dem Bereich um 210° ein positiver Strom durch die aktiven Phasenanschlüsse a und b ein, der zu einem antreibenden Drehmoment führt. Dieses ist in Kurve 420 im Bereich von etwa 0,003 bis 0,0045 als ein positives Drehmoment mit etwa 0,02 Nm zu erkennen. Im Bereich um 30° ist die durch die Drehgeschwindigkeit induzierte Spannung (EMK) der sich in der passiven Phase durch das eingeprägte PWM Signal ergebenden modulierten Spannung gleichgerichtet und es entsteht ein entsprechend stärkeres bremsendes Drehmoment. Dieses ist im Bereich 0,000 bis 0,001 der Kurve 420 mit einer Größe von -0,08 Nm zu erkennen. Der maximale Differenzwert oder der maximale Deltawert der Spannung ΔU wird beispielsweise zwischen 210° und 300° erreicht. Dieser maximale Differenzwert der Spannung mag sich schwer bestimmen lassen oder variabel sein. Es wird darauf geachtet, den Kommutierungszeitpunkt in der Nähe jenes Maximums von ΔU und bei positiven Drehmoment 401 einzustellen, um im Bereich des positiven Drehmoments zu kommutieren.
Daher mag in einem Beispiel bei einem Winkel von 210° oder bei einem Winkel im Bereich 210° - 30° bis 210° + 30° kommutiert werden.
Die Achse 301 in 3 ist der elektrische Rotor-Winkel. Mit der Achse liegen die Kommutierungswinkel bei: 0, 0,333π, 0,667 π, π, 1,333 π, 1,667 π, 2 π, d.h. im Abstand von 6o°. In 3 ist die Kommutierungssequenz bezogen auf 10 angegeben. Die Kommutierungssequenz der 6-Schritt-Kommutierung lautet 1(c), 2(a), 3(b), 4(c), 5(a), 6(b). Die Zahl gibt die Kommutierungsschrittzahl und der Buchstabe die passive Phase an. An den Sequenzgrenzen sind die Kommutierungsgrenzen erkennbar, die im Wesentlichen bei den Schnittpunkten der Kurven mit dem Wert 0,15 liegen.
Wenn der Kommutierungswinkel für eine passive Phase gefunden ist, beispielsweise die passive Phase c, liegen die Kommutierungswinkel der beiden anderen passiven Phasen um 60° bzw. 120° phasenverschoben um diesen aufgefundenen Winkel. Da folglich die Kommutierung von dem zuvor bestimmten ΔU-Wert bzw k₁-Wert, also dem Spannungsunterschied zwischen zwei zurückliegenden Abtastzeitpunkten der PWM ausgelöst wird, welcher stets kleiner ist als das Maximum von ΔU, erscheint die Kommutierung in dem 6-Schritt-Kommutierverfahren welches das ΔU als Indikator für das Kommutieren verwendet, d.h. dem 6-Schritt-Kommutierungsverfahren, welches DDIS verwendet, immer als zu früh. In anderen Worten, wird gewartet, bis das Maximum von ΔU gefunden wird. Das ΔU kann aber nur aus der Differenz U₁ - U₂ bestimmt werden. Wegen dem Tastverhältnis zwischen S1 und S2 treten jedoch U₁ und U₂ nicht zum gleichen Zeitpunkt auf. In dem Moment, in dem ein maximales ΔU festgestellt wird, liegt das tatsächliche maximale ΔU bereits zeitlich zurück. Wie man den Hüllkurven 430 und 431 in 4 entnehmen kann, wird das ΔU nach einem Maximum wieder kleiner. Der Versatz zwischen U₁ und U₂ ist beispielsweise auch der 6 zu entnehmen. Dieser Versatz resultiert aus dem Tastverhältnis, das zwischen S1 und S2 gewählt ist.
Ein anderes Kommutierungsverfahren, beispielsweise FOC würde als Kriterium einen Winkel verwenden. Hierzu müsste das ΔU in einen Kommutierungswinkel umgerechnet werden, bevor das Kriterium an das Kommutierungsverfahren übergeben wird. Zumindest erfolgt die Umschaltung bei einem Kommutierungsverfahren, das die Spannungsdifferenz in einer passiven Phase als Kommutierungskriterium nutzt, früher, als die bei einem 6-Schritt-Kommutierverfahren durch die Kommutierungsgrenzen festgelegt ist. Dieses zu frühe Kommutieren kann aber toleriert werden und mag nur zu einem etwas verringerten mittleren Drehmoment führen. Die Verringerung des Drehmoments gegenüber dem exakten Schalten auf den Kommutationsgrenzen mag im Wesentlichen nicht wahrnehmbar sein. In einem Beispiel kann das vorzeitige Kommutieren aber beispielsweise dadurch ausgeglichen werden, dass die Steuereinrichtung 109 einen Offset vorsieht, der das zu frühe Schalten kompensiert. Die Steuereinrichtung 109 kann für ein späteres Kommutieren sorgen, indem das Kommutieren verzögert wird, um bei dem korrekten Kommutierungswinkel zu schalten und um möglichst nahe an den Kommutationsgrenzen zu schalten. Kommt darauf an. Um ein Schalten an den Kommutationsgrenzen zu ermöglichen kann in einem Beispiel ein Hallsensor vorgesehen sein, der ab einer bestimmten Drehzahl für die Kommutierung sorgt. Die Sensoren können am Stator montiert sein. Zur Positionierung kann entweder das Magnetfeld der Permanentmagneten gemessen werden oder es kann auch ein eigenes Polrad verwendet werden. Durch das zusätzliche Vorsehen von Hallsensoren kann das DDIS Verfahren für das schnelle Anlaufen eines Motors sorgen und der Hallsensor kann ab einer vorgebbaren Drehzahl für das Kommutieren an den Kommunikationsgrenzen sorgen. Alternativ kann auch eine induzierte EMK in einer passiven Phase für das Kommutieren an den Kommutierungsgrenzen ab einer bestimmten minimalen Drehzahl sorgen. Dieser Kommutierungswinkel kann beispielsweise im Bereich 210° liegen.
Eine Kommutierung wird durchgeführt, wenn erkannt wird, dass der aus der Spannungsdifferenz ΔU gebildete Schwellwert k₁ überschritten worden ist. Es ist allerdings möglich, dass sich z.B. bei einem sehr langsam drehenden Motor kurz nach einer Kommutierung die Drehrichtung ändert, wenn eine äußere Kraft den Motor in die entgegengesetzte Richtung dreht. Eine Solche Richtungsänderung kann allein durch die Beobachtung des ΔU an dem passiven Phasenanschluss nur sehr undeutlich erkannt werden.
In einem Beispiel kann eine gute Erkennung der Drehrichtung bei Verwendung des DDIS Verfahrens erreicht werden, wenn in zeitlicher Nähe eines Nulldurchgangs 409 beim Antreiben oder 407 der Kurve 404, 404' der Spannungsdifferenz ΔU ein zusätzlicher Kommutierungszyklus „injiziert“ wird. In anderen Worten, wird, obwohl die aktuelle Spannungsdifferenz ΔU von dem Schwellwert k₁ für eine Kommutierungsgrenze entfernt ist, trotzdem kurzzeitig zumindest eine passive Phase umgeschaltet und so eine künstliche Kommutierung eingeführt. Dieser zusätzliche Kommutierungszyklus dient einer zusätzlichen Rotorlagemessung, um zu erkennen ob sich die Drehrichtung in der Zwischenzeit geändert hat. In anderen Worten wird während eines Betriebsintervalls ein Startintervall mit einem Tastverhältnis d=50% eingeführt, in welchem kurzzeitig zumindest eine passive Phase umgeschaltet wird. Das Tastverhältnis kann während dieses sehr kurzen Intervalls auf 50%. In einem anderen Beispiel kann das Tastverhältnis auf ungleich 50% festgelegt werden.
Für die injizierte zusätzliche Rotorlagemessung können zur Erhöhung der Messgenauigkeit die beiden gerade aktiven Phasen nacheinander für kurze Zeit kommutiert und damit passiv geschaltet werden, um mit Hilfe der zu der jeweils passiv geschalteten Phase gehörenden Kurve 141', a', 142', b', 143', c' aus 3 oder einer entsprechenden Tabelle die aktuelle Rotorlage zu ermitteln. Eine solche Injektion eines Startintervalls während eines Betriebsintervalls ist beispielsweise in 11 an den Injektionsintervallen 1104b, 1105b, 1106b, 1104c, 1105c, 1104a, 1105a, 1106a zu erkennen. Diese Umschaltung der passiven Phase mag vor einem Nulldurchgang erfolgen. Dieser Betriebsmodus wird bei kleinen Drehzahlen, verwendet, bei denen mit einem Drehrichtungswechsel innerhalb eines Kommutierungszyklus zu rechnen ist.
Es kann auch direkt nach einem Messzyklus 1104b, 1105b, 1106b, 1104c, 1105c, 1104a, 1105a, 1106a bzw. 409 an einem Nulldurchgang, d.h. nach dem Injizieren einer Messphase an einem Nulldurchgang, zu einer Drehrichtungsänderung kommen. Deshalb wird nicht nur an den Nulldurchgängen ein Injektionsintervall eingefügt, sondern in einem anderen Beispiel wird auch ein Injektionsintervall, also ein weiterer Kommutierungs- oder Messzyklus, vor jeder Kommutierung eingeführt. Diese zusätzlichen Injektionsphasen sind beispielsweise in 12 zu den Kommutierungszeitpunkten 1206, 1207, 1208 oder an den Kommutierungspositionen 1206, 1207, 1208 zu erkennen, an denen der Strom 1201 in der passiven Phase b Null wird, wie beispielsweise an der Position 1205 ersichtlich ist. Zu diesem Zeitpunkt, zu dem der Übergang von der passiven Phase c auf die passive Phase a stattfindet, wird die Phase b kurzzeitig passiv geschaltet. In anderen Worten wird zum Zeitpunkt 1207 von der passiven Phase c auf die passive Phase a geschaltet. Bevor Phase a jedoch passiv geschaltet wird, wird die aktive Phase b kurzzeitig ebenfalls passiv geschaltet, wie an der Stelle 1206 zu sehen ist.
Im Gegensatz zu Injektionen, die bei Nulldurchgängen stattfinden 1104b, 1105b, 1106b, 1104c, 1105c, 1104a, 1105a, 1106a bzw. 409 und bei denen zur Erhöhung der Bestimmungsgenauigkeit je zwei aktive Phasen hintereinander kurzzeitig passiv geschaltet werden, wird bei Injektionsphasen an den Kommutierungsgrenzen 1207 nur eine einzige aktive Phase b, 1206 kurzzeitig passiv geschaltet, da die andere aktive Phase a im nachfolgenden Kommutationsintervall 1211 ohnehin passiv geschaltet wird. Bei einer Injektion an den Kommutationsgrenzen werden folglich weniger aktive Phasen passiv geschaltet als bei einer Injektion an einer Nullstelle, bei der die Lage mit einer hohen Genauigkeit bestimmt werden soll. Da auch die Injektion bei Nullstellen mit nur einer einzigen passiv Schaltung einer aktiven Phase erfolgen kann, mag in einem Beispiel die Anzahl der passiv geschalteten Phasen bei beiden Injektionen gleich gewählt werden. Die Injektionen an den Nullstellen 1104a, 1104c, 1105b sind ebenfalls in 12 dargestellt.
Während dem Intervall 1209 ist die Phase b passiv geschaltet, wie an dem auf Null absinkenden Strom 1201 durch die Phase b zu erkennen ist. Während dem Intervall 1210 ist die Phase c bis auf die Injektion 1206 an der Kommutierungsgrenze und der Injektion 1104c an der Nullstelle passiv geschaltet. Während dem Intervall 1211 ist die Phase a bis auf die Injektion 1208 an der Kommutierungsgrenze und der Injektion 1104a an der Nullstelle passiv geschaltet. Während dem Intervall 1212 ist die Phase b bis auf die Injektion an der Kommutierungsgrenze 1216 und der Injektion 1105b an der Nullstelle passiv geschaltet. Während dem Intervall 1213 ist die Phase c bis auf die Injektion 1105c an der Nullstelle und die Injektion 1217 an der Kommutationsgrenze passiv geschaltet. Diese Sequenz aus Kommutieren, passiv Schalten, Injektion an der Nullstelle und Injektion an der Kommutierungsgrenze wiederholt sich periodisch, solange sich der Motor dreht.
In 12 wird der Strom durch die Phase b mittels eines Stromsensors ermittelt. Dieser Strom dient nur der Verdeutlichung des Stromflusses in einer Phase, wird aber im realen Betrieb nicht ausgewertet.
In noch einem Beispiel kann das Verwenden eines Motors mit mehr als drei Phasen und einer entsprechenden Ansteuervorrichtung mit mehr als drei Phasenanschlüssen, beispielsweise eine Fünfphasenmaschine mit zehn Kommutationsschritten, zusätzlich oder alternativ zu einer Genauigkeitserhöhung der Erkennung der Kommutierung beitragen. Maschinen, welche eine höhere Anzahl von Phasen haben, beispielsweise fünfphasige oder siebenphasige Motoren sowie elfphasige Motoren, mit 10-, 14- oder sogar 22-stufigen Kommutierungen, können die Genauigkeit des Erkennens des Drehwinkels des Rotors gegenüber dem Stator noch erhöhen.
In 10 ist die Startphase für einen stillstehenden Motor oder die Bewegungsphase für einen sehr langsam drehenden, in jedem Falle aber inaktiven Motor dargestellt. Ein inaktiver Motor mag kein Drehmoment erzeugen. Während dieser Startphase oder während dem Startintervall, welche/welches im Diagramm 1000 dargestellt ist, erfolgt die Ermittlung der Rotorposition in drei Stufen. Jede Stufe mag einer passiv geschalteten Phase entsprechen.
Es könnten aber auch zwei Stufen oder eine einzige Stufe ausreichen, um eine ausreichend genaue Positionsbestimmung durchzuführen. In dem dreistufigen Verfahren werden bei Stillstand des Motors die Phasen a, b und c sequentiell nacheinander passiv geschaltet, während die aktiven Phasen mit mindestens einer Periode S1 und S2 angesteuert werden. Die Umschaltzeitdauern T1, T2, T3 können dabei unabhängig von Kommutierungswinkeln gewählt werden, da sich der Rotor des Motors nicht dreht und daher nicht kommutiert werden muss, oder im Falle eines Induktionsintervalls 1104b, 1105b, 1106b, 1104c, 1105c, 1104a, 1105a, 1106a, da sich der Rotor sowieso aufgrund der Trägheit weiterdreht.
Die drei Diagramme 1001, 1002, 1003 für die drei Phasen a, b c in 10 zeigen auch die Winkelmesszyklen 1104b, 1105b, 1106b, 1104c, 1105c, 1104a, 1105a, 1106a unter Verwendung der injizierten Kommutierung bei dem jeweiligen Nulldurchgang, oder bevor eine Kommutierung erfolgt. In diesem Ausführungsbeispiel wird ein duty cylcle von 0,5 verwendet. In anderen Worten kann die in 10 dargestellte Sequenz als eine Injektionssequenz angesehen werden. Je nachdem, ob die Injektion an einer Nullstelle und/oder an einer Kommutierungsgrenze erfolgt, mögen eine einzige, zwei und/oder drei Phasen passiv geschaltet werden. In einem anderen Beispiel mag die Anzahl der Phasen, die während eines Injektionsintervalls passiv geschaltet werden von der Genauigkeit abhängen, mit der die Drehlage des Rotors erkannt werden kann.
Während der ersten Zeitdauer T₁ in 10 werden die aktiven Phasenanschlüsse b und c abwechselnd mit High und Low verbunden und/oder zwischen High und Low hin und her geschaltet. Der Zustand High kann der Betriebsspannung U_b und der Zustand Low kann dem Bezugspotenzial entsprechen. Die Schaltimpulse und oder Schaltzustände sind mit S1 und S2 bezeichnet. Die Phase a ist während T₁ passiv geschaltet und es lässt sich ein erstes ΔU_a ermitteln. Da sich der Motor wegen des Tastverhältnisses von 50% im Wesentlichen nicht bewegt und/oder nur langsam bewegt, bleibt das ΔU_a über T₁ im Wesentlichen konstant. Nach der Zeitdauer T₁, welche im kürzesten Fall im Wesentlichen nur einen einzigen Wechsel zwischen S1 und S2 umfassen kann, wird die Phase b für die Zeitdauer T2 passiv geschaltet und es erfolgt abwechselnd zwischen den Phasen a und c ein Hin- und Herschalten der Versorgungsspannung. In der passiven Phase b lässt sich die Spannungsdifferenz ΔUb zwischen den Spannungswerten U₁ und U₂ ermitteln. In einem dritten Intervall T₃ wird die Phase c passiv geschaltet und es wird zwischen den beiden Phasen a und b periodisch hin- und her-geschaltet, so dass sich in Phase c eine dritte Spannungsdifferenz ΔU_c ergibt. Die Reihenfolge der Stufen, in denen die Phasen a, b und c durchlaufen werden, kann frei gewählt werden. In dem beschriebenen Fall umfasst das Startintervall die Zeitdauern T₁ + T₂ + T₃. Es kann aber auch nur genau eine Zeitdauer T₁, T₂, T₃ oder genau zwei Zeitdauern T₁, T₂, T₃ umfassen. Je größer die Anzahl der ausgewerteten Zeitdauern ist, umso genauer mag sich die Drehlage und/oder die Kurve 141', 142', 143' bestimmen lassen. Das Startintervall mag sich auch während einer Drehphase, eines Betriebsintervalls oder einer Kommutierungsphase des Motors injizieren lassen. Daher kann das Startintervall auch als Injektionsintervall bezeichnet werden.
Die Drehlagenerkennung während der Startphase 1000 oder während des Startintervalls 1000 erfolgt in einer sehr kurzen Zeit, wie in 11 dargestellt ist.
11 zeigt den sich an die Startphase 1000 anschließenden Betrieb, ein Betriebsintervall oder ein Kommutierungsintervall, in dem zunächst die Phase a für die Zeitdauer T4 passiv geschaltet ist, während die aktiven Phasen c und b alternierend betrieben werden. Die passive Phase ist daran zu erkennen, dass sich das aus 4, 404 und Fig. 5, 404' bekannte Muster 1101, 1102, 1103 der absoluten Spannungsverläufe ausbildet, das aufgrund der Drehung des Rotors und dem Zusammenwirken von EMK und Selbstinduktion nicht wie in 10 konstant ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c ist, sondern Nulldurchgänge aufweist. An dem Verlauf der absoluten Spannungen 1101, 1102, 1103 kann die jeweilige Spannungsdifferenz ΔU, ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c abgelesen werden.
In der Zeit T₅ wird die Phase c passiv geschaltet und in der Zeit T6 wird die Phase b passiv geschaltet. Die jeweils aktiven Phasen werden bipolar mittels PWM hin- und hergeschaltet und es ergibt sich das in 11 dargestellte Muster 1101, 1102 und 1103 in den jeweiligen passiven Phasen. Ab T₆ im Bereich der Zeit T₇ wiederholt sich die Passivschaltung der jeweiligen Phasen periodisch, entsprechend der Drehgeschwindigkeit und dem als Schaltzeitpunkt Während des Startintervalls festgelegten k₁ -Wert, der im Wesentlichen einem Wert einer Spannungsdifferenz ΔU entspricht. Die ermittelte Schaltschwelle k₁ mag für alle Phasen im Wesentlichen die gleiche sein, da sich die zugehörigen Kurvenverläufe im Wesentlichen nur durch einen Phasenversatz unterscheiden. Eine auf dem k₁ -Wert basierende Kommutierung mag im Wesentlichen etwas vor einer Kommutationsgrenze erfolgen. Die Kommutierung kann jedoch durch das Vorsehen einer Verzögerung und/oder eines Offsets zeitlich hinausgezögert werden, so dass im Wesentlichen genau an der Kommutierungsgrenze geschaltet wird, die durch die Anordnung der Phasen vorgegeben ist. Wie in 11 zu sehen ist, erfolgt zwischen den einzelnen Bereichen T₄, T₅, T₆ eine Kommutierung.
Während die Kommutierung in der Startphase 1000 oder dem Startintervall 1000 der 10 oder in einer Langsamlaufphase 1000 gemäß 10 wie im Diagramm 1000 dargestellt ist, nicht mit einer Umdrehung und Kommutierung verknüpft ist, ist zu erkennen, dass sich während den in den Zeitintervallen T₄ bis T₇ dargestellten Zeitverläufen die Abstände zwischen der Kommutierung wegen unterschiedlicher Drehgeschwindigkeiten ändern können. Diese Veränderung der Abstände der Kommutierungszeitpunkte wird durch das schnellere Erreichen einer Kommutierungsgrenze verursacht, wenn sich der Motor mit einer erhöhten Drehzahl dreht und sich somit die Winkelgeschwindigkeit erhöht, jedoch die Lage der Kommutierungsgrenzen unverändert bleibt.
Während dem Startintervall 1000 wird ein ΔU bestimmt, aus dem ein Schwellwert k₁ ermittelt wird. Dieser wird bei Überschreiten des aktuellen ΔU über den Schwellwert k₁ dazu genutzt, an den Intervallgrenzen T₄, T₅, T₆ eine Kommutierung auszulösen. Um nicht zu früh zu schalten, kann Schwellwert k₁ um einen Faktor erhöht werden und/oder bei Erreichen des Schwellwertes k₁ erst nach dem Ablauf einer fest vorgebbaren Verzögerung geschaltet werden.
Wenn sich der Motor nach dem Einschalten einmal gedreht hat und seit dieser Zeit mit dem beschriebenen DDIS Verfahren betrieben wird, stellt das Verfahren sicher, dass der Motor im Wesentlichen immer zuverlässig selbst bei geringer Geschwindigkeit und/oder bei Stillstand oder auch bei einem Richtungswechsel in der Nähe der Kommutierungsgrenzen kommutiert wird.
Während eines Betriebsintervalls T₄, T₅, T₆ können zur Erhöhung der Genauigkeit der Kommutierung Injektionsintervalle 1104b, 1105b, 1106b, 1104c, 1105c, 1104a, 1105a, 1106a in der Nähe von Nulldurchgängen der in den passiven Phasen hervorgerufenen Spannungen vorgesehen sein. Diese Injektionsintervalle 1104b, 1105b, 1106b, 1104c, 1105c, 1104a, 1105a, 1106a sind ähnlich zu einer während des Startintervalls 1000 ablaufenden Sequenz aufgebaut, wobei im Wesentlichen nur die beiden während eines Betriebsintervalls aktiven Phasen kurzzeitig passiv geschaltet werden. So handelt es sich beispielsweise im Betriebsintervall T₆ bei Phase b um die gerade passiv geschaltete Phase während die Phasen a und c aktiv geschaltet sind. Das Muster des Verlaufs der induzierten Spannung 1103, das sich aus der durch die Drehung verursachte EMK und der aufgrund der durch die winkelabhängige Selbstinduktion hervorgerufene Spannungsverteilung an dem Spannungsteiler der passiven Phase ergibt, wird im Bereich eines Nulldurchgangs durch das Einfügen einer Injektionsphase unterbrochen, um eine mögliche Drehrichtungsänderung erkennen zu können. Da im Falle des Musters 1103 die Phase b die passive Phase ist, werden während des Injektionsintervalls 1104b die Phasen a und c kurzzeitig passiv geschaltet, ähnlich, wie es in 10 für das Startintervall dargestellt ist. Die Kommutierung an der Grenze T₆, T₇ erfolgt, wenn das aus dem Spannungsverlauf 1103 abgeleitete ΔU/_U
B des zugehörigen Spannungsdifferenzverlaufs den Grenzwert k₁ überschreitet, der in einem Startintervall ermittelt worden ist (k₁ = ΔU/_U
B). Das Induktionsintervall 1104b, 1105b, 1106b, 1104c, 1105c, 1104a, 1105a, 1106a kann auch genutzt werden, um zu prüfen, ob der Schwellwert k₁ immer noch gültig ist und ggf. um k₁ zu korrigieren.
12 zeigt das Betriebsintervall gemäß 11 mit einem anderen Motor, gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In diesem Messaufbau ist im Unterschied zu dem Motor, der den Diagrammen aus 10 und 11 zugrunde liegt, dass in einer der Motorphasen a, b, c zusätzlich eine Stromsonde angebracht, die zusätzlich zu der Spannungsdifferenz ΔU den Strom durch eine Phase bestimmt. Diese Stromsonde ermöglicht es den Stromverlauf 1201 in einer passiven Phase b parallel zu dem Spannungsverlauf in den Phasen darzustellen. Das Diagramm 1201 zeigt den mit der zusätzlichen Stromsonde in der Phase b gemessenen Stromverlauf 1201. Der Strom wird jeweils Null 1209, 1202, 1203, wenn der Phasenanschluss b passiv geschaltet wird. Das Absinken des Stroms auf den Wert Null ist in zwei 1202, 1203 von sechs Kommutierungszyklen 1210, 1211, 1212, 1213, 1214, 1215 der Fall oder wegen der Rotorlagemessung bei den Nulldurchgängen 1104a, 1104c, 1105a, 1105b, 1105c, 1106b in den Zeitbereichen mit passiv geschaltetem Phasenanschluss b, wie den Abschnitten 1202, 1203, 1209 der Stromkurve 1201 zu entnehmen ist.
13 zeigt ein Flussdiagramm für ein Verfahren zum Ansteuern eines Motors gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Verfahren zum Ansteuern eines Motors startet in einem Startzustand S1300. In einem Schritt S1301 wird eine Versorgungsspannung U_B an einen High-Anschluss 102 angelegt und ein Bezugspotenzial der Versorgungsspannung U_B wird an einen Low-Anschluss 103 einer Brückenschaltung mit zumindest drei Brückenzweigen 125, 126, 127 mit jeweils einer Reihenschaltung eines High-Schalters 104', 104", 104''' und eines Low-Schalters 105', 105", 105''' angelegt. Der High-Schalter 104', 104", 104''' eines jeden der Brückenzweige 125, 126, 127 ist mit dem High-Anschluss 102 verbunden. Der Low-Schalter 105', 105", 105''' eines jeden der Brückenzweige 125, 126, 127 ist mit dem Low-Anschluss 103 verbunden. Außerdem ist jeder der zumindest drei Brückenzweige 125, 126, 127 zwischen dem High-Schalter 104', 104", 104''' und dem Low-Schalter 105', 105", 105''' des jeweiligen Brückenzweigs mit jeweils einem Phasenanschluss 111, 112, 113 verbunden.
In einem weiteren Schritt S1302 erfolgt ein Ansteuern der Schalter der Brückenzweige derart, dass während einer ersten Zeitdauer T₁,T₂,T₃ ein erster Phasenanschluss 111 der drei Phasenanschlüsse 111, 112, 113 passiv geschaltet wird und der zweite und dritte Phasenanschluss 111, 112, 113 in einem vorgebbaren Tastverhältnis S1, S2 alternierend mit dem High-Anschluss 102 und dem Low-Anschluss 103 verbunden werden.
In einem Schritt S1303 erfolgt das Messen einer ersten induzierten Spannungsdifferenz ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c in dem passiven ersten Phasenanschluss 111 während der ersten Zeitdauer T₁, T₂, T₃. Diese induzierte Spannungsdifferenz ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c wird aufgrund der winkelabhängigen Selbstinduktivität der Phasenwindungen generiert. Nachdem die Spannungsdifferenz bestimmt worden ist, kann aus ihr ein Schwellwert k₁ als eine Kommutierungsbedingung bestimmt werden. Diese Kommutierungsbedingung kann einem nachfolgenden Kommutierungsverfahren zur Verfügung gestellt werden, um im richtigen Moment kommutieren zu können. Alternativ kann auch ab dem Erreichen einer vorgebbaren Drehzahl auf ein Kommutierungsverfahren umgeschaltet werden, welches die Spannungsdifferenz ΔU nicht auswertet.
Das Verfahren endet in dem Endzustand S 1304 und die ermittelte Kommutierungsbedingung kann dem anderen Kommutierungsverfahren oder dem gleichen (DDIS) Kommutierungsverfahren zur Verfügung gestellt werden.
Ergänzend ist darauf hinzuweisen, dass „umfassend“ und „aufweisend“ keine anderen Elemente oder Schritte ausschließt und „eine“ oder „ein“ keine Vielzahl ausschließt. Ferner sei darauf hingewiesen, dass Merkmale oder Schritte, die mit Verweis auf eines der obigen Ausführungsbeispiele beschrieben worden sind, auch in Kombination mit anderen Merkmalen oder Schritten anderer oben beschriebener Ausführungsbeispiele verwendet werden können. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Einschränkung anzusehen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

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Claims

Ansteuervorrichtung (100) für einen Motor (140, M), aufweisend: zumindest drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) zum Anschluss jeweils einer Phase (141, 142, 143) des Motors (140, M); einem High-Anschluss (102) für das Anlegen einer Versorgungsspannung (U_B); einem Low-Anschluss (103) für das Anlegen eines Bezugspotenzials der Versorgungsspannung (U_B); zumindest drei Brückenzweige (125, 126, 127) mit jeweils einer Reihenschaltung eines High-Schalters (104', 104", 104''') und eines Low-Schalters (105', 105", 105'''); eine Steuereinrichtung (109) zum Ansteuern der Schalter (104', 104", 104''', 105', 105'', 105''') der Brückenzweige (125, 126, 127); wobei der High-Schalter (104', 104", 104''') eines jeden der Brückenzweige (125, 126, 127) mit dem High-Anschluss (102) verbunden ist; wobei der Low-Schalter (105', 105", 105''') eines jeden der Brückenzweige (125, 126, 127) mit dem Low-Anschluss (103) verbunden ist; wobei jeder der zumindest drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) mit genau einem der zumindest drei Brückenzweige (125, 126, 127) zwischen dem High-Schalter (104', 104", 104''') und dem Low-Schalter (105', 105", 105''') des jeweiligem Brückenzweigs verbunden ist; wobei die Steuereinrichtung (109) dazu eingerichtet ist, beim Anliegen der Versorgungsspannung (U_B) die Schalter (104', 104", 104''', 105', 105", 105''') der Brückenzweige (125, 126, 127) derart anzusteuern, dass während einer ersten Zeitdauer (T₁) ein erster Phasenanschluss (111) der drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) passiv geschaltet wird und der zweite (112) und dritte Phasenanschluss (113) in einem vorgebbaren Tastverhältnis (S₁, S₂, d) alternierend mit dem High-Anschluss (102) und dem Low-Anschluss (103) verbunden werden; und wobei die Steuereinrichtung (109) eingerichtet ist, während der ersten Zeitdauer (T₁) eine erste induzierte Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c) in dem passiven ersten Phasenanschluss (111) zu messen; wobei die erste induzierte Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c) aus den induzierten Spannungen während des alternierenden Verbindens gebildet wird.
Ansteuervorrichtung (100) nach Anspruch 1, wobei die Steuereinrichtung (109) dazu eingerichtet ist, aus dem Verhältnis der gemessenen ersten induzierten Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c) und der anliegenden Versorgungsspannung (U_B) eine Lage des Rotors und/oder eine Kommutationsbedingung (k₁) für die Rotation des an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors zu bestimmen.
Ansteuervorrichtung (100) nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Ansteuervorrichtung (100) eingerichtet ist, die Schalter (104', 104", 104''', 105', 105", 105''') der Brückenzweige (125, 126, 127) derart anzusteuern, dass während einer zweiten Zeitdauer (T₂) der zweite Phasenanschluss (112) der drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) passiv geschaltet wird und der erste (111) und dritte Phasenanschluss (113) in einem vorgebbaren Tastverhältnis (S₁, S₂, d) alternierend mit dem High-Anschluss (102) und dem Low-Anschluss (103) verbunden werden; und während der zweiten Zeitdauer (T₂) eine zweite induzierte Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c) in dem passiven zweiten Phasenanschluss (112) zu messen; wobei die Steuereinrichtung (109) dazu eingerichtet ist, aus dem Verhältnis der gemessenen ersten induzierten Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c), der gemessenen zweiten Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c) und der anliegenden Versorgungsspannung (U_B) eine Lage des Rotors und/oder eine Kommutationsbedingung (k₁) für die Rotation des an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors zu bestimmen.
Ansteuervorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Ansteuervorrichtung (100) eingerichtet ist, die Schalter (104', 104", 104''', 105', 105", 105''') der Brückenzweige (125, 126, 127) derart anzusteuern, dass während einer dritten Zeitdauer (T₃) der dritte Phasenanschluss (113) der drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) passiv geschaltet wird und der erste (111) und zweite Phasenanschluss (112) in einem vorgebbaren Tastverhältnis (S₁, S₂, d) alternierend mit dem High-Anschluss (102) und dem Low-Anschluss (103) verbunden werden; und während der dritten Zeitdauer eine dritte induzierte Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c) in dem passiven dritten Phasenanschluss (113) zu messen; wobei die Steuereinrichtung (109) dazu eingerichtet ist, aus dem Verhältnis der gemessenen ersten induzierten Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c), der gemessenen zweiten Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c), der gemessenen dritten Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c) und der anliegenden Versorgungsspannung (U_B) eine Lage des Rotors und/oder eine Kommutationsbedingung (k₁) für die Rotation des an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors zu bestimmen.
Ansteuervorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei zumindest eine der ersten Zeitdauer (T₁, T₂, T₃), der zweiten Zeitdauer (T₁, T₂, T₃) und der dritten Zeitdauer (T₁, T₂, T₃) genau einer Periodendauer (S1, S2) des vorgebbaren Tastverhältnisses (d) und/oder zumindest zwei Periodendauern (S1, S2) des vorgebbaren Tastverhältnisses (d) entspricht.
Ansteuervorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Steuereinrichtung (109) dazu eingerichtet ist, die gemessene erste induzierte Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c), die anliegende Versorgungsspannung (U_B), die Lage des Rotors und/oder die Kommutationsbedingung (k₁) für die Rotation des an den Phasenanschlüssen angeschlossenen Motors zu speichern und/oder einem Kommutationsverfahren zur Verfügung zu stellen.
Ansteuervorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Steuereinrichtung (109) dazu eingerichtet ist, ab einer vorgebbaren Motordrehzahl zu einem vorgebbaren Kommutationsverfahren umzuschalten.
Motorsteuersystem (130), aufweisend: die Ansteuervorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7; einen Motor mit zumindest drei Phasen (141, 142, 143); wobei jeweils eine der drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) der Ansteuervorrichtung (100) mit einer der zumindest drei Phasen (141, 142, 143) verbunden ist.
Verfahren zum Ansteuern eines Motors, aufweisend: Anlegen einer Versorgungsspannung (U_B) an einen High-Anschluss (102) und Anlegen eines Bezugspotenzials der Versorgungsspannung (U_B) an einen Low-Anschluss (103) einer Brückenschaltung mit zumindest drei Brückenzweigen (125, 126, 127) mit jeweils einer Reihenschaltung eines High-Schalters (104', 104", 104''') und eines Low-Schalters (105', 105", 105'''); wobei der High-Schalter (104', 104", 104''') eines jeden der Brückenzweige (125, 126, 127) mit dem High-Anschluss (102) verbunden ist; wobei der Low-Schalter (105', 105", 105''') eines jeden der Brückenzweige (125, 126, 127) mit dem Low-Anschluss (103) verbunden ist; wobei jeder der zumindest drei Brückenzweige (125, 126, 127) zwischen dem High-Schalter (104', 104", 104''') und dem Low-Schalter (105', 105", 105''') des jeweiligem Brückenzweigs mit jeweils einem Phasenanschluss (111, 112, 113) verbunden ist; Ansteuern der Schalter der Brückenzweige derart, dass während einer ersten Zeitdauer (T₁, T₂ ,T₃) ein erster Phasenanschluss (111) der drei Phasenanschlüsse (111, 112, 113) passiv geschaltet wird und der zweite und dritte Phasenanschluss (111, 112, 113) in einem vorgebbaren Tastverhältnis (S₁, S₂) alternierend mit dem High-Anschluss (102) und dem Low-Anschluss (103) verbunden werden; Messen einer ersten induzierte Spannungsdifferenz (ΔU_a, ΔU_b, ΔU_c) in dem passiven ersten Phasenanschluss (111) während der ersten Zeitdauer (T₁, T₂ ,T₃).
Programmelement, welches einen Programmcode aufweist, der, wenn er von einem Prozessor ausgeführt wird, das Verfahren nach Anspruch 9 ausführt.