DE102015106661B4

DE102015106661B4 - Circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches

Info

Publication number: DE102015106661B4
Application number: DE102015106661.0A
Authority: DE
Inventors: Anton BACHMEIER; Michael Wortberg
Original assignee: Lisa Draexlmaier GmbH
Current assignee: Lisa Draexlmaier GmbH
Priority date: 2015-04-29
Filing date: 2015-04-29
Publication date: 2020-01-23
Anticipated expiration: 2035-04-30
Also published as: DE102015106661A1

Abstract

Schaltungsanordnung zum quasistationären Schalten von Leistungshalbleiterschaltern (M1), umfassend:
- einen ersten Leistungshalbleiterschalter (M1), der dazu eingerichtet ist, eine Last (L) zu schalten,
- eine mit dem Leistungshalbleiterschalter (M1) verbundene Gatetreiberschaltung (GT1),
- eine erste Diode (D2), die mit ihrer Anode an einer eine Eingangsspannung liefernde Eingangsklemme (30) verbunden ist, und mit ihrer Kathode sowohl über einen zu der ersten Diode (D2) in Reihe geschalteten Kondensator (C1) als auch direkt mit der Gatetreiberschaltung (GT1) verbunden ist, jedoch die erste Diode (D2) nicht direkt mit ihrer Kathode mit der Last (L) verbunden ist,
- einen zwischen der Eingangsklemme (30) und der Gatetreiberschaltung (GT1) angeordneten Pullup-Widerstand (R3), wobei die Gatetreiberschaltung (GT1) und der Pullup-Widerstand (R3) derart ausgelegt sind, dass sie das Gate des Leistungshalbleiterschalters (M1) im ausgeschalteten Zustand gegen Masse (GND) schalten, so dass der Kondensator (C1) über die Eingangsklemme (30) ladbar ist.

Circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches (M1), comprising:
a first power semiconductor switch (M1) which is set up to switch a load (L),
a gate driver circuit (GT1) connected to the power semiconductor switch (M1),
- A first diode (D2), which is connected with its anode to an input terminal (30) providing an input voltage, and with its cathode both via a capacitor (C1) connected in series with the first diode (D2) and also directly with the Gate driver circuit (GT1) is connected, but the first diode (D2) is not directly connected with its cathode to the load (L),
- A between the input terminal (30) and the gate driver circuit (GT1) arranged pull-up resistor (R3), wherein the gate driver circuit (GT1) and the pull-up resistor (R3) are designed such that they the gate of the power semiconductor switch (M1) in Switch off the switched state to ground (GND) so that the capacitor (C1) can be charged via the input terminal (30).

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum quasistationären Schalten von Leistungshalbleiterschaltern gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The present invention relates to a circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches according to the preamble of patent claim 1.

In Fahrzeugen wie Automobilen, Flugzeugen etc. versorgen Bordnetze die elektrisch angesteuerten Komponenten. Darunter fallen beispielsweise Steuergeräte, Sensoren, Anzeigeelemente, Aktoren wie Elektromotoren, Bussysteme oder Verkabelungen. Als Bordnetz wird also die Gesamtheit aller in einem Fahrzeug vorhandener elektrischer Komponenten bezeichnet.In vehicles such as automobiles, airplanes etc., on-board networks supply the electrically controlled components. This includes, for example, control devices, sensors, display elements, actuators such as electric motors, bus systems or cabling. The on-board electrical system is therefore the entirety of all electrical components present in a vehicle.

Moderne Automobile verfügen über ein 12 Volt-Bordnetz, das dazu dient, vielfältige Komfortfunktionen wie elektrische Fensterheber, Sitzheizung, elektrische Sitzeinstellung, Start-Stopp-Funktion an Ampeln oder Motorstart mit Knopfdruck mit dem nötigen Strom zu versorgen. Einige der Fahrzeugfunktionen werden nur temporär auf Last geschaltet, z.B. die Klemme für den Magnetschalter des Starters. Hier wird im Normalfall die Klemme für 0,5 Sekunden bis zu 1 Sekunde durchgeschaltet. Im Sonderfall, beispielsweise wenn ein Diesel trockengefahren wurde, wird die Klemme bis zu 60 Sekunden zur Entlüftung durchgeschaltet, d.h. der Starter muss für bis zu 60 Sekunden gedrückt werden. Der Strom, welchen der Motor beim Starten zieht, führt zu einem Spannungsabfall an der Batterie. Die verfügbare Klemmenspannung kann bei einem 12 Volt Bordnetz kurzzeitig auf 3,2 Volt abfallen. Im Fahrzeug gibt es mehrere sogenannte Impulslasten im Bordnetz des Fahrzeugs, die meist bezüglich ihres Auftretens oder ihrer Stärke nicht oder schwer vorhersagbar sind und dadurch bei der Auslegung des Systems ein Problem darstellen.Modern automobiles have a 12-volt electrical system that is used to supply a wide range of comfort functions such as electric windows, seat heating, electric seat adjustment, start-stop function at traffic lights or engine start with the push of a button. Some of the vehicle functions are only temporarily switched to load, e.g. the terminal for the starter's magnetic switch. Here, the terminal is normally switched through for 0.5 seconds to 1 second. In special cases, e.g. if a diesel was driven dry, the terminal is switched on for up to 60 seconds for ventilation, i.e. the starter must be pressed for up to 60 seconds. The current that the motor draws when starting leads to a voltage drop in the battery. The available terminal voltage can drop briefly to 3.2 volts for a 12 volt electrical system. In the vehicle there are several so-called impulse loads in the vehicle's electrical system, which are usually not or only difficult to predict with regard to their occurrence or their strength, and thus pose a problem when designing the system.

Es wurden bisher bereits stabilisierende Klemmen vorgeschlagen, bei denen eine Fahrzeugbatterie zwar bei Spannungseinbrüchen mit dem Bordnetz verbunden bleibt, aber nur ein Teil der Komponenten weiter mit Strom versorgt wird, nämlich der Teil, der als besonders wichtig angesehen wird. Aufgrund der Tatsache, dass vor allem beim Starten des Motors der größte Teil der Komponenten, d.h. Steuergeräte, Aktuatoren, Sensoren etc. funktionieren müssen, ist dies keine ausreichende Lösung.Stabilizing terminals have previously been proposed, in which a vehicle battery remains connected to the vehicle electrical system in the event of voltage dips, but only a part of the components continues to be supplied with current, namely the part which is considered to be particularly important. Due to the fact that, especially when starting the engine, most of the components, i.e. Control units, actuators, sensors etc. must work, this is not a sufficient solution.

Auch die Ansätze, eine weitere Batterie zur Stromversorgung einzusetzen, ist keine befriedigende Lösung, da Batterien sehr viel Platz benötigen und auch eine weitere Fehlerquelle darstellen, für die wiederum eine Absicherung bereitgestellt werden muss. Da Platz immer mehr zur Mangelware im Automobil wird und auch sehr stark auf Kosten und Sicherheit geachtet werden muss, ist eine Bereitstellung einer weiteren Batterie ebenfalls keine Lösung für die Zukunft.The approaches of using an additional battery for power supply are also not a satisfactory solution, since batteries require a lot of space and also represent a further source of error, for which in turn protection must be provided. Since space is increasingly becoming a scarce commodity in automobiles and great attention must be paid to costs and safety, providing an additional battery is also not a solution for the future.

Zusätzlich zu den genannten Problemen besteht die Bestrebung, herkömmliche elektromechanische Relais durch Halbleiterschalter bzw. -relais zu ersetzen. Dies ist der Aufgabe geschuldet, dass durch die steigende Anzahl an Komponenten, die im Automobil verbaut werden, immer weniger Platz zur Verfügung steht, obwohl immer mehr Komponenten benötigt werden, um die Funktionen im Fahrzeug zu steuern. Zusätzlich muss die Zuverlässigkeit jeder einzelnen Komponente gewährleistet sein, um keine zusätzlichen Kosten zu verursachen. Deshalb ist die Bestrebung, Halbleiterrelais einzusetzen, denn diese haben den Vorteil, dass sie geräuschfrei schalten und eine hohe Zuverlässigkeit aufweisen. Ein weiterer Vorteil ist, dass sie sehr klein sind, also zur Einsparung von Platz beitragen. Nachteilig ist, dass günstige und leistungsstarke N-Typ-MOSFETs zwar weniger kosten als herkömmliche elektromechanische Relais, aber durch die Notwendigkeit einer relativ aufwändigen Beschaltung mit z.B. Ladungspumpen zum Halten einer Spannung für eine vorgegebene Zeit im Preis wieder teurer werden.In addition to the problems mentioned, efforts are being made to replace conventional electromechanical relays with semiconductor switches or relays. This is due to the fact that the increasing number of components that are installed in automobiles means that less and less space is available, although more and more components are needed to control the functions in the vehicle. In addition, the reliability of each individual component must be guaranteed so as not to incur any additional costs. That is why efforts are being made to use solid-state relays, because they have the advantage that they switch silently and are extremely reliable. Another advantage is that they are very small, so they save space. The disadvantage is that inexpensive and powerful N-type MOSFETs cost less than conventional electromechanical relays, but due to the need for a relatively complex circuit with e.g. Charge pumps for holding a voltage for a predetermined time become more expensive again.

Aus dem Stand der Technik sind Ladungspumpen zur Ansteuerung von Leistungshalbleiterschaltern bekannt. Eine spezielle Form einer Ladungspumpe ist die sogenannte Bootstrap-Schaltung, mit der Halbleiterschalter getaktet geschalten werden können. Eine solche Schaltung ist beispielshaft in 1 gezeigt. Hier wird der Bootstrap-Kondensator C über die Diode D mit der Eingangsspannung Vin geladen, wenn der obere, auch high-side genannte, N-MOS-Schalter 1 ausgeschaltet ist. Wird der obere N-MOS-Schalter 1 eingeschaltet, so wird der vorgeladene Kondensator C mit seinem Fußpunkt, der Source des N-MOS-Schalters 1, auf Vin hochgeschoben. Wenn der high-side N-MOS-Schalter 1 durchgeschaltet wird, ändert sich die Spannung an seiner Source, also dem Ausgang, von 0 Volt auf Vin. Am oberen Ende des Kondensators C stehen damit zweimal die Eingangsspannung Vin zur Verfügung. Für die Versorgung des Gates mit der Gate-Source-Spannung Ugs steht Vin zur Verfügung. Da der Bootstrap-Kondensator aber die Gatetreiberschaltung 3 und diverse Leckströme versorgen muss, fällt seine Spannung sehr schnell und damit die verfügbare Gate-Source-Spannung Ugs. Wenn der high-side N-MOS-Schalter 1 abgeschaltet wird und der untere N-MOS-Schalter 2 eingeschaltet wird, wird der high-side N-MOS-Schalter 1 wieder auf Vin geladen. Um den high-side N-MOS-Schalter 1 auf dem Niveau von Vin zu halten, muss eine genügend hohe Schaltfrequenz bereitgestellt werden, bevorzugt im kHz-Bereich. Dies führt dazu, dass die MOSFET-Schalter für weniger als 1 Millisekunde durchgeschaltet werden. Auch ist es schwierig, den Kondensator wieder vollständig auf Vin aufzuladen, da er mit der Zeitkonstante τ = R * C in einer exponentiellen Kurve aufgeladen wird. Wie aus der Beschreibung der Schaltung aus 1 hervorgeht, ist durch die Notwendigkeit eines getakteten Schaltens des high-side N-MOS-Schalters die Bootstrap-Schaltung nicht für quasistationäres Schalten geeignet, sondern nur für getaktete Anwendungen.Charge pumps for controlling power semiconductor switches are known from the prior art. A special form of a charge pump is the so-called bootstrap circuit, with which semiconductor switches can be switched in a clocked manner. Such a circuit is exemplary in 1 shown. Here, the bootstrap capacitor C is charged with the input voltage Vin via the diode D when the upper, also called high-side, N-MOS switch 1 is switched off. The upper N-MOS switch 1 turned on, the precharged capacitor C with its base, the source of the N-MOS switch 1 , pushed up to Vin. When the high-side N-MOS switch 1 is switched through, the voltage at its source, i.e. the output, changes from 0 volts to Vin. At the top of the capacitor C the input voltage Vin is thus available twice. Vin is available for supplying the gate with the gate-source voltage Ugs. Because the bootstrap capacitor but the gate driver circuit 3 and must supply various leakage currents, its voltage drops very quickly and thus the available gate-source voltage Ugs. When the high-side N-MOS switch 1 is turned off and the lower N-MOS switch 2 is turned on, the high-side N-MOS switch 1 loaded on Vin again. Around the high-side N-MOS switch 1 To maintain the Vin level, a sufficiently high switching frequency must be provided, preferably in the kHz range. As a result, the MOSFET switches are turned on for less than 1 millisecond. It is also difficult to fully charge the capacitor back to Vin, as it is connected to the Time constant τ = R * C is charged in an exponential curve. As from the description of the circuit 1 emerges, the need for clocked switching of the high-side N-MOS switch means that the bootstrap circuit is not suitable for quasi-stationary switching, but only for clocked applications.

In der US-Offenlegungsschrift US 2002/0079948 A1 wird eine Bootstrap-Schaltung für einen statischen DC/DC-Konverter offenbart. Die US-Offenlegungsschrift US 2013/0154497 A1 beschreibt eine Schaltung für eine Lichtanwendung mit einer Bootstrap-Schaltung.In U.S. Laid-Open US 2002/0079948 A1 discloses a bootstrap circuit for a static DC / DC converter. The United States patent application US 2013/0154497 A1 describes a circuit for a lighting application with a bootstrap circuit.

Gemäß der US 2013/154497 A1 wird eine Beleuchtungsvorrichtung umfasst eine Spannungsumwandlungsschaltung mit mindestens einem Schaltelement vorgeschlagen, das mit einer positiven Potentialseite der Ausgangsanschlüsse der Gleichstromquelleneinheit verbunden ist, und einer Ansteuereinheit, die ein Ansteuersignal an das Schaltelement ausgibt.According to the US 2013/154497 A1 If a lighting device comprises a voltage conversion circuit with at least one switching element is proposed, which is connected to a positive potential side of the output connections of the direct current source unit, and a control unit that outputs a control signal to the switching element.

Deshalb ist es eine Aufgabe dieser Erfindung, eine Beschaltung für MOSFETs für quasistationäre Schaltvorgänge ohne die Verwendung einer Ladungspumpe bereitzustellen, die zusätzlich die oben genannten Probleme überwindet.Therefore, it is an object of this invention to provide a circuit for MOSFETs for quasi-steady state switching operations without the use of a charge pump, which additionally overcomes the problems mentioned above.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.This object is achieved by the features of claim 1. Advantageous refinements are the subject of the dependent claims.

Vorgeschlagen wird erfindungsgemäß eine Schaltungsanordnung zum quasistationären Schalten von Leistungshalbleiterschaltern, umfassend einen ersten Leistungshalbleiterschalter, der dazu eingerichtet ist, eine Last zu schalten, eine mit dem Leistungshalbleiterschalter verbundene Gatetreiberschaltung und eine Diode. Die Diode ist mit ihrer Anode an einer eine Eingangsspannung liefernde Eingangsklemme verbunden und mit ihrer Kathode sowohl über einen zu der ersten Diode in Reihe geschalteten Kondensator als auch direkt mit der Gatetreiberschaltung verbunden. Ferner umfasst die Schaltungsanordnung einen zwischen der Eingangsklemme und der Gatetreiberschaltung angeordneten Pullup-Widerstand, wobei die Gatetreiberschaltung und der Pullup-Widerstand derart ausgelegt sind, dass sie das Gate des Leistungshalbleiterschalters im ausgeschalteten Zustand gegen Masse schalten, so dass der Kondensator über die Eingangsklemme geladen wird.According to the invention, a circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches is proposed, comprising a first power semiconductor switch which is set up to switch a load, a gate driver circuit connected to the power semiconductor switch and a diode. The anode of the diode is connected to an input terminal which supplies an input voltage and its cathode is connected both to a capacitor connected in series with the first diode and directly to the gate driver circuit. Furthermore, the circuit arrangement comprises a pull-up resistor arranged between the input terminal and the gate driver circuit, the gate driver circuit and the pull-up resistor being designed in such a way that they switch the gate of the power semiconductor switch to ground in the switched-off state, so that the capacitor is charged via the input terminal ,

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht es, einen quasistationären Schaltvorgang zu realisieren, ohne eine herkömmliche Ladungspumpe zu verwenden. Durch die Auslegung der Gatetreiberschaltung wird das Gate des Leistungshalbleiterschalters auf Masse geschaltet, so dass sein Gate nicht floaten kann. Außerdem wird im ausgeschalteten Zustand gleichzeitig der Kondensator über die Diode von der Klemme geladen, er ist also nicht nur kurzzeitig während oder kurz vor dem Schaltvorgang an der Klemme und damit an der Eingangsspannung angeschlossen. Somit kann der Kondensator wieder vollständig bis zur Eingangsspannung aufgeladen werden, was bei den herkömmlichen getakteten Schaltungen nicht oder nur sehr schwer möglich war. Zusätzlich kann der Kondensator aufgrund der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung eine wesentlich größere Kapazität und damit Zeitkonstante aufweisen als die bei herkömmlichen Schaltungen für Leistungshalbleiter möglich war. Hier war die Kapazität des Kondensators auf ca. 100nF oder weniger beschränkt. Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann der Kondensator eine weit höhere Kapazität, z.B. von 10µF oder mehr, aufweisen.The circuit arrangement according to the invention makes it possible to implement a quasi-stationary switching process without using a conventional charge pump. By designing the gate driver circuit, the gate of the power semiconductor switch is switched to ground so that its gate cannot float. In addition, when the capacitor is switched off, the capacitor is simultaneously charged by the terminal via the diode, so it is not only connected to the terminal and thus to the input voltage for a short time during or shortly before the switching process. The capacitor can thus be fully charged up to the input voltage again, which was not possible or was only possible with great difficulty in the conventional clocked circuits. In addition, owing to the circuit arrangement according to the invention, the capacitor can have a significantly larger capacitance and thus a time constant than was possible with conventional circuits for power semiconductors. Here the capacitance of the capacitor was limited to approximately 100nF or less. With the circuit arrangement according to the invention, the capacitor can have a much higher capacitance, e.g. of 10µF or more.

Vorgeschlagen wird ferner erfindungsgemäß, dass der Kondensator eine Kapazität aufweist, welche die Leistungshalbleiter ausreichend lange durchschalten kann, z.B. 10µF oder mehr. Ausreichend heißt, dass vorgegebene Anforderungen bezüglich der Durchschaltzeit erfüllt werden, z.B. dass der Kondensator die zum Schalten des Leistungshalbleiterschalters notwendige Gatespannung für eine vorgegebene zeitliche Anforderung von z.B. größer 0 bis 90 Sekunden (0s < t ≤ 90s) halten kann. Somit kann z.B. auch ein trockengefahrener Diesel wieder gestartet werden, da hier der Starter für bis zu 60 Sekunden aktiviert werden muss, um eine Entlüftung zu ermöglichen.It is further proposed according to the invention that the capacitor has a capacitance which can switch through the power semiconductors for a sufficiently long time, e.g. 10µF or more. Sufficient means that specified requirements regarding the switching time are met, e.g. that the capacitor has the gate voltage required for switching the power semiconductor switch for a predetermined time requirement of e.g. longer than 0 to 90 seconds (0s <t ≤ 90s). Thus e.g. a dry diesel can also be started again, since the starter must be activated for up to 60 seconds to enable ventilation.

Des Weiteren ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass die Gatetreiberschaltung einen ersten MOSFET umfasst, der derart mit dem Leistungshalbleiterschalter verbunden ist, dass er das Gate des Leistungshalbleiterschalters im ausgeschalteten Zustand gegen Masse schaltet. Um den Leistungshalbleiterschalter, welcher die Last schaltet, auf Masse zu schalten, wird ein Halbleiter eingesetzt, z.B. ein N-Typ-MOSFET, über den das Gate des Leistungshalbleiterschalters gegen Masse geschaltet wird, wenn der Signal-Eingang der Schaltung über den Pullup-Widerstand auf „hoch“ gezogen wird, d.h. dass der Zustand ein ausgeschalteter Zustand ist (Signal active low). In diesem Zustand kann das Gate des Leistungshalbleiterschalters nicht floaten. Dies ist eine wichtige Voraussetzung, um ein quasistationäres Schalten des Leistungshalbleiterschalters ohne zusätzliche Ladungspumpe zu ermöglichen. Zum Durchschalten der Anordnung muss der Signaleingang gegen Masse gezogen werden, wobei die Gatespannung des Halbleiters, z.B. N-Typ-MOSFETs, mit dem Signaleingang auf Masse geht und dadurch sehr hochohmig wird, so dass das Gate des Leistungshalbleiterschalters freigegeben wird.Furthermore, it is provided according to the invention that the gate driver circuit comprises a first MOSFET which is connected to the power semiconductor switch in such a way that it switches the gate of the power semiconductor switch to ground in the switched-off state. In order to switch the power semiconductor switch, which switches the load, to ground, a semiconductor is used, for example an N-type MOSFET, via which the gate of the power semiconductor switch is switched to ground when the signal input of the circuit via the pull-up resistor is pulled to "high", ie the state is a switched-off state (signal active low). In this state, the gate of the power semiconductor switch cannot float. This is an important prerequisite for enabling quasi-stationary switching of the power semiconductor switch without an additional charge pump. To switch the arrangement through, the signal input must be pulled to ground, the gate voltage of the semiconductor, for example N-type MOSFETs, going to ground with the signal input and therefore very much becomes high-resistance, so that the gate of the power semiconductor switch is released.

Aufgrund des Masseversatzes kann der Fall auftreten, dass das Signal nicht auf Masse, sondern nur auf beispielsweise 1,5 Volt gezogen werden kann. Deshalb ist bevorzugt zwischen der Source des Halbleiters, z.B. eines N-Typ-MOSFET, und Masse eine zweite Diode in Reihe mit dem Halbleiter, z.B. N-Typ-MOSFET, angeordnet. Diese Diode dient dazu, die Gate-Source-Spannung des Halbleiters, z.B. N-Typ-MOSFETs auf Masse zu ziehen, d.h. die Vorwärtsspannung einer Bipolardiode herabzusetzen, welche bevorzugt an dem Leistungshalbleiterschalter zum Überspannungsschutz angeordnet ist.Due to the ground offset, it can happen that the signal cannot be drawn to ground, but only to, for example, 1.5 volts. Therefore, between the source of the semiconductor, e.g. an N-type MOSFET, and ground a second diode in series with the semiconductor, e.g. N-type MOSFET. This diode is used to measure the gate-source voltage of the semiconductor, e.g. Pulling N-type MOSFETs to ground, i.e. reduce the forward voltage of a bipolar diode, which is preferably arranged on the power semiconductor switch for overvoltage protection.

Des Weiteren ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass die Gatetreiberschaltung ferner einen zweiten MOSFET umfasst, der derart mit dem Kondensator und dem Leistungshalbleiterschalter verbunden ist, dass er im ausgeschalteten Zustand die Spannung des Kondensators auf das Gate des Leistungshalbleiterschalters durchschaltet. Dies hat zur Folge, dass der Leistungshalbleiterschalter durchschaltet, wenn der zweite MOSFET, der bevorzugt ein P-Typ-MOSFET ist, durchschaltet, so dass die Source vom Leistungshalbleiterschalter ihr Potential von Masse auf die Spannung der Eingangsklemme, meist 12 Volt, ändert. Der Kondensator wird über einen zwischen der Source des Leistungshalbleiterschalters und dem Kondensator angeordneten Widerstand auf die Spannung der Klemme mit hochgeschoben, so dass diese Spannung als Gate-Source-Spannung zur Verfügung steht.Furthermore, it is provided according to the invention that the gate driver circuit further comprises a second MOSFET, which is connected to the capacitor and the power semiconductor switch in such a way that it switches through the voltage of the capacitor to the gate of the power semiconductor switch in the switched-off state. The result of this is that the power semiconductor switch turns on when the second MOSFET, which is preferably a P-type MOSFET, turns on, so that the source of the power semiconductor switch changes its potential from ground to the voltage of the input terminal, usually 12 volts. The capacitor is also pushed up to the voltage of the terminal via a resistor arranged between the source of the power semiconductor switch and the capacitor, so that this voltage is available as a gate-source voltage.

Um den zweiten MOSFET, z.B. einen P-Typ-MOSFET, zu schalten, ist dieser mit einem Transistor, z.B. mit einem pnp-Transistor, verbunden. Zusätzlich ist zwischen dem zweiten MOSFET, z.B. P-Typ-MOSFET, und dem Transistor ein in Reihe geschalteter erster Widerstand angeordnet, der mit einem mit dem zweiten MOSFET, z.B. P-Typ-MOSFET, und der Eingangsklemme verbundenen zweiten Widerstand einen Widerstandteiler bildet. Bei herkömmlichen Schaltungen ist ein Widerstand zwischen Gate und Source des zweiten MOSFET, z.B. P-Typ-MOSFET geschaltet, was dazu führt, dass Leckströme den Kondensator belasten und er an Spannung verliert. Die vorgeschlagene Anordnung hat den Vorteil, dass durch den Widerstand, der an der Klemme angeschlossen ist, nur die Klemme belastet wird, nicht aber der Kondensator. Das heißt, dass beim Durchschalten des zweiten MOSFET, z.B. P-Typ-MOSFETs, der Widerstandsteiler mit dem Transistor nur das Klemmenpotential belastet, aber nicht den Kondensator.To the second MOSFET, e.g. to switch a P-type MOSFET, this is with a transistor, e.g. connected to a pnp transistor. In addition, between the second MOSFET, e.g. P-type MOSFET, and the transistor a series-connected first resistor arranged to be connected to the second MOSFET, e.g. P-type MOSFET, and the input terminal connected second resistor forms a resistance divider. In conventional circuits there is a resistance between the gate and source of the second MOSFET, e.g. P-type MOSFET switched, which means that leakage currents load the capacitor and it loses voltage. The proposed arrangement has the advantage that only the terminal is loaded by the resistor that is connected to the terminal, but not the capacitor. This means that when the second MOSFET, e.g. P-type MOSFETs, the resistor divider with the transistor only loads the terminal potential, but not the capacitor.

Vorgesehen ist im Rahmen der vorliegenden Erfindung des Weiteren eine Zenerdiode und ein dritter Widerstand, die derart mit der Diode verschalten sind, dass sie die Kondensatorspannung begrenzen und kein Entlade-Leckstrom über die Zenerdiode fließen kann. Normalerweise müssen die Gates des Leistungshalbleiterschalters und des zweiten MOSFETs, z.B. P-Typ-MOSFETs gegen Überspannung, welche bereits bei ca. 20 Volt liegt, durch Zenerdioden geschützt werden. Diese Zenerdioden weisen allerdings einen Leckstrom im µA-Bereich auf, der wiederum den Kondensator entladen würde. Da sich an den Gates des Leistungshalbleiterschalters und des zweiten MOSFETs, z.B. P-Typ-MOSFETs, jeweils aber nur die Kondensatorspannung einstellen kann, reicht es aus, diese über eine Zenerdiode zu begrenzen. Diese Zenerdiode ist erfindungsgemäß derart mit der Diode, die den Kondensator lädt, geschaltet, dass sie zusammen mit dem zwischen der Source des Leistungshalbleiterschalters und dem Kondensator angeordneten Widerstand die Kondensatorspannung begrenzen kann, ohne dass ein Entlade-Leckstrom über die Zenerdiode fließen kann, da die Diode zum Laden des Kondensators dies verhindert.Furthermore, a Zener diode and a third resistor are provided within the scope of the present invention, which are connected to the diode in such a way that they limit the capacitor voltage and no discharge leakage current can flow through the Zener diode. Normally the gates of the power semiconductor switch and the second MOSFET, e.g. P-type MOSFETs are protected against overvoltage, which is already around 20 volts, by Zener diodes. However, these Zener diodes have a leakage current in the µA range, which in turn would discharge the capacitor. Since the gates of the power semiconductor switch and the second MOSFET, e.g. P-type MOSFETs, but each can only set the capacitor voltage, it is sufficient to limit them via a Zener diode. According to the invention, this zener diode is connected to the diode which charges the capacitor in such a way that, together with the resistor arranged between the source of the power semiconductor switch and the capacitor, it can limit the capacitor voltage without a discharge leakage current being able to flow across the zener diode since the Diode to charge the capacitor prevents this.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungsgemäße Einzelheiten zeigt, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.Further features and advantages of the invention result from the following description of exemplary embodiments of the invention, with reference to the figures of the drawing, which shows details according to the invention, and from the claims. The individual features can each be implemented individually or in any combination in a variant of the invention.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

1 Bootstrap-Schaltung gemäß dem Stand der Technik.
2 eine Schaltungsanordnung zum quasistationären Schalten von Leistungshalbleiterschaltern gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
3 eine Schaltungsanordnung zum quasistationären Schalten von Leistungshalbleiterschaltern gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung.

Preferred embodiments of the invention are explained below with reference to the accompanying drawings. Show it:

1 Bootstrap circuit according to the prior art.
2 a circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches according to an embodiment of the present invention.
3 a circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches according to a further embodiment of the present invention.

In den nachfolgenden Figurenbeschreibungen sind gleiche Elemente bzw. Funktionen mit gleichen Bezugszeichen versehen.In the following description of the figures, the same elements or functions are provided with the same reference symbols.

2 zeigt eine Schaltungsanordnung zum quasistationären Schalten von Leistungshalbleiterschaltern gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung. Hierbei ist eine Diode D2, die auch als Entkoppeldiode bezeichnet werden kann, mit einer Klemme 30 an ihrer Anode verbunden. Die Kathode der Diode ist mit einer Gatetreiberschaltung GT1 sowohl direkt als auch über einen Kondensator C1, auch als Pufferkondensator oder Bootstrap-Kondensator bezeichnet, verbunden. Liegt eine Spannung an der Klemme 30 an, kann Strom über die Anode der Diode D2 in Richtung Kathode fließen, d.h. in Durchlassrichtung. Die Gatetreiberschaltung GT1 ist mit Masse GND und einem Leistungshalbleiterschalter M1 verbunden, der eine Last L schalten kann. Eine Last L kann beispielsweise ein Starter für einen Motor sein, der unter Umständen über mehrere Sekunden, bis hin zu 60 Sekunden, betätigt werden muss. Der Kondensator C1 dient als Pufferkondensator, der die notwendige Gatespannung zum Schalten eines Leistungshalbleiterschalters M1 für mehrere Sekunden, bis hin zu 60 Sekunden, bereitstellt. Je nachdem, welcher Kondensatortyp verwendet wird, kann die Gatespannung auch für mehr als 60 Sekunden gehalten werden, beispielsweise bei der Verwendung von Elektrolytkondensatoren. Es sind aber auch andere Kondensatortypen denkbar. Da der Kondensator Cldirekt über die Klemme 30 auch im ausgeschalteten Zustand geladen wird, was durch die Gatetreiberschaltung GT1 ermöglicht wird, hängt er nicht nur kurzzeitig während eines oder kurz vor einem Schaltvorgang an der Klemme 30. Durch die gezeigte Schaltungsanordnung kann ein Kondensator C1 verwendet werden, der eine ausreichende Kapazität, z.B. 10µF oder mehr, aufweist, um die Gatespannung für die Anwendung für größer 0 bis 90 Sekunden zu halten. Bisher konnten nur Kondensatoren mit einer Kapazität von ca. 100nF oder weniger verwendet werden, so dass die Gatespannung nur für wenige Millisekunden gehalten werden konnte, bis ein neuer Ladezyklus starten musste. Dieses Problem wird mit der erfindungsgemäßen Schaltung gelöst. Die Bipolardiode D5 dient dem Überspannungsschutz. 2 shows a circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches according to an embodiment of the present invention. Here is a diode D2 , which can also be called a decoupling diode, with a clamp 30 connected at their anode. The cathode of the diode is with a gate driver circuit GT1 both directly and via a capacitor C1 . also referred to as a buffer capacitor or bootstrap capacitor. There is a voltage at the terminal 30 on, current can flow through the anode of the diode D2 flow in the direction of the cathode, ie in the forward direction. The gate driver circuit GT1 is with mass GND and a power semiconductor switch M1 connected who is a burden L can switch. A burden L can be a starter for an engine, for example, which may have to be operated for several seconds up to 60 seconds. The condenser C1 serves as a buffer capacitor that supplies the necessary gate voltage for switching a power semiconductor switch M1 for several seconds, up to 60 seconds. Depending on the type of capacitor used, the gate voltage can also be maintained for more than 60 seconds, for example when using electrolytic capacitors. However, other types of capacitors are also conceivable. Since the capacitor C1 is directly connected to the terminal 30 even in the off state, what is charged by the gate driver circuit GT1 enabled, it not only hangs on the terminal briefly during or shortly before a switching operation 30 , The circuit arrangement shown allows a capacitor C1 can be used which has a sufficient capacitance, for example 10µF or more, to hold the gate voltage for the application for greater than 0 to 90 seconds. So far, only capacitors with a capacitance of approx. 100nF or less could be used, so that the gate voltage could only be held for a few milliseconds until a new charging cycle had to start. This problem is solved with the circuit according to the invention. The bipolar diode D5 serves as surge protection.

3 zeigt eine Schaltungsanordnung zum quasistationären Schalten von Leistungshalbleiterschaltern gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung. In 3 ist die vorteilhafteste Ausgestaltung der Erfindung dargestellt, da hier alle auch einzeln wirkenden beschriebenen Komponenten im Gesamtsystem zusammenwirken. Zusätzlich zu den in 2 dargestellten Elementen wird in 3 ein detaillierterer Aufbau der Gatetreiberschaltung GT1 dargestellt. 3 shows a circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches according to a further embodiment of the present invention. In 3 The most advantageous embodiment of the invention is shown, since all of the described components, which also act individually, interact in the overall system. In addition to the in 2 elements shown is in 3 a more detailed structure of the gate driver circuit GT1 is shown.

Um den Leistungshalbleiterschalter M1 durchzuschalten, wird hier ein N-Typ-MOSFET M2 mit dem Gate des Leistungshalbleiterschalters M1 sowie mit Masse GND und mit der Eingangsklemme 30 über einen Pullup-Widerstand R3 verbunden. Das Gate des Leistungshalbleiterschalters M1 wird über den MOSFET M2 gegen Masse GND geschaltet, wenn der Signaleingang S über den Pullup-Widerstand R3 im inaktiven Zustand ist. Dies bewirkt gleichzeitig, dass das Gate des Leistungshalbleiterschalters M1 nicht floatet. Zum Durchschalten der Anordnung muss der Signaleingang S gegen Masse gezogen werden, so dass der MOSFET M2 mit dem Signaleingang auf Masse GND geht und hochohmig wird. Dadurch wird das Gate des Leistungshalbleiterschalters M1 freigegeben. In 3 ist des Weiteren eine in Reihe zur Source des MOSFET M2 angeordnete Diode D7 gezeigt. Diese Diode dient dazu, das Eingangssignal auf Masse zu ziehen, wenn aufgrund des Masseversatzes ein Signal höher als Null Volt, beispielsweise 1,5 Volt, geliefert wird. Das heißt, dass die Vorwärtsspannung der Bipolardiode D5 herabgesetzt wird, welche bevorzugt an dem Leistungshalbleiterschalters zum Überspannungsschutz angeordnet ist. Die Source des N-Typ-MOSFETs M2 ist über eine weitere Diode D8 mit der Last verbunden. Die in 3 gezeigt Diode D8 kann zum weiteren Schutz der Schaltung vorgesehen sein.Around the power semiconductor switch M1 to connect through here becomes an N-type MOSFET M2 with the gate of the power semiconductor switch M1 as well as with ground GND and with the input terminal 30 via a pullup resistor R3 connected. The gate of the power semiconductor switch M1 is about the MOSFET M2 switched to ground GND when the signal input S via the pull-up resistor R3 is inactive. At the same time, this causes the gate of the power semiconductor switch M1 not floating. To switch the arrangement through, the signal input S must be pulled to ground, so that the MOSFET M2 with the signal input goes to ground GND and becomes high-resistance. This turns the gate of the power semiconductor switch M1 Approved. In 3 is also one in series with the source of the MOSFET M2 arranged diode D7 shown. This diode is used to pull the input signal to ground if a signal higher than zero volts, for example 1.5 volts, is supplied due to the ground offset. This means that the forward voltage of the bipolar diode D5 is reduced, which is preferably arranged on the power semiconductor switch for overvoltage protection. The source of the N-type MOSFET M2 is over another diode D8 connected to the load. In the 3 shown diode D8 can be provided for further protection of the circuit.

Bevorzugt umfasst die Gatetreiberschaltung ferner einen P-Typ-MOSFET M3, der dazu dient, bei einem active-low-Signal die Spannung des Pufferkondensators C1 auf das Gate des Leistungshalbleiterschalters M1 durchzuschalten. Wenn der P-Typ-MOSFET M3 durchschaltet, schaltet auch der Leistungshalbleiterschalter M1 durch und die Source des Leistungshalbleiterschalters M1 ändert ihr Potential von Masse auf das Klemmenpotential, d.h. bei aktuellen Fahrzeugen auf die Nennspannungen von 12 oder 48 Volt. Über den zwischen dem Pufferkondensator C1, dem Leistungshalbleiterschalter M1 und dem P-Typ-MOSFET M3 angeordneten Widerstand R9 wird der Pufferkondensator C1 auch auf das Potential hochgeschoben, so dass die anliegende Spannung als Gate-Source-Spannung zur Verfügung steht. Um ein Durchschalten von M3 zu ermöglichen, wird bevorzugt ein pnp-Transistor Q6, der mit seinem Emitter über einen Widerstand R5 mit dem P-Typ-MOSFET M3 verbunden ist, bereitgestellt. Seine Basis ist mit der Klemme 30 über den Pullup-Widerstand R3 verbunden, und sein Kollektor ist wie die Source des P-Typ-MOSFETs M3 über die Diode D7 mit Masse GND und Last L verbunden.The gate driver circuit preferably further comprises a P-type MOSFET M3 , which is used for an active-low signal, the voltage of the buffer capacitor C1 on the gate of the power semiconductor switch M1 turn on. If the P-type MOSFET M3 switches through, the power semiconductor switch also switches M1 through and the source of the power semiconductor switch M1 changes their potential from ground to the terminal potential, ie to the nominal voltages of 12 or 48 volts in current vehicles. Via the between the buffer capacitor C1 , the power semiconductor switch M1 and the P-type MOSFET M3 arranged resistance R9 becomes the buffer capacitor C1 also pushed up to the potential so that the applied voltage is available as a gate-source voltage. In order to make it possible to switch M3 through, a pnp transistor Q6 is preferred which has an emitter via a resistor R5 with the P-type MOSFET M3 is connected. Its base is with the clamp 30 via the pullup resistor R3 connected, and its collector is like the source of the P-type MOSFET M3 across the diode D7 connected to ground GND and load L.

Aus der obigen Beschreibung geht hervor, dass der N-Typ-MOSFET M2, der P-Typ-MOSFET M3 und der Transistor Q6 eine sehr kosteneffizienten Gatetreiberschaltung bereitstellen, da hier weniger Bauelemente als bei herkömmlichen Schaltungsanordnungen verwendet werden.From the above description it is apparent that the N-type MOSFET M2 , the P-type MOSFET M3 and the transistor Q6 provide a very cost-efficient gate driver circuit, since fewer components are used here than in conventional circuit arrangements.

Um zu erreichen, dass die Gatetreiberschaltung den Pufferkondensator C1 nicht über Pullup-Widerstände und Leckströme belastet, wird ein Widerstandsteiler R4/R5, der mit der Klemme 30 verbunden ist, bereitgestellt. Normalerweise ist es üblich, einen Widerstand von der Source zum Gate zu schalten, um ein definiertes Ausschalten des P-Typ-MOSFETs M3 zu erreichen. Dies hat den Nachteil, dass dann ein Strom über den Widerstand R5 fließt und den Pufferkondensator entlädt. Durch die Bereitstellung eines weiteren Widerstands R4, der zusammen mit dem Widerstand R5 einen Widerstandsteiler bildet, wird nur das Klemmenpotential und nicht der Pufferkondensator C1 belastet.To achieve that the gate driver circuit the buffer capacitor C1 A resistor divider is not loaded with pull-up resistors and leakage currents R4 / R5 with the clamp 30 is connected. It is usually common to switch a resistor from the source to the gate in order to switch off the P-type MOSFET in a defined manner M3 to reach. This has the disadvantage that there is then a current across the resistor R5 flows and discharges the buffer capacitor. By providing further resistance R4 that along with the resistance R5 forms a resistance divider, only the terminal potential and not the buffer capacitor C1 loaded.

Um die Gates des Leistungshalbleiterschalters M1 und des P-Typ--MOSFETs M3 zu schützen, müssten in herkömmlichen Schaltungen mehrere Zenerdioden zum Schutz vor Überspannungen verwendet werden. Allerdings weisen diese Dioden wiederum unerwünschte Leckströme auf. In 3 ist als Lösung dieses Problems eine einzige Zenerdiode D1 gezeigt, die dazu dient, die maximale Spannung am Pufferkondensator C1 zu begrenzen. Da sich am Gate der P-Typ-MOSFETs M3 und des Halbleiterleistungsschalters M1 jeweils maximal die Spannung am Pufferkondensator C1 einstellen kann, reicht es aus, die Spannung am Pufferkondensator C1 zu begrenzen. Dies wird durch die Anordnung der Zenerdiode D1 zusammen mit dem Widerstand R9, wie in 3 gezeigt, erreicht. Aufgrund der Anordnung vor der Entkoppeldiode D2 kann kein Entladeleckstrom über diese Zenerdiode D1 fließen. Die Zenerdioden D4 und D3 sowie die Bipolardiode D5 können dennoch als zusätzliche Sicherungen für M1, M3 und Q6 vorgesehen werden.Around the gates of the power semiconductor switch M1 and the P-type MOSFET M3 To protect, several Zener diodes would have to be used in conventional circuits to protect against overvoltages. However, these diodes in turn have undesirable leakage currents. In 3 is a single Zener diode as a solution to this problem D1 shown, which serves the maximum voltage across the buffer capacitor C1 to limit. Because at the gate of the P-type MOSFETs M3 and the semiconductor circuit breaker M1 the maximum voltage at the buffer capacitor C1 it is sufficient to adjust the voltage at the buffer capacitor C1 to limit. This is due to the arrangement of the Zener diode D1 along with the resistance R9 , as in 3 shown, achieved. Due to the arrangement in front of the decoupling diode D2 can no discharge leakage current through this zener diode D1 flow. The zener diodes D4 and D3 as well as the bipolar diode D5 can still be used as additional backups for M1 . M3 and Q6 be provided.

Als verbleibende Leckströme können die Gateleckströme des Leistungshalbleiterschalters M1 und des P-Typ-MOSFETs M3 mit jeweils ca. 10nA auftreten. Der dominierende Leckstrom ist der Leckstrom des N-Typ-MOSFETs M2. Wählt man einen geeigneten MOSFET, so weist dieser laut Datenblatt einen maximalen Gate-Leckstrom von 500nA auf, der sich bei Eigenerwärmung erhöhen kann, der Transistor wird allerdings in der Applikation nicht (dauer-)belastet. Geht man von einem maximalen Leckstrom von 600nA aus und verwendet einen Kondensator mit 10µF Kapazität, so verliert der Kondensator nach 60s mit dUc = Ic/C x dt = 3,65V an Spannung. Die verbleibende Gatespannung von 12V - 3,6V = 8,4V reicht aus, um den Leistungshalbleiterschalter weiter durchzuschalten. Wahlweise können auch größere Pufferkondensatoren, auch Elektrolytkondensatoren verwendet werden.The gate leakage currents of the power semiconductor switch can be the remaining leakage currents M1 and the P-type MOSFET M3 occur with approx. 10nA each. The dominant leakage current is the leakage current of the N-type MOSFET M2 , According to the data sheet, if you choose a suitable MOSFET, it has a maximum gate leakage current of 500nA, which can increase with self-heating, but the transistor is not (permanently) loaded in the application. Assuming a maximum leakage current of 600nA and using a capacitor with 10µF capacitance, the capacitor loses voltage after 60s with dUc = Ic / C x dt = 3.65V. The remaining gate voltage of 12V - 3.6V = 8.4V is sufficient to switch on the power semiconductor switch further. Larger buffer capacitors, including electrolytic capacitors, can optionally be used.

In der Schaltungsanordnung können ferner weitere Bauelemente wie die Widerstände R1 und R2, die Zenerdioden D3 oder D4, die Diode D8 oder andere in 3 nicht gezeigte Bauelemente vorgesehen sein, wenn dies für die Auslegung der Schaltung nötig ist. Diese Bauelemente können dem Schutz der Schaltung dienen oder für eine Anlaufstrombegrenzung oder andere Aufgaben in die Schaltung integriert werden, ohne dabei zur erfinderischen Lösung beizutragen oder bei Weglassen die erfinderische Lösung zu beeinflussen.Further components such as the resistors can also be used in the circuit arrangement R1 and R2 who have favourited Zener Diodes D3 or D4 , the diode D8 or others in 3 Components not shown may be provided if this is necessary for the design of the circuit. These components can serve to protect the circuit or can be integrated into the circuit for starting current limitation or other tasks, without contributing to the inventive solution or influencing the inventive solution if omitted.

Die vorliegende Erfindung ist in Kombination mit der in der Patentanmeldung DE102013013814.0 offengelegten Kurzschlussabschaltung vorteilhaft kombinierbar. Durch diese Kombination kann der Leistungshalbleiterschalter sauber abgeschaltet werden, wenn die vom Kondensator zur Verfügung gestellte Spannung nicht mehr ausreicht. Somit kann ein Schaden des Leistungshalbleiterschalters ausgeschlossen werden.The present invention is in combination with that in the patent application DE102013013814.0 disclosed short-circuit shutdown can advantageously be combined. With this combination, the power semiconductor switch can be switched off cleanly when the voltage provided by the capacitor is no longer sufficient. Damage to the power semiconductor switch can thus be excluded.

Claims

Circuit arrangement for quasi-stationary switching of power semiconductor switches (M1), comprising: a first power semiconductor switch (M1) which is set up to switch a load (L), a gate driver circuit (GT1) connected to the power semiconductor switch (M1), - A first diode (D2), which is connected with its anode to an input terminal (30) providing an input voltage, and with its cathode both via a capacitor (C1) connected in series with the first diode (D2) and also directly with the Gate driver circuit (GT1) is connected, but the first diode (D2) is not directly connected with its cathode to the load (L), - A arranged between the input terminal (30) and the gate driver circuit (GT1) pull-up resistor (R3), the gate driver circuit (GT1) and the pull-up resistor (R3) are designed such that they the gate of the power semiconductor switch (M1) in Switch off the switched state to ground (GND) so that the capacitor (C1) can be charged via the input terminal (30).

Circuit arrangement according to Claim 1 The gate driver circuit (GT1) is designed such that the capacitor (C1) can hold the gate voltage required for switching the power semiconductor switch (M1) for greater than 0 to 90 seconds.

Circuit arrangement according to one of the Claims 1 or 2 , wherein the capacitor (C1) has a capacitance of 10µF or more.

Circuit arrangement according to one of the preceding claims, wherein the gate driver circuit (GT1) comprises a first MOSFET (M2) which is connected to the power semiconductor switch (M1) in such a way that it switches the gate of the power semiconductor switch (M1) to ground (GND) in the switched-off state ,

Circuit arrangement according to Claim 4 , wherein between the gate of the first MOSFET (M2) and ground (GND) a second diode (D7) is arranged in series with the source of the first MOSFET (M2), which is set up to the gate-source voltage of the first MOSFET (M2) to ground.

Circuit arrangement according to one of the Claims 4 or 5 , wherein the first MOSFET (M2) is an N-type MOSFET.

Circuit arrangement according to one of the preceding claims, wherein the gate driver circuit (GT1) further comprises a second MOSFET (M3) which is connected to the capacitor (C1) and the power semiconductor switch (M1) in such a way that it switches off the voltage of the capacitor (C1 ) through to the gate of the power semiconductor switch (M1).

Circuit arrangement according to Claim 7 , wherein the second MOSFET (M3) is further connected to a transistor (Q6) such that it can turn on the second MOSFET (M3), and between the second MOSFET (M3) and the transistor (Q6) a first connected in series Resistor (R5) is arranged, which forms a resistance divider with a second resistor (R4) connected to the second MOSFET (M3) and the input terminal (30).

Circuit arrangement according to one of the Claims 7 or 8th , wherein the second MOSFET (M3) is a P-type MOSFET.

Circuit arrangement according to one of the preceding claims, further comprising a Zener diode (D1) and a third resistor (R9) connected to the diode (D2) such that they limit the capacitor voltage (C1) and no discharge leakage current through the Zener diode (D1) flows.