TECHNISCHES GEBIETTECHNICAL AREA
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine drehende elektrische Maschine zum Erzeugen einer elektrischen Leistung und/oder Bewegen einer Leistung und insbesondere auf solche drehende elektrische Maschinen, die fähig sind, einen Lastabfallschutz durchzuführen.The present invention relates to a rotary electric machine for generating electric power and / or moving power, and more particularly to such rotary electric machines capable of performing load protection.
HINTERGRUNDBACKGROUND
Bei einigen Typen von Leistungsgeneratoren für Motorfahrzeuge wird ein Feldstrom von einer Steuervorrichtung an eine Feldwicklung eines Rotors angelegt, während sich der Rotor basierend auf einem Drehmoment, das extern angelegt ist, dreht. In dieser Situation magnetisiert der Feldstrom, der durch die Feldwicklung fließt, abwechselnd Nord- und Südpole des Rotors. Die Drehung der abwechselnd magnetisierten Nord- und Südpole erzeugt magnetische Flüsse, und die erzeugten magnetischen Flüsse induzieren in Dreiphasenstatorwicklungen eines Stators eine Dreiphasenwechselstromleistung. Die induzierte Dreiphasenwechselstromleistung wird durch Schaltelemente einer hohen Seite und einer niedrigen Seite eines Gleichrichters unter einer Steuerung der Steuervorrichtung vollwellen- bzw. zweiweggleichgerichtet wird, was in einer Erzeugung einer Gleichstromleistung (Ausgangsleistung) resultiert.In some types of power generators for motor vehicles, a field current is applied from a controller to a field winding of a rotor while the rotor rotates based on a torque applied externally. In this situation, the field current flowing through the field winding alternately magnetizes north and south poles of the rotor. The rotation of the alternately magnetized north and south poles generates magnetic fluxes, and the generated magnetic fluxes induce three-phase AC power in three-phase stator windings of a stator. The induced three-phase AC power is full wave and full wave rectified by switching elements of a high side and a low side of a rectifier under control of the control device, resulting in generation of DC power (output power).
Solche Leistungsgeneratoren für Motorfahrzeuge sind betriebsfähig, um eine Batterie zum Laden der Batterie und verschiedene elektrische Lasten zum Ermöglichen, dass die elektrischen Lasten in Betrieb sind, mit einer elektrischen Leistung zu versorgen. Während ein solcher Leistungsgenerator in Betrieb ist, um eine Batterie und/oder verschiedene elektrische Lasten mit einer elektrischen Leistung zu versorgen, verursacht eine Trennung der Batterie von dem Leistungsgenerator über einer entsprechenden Phasenstatorwicklung aufgrund der großen Impedanz derselben eine hohe Spannung (einen riesigen Puls), auf den als ein Lastabfallstoß Bezug genommen ist. Die Spitze einer solchen hohen Spannung kann abhängig von einem Ausgangsstrom des Leistungsgenerators gleich oder höher als 100 V werden. Da diese Art einer hohen Spannung jegliche elektrische Lasten und/oder elektrische Elemente in dem Leistungsgenerator beschädigen würde, wurden einige Maßnahmen, um diese hohe Spannung zu reduzieren, ergriffen.Such power generators for motor vehicles are operable to supply a battery for charging the battery and various electrical loads for allowing the electrical loads to operate. While such a power generator operates to supply electric power to a battery and / or various electrical loads, disconnecting the battery from the power generator via a corresponding phase stator winding causes high voltage (a giant pulse) due to its large impedance. referred to as a load dump. The peak of such a high voltage may become equal to or higher than 100 V depending on an output current of the power generator. Since this type of high voltage would damage any electrical loads and / or electrical elements in the power generator, some measures have been taken to reduce this high voltage.
Ein Leistungsgenerator, der in der US-Patent-Veröffentlichung Nr. 5748463 , die der japanischen Patentanmeldung Veröffentlichungs-Nr. H09(1997)-219938 entspricht, offenbart ist, zeigt eine dieser Maßnahmen. Der Leistungsgenerator, der in der Patentveröffentlichung offenbart ist, ist mit MOS-Transistoren als Schaltelemente einer niedrigen Seite eines Brückengleichrichters desselben versehen. Der Leistungsgenerator ist entworfen, um, wenn die Ausgangsspannung des Leistungsgenerators eine voreingestellte Bezugsspannung überschreitet, in einem Schutzmodus in Betrieb zu sein, um mindestens einen MOS-Transistor einer niedrigen Seite, der mindestens einer Phasenstatorwicklung, über der aufgrund eines Lastabfalls eine hohe Spannung erzeugt wird, entspricht, einzuschalten, sodass ein zirkulierender Strom basierend auf der hohen Spannung durch den Brückengleichrichter und die Statorwicklungen verursacht, dass die hohe Spannung abklingt.A power generator used in the U.S. Patent Publication No. 5748463 , the the Japanese Patent Application Publication No. H09 (1997) -219938 corresponds, shows one of these measures. The power generator disclosed in the patent publication is provided with MOS transistors as switching elements of a low side of a bridge rectifier thereof. The power generator is designed to operate in a protection mode when the output voltage of the power generator exceeds a preset reference voltage to at least one low side MOS transistor, the at least one phase stator winding over which a high voltage is generated due to a load drop , corresponds to turn on, so that a circulating current based on the high voltage through the bridge rectifier and the stator windings causes the high voltage to decay.
Wenn die Ausgangsspannung des Leistungsgenerators gleich oder niedriger als die Bezugsspannung basierend auf dem Einschalten von mindestens einem MOS-Transistor einer niedrigen Seite wird, ist der Leistungsgenerator entworfen, um mindestens einen MOS-Transistor einer niedrigeren Seite auszuschalten und sich zu dem gleichrichtenden Modus zu stellen, um gleichrichtende Betriebsvorgänge auszuführen.When the output voltage of the power generator becomes equal to or lower than the reference voltage based on turning on at least one low side MOS transistor, the power generator is designed to turn off at least one lower side MOS transistor and to go to the rectifying mode, to execute rectifying operations.
KURZFASSUNGSHORT VERSION
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, schaltet der Leistungsgenerator, der in der US-Patentveröffentlichung Nr. 5748463 offenbart ist, mindestens einen MOS-Transistor einer niedrigen Seite, der mindestens einer Phasenstatorwicklung entspricht, über der eine hohe Spannung aufgrund eines Lastabfalls erzeugt wird, ein, wenn die Ausgangsspannung die Schwellenspannung überschreitet, und schaltet den mindestens einen MOS-Transistor einer niedrigen Seite aus, wenn die Ausgangsspannung niedriger als die Schwellenspannung wird. Das heißt, der Leistungsgenerator, der in der US-Patentveröffentlichung Nr. 5748463 offenbart ist, wiederholt ein Ein- und Ausschalten von mindestens einem MOS-Transistor, der mindestens einer Phasenstatorwicklung entspricht, über der eine hohe Spannung erzeugt wird, bis eine magnetische Energie, die in die mindestens eine Phasenstatorwicklung geladen ist, ausreichend abklingt.As described above, the power generator operating in the U.S. Patent Publication No. 5748463 discloses at least one low side MOS transistor corresponding to at least one phase stator winding over which a high voltage is generated due to a load drop when the output voltage exceeds the threshold voltage, and turns off the at least one low side MOS transistor when the output voltage becomes lower than the threshold voltage. That is, the power generator disclosed in US Patent Publication No. 5748463 repeatedly turns on and off at least one MOS transistor corresponding to at least one phase stator winding over which a high voltage is generated until a magnetic energy, which is loaded into the at least one phase stator winding, sufficiently decays.
Wenn jedoch ein Kondensator einer niedrigen Kapazität zum Reduzieren eines Rauschens, das von dem Brückengleichrichter erzeugt wird, vorgesehen ist, um mit einem Ausgangsanschluss des Leistungsgenerators verbunden zu sein, können häufige Wiederholungen eines Einschaltens und Ausschaltens des mindestens einen MOS-Transistors einer niedrigen Seite in einer Ladung des Kondensators resultieren, was in einer Versorgung der Feldwicklung mit einem Feldstrom resultiert. Aufgrund der Trennung der Batterie von dem Leistungsgenerator dient die Spannung über dem Kondensator einer niedrigen Kapazität als die Ausgangsspannung des Leistungsgenerators und wird aufgrund der niedrigen Kapazität des Kondensators rasch reduziert. Die Reduzierung der Ausgangsspannung des Leistungsgenerators kann verursachen, dass die Steuervorrichtung bestimmt, dass die Ausgangsspannung desselben niedriger als eine Zielspannung desselben ist, was in einer Fortsetzung der Versorgung der Feldwicklung mit dem Feldstrom resultiert. Dies kann eine große Menge an Zeit brauchen, um den Lastabfallstoß zu bändigen.However, when a low capacitance capacitor for reducing noise generated by the bridge rectifier is provided to be connected to an output terminal of the power generator, frequent repetitions of turning on and off the at least one low side MOS transistor may occur Charge of the capacitor resulting, resulting in a supply of the field winding with a field current. Due to the disconnection of the battery from the power generator, the voltage across the capacitor of a low capacity serves as the output voltage of the power generator and is due to the low Capacity of the capacitor rapidly reduced. The reduction of the output voltage of the power generator may cause the controller to determine that the output voltage thereof is lower than a target voltage thereof, resulting in continuation of the field winding supply to the field winding. This may take a great deal of time to curb the load dump.
Angesichts der Umstände, die im Vorhergehenden dargelegt sich, strebt ein Aspekt der vorliegenden Erfindung danach, drehende elektrische Maschinen zu schaffen, die entworfen sind, um sich dem im Vorhergehenden dargelegten Problem zu widmen.In view of the circumstances set forth above, one aspect of the present invention seeks to provide rotating electrical machines designed to address the problem set forth above.
Ein alternativer Aspekt der vorliegenden Erfindung zielt genauer gesagt darauf ab, solche drehenden elektrischen Maschinen zu schaffen, die fähiger sind, einen Lastabfallstoß zu bändigen, sodass ein Gleichrichter zuverlässiger vor demselben geschützt wird.More specifically, an alternative aspect of the present invention aims to provide such rotary electric machines that are more capable of restraining a load dump so that a rectifier is more reliably protected therefrom.
Gemäß einem exemplarischen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine drehende elektrische Maschine geschaffen, die basierend auf einer Wechselstromspannung in Betrieb ist, die in mindestens einer Phasenstatorwicklung eines Stators basierend auf einem sich drehenden magnetischen Feld eines Rotors, das durch eine Feldwicklung, die erregt wird, erzeugt wird, induziert wird. Die drehende elektrische Maschine weist mindestens eine Schalteinheit, die für die mindestens eine Phasenstatorwicklung vorgesehen ist, auf und weist ein Paar von Schaltelementen einer hohen und einer niedrigen Seite, das mit einem Ausgangsanschluss der mindestens einen Statorwicklung verbunden ist, auf. Die drehende elektrische Maschine weist eine Steuerung, die konfiguriert ist, um Ein-Aus-Betriebsvorgänge von jedem der Schaltelemente einer hohen und niedrigen Seite der mindestens einen Schalteinheit zu steuern, auf. Die Ein-Aus-Betriebsvorgänge der Schaltelemente einer hohen und niedrigen Seite führen eine Gleichrichtung der Wechselstromspannung, die in der mindestens einen Statorwicklung induziert wird, in eine Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit durch. Die drehende elektrische Maschine weist einen Regler auf, der konfiguriert ist, um einen erregenden Strom anzupassen, mit dem die Feldwicklung zum Erregen der Feldwicklung zu versorgen ist, um dadurch die Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit zu regeln. Die drehende elektrische Maschine weist einen Bestimmer, der bestimmt, wie die Feldwicklung mit dem erregenden Strom zu versorgen ist, und einen Schützer auf. Der Schützer überwacht die Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit und weist die Steuerung an, einen Schutzbetrieb durchzuführen, der das Schaltelement einer niedrigen Seite einschaltet, während das Schaltelement einer hohen Seite ausgeschaltet wird, wenn die Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit eine erste Schwellenspannung überschreitet, und das Schaltelement einer niedrigen Seite auszuschalten und einen Aus-Zustand des Schaltelements einer niedrigen Seite für eine Aus-Dauer zu halten, wenn die Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit, die die erste Schwellenspannung vorausgehend überschritten hat, niedriger als eine zweite Schwellenspannung wird. Die zweite Schwellenspannung ist niedriger als die erste Schwellenspannung. Die drehende elektrische Maschine weist einen variablen Einsteller auf, der eine Länge der Aus-Dauer basierend darauf variabel einstellt, wie die Feldwicklung mit dem erregenden Strom, der durch den Bestimmer bestimmt wird, versorgt wird.According to an exemplary aspect of the present invention, there is provided a rotary electric machine operating based on an AC voltage generated in at least one phase stator winding of a stator based on a rotating magnetic field of a rotor energized by a field winding being excited is induced. The rotary electric machine includes at least one switching unit provided for the at least one phase stator winding, and has a pair of high and low side switching elements connected to an output terminal of the at least one stator winding. The rotary electric machine has a controller configured to control on-off operations of each of the high and low side switching elements of the at least one switch unit. The on-off operations of the high and low side switching elements perform rectification of the ac voltage induced in the at least one stator winding into an output voltage of the at least one switching unit. The rotary electric machine has a regulator configured to adjust an exciting current to be supplied to the field winding for exciting the field winding to thereby regulate the output voltage of the at least one switching unit. The rotary electric machine has a determiner that determines how to supply the field winding with the exciting current and a protector. The protector monitors the output voltage of the at least one switching unit and instructs the controller to perform a protection operation that turns on the switching element of a low side while the switching element of a high side is turned off when the output voltage of the at least one switching unit exceeds a first threshold voltage, and Turn off switching element of a low side and keep an off-state of the switching element of a low side for an off-duration, when the output voltage of the at least one switching unit, which has exceeded the first threshold voltage, lower than a second threshold voltage. The second threshold voltage is lower than the first threshold voltage. The rotary electric machine has a variable adjuster that variably sets a length of the off-duration based on how the field winding is supplied with the exciting current determined by the determiner.
Wenn ein Lastabfallstoß auftritt, sodass die Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit die erste Schwellenspannung überschreitet, führt der Schützer den Schutzbetrieb durch, der das Schaltelement einer niedrigen Seite einschaltet, während das Schaltelement einer hohen Seite ausgeschaltet wird. Wenn danach die Ausgangsspannung der mindestens einen Schalteinheit, die vorausgehend die erste Schwellenspannung überschritten hat, niedriger als die zweite Schwellenspannung wird, schaltet des Schützer das Schaltelement einer niedrigen Seite aus und hält für die Aus-Dauer einen Aus-Zustand des Schaltelements einer niedrigen Seite. Zu dieser Zeit stellt der variable Einsteller die Länge der Aus-Dauer basierend darauf variabel ein, wie die Feldwicklung mit dem erregenden Strom, der durch den Bestimmer bestimmt wird, versorgt wird. Diese Konfiguration macht es für den variablen Einsteller möglich, die Länge der Aus-Dauer des Schaltelements einer niedrigen Seite solange wie möglich zu erhöhen, wenn durch den Bestimmer bestimmt wird, dass eine Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung versorgt wird, groß ist. Dies reduziert die Zeit, während der der erregende Strom durch die Feldwicklung fließt. Die Reduzierung der Zeit, während der der erregende Strom durch die Feldwicklung fließt, reduziert unmittelbar eine Energie, die in die mindestens eine Statorwicklung geladen wird, wodurch unmittelbar der Lastabfallstoß gebändigt wird, was in einer Verbesserung der Zuverlässigkeit des Leistungsgenerators gegenüber dem Lastabfallstoß resultiert.When a load dump occurs such that the output voltage of the at least one switching unit exceeds the first threshold voltage, the protector performs the protection operation that turns on the switching element of a low side while turning off the switching element of a high side. Thereafter, when the output voltage of the at least one switching unit that has previously exceeded the first threshold voltage becomes lower than the second threshold voltage, the protector turns off the low-side switching element and keeps the low-side switching element off for the off-duration. At this time, the variable adjuster variably sets the length of the off-duration based on how the field winding is supplied with the exciting current determined by the determiner. This configuration makes it possible for the variable setter to increase the length of the off-duration of the switching element of a low side as long as possible when it is determined by the determiner that a magnitude of the exciting current supplied to the field winding is large , This reduces the time during which the exciting current flows through the field winding. Reducing the time during which the exciting current flows through the field winding immediately reduces an energy that is charged into the at least one stator winding, thereby directly restraining the load dump, resulting in an improvement in the reliability of the power generator over the load dump.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGENBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
Andere Aspekte der vorliegenden Offenbarung sind aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen offensichtlich. Es zeigen:Other aspects of the present disclosure will become apparent from the following description of embodiments with reference to the accompanying drawings. Show it:
1 ein Schaltungsdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Systemkonfiguration einer drehenden elektrischen Maschine gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung darstellt; 1 a circuit diagram showing schematically an example of the system configuration of a rotating electrical machine according to a first embodiment of the present disclosure;
2 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur eines Reglers, der in 1 dargestellt ist, schematisch darstellt; 2 a circuit diagram showing an example of the structure of a controller, the in 1 is shown schematically;
3 ein Schaltungsdiagramm, das ein Gleichrichtermodul, das in 1 dargestellt ist, schematisch darstellt; 3 a circuit diagram showing a rectifier module, the in 1 is shown schematically;
4 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur einer Steuerschaltung, die in 3 dargestellt ist, schematisch darstellt; 4 a circuit diagram showing an example of the structure of a control circuit, which in 3 is shown schematically;
5 eine grafische Darstellung, die schematisch darstellt, wie ein Drain-Source-Spannungsdetektor einer hohen Seite, der in 4 dargestellt ist, vergleichende Betriebsvorgänge ausführt; 5 FIG. 4 is a diagram schematically illustrating how a high side drain-source voltage detector used in FIG 4 is shown performing comparative operations;
6 eine grafische Darstellung, die schematisch darstellt, wie ein Drain-Source-Spannungsdetektor einer niedrigen Seite, der in 4 dargestellt ist, vergleichende Betriebsvorgänge ausführt; 6 FIG. 4 is a graph schematically illustrating how a low-side drain-source voltage detector used in FIG 4 is shown performing comparative operations;
7 eine grafische Darstellung, die schematische Resultate von temperaturerfassenden Betriebsvorgängen durch Temperaturdetektoren einer hohen als auch einer niedrigen Seite, die in 4 dargestellt sind, schematisch darstellt; 7 FIG. 4 is a graph showing the schematic results of temperature sensing operations by high and low side temperature detectors incorporated in FIG 4 are shown schematically;
8 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der detaillierten Struktur einer Steuerung, die in 4 dargestellt ist, schematisch darstellt; 8th a circuit diagram showing an example of the detailed structure of a controller, which in 4 is shown schematically;
9 ein Zeitdiagramm, das Betriebsvorgänge der Steuerung bei einem Modus einer synchronen Steuerung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt; 9 FIG. 10 is a timing chart schematically illustrating operations of the control in a mode of synchronous control according to the first embodiment; FIG.
10 ein Blockdiagramm, das einige Elemente bei der Steuerung schematisch darstellt, die erforderlich sind, um zu bestimmen, ob ein Betriebsmodus der Steuerung zu dem Modus einer synchronen Steuerung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel zu stellen ist; 10 Fig. 12 is a block diagram schematically illustrating some elements in the control required to determine whether an operation mode of the control is to be set to the mode of synchronous control according to the first embodiment;
11A eine grafische Darstellung, die ein Beispiel des Signalverlaufs einer Phasenspannung über einer Phasenwicklung bei einem Modus einer synchronen Steuerung ohne einen Lastabfall schematisch darstellt; 11A Fig. 12 is a diagram schematically showing an example of the waveform of a phase voltage across a phase winding in a synchronous control mode without a load drop;
11B eine grafische Darstellung, die ein Beispiel des Signalverlaufs der Phasenspannung nach dem Auftreten eines Lastabfalls bei einem Lastabfallschutzmodus schematisch darstellt; 11B Fig. 12 is a diagram schematically showing an example of the waveform of the phase voltage after the occurrence of a load drop in a load-dump protection mode;
11C eine grafische Darstellung, die eine Beziehung zwischen einer verstärkten Drain-Source-Spannung und einer verstärkten Schwellenspannung schematisch darstellt; 11C FIG. 3 is a graph schematically illustrating a relationship between a boosted drain-source voltage and a boosted threshold voltage; FIG.
11D eine grafische Darstellung, die ein Beispiel des Signalverlaufs der verstärkten Drain-Source-Spannung eines MOS-Transistors einer niedrigen Seite schematisch darstellt; 11D Fig. 12 is a diagram schematically showing an example of the waveform of the drain-source amplified voltage of a low-side MOS transistor;
12 ein Zeitdiagramm, das Betriebsvorgänge der Steuerung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus derselben zu dem Modus einer synchronen Steuerung zu starten ist; 12 Fig. 10 is a timing chart schematically illustrating operations of the control according to the first embodiment for determining whether to start the operation mode thereof to the mode of synchronous control;
13 eine grafische Darstellung, die ein spezifisches Beispiel desku Signalverlaufs einer Phasenspannung schematisch darstellt, wenn ein Aus-Zeitpunkt, der durch einen Aus-Zeitpunkt-Rechner einer niedrigen Seite, der in 8 dargestellt ist, bestimmt wird, verzögert ist; 13 5 is a diagram schematically illustrating a specific example of the waveform of a phase voltage when an off timing detected by a low-side off-timing calculator incorporated in FIG 8th is shown, is determined, is delayed;
14 eine grafische Darstellung, die eine Beziehung zwischen der Variation der Ausgangsspannung und Ein-Perioden eines oberen und unteren Zweigs gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel schematisch darstellt; 14 Fig. 12 is a graph schematically illustrating a relationship between the variation of the output voltage and on periods of upper and lower branches according to the first embodiment;
15 ein Blockdiagramm, das einige Elemente bei der Steuerung, die erforderlich sind, um zu bestimmen, ob der Modus einer synchronen Steuerung zu stoppen ist, schematisch darstellt; 15 a block diagram schematically illustrating some elements in the control required to determine whether to stop the mode of synchronous control;
16 ein Flussdiagramm, das ein Beispiel einer Lastabfallschutzroutine schematisch darstellt, die durch einen Lastabfallschützer und einen Erregungsbestimmer, die in 8 dargestellt sind, ausgeführt wird; 16 FIG. 3 is a flow chart schematically illustrating an example of a load-dump protection routine provided by a load-dump protector and an exciter determiner incorporated in FIG 8th are shown executed;
17 ein Zeitdiagramm, das schematisch darstellt, wie eine Ausgangsspannung eines Gleichrichtermoduls, eine Spannung an einem Anschluss, der mit einer Feldwicklung verbunden ist, und eine Spannung an einem Anschluss des Gleichrichtermoduls, der mit einem Regler verbunden ist, über die Zeit während einer Ausführung der Lastabfallschutzroutine variieren; 17 FIG. 4 is a timing diagram schematically illustrating how an output voltage of a rectifier module, a voltage at a terminal connected to a field winding, and a voltage at a terminal of the rectifier module connected to a regulator over time during execution of the load-dump protection routine vary;
18 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der detaillierten Struktur einer Steuerung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung schematisch darstellt; 18 Fig. 10 is a circuit diagram schematically showing an example of the detailed structure of a controller according to a second embodiment of the present invention;
19 ein Flussdiagramm, das ein Beispiel einer Lastabfallschutzroutine schematisch darstellt, die durch den Lastabfallschützer und den Erregungsbestimmer, die in 18 dargestellt sind, ausgeführt wird; 19 FIG. 3 is a flowchart schematically illustrating an example of a load-dump protection routine provided by the load-dump protector and the exciter determiner shown in FIG 18 are shown executed;
20 ein Zeitdiagramm, das schematisch darstellt, wie die Ausgangsspannung des Gleichrichtermoduls, die Spannung an dem Anschluss, der mit der Feldwicklung verbunden ist, und die Spannung an dem Anschluss des Gleichrichtermoduls, der mit der Regler verbunden ist, über der Zeit während einer Ausführung der Lastabfallschutzroutine gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel variieren; und 20 FIG. 4 is a timing diagram schematically illustrating how the output voltage of the rectifier module, the voltage at the terminal connected to the field winding, and the voltage at the terminal of the rectifier module connected to the regulator over time during execution of the load dump protection routine vary according to the second embodiment; and
21 ein Schaltungsdiagramm, das ein Gleichrichtermodul, das in 1 dargestellt ist, gemäß einer Modifikation von jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele schematisch darstellt. 21 a circuit diagram showing a rectifier module, the in 1 is schematically illustrated according to a modification of each of the first and second embodiments.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DES AUSFÜHRUNGSBEISPIELSDETAILED DESCRIPTION OF THE EMBODIMENT
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung sind im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen werden identische Bezugszeichen genutzt, um identische entsprechende Komponenten zu identifizieren.Embodiments of the present disclosure are described below with reference to the accompanying drawings. In the drawings, identical reference numerals are used to identify identical corresponding components.
Erstes AusführungsbeispielFirst embodiment
Bezug nehmend auf die Zeichnungen, insbesondere auf 1, ist darin eine drehende elektrische Dreiphasenmaschine 1 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist die vorliegende Erfindung auf den Dreiphasenleistungsgenerator 1 als ein Beispiel von drehenden elektrischen Maschinen, die in einem Motorfahrzeug eingebaut sind, angewendet.Referring to the drawings, in particular 1 , is a three-phase rotating electric machine 1 according to a first embodiment of the present invention. In the first embodiment, the present invention is the three-phase power generator 1 as an example of rotary electric machines installed in a motor vehicle.
Der Leistungsgenerator 1 weist erste Statorwicklungen 2, zweite Statorwicklungen 3, einen Rotor 4M, der eine Feldwicklung 4 aufweist, ein Paar von ersten und zweiten Gleichrichtermodulen (Modulbaugruppen) 5 und 6 und einen Spannungsregler, das heißt, einen Regler 7, auf. Die ersten und die zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 dienen als eine Schalteinheit.The power generator 1 has first stator windings 2 , second stator windings 3 , a rotor 4M , the one field winding 4 comprising a pair of first and second rectifier modules (module assemblies) 5 and 6 and a voltage regulator, that is, a regulator 7 , on. The first and second rectifier module assemblies 5 and 6 serve as a switching unit.
Der Leistungsgenerator 1 ist betriebsfähig, um eine Wechselstrom- (AC-; AC = alternating-current) Spannung, die in jeder der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 induziert wird, über eine entsprechende der ersten und zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 in eine Gleichstromspannung zu wandeln und über eine Ladungsleitung 12 und einen Ausgangsanschluss B eine Batterie 9 mit der Gleichstromspannung zu versorgen und dieselbe in dieselbe hinein zu laden, und/oder elektrische Lasten 10, die in dem Motorfahrzeug eingebaut sind, über die Ladungsleitung 12 und den Ausgangsanschluss B mit der Gleichstromspannung zu versorgen.The power generator 1 is operable to provide an alternating current (AC) voltage in each of the first and second stator windings 2 and 3 is induced via a corresponding one of the first and second rectifier module assemblies 5 and 6 to convert into a DC voltage and a charge line 12 and an output terminal B, a battery 9 to supply the DC voltage and to charge the same into the same, and / or electrical loads 10 installed in the motor vehicle via the charge line 12 and to supply the output terminal B with the DC voltage.
Der Leistungsgenerator 1 ist ferner betriebsfähig, um eine Gleichstromspannung, mit der von der Batterie 9 versorgt wird, über die ersten und zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 in eine Dreiphasenwechselstromspannung zu wandeln und die Dreiphasenwechselstromspannung an jede der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 anzulegen, um dadurch eine Drehleistung (ein Drehmoment) zu erzeugen, um den Rotor 4M zu drehen. Der Rotor 4M ist beispielsweise über einen Riemen direkt oder indirekt mit einer Kurbelwelle einer Antriebsmaschine mit einer internen Verbrennung bzw. internen Verbrennungsantriebsmaschine, auf die einfach als eine Antriebsmaschine Bezug genommen ist, die in dem Motorfahrzeug eingebaut ist, gekoppelt, sodass die erzeugte Drehleistung die Kurbelwelle der internen Verbrennungsmaschine rotiert.The power generator 1 is also operable to supply a DC voltage from that of the battery 9 supplied via the first and second rectifier module assemblies 5 and 6 to convert to a three-phase AC voltage and the three-phase AC voltage to each of the first and second stator windings 2 and 3 to thereby generate a rotational power (torque) to the rotor 4M to turn. The rotor 4M For example, a belt is directly or indirectly coupled to a crankshaft of a prime mover with an internal combustion engine referred to simply as a prime mover installed in the motor vehicle via a belt, so that the generated rotational power is the crankshaft of the internal combustion engine rotates.
Die ersten Statorwicklungen 2 sind als ein Beispiel von Mehrphasenstatorwicklungen beispielsweise Dreiphasenstatorwicklungen. Die ersten Statorwicklungen 2 sind in einem und um einen zylindrischen Statorkern gewickelt. Der Statorkern hat beispielsweise in seinem lateralen Querschnitt eine ringförmige Form und eine Mehrzahl von Nuten, die durch denselben gebildet sind und umfangsmäßig mit gegebenen Teilungen angeordnet sind. Die ersten Statorwicklungen 2 sind in den Nuten des Statorkerns gewickelt.The first stator windings 2 For example, as an example of multi-phase stator windings, three-phase stator windings are exemplified. The first stator windings 2 are wrapped in and around a cylindrical stator core. The stator core has, for example, in its lateral cross section, an annular shape and a plurality of grooves formed therethrough and arranged circumferentially at given pitches. The first stator windings 2 are wound in the slots of the stator core.
Die zweiten Statorwicklungen 3 sind ähnlicherweise als ein Beispiel von Mehrphasenstatorwicklungen beispielsweise Dreiphasenstatorwicklungen. Die zweiten Statorwicklungen 3 sind beispielsweise in dem und um den Statorkern gewickelt. Die zweiten Statorwicklungen 3 sind beispielsweise in den Nuten des Ankerkerns gewickelt, derart, dass die ersten Statorwicklungen 2 und die zweiten Statorwicklungen 3 eine Phasenverschiebung von 30 elektrischen Grad (π/6 rad) dazwischen haben. Die ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 und der Statorkern bilden einen Stator des Leistungsgenerators 1.The second stator windings 3 Similarly, as an example of multi-phase stator windings, for example, three-phase stator windings. The second stator windings 3 For example, they are wrapped in and around the stator core. The second stator windings 3 are wound, for example, in the slots of the armature core, such that the first stator windings 2 and the second stator windings 3 have a phase shift of 30 electrical degrees (π / 6 rad) between them. The first and second stator windings 2 and 3 and the stator core form a stator of the power generator 1 ,
Die ersten Statorwicklungen 2 bilden X-, Y- und Z-Phasen-Wicklungen, die beispielsweise in eine Sternkonfiguration geschaltet sind. Die X-, Y- und Z-Phasen-Wicklungen haben jeweils ein Ende, das mit einem gemeinsamen Knoten (neutralen Punkt) verbunden ist, und ein anderes Ende, das mit einem separaten Anschluss verbunden ist. Die zweiten Statorwicklungen 3 bestehen ähnlicherweise aus U-, V- und W-Phasen-Wicklungen, die in beispielsweise eine Sternkonfiguration geschaltet sind. Die U-, V- und W-Phasen-Wicklungen haben jeweils ein Ende, das mit einem gemeinsamen Knoten (neutralen Punkt) verbunden ist, und ein anderes Ende, das mit einem separaten Anschluss verbunden ist.The first stator windings 2 form X-, Y- and Z-phase windings, which are connected for example in a star configuration. The X, Y and Z phase windings each have one end connected to a common node (neutral point) and another end connected to a separate terminal. The second stator windings 3 Similarly, there are U, V, and W phase windings connected in, for example, a star configuration. The U, V and W phase windings each have one end connected to a common node (neutral point) and another end connected to a separate terminal.
Der Rotor 4M ist beispielsweise an einer drehenden Welle (nicht gezeigt) befestigt und beispielsweise drehbar innerhalb des Statorkerns angeordnet. Ein Ende der drehenden Welle ist direkt oder indirekt mit der Kurbelwelle der internen Verbrennungsantriebsmaschine verknüpft, derart, dass der Rotor 4M und die drehende Welle durch die interne Verbrennungsantriebsmaschine (Antriebsmaschine) drehbar angetrieben werden. Eine Drehung des Rotors 4M kann mit anderen Worten zu der Kurbelwelle der Antriebsmaschine als eine Drehleistung übertragen werden, sodass die Kurbelwelle durch die Drehleistung gedreht werden kann. The rotor 4M For example, it is attached to a rotating shaft (not shown) and, for example, rotatably disposed within the stator core. One end of the rotating shaft is directly or indirectly linked to the crankshaft of the internal combustion engine, such that the rotor 4M and the rotating shaft are rotatably driven by the internal combustion driving machine (driving machine). A rotation of the rotor 4M In other words, it may be transmitted to the crankshaft of the engine as a rotational power, so that the crankshaft can be rotated by the rotational power.
Der Rotor 4M weist eine Mehrzahl von Feldpolen, die angeordnet sind, um der inneren Peripherie des Statorkerns zugewandt zu sein, und eine Feldwicklung 4, die in den und um die Feldpole gewickelt ist, auf. Die Feldwicklung 4 ist über Schleifringe und dergleichen mit dem Regler 7 elektrisch verbunden. Wenn die Feldwicklung durch den Regler 7 gespeist wird, magnetisiert dieselbe die Feldpole mit abwechselnden Nord- und Südpolaritäten, während sich der Rotor 4M dreht, um dadurch ein sich drehendes magnetisches Feld zu erzeugen. Es sei bemerkt, dass als der Rotor 4M ein Rotor, der Permanentmagnete aufweist, oder ein Einzelpolrotor zum Erzeugen eines sich drehenden magnetischen Felds verwendet sein kann. Das sich drehende magnetische Feld induziert in jeder der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 eine Wechselstromspannung.The rotor 4M has a plurality of field poles arranged to face the inner periphery of the stator core and a field winding 4 which is wound in and around the poles on. The field winding 4 is via slip rings and the like with the regulator 7 electrically connected. When the field winding through the regulator 7 the same magnetizes the field poles with alternating north and south polarities as the rotor rotates 4M rotates to thereby generate a rotating magnetic field. It should be noted that as the rotor 4M a rotor having permanent magnets, or a single pole rotor may be used to generate a rotating magnetic field. The rotating magnetic field induces in each of the first and second stator windings 2 and 3 an AC voltage.
Die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 ist zwischen den ersten Statorwicklungen 2 und der Batterie 9 angeordnet und ist als Ganzes als ein Dreiphasenvollwellen- bzw. -zweiweggleichrichter (Brückenschaltung) aufgebaut. Die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 ist betriebsfähig, um die Wechselstromspannung, die in den ersten Statorwicklungen 2 induziert wird, in eine Gleichstromspannung zu wandeln.The first rectifier module assembly 5 is between the first stator windings 2 and the battery 9 and is constructed as a whole as a three-phase full-wave rectifier (bridge circuit). The first rectifier module assembly 5 is operable to supply the AC voltage in the first stator windings 2 is induced to convert to a DC voltage.
Die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 weist genauer gesagt eine Zahl, wie zum Beispiel drei, von Gleichrichtermodulen 5X, 5Y und 5Z, die der Zahl von Phasen der ersten Statorwicklungen 2 entspricht, auf. Das Gleichrichtermodul 5X ist bei den ersten Statorwicklungen 2 mit dem separaten Anschluss der X-Phasen-Wicklung verbunden, das Gleichrichtermodul 5Y ist bei den ersten Statorwicklungen 2 mit dem separaten Anschluss der Y-Phasen-Wicklung verbunden, und das Gleichrichtermodul 5Z ist bei den ersten Statorwicklungen mit dem separaten Anschluss der Z-Phasen-Wicklung verbunden.The first rectifier module assembly 5 more specifically, a number, such as three, of rectifier modules 5X . 5Y and 5Z that is the number of phases of the first stator windings 2 corresponds, on. The rectifier module 5X is at the first stator windings 2 connected to the separate terminal of the X-phase winding, the rectifier module 5Y is at the first stator windings 2 connected to the separate terminal of the Y-phase winding, and the rectifier module 5Z is connected at the first stator windings to the separate terminal of the Z-phase winding.
Die zweite Gleichrichtermodulbaugruppe 6 ist zwischen den zweiten Statorwicklungen 3 und der Batterie 9 angeordnet und ist als Ganzes als ein Dreiphasenvollwellengleichrichter (Brückenschaltung) aufgebaut. Die zweite Gleichrichtermodulbaugruppe 6 ist betriebsfähig, um die Wechselstromspannung, die in den zweiten Statorwicklungen 3 induziert wird, in eine Gleichstromspannung zu wandeln.The second rectifier module assembly 6 is between the second stator windings 3 and the battery 9 and is constructed as a whole as a three-phase full wave rectifier (bridge circuit). The second rectifier module assembly 6 is operable to reverse the AC voltage present in the second stator windings 3 is induced to convert to a DC voltage.
Die zweite Gleichrichtermodulbaugruppe 6 weist genauer gesagt eine Zahl, beispielsweise drei, von Gleichrichtermodulen 6U, 6V und 6W, die der Zahl von Phasen der zweiten Statorwicklungen 3 entspricht, auf. Das Gleichrichtermodul 6U ist mit dem separaten Anschluss der U-Phasen-Wicklung bei den zweiten Statorwicklungen 3 verbunden, das Gleichrichtermodul 6V ist mit dem separaten Anschluss der V-Phasen-Wicklung bei den zweiten Statorwicklungen 3 verbunden, und das Gleichrichtermodul 6W ist mit dem separaten Anschluss der W-Phasen-Wicklung bei den zweiten Statorwicklungen 3 verbunden.The second rectifier module assembly 6 more specifically, has a number, for example three, of rectifier modules 6U . 6V and 6W , the number of phases of the second stator windings 3 corresponds, on. The rectifier module 6U is with the separate connection of the U-phase winding at the second stator windings 3 connected, the rectifier module 6V is with the separate terminal of the V-phase winding at the second stator windings 3 connected, and the rectifier module 6W is with the separate terminal of the W-phase winding at the second stator windings 3 connected.
Der Regler 7 hat einen Anschluss F, der mit der Feldwicklung 4 verbunden ist, und ist entworfen, um einen erregenden Strom zu steuern, mit dem die Feldwicklung 4 zu versorgen ist, sodass eine Ausgangsspannung VB des Leistungsgenerators 1, das heißt, eine Ausgangsspannung jedes Gleichrichtermoduls, auf eine Zielregelspannung Vreg geregelt wird. Wenn beispielsweise die Ausgangsspannung VB höher als die Zielregelspannung Vreg ist, stoppt der Regler 7 damit, die Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu versorgen, und, wenn die Ausgangsspannung VB niedriger als die Zielregelspannung Vreg ist, versorgt der Regler 7 die Feldwicklung 4 mit dem Feldstrom. Dies regelt die Ausgangsspannung VB auf die Zielregelspannung Vreg.The regulator 7 has a connection F, which is connected to the field winding 4 is connected, and is designed to control an exciting current, with which the field winding 4 is to be supplied, so that an output voltage V B of the power generator 1 that is, an output voltage of each rectifier module is controlled to a target regulation voltage Vreg. For example, when the output voltage V B is higher than the target control voltage Vreg, the controller stops 7 with it, the field winding 4 to supply with the exciting current, and when the output voltage V B is lower than the target control voltage Vreg, the controller supplies 7 the field winding 4 with the field current. This regulates the output voltage V B to the target control voltage Vreg.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Regler 7 betriebsfähig, um die Phasenspannung über einer Statorphasenwicklung, beispielsweise der X-Phasen-Statorwicklung, zu überwachen und die Zahl von Drehungen des Rotors 4M pro Zeiteinheit basierend auf der überwachten Phasenspannung zu messen. Der Regler 7 ist ferner betriebsfähig, um die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu stoppen oder zu reduzieren, wenn die gemessene Zahl von Drehungen pro Zeiteinheit des Rotors 4M null ist, das heißt, die Drehung des Rotors 4M gestoppt ist. Der Regler 7 ist ferner über den Kommunikationsanschluss L und die Kommunikationsleitung desselben mit einer ECU, das heißt einer externen Steuerung 8, verbunden. Der Regler 7 ist betriebsfähig, um serielle bidirektionale Kommunikationsvorgänge, wie zum Beispiel LIN-(= Local Interconnect Network = Lokales Zwischenverbindungsnetz) Kommunikationsvorgänge gemäß LIN-Protokollen mit der ECU 8 auszuführen, sodass Kommunikationsnachrichten zu der ECU 8 gesendet und/oder von derselben empfangen werden.In this embodiment, the controller is 7 operable to monitor the phase voltage across a stator phase winding, such as the X-phase stator winding, and the number of rotations of the rotor 4M per unit of time based on the monitored phase voltage. The regulator 7 is also operable to supply the field winding 4 with the exciting current to stop or reduce when the measured number of rotations per unit time of the rotor 4M is zero, that is, the rotation of the rotor 4M is stopped. The regulator 7 is also via the communication port L and the communication line thereof with an ECU, that is, an external controller 8th , connected. The regulator 7 is operable to perform serial bi-directional communications such as LIN (= Local Interconnect Network) communications in accordance with LIN protocols with the ECU 8th so that communication messages are sent to the ECU 8th sent and / or received by the same.
Der Leistungsgenerator 1 ist zusätzlich mit einer Zeer-Diode 30, die zwischen den Ausgangsanschluss B und eine gemeinsame Signalmasse parallel zu jedem Gleichrichtermodul 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W geschaltet ist, versehen. Die Kathode der Zener-Diode 30 ist mit dem Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1 verbunden, und die Anode derselben ist mit der gemeinsamen Signalmasse zum Klemmen bzw. Erden eines Stoßes, wie zum Beispiel eines Lastabfallstoßes, verbunden, um dadurch die Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W zu schützen. Die Zener-Diode 30 kann eliminiert sein.The power generator 1 is additionally with a Zeer diode 30 that between the Output terminal B and a common signal ground in parallel to each rectifier module 5X . 5Y . 5Z . 6U . 6V . 6W is switched, provided. The cathode of the zener diode 30 is connected to the output terminal B of the power generator 1 connected, and the anode thereof is connected to the common signal ground for grounding a shock, such as a load drop shock, thereby the rectifier modules 5X . 5Y . 5Z . 6U . 6V and 6W to protect. The zener diode 30 can be eliminated.
Bezug nehmend auf 2 weist der Regler 7, der Anschlüsse B, P, F und L hat, einen MOS-Transistor 71, eine Schwungraddiode 72, Widerstände 73 und 74, einen Spannungsvergleicher 75, eine Steuerung 76 eines erregenden Stroms, einen Drehungsdetektor 77, eine Kommunikationsschaltung 78, eine Leistungsversorgungsschaltung 79 und einen Kondensator 80 auf.Referring to 2 instructs the controller 7 which has terminals B, P, F and L, a MOS transistor 71 , a flywheel diode 72 , Resistors 73 and 74 , a voltage comparator 75 , a controller 76 an exciting current, a rotation detector 77 , a communication circuit 78 , a power supply circuit 79 and a capacitor 80 on.
Die Kommunikationsschaltung 78 ist betriebsfähig, um serielle bidirektionale Kommunikationsvorgänge, wie zum Beispiel LIN-Kommunikationsvorgänge gemäß den LIN-Protokollen, mit der ECU 8 über den Anschluss L auszuführen. Die Kommunikationsschaltung 78 ist somit in der Lage, Daten, die beispielsweise die Zielregelspannung Vreg, die von der ECU 8 gesendet wurde, angeben, zu empfangen.The communication circuit 78 is operable to perform serial bi-directional communications, such as LIN communications in accordance with the LIN protocols, with the ECU 8th via the L port. The communication circuit 78 is thus able to provide data, for example, the target regulation voltage Vreg provided by the ECU 8th was sent, specify, receive.
Die Widerstände 73 und 74 bilden einen Spannungsteiler. Ein Ende des Widerstands 74 ist genauer gesagt mit dem Anschluss B verbunden, und der Anschluss B ist mit dem Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 74 ist mit einem Ende des Widerstands 73 verbunden, und das andere Ende des Widerstands 73 ist mit der gemeinsamen Signalmasse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 73 und 74 ist mit dem Spannungsvergleicher 75 verbunden. Der Spannungsteiler 73 und 74 ist betriebsfähig, um die Ausgangsspannung VB des Leistungsgenerators 1 zu teilen, und ein geteilter Wert der Ausgangsspannung VB wird in den Spannungsvergleicher 75 eingegeben. Der Spannungsvergleicher 75 ist zusätzlich zu dem Spannungsteiler 73 und 74 mit der Kommunikationsschaltung 78 und der Steuerung 76 eines erregenden Stroms verbunden. Wenn der geteilte Wert der Ausgangsspannung VB von dem Spannungsteiler 73 und 74 und Daten, die die Zielregelspannung Vreg angeben, von der Kommunikationsschaltung 78 empfangen werden, ist der Spannungsvergleicher 75 betriebsfähig, um den geteilten Wert der Ausgangsspannung VB mit einer Bezugsspannung, die der geregelten Zielspannung Vreg entspricht, zu vergleichen. Der Spannungsvergleicher 75 ist beispielsweise betriebsfähig, um ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn als ein Resultat des Vergleichs die Bezugsspannung höher als der geteilte Wert der Ausgangsspannung VB ist, und ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn als ein Resultat des Vergleichs der geteilte Wert der Ausgangsspannung VB höher als die Bezugsspannung ist.The resistors 73 and 74 form a voltage divider. An end to the resistance 74 is more specifically connected to the terminal B, and the terminal B is connected to the output terminal B of the power generator 1 connected. The other end of the resistance 74 is with an end to the resistance 73 connected, and the other end of the resistance 73 is connected to the common signal ground. The connection point between the resistors 73 and 74 is with the voltage comparator 75 connected. The voltage divider 73 and 74 is operable to the output voltage V B of the power generator 1 to divide, and a divided value of the output voltage V B is in the voltage comparator 75 entered. The voltage comparator 75 is in addition to the voltage divider 73 and 74 with the communication circuit 78 and the controller 76 connected to an exciting current. When the divided value of the output voltage V B from the voltage divider 73 and 74 and data indicating the target control voltage Vreg from the communication circuit 78 are received, is the voltage comparator 75 operable to compare the divided value of the output voltage V B with a reference voltage corresponding to the target regulated voltage Vreg. The voltage comparator 75 For example, it is operable to output a signal of a high level when, as a result of the comparison, the reference voltage is higher than the divided value of the output voltage V B and to output a signal of a low level, as a result of the comparison, the divided value of the output voltage V B is higher than the reference voltage.
Die Steuerung 76 eines erregenden Stroms ist mit dem Spannungsvergleicher 75 und dem Gate des MOS-Transistors 71 verbunden. Die Drain des MOS-Transistors 71 ist mit dem Anschluss B des Reglers 7 verbunden, und die Source ist mit dem Anschluss F des Reglers 7 und der Kathode der Schwungraddiode 72 verbunden. Die Anode der Schwungraddiode 72 ist mit der gemeisamen Signalmasse verbunden. Der Anschluss F ist mit einem Ende der Feldwicklung 4 verbunden, und das andere Ende der Feldwicklung 4 ist an Masse gelegt.The control 76 an exciting current is with the voltage comparator 75 and the gate of the MOS transistor 71 connected. The drain of the MOS transistor 71 is connected to terminal B of the controller 7 connected, and the source is connected to the terminal F of the regulator 7 and the cathode of the flywheel diode 72 connected. The anode of the flywheel diode 72 is connected to the common signal ground. The terminal F is at one end of the field winding 4 connected, and the other end of the field winding 4 is grounded.
Die Steuerung 76 eines erregenden Stroms ist betriebsfähig, um den MOS-Transistor 71 ein- oder auszuschalten, sodass entweder die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom oder der Stopp der Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom durchgeführt wird.The control 76 an exciting current is operable to the MOS transistor 71 switch on or off, so that either the supply of the field winding 4 with the exciting current or the stop of the supply of the field winding 4 is performed with the exciting current.
Die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom weist ein kontinuierliches Einschalten des MOS-Transistors 71 auf, um zu verursachen, dass der erregende Strom kontinuierlich durch die Feldwicklung 4 fließt. Als ein anderes Beispiel der Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom erzeugt die Steuerung 76 eines erregenden Stroms ein PWM-Signal, das ein zyklisches Pulssignal ist, das einen steuerbaren Tastzyklus (eine steuerbare Ein-Puls-Breite für jeden Zyklus) hat; der Tastzyklus ist als ein vorbestimmtes Verhältnis, das heißt, ein Prozentsatz, einer Breite eines hohen Pegels zu der Gesamtdauer jedes Zyklus ausgedrückt. Die Breite, das heißt, die Ein-Periode, jedes Pulses des zyklischen Pulssignals wird abhängig von der Ausgabe, das heißt, dem Vergleichsresultat, des Spannungsvergleichers 75 bestimmt. Um die Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu versorgen, kann genauer gesagt die Steuerung 76 eines erregenden Stroms das PWM-Signal, das einen hohen Tastzyklus hat, zu dem Gate des MOS-Transistors 71 erzeugen, während der Leistungsgenerator 1 in einem normalen Modus, bei dem keine Abnormitäten auftreten, in Betrieb ist. Dies zielt darauf ab, den Ausgangsstrom zu erhöhen, mit dem die Feldwicklung 4 zu versorgen ist.The supply of the field winding 4 with the exciting current has a continuous turn on of the MOS transistor 71 up to cause the exciting current to flow continuously through the field winding 4 flows. As another example, the supply of the field winding 4 with the exciting current generated by the controller 76 an exciting current, a PWM signal which is a cyclic pulse signal having a controllable duty cycle (one-pulse controllable width for each cycle); the duty cycle is expressed as a predetermined ratio, that is, a percentage, a high level width to the total duration of each cycle. The width, that is, the on-period, of each pulse of the cyclic pulse signal becomes dependent on the output, that is, the comparison result, of the voltage comparator 75 certainly. To the field winding 4 to supply with the exciting current, more precisely, the controller 76 an exciting current, the PWM signal having a high duty cycle, to the gate of the MOS transistor 71 generate while the power generator 1 in a normal mode in which no abnormalities occur in operation. This aims to increase the output current with which the field winding 4 to be supplied.
Das heißt, während der MOS-Transistor 71 ein ist, wird mit dem erregenden Strom versorgt, um basierend auf der Ausgangsspannung VB durch die Feldwicklung 4 zu fließen. Während zusätzlich der MOS-Transistor 71 aus ist, wird mit keinem erregenden Strom versorgt, um durch die Feldwicklung 4 zu fließen. Die Menge (der gemittelte Wert) des erregenden Stroms, der durch die Feldwicklung 4 fließt, kann somit durch den Tastzyklus angepasst werden, und daher wird die Ausgangsspannung VB basierend auf der angepassten Menge des erregenden Stroms rückkopplungsgesteuert. Die Schwungraddiode 72 ist betriebsfähig, um basierend auf der in die Feldwicklung 4 geladenen Energie nach einem Ausschalten des MOS-Transistors 71 einem Strom zu ermöglichen, durch dieselbe zirkulieren. Es sei bemerkt, dass, wenn der MS-Transistor 71 ausgeschaltet wird, die Steuerung 76 eines erregenden Stroms kontinuierlich.That is, while the MOS transistor 71 is supplied with the exciting current to pass through the field winding based on the output voltage V B 4 to flow. While in addition the MOS transistor 71 is off, is supplied with no exciting current to pass through the field winding 4 to flow. The amount (the averaged value) of the exciting current passing through the field winding 4 flows, can thus be adjusted by the duty cycle, and therefore, the output voltage V B is feedback controlled based on the adjusted amount of the exciting current. The flywheel diode 72 is operable to be based on in the field winding 4 charged energy after turning off the MOS transistor 71 to allow a current to circulate through it. It should be noted that when the MS transistor 71 is turned off, the controller 76 an exciting current continuously.
Der Stopp der Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom weist ein kontinuierliches Ausschalten des MOS-Transistors 71 auf, um zu verursachen, dass der erregende Strom nicht durch die Feldwicklung 4 fließt. Als ein anderes Beispiel des Stopps der Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom erzeugt die Steuerung 76 eines erregenden Stroms ein PWM-Signal, das einen niedrigen Tastzyklus hat, zu dem Gate des MOS-Transisitors 71, während der Leistungsgenerator 1 in dem normalen Modus in Betrieb ist. Dies zielt darauf ab, den Ausgangsstom, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, zu reduzieren.The stop of the supply of the field winding 4 with the exciting current has a continuous turning off of the MOS transistor 71 on, to cause the exciting current not through the field winding 4 flows. As another example of stopping the supply of the field winding 4 with the exciting current generated by the controller 76 of an exciting current, a PWM signal having a low duty cycle to the gate of the MOS transisitor 71 while the power generator 1 in the normal mode is in operation. This aims to control the output current with which the field winding 4 is supplied, reduce.
Um eine abrupte Variation in einem Ausgangsstrom des Leistungsgenerators 1 zu reduzieren, kann zusätzlich die Steuerung 76 eines erregenden Stroms konfiguriert sein, um die Menge eines erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 zu versorgen ist, allmählich zu ändern.To an abrupt variation in an output current of the power generator 1 In addition, the controller can reduce 76 be configured of an exciting current to the amount of exciting current with which the field winding 4 to be gradually changed.
Der Drehungsdetektor 7 ist mit dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden, und der Anschluss P des Reglers 7 ist über einen Widerstand 20, der eine hohe Impedanz hat, mit dem separaten Anschluss der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2 verbunden. Der Anschluss P des Reglers 7 ist genauer gesagt mit dem Verbindungspunkt zwischen einem Anschluss RP des Gleichrichtermoduls 5X, das später beschrieben ist, und einem Ende des Widerstands 20 verbunden; das andere Ende des Widerstands 20 ist mit dem separaten Anschluss der X-Phasen-Wicklung verbunden. Der Anschluss P des Reglers 7 dient als ein eine Phasenspannung erfassender Anschluss. Der Drehungsdetektor 77 ist genauer gesagt betriebsfähig, um über der X-Phasen-Wicklung eine Phasenspannung VP zu erfassen.The rotation detector 7 is connected to port P of the controller 7 connected, and the port P of the controller 7 is about a resistance 20 having a high impedance with the separate terminal of the X-phase winding of the first stator windings 2 connected. The port P of the controller 7 more specifically, with the connection point between a terminal RP of the rectifier module 5X which is described later and an end to the resistance 20 connected; the other end of the resistance 20 is connected to the separate terminal of the X-phase winding. The port P of the controller 7 serves as a phase voltage detecting terminal. The rotation detector 77 More specifically, it is operable to detect a phase voltage V P across the X-phase winding.
Der Drehungsdetektor 77 ist ferner betriebsfähig, um basierend auf der Phasenspannung VP über der X-Phasen-Wicklung eine Drehung und/oder eine Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M zu erfassen. Der Drehungsdetektor 77 ist genauer gesagt betriebsfähig, um zu erfassen, dass die Betragsbeziehung zwischen der Phasenspannung VP und einer Bezugsspannung für eine Erfassung einer Drehung des Rotors 4M zyklisch variiert, um dadurch eine Drehung des Rotors 4M zu erfassen. Wenn der Leistungsgenerator 1 in dem normalen Modus in Betrieb ist, sodass es keine Kurzschlussfehler und Überhitzungfehler bei dem Gleichrichtermodul 5X und/oder den ersten Statorwicklungen 2 gibt, da die Phasenspannung VP, die eine vorbestimmte Amplitude hat, an dem Anschluss P erscheint, kann der Drehungsdetektor 77 basierend auf der Phasenspannung VP eine Drehung des Rotors 4M erfassen.The rotation detector 77 is further operable to rotate and / or rotate the rotor based on the phase voltage V P across the X-phase winding 4M capture. The rotation detector 77 More specifically, it is operable to detect that the magnitude relationship between the phase voltage V P and a reference voltage for detecting rotation of the rotor 4M varies cyclically, thereby rotating the rotor 4M capture. When the power generator 1 in normal mode, so there are no short circuit faults and overheating errors in the rectifier module 5X and / or the first stator windings 2 Since the phase voltage V P having a predetermined amplitude appears at the terminal P, the rotation detector 77 based on the phase voltage V P, a rotation of the rotor 4M to capture.
Die Steuerung 76 eines erregenden Stroms ist mit dem Drehungsdetektor 77 verbunden und betriebsfähig, um ein erfasstes Resultat einer Drehung des Rotors 4M von dem Drehungsdetektor 77 zu empfangen. Während basierend auf dem erfassten Resultat einer Drehung des Rotors 4M bestimmt wird, dass eine Drehung des Rotors 4M kontinuierlich durch den Drehungsdetektor 77 erfasst wird, ist die Steuerung 76 eines erregenden Stroms betriebsfähig, um das PWM-Signal auszugeben, das einen Tastzyklus hat, der benötigt wird, um die Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu versorgen, dessen Pegel für den Leistungsgenerator 1 erforderlich ist, um eine Ausgangsleistung kontinuierlich zu erzeugen. The control 76 an exciting current is with the rotation detector 77 connected and operable to a detected result of rotation of the rotor 4M from the rotation detector 77 to recieve. While based on the detected result of rotation of the rotor 4M it is determined that a rotation of the rotor 4M continuously through the rotation detector 77 is detected, is the controller 76 of an exciting current operable to output the PWM signal having a duty cycle needed to complete the field winding 4 to supply the exciting current, its level for the power generator 1 is required to produce an output power continuously.
Wenn jedoch basierend auf dem erfassten Resutat der Drehung des Rotors 4M bestimmt wird, dass eine Drehung des Motors 4M gestoppt ist, oder eine Erfassung einer Drehung des Rotors 4M gesperrt ist, ist die Steuerung 76 eines erregenden Stroms betriebsfähig, das PWM-Signal auszugeben, dessen Tastzyklus auf beispielsweise einen ausreichenden Stromwert eingestellt ist, der erforderlich ist, um eine Anfangserregung der Feldwicklung 4 durchzuführen.However, based on the detected resutate, if the rotation of the rotor 4M it is determined that a rotation of the engine 4M is stopped, or a detection of a rotation of the rotor 4M locked is the controller 76 an exciting current operable to output the PWM signal whose duty cycle is set to, for example, a sufficient current value required to initiate the field winding 4 perform.
Die Leistungssversorgungsschaltung 79 ist mit jedem Element des Reglers 7 verbunden und betriebsfähig, um jedes Element derselben mit einer Betriebsspannung zu versorgen.The power supply circuit 79 is with every element of the regulator 7 connected and operable to supply each element thereof with an operating voltage.
Der Kondensator 80 ist zwischen die gemeinsame Signalmasse und den Verbindungspunkt zwischen dem Anschluss B, der Leistungsversorgungsschaltung 79 und dem MOS-Transistor 71 geschaltet. Der Kondensator 80 ist betriebsfähig, um ein Rauschen, das von dem Ausgangsanschluss der Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 in den Regler 7 eintritt, zu eliminieren. Der Kondensator 80 hat eine niedrige Kapazität von beispielsweise 1 μF.The capacitor 80 is between the common signal ground and the connection point between the terminal B, the power supply circuit 79 and the MOS transistor 71 connected. The capacitor 80 is operable to remove noise from the output terminal of the rectifier module assemblies 5 and 6 into the regulator 7 occurs, to eliminate. The capacitor 80 has a low capacity of 1 μF, for example.
Ein Beispiel der Struktur des Gleichrichtermoduls 5X gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist als Nächstes vollständig im Folgenden beschrieben.An example of the structure of the rectifier module 5X according to this embodiment is described next in full.
3 stellt schematisch die Struktur des Gleichrichtermoduls 5X gemäß diesem Ausführungsbeispiel dar. Jedes der anderen Gleichrichtermodule 5V, 5Z, 6U, 6V und 6W hat die gleiche Struktur wie dieselbe des Gleichrichtermoduls 5X. Bezug nehmend auf 3 hat das Gleichrichtermodul 5X Anschlüsse B, P, RP und E und weist ein Paar von MOS-Transistoren 50 und 51 und eine Steuerschaltung 54, die aneinander als ein Modul gebaut sind, auf. 3 schematically illustrates the structure of the rectifier module 5X according to this embodiment. Each of the other rectifier modules 5V . 5Z . 6U . 6V and 6W has the same structure as the same one of the rectifier module 5X , reference taking up 3 has the rectifier module 5X Terminals B, P, RP and E and has a pair of MOS transistors 50 and 51 and a control circuit 54 built on each other as a module.
Die Source S des MOS-Transistors 50 ist über den Anschluss P mit einer entsprechenden Phasenwicklung, wie zum Beispiel der X-Phasen-Wicklung, der ersten Statorwicklungen 2 verbunden, und die Drain B desselben ist über die Ladungsleitung 12 und den Anschluss B des Gleichrichtermoduls 5X mit dem positiven Anschluss der Batterie 9 und den elektrischen Lasten 10 verbunden. Der MOS-Transistor 50 dient somit als ein Schaltelement einer hohen Seite (eines oberen Zweigs). Eine intrinsische Diode bzw. Eigendiode, mit anderen Worten eine Körperdiode, 50a ist in dem MOS-Transistor 50 intrinsisch vorgesehen, um dazu antiparallel geschaltet zu sein. Das heißt, die Anode der intrinsischen Diode 50a ist mit der Source des MOS-Transistors 50 verbunden, und die Kathode ist mit der Drain desselben verbunden.The source S of the MOS transistor 50 is across terminal P with a corresponding phase winding, such as the X-phase winding, of the first stator windings 2 connected, and the drain B of the same is over the charge line 12 and the terminal B of the rectifier module 5X with the positive connection of the battery 9 and the electrical loads 10 connected. The MOS transistor 50 thus serves as a switching element of a high side (an upper branch). An intrinsic diode, in other words a body diode, 50a is in the MOS transistor 50 intrinsically provided to be in anti-parallel to it. That is, the anode of the intrinsic diode 50a is with the source of the MOS transistor 50 connected, and the cathode is connected to the drain thereof.
Die Drain D des MOS-Transistors 51 ist über den Anschluss P mit einer entsprechenden Phasenwicklung, wie zum Beispiel der X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2 und mit der Source S des MOS-Transistors 50 verbunden. Die Source S des MOS-Transistors 51 ist über den Anschluss E mit dem negativen Anschluss der Batterie 9, der mit der gemeinsamen Signalmasse verbunden ist, verbunden. Der MOS-Transistor 51 dient somit als ein Schaltelement einer niedrigen Seite (eines unteren Zweigs). Eine intrinsische Diode (Körperdiode) 51a ist in dem MOS-Transistor 51 intrinsisch vorgesehen, um antiparallel zu demselben geschaltet zu sein. Das heißt, die Anode der intrinsischen Diode 51a ist mit der Source des MOS-Transistors 51 verbunden, und die Kathode ist mit der Drain desselben verbunden.The drain D of the MOS transistor 51 is across terminal P with a corresponding phase winding, such as the X-phase winding of the first stator windings 2 and with the source S of the MOS transistor 50 connected. The source S of the MOS transistor 51 is via the terminal E with the negative terminal of the battery 9 connected to the common signal ground. The MOS transistor 51 thus serves as a switching element of a low side (a lower branch). An intrinsic diode (body diode) 51a is in the MOS transistor 51 intrinsically provided to be in antiparallel to the same. That is, the anode of the intrinsic diode 51a is with the source of the MOS transistor 51 connected, and the cathode is connected to the drain thereof.
Die MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und einer niedrigen Seite sind mit anderen Worten miteinander über einen verbindenden Punkt in Reihe geschaltet, und die X-Phasen-Wicklung der ersten Statorwicklungen 2 ist mit dem verbindenden Punkt zwischen der Source S des MOS-Transistors 50 und der Drain D des MOS-Transistors 51 verbunden.The MOS transistors 50 and 51 in other words, a high and a low side are connected in series with each other via a connecting point, and the X-phase winding of the first stator windings 2 is at the connecting point between the source S of the MOS transistor 50 and the drain D of the MOS transistor 51 connected.
Es sei bemerkt, dass eine zusätzliche Diode zu jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 antiparallel geschaltet sein kann. Ein Schaltelement, das sich hinsichtlich des Typs von dem MOS-Transistor-Typ unterscheidet, kann als mindestens einer der MOS-Transistoren 50 und 51 verwendet sein. Bei dieser Modifikation ist eine Diode hinzugefügt, um zu dem Schaltelement antiparallel geschaltet zu sein.It should be noted that an additional diode to each of the MOS transistors 50 and 51 can be switched anti-parallel. A switching element different in type from the MOS transistor type may be used as at least one of the MOS transistors 50 and 51 be used. In this modification, a diode is added to be in anti-parallel to the switching element.
4 stellt schematisch ein Beispiel der Struktur der Steuerschaltung 54 im Detail dar. Bezug nehmend auf 4 weist die Steuerschaltung 54 eine Steuerung 100, eine Leistungsquelle 170, einen Ausgangsspannungsdetektor 110, einen Drain-Source-Spannungs-(VDS-)Detektor 120 einer hohen Seite, einen Drain-Source-Spannungs-(VDS-)Detektor 130 einer niedrigen Seite, einen Kurzschlussbestimmer 140 einer hohen Seite und einen Drain-Source-Spannungs-(VDS-)Verstärker 142 einer niedrigen Seite auf. Die Steuerschaltung 54 weist ferner einen Stromflussrichtungsdetektor 144, einen Temperaturdetektor 150, einen Signalsendeempfänger 160, einen Treiber 180 und einen Treiber 182 auf. Die Steuerschaltung 54 hat beispielsweise sechs Anschlüsse B, P, E, G1, G2 und RP. Der Anschluss E ist ein Masseanschluss, der über den Masseanschluss E des Gleichrichtermoduls 5X mit der gemeinsamen Signalmasse verbunden ist. 4 schematically illustrates an example of the structure of the control circuit 54 in detail. Referring to FIG 4 has the control circuit 54 a controller 100 , a source of power 170 , an output voltage detector 110 , a drain-source voltage (V DS ) detector 120 a high side, a drain-source voltage (V DS ) detector 130 a low side, a short-circuit determiner 140 a high side and a drain-source voltage (V DS ) amplifier 142 a low side up. The control circuit 54 further includes a current flow direction detector 144 , a temperature detector 150 , a signal transceiver 160 , a driver 180 and a driver 182 on. The control circuit 54 for example has six ports B, P, E, G1, G2 and RP. The terminal E is a ground terminal, which is connected via the ground terminal E of the rectifier module 5X is connected to the common signal ground.
Die Leistungsquelle 170 ist mit der Steuerung 100 und dem Anschluss B verbunden; der Anschluss B ist mit dem Anschluss B des Gleichrichtermoduls 5X und der Drain D des MOS-Transistors 50 verbunden. Wenn der Rotor 4M damit startet, durch die Drehung der Kurbelwelle der Antriebsmaschine zu rotieren, sodass die Phasenspannung VP über der X-Phasen-Wicklung erzeugt wird, wird die Phasenspannung VP in den Anschluss P eingegeben.The power source 170 is with the controller 100 and the port B connected; port B is to port B of the rectifier module 5X and the drain D of the MOS transistor 50 connected. If the rotor 4M thus starts to rotate by the rotation of the crankshaft of the engine so that the phase voltage V P to the X-phase winding is produced, the phase voltage V P is input to the port P.
Die Leistungsquelle 170 wird dann aktiviert, während die Phasenspannung VP in den Anschluss P eingegeben wird, um basierend auf beispielsweise der Ausgangsspannung VB des Leistungsgenerators 1 eine im Wesentlichen konstante Spannung zu erzeugen, sodass jede Komponente, die die Steuerschaltung 54 in sich aufweist, mit der Betriebsspannung als eine Betriebsspannung versorgt wird. Während keine Phasenspannung VP in den Anschluss P eingegeben wird, ist die Leistungsquelle 170 deaktiviert, um dadurch die Versorgung jeder Komponente, die die Steuerschaltung 54 in sich aufweist, mit der Betriebsspannung zu stoppen. Die Aktivierung und Deaktivierung der Leistungsquelle 170 wird durch die Steuerung 100 gesteuert.The power source 170 is then activated while the phase voltage V P is input to the port P in order based on, for example, the output voltage V B of the power generator 1 to generate a substantially constant voltage, so that each component, the control circuit 54 has in itself, is supplied with the operating voltage as an operating voltage. While no phase voltage V P is input to the terminal P, the power source is 170 disabled, thereby controlling the supply of each component to the control circuit 54 has to stop with the operating voltage. Activation and deactivation of the power source 170 is through the controller 100 controlled.
Der Treiber 180 hat einen Ausgangsanschluss, das heißt, den Anschluss G1, der mit dem Gate G des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite verbunden ist, und einen Eingangsanschluss, der mit der Steuerung 100 verbunden ist. Der Treiber 180 ist betriebsfähig, um ein Treibsignal zu erzeugen, das an das Gate G des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zum Ein- oder Ausschalten des MOS-Transistors 50 anzulegen ist.The driver 180 has an output terminal, that is, the terminal G1 connected to the gate G of the MOS transistor 50 connected to a high side, and an input terminal connected to the controller 100 connected is. The driver 180 is operable to generate a drive signal which is applied to the gate G of the MOS transistor 50 a high side to Turning the MOS transistor on or off 50 is to create.
Der Treiber 182 hat einen Ausgangsanschluss, das heißt, den Anschluss G2, der mit dem Gate G des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite verbunden ist, und einen Eingangsanschluss, der mit der Steuerung 100 verbunden ist. Der Treiber 182 ist betriebsfähig, um ein Treibsignal, das an das Gate G des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zum Ein- oder Ausschalten des MOS-Transistors 51 anzulegen ist, zu erzeugen. Das Treibsignal, das von jedem der Treiber 180 und 182 auszugeben ist, ist beispielsweise ein Pulssignal, das einen steuerbaren Tastzyklus (eine steuerbare Ein-Puls-Breite für jeden Zyklus) hat; der Tastzyklus ist als ein vorbestimmtes Verhältnis einer Ein-Puls-Breite zu der Gesamtdauer jedes Zyklus ausgedrückt.The driver 182 has an output terminal, that is, the terminal G2 connected to the gate G of the MOS transistor 51 connected to a low side, and an input port connected to the controller 100 connected is. The driver 182 is operable to drive a signal to the gate G of the MOS transistor 51 a low side for turning on or off the MOS transistor 51 is to create. The drive signal coming from each of the drivers 180 and 182 output is, for example, a pulse signal having a controllable duty cycle (one-pulse controllable width for each cycle); the duty cycle is expressed as a predetermined ratio of one-pulse width to the total duration of each cycle.
Der Ausgangsspannungsdetektor 110 ist mit dem Anschluss B und der Steuerung 100 verbunden. Der Ausgangsspannungstreiber 110 weist beispielsweise einen Differenzverstärker 110a und einen A/D-Wandler 110b auf. Die Eingangsanschlüsse des Differenzverstärkers 110a sind jeweils mit der gemeinsamen Signalmasse und dem Anschluss B verbunden. Der Ausgangsanschluss des Differenzverstärkers 110a ist mit dem Eingangsanschluss des A/D-Wandlers 110b verbunden. Der Differenzverstärker 110a ist betriebsfähig, um den Potenzialunterschied zwischen der Spannung an dem Anschluss B des gleichrichtenden Moduls 5X, mit anderen Worten dem Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1 und der Massespannung, auszugeben. Das heißt, der Differenzverstärker 110a gibt die Ausgangsspannung VB des Leistungsgenerators 1 aus, die durch ein Rauschen wenig beeinträchtigt ist. Der A/D-Wandler 110b ist betriebsfähig, um die Ausgangsspannung VB des Leistungsgenerators 1 in digitale Daten zu wandeln, deren Wert der Ausgangsspannung VB des Leistungsgenerators 1 entspricht, und die digitalen Daten zu der Steuerung 100 auszugeben. Der A/D-Wandler 110b kann in der Steuerung 100 vorgesehen sein.The output voltage detector 110 is connected to port B and the controller 100 connected. The output voltage driver 110 has, for example, a differential amplifier 110a and an A / D converter 110b on. The input terminals of the differential amplifier 110a are each connected to the common signal ground and the terminal B. The output terminal of the differential amplifier 110a is connected to the input terminal of the A / D converter 110b connected. The differential amplifier 110a is operable to detect the potential difference between the voltage at terminal B of the rectifying module 5X in other words, the output terminal B of the power generator 1 and the ground voltage, output. That is, the differential amplifier 110a gives the output voltage V B of the power generator 1 which is not affected by a noise. The A / D converter 110b is operable to the output voltage V B of the power generator 1 into digital data whose value is the output voltage V B of the power generator 1 corresponds, and the digital data to the controller 100 issue. The A / D converter 110b can in the controller 100 be provided.
Der Drain-Source-Spannungsdetektor 120 einer hohen Seite ist mit dem Anschluss P, dem Anschluss B und der Steuerung 100 verbunden. Der Drain-Source-Spannungsdetektor 120 einer hohen Seite ist betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zu erfassen, die Drain-Source-Spannung VDS mit einer voreingestellten Schwelle zu vergleichen, und abhängig von einem Resultat des Vergleichs ein Spannungssignal zu der Steuerung 100 auszugeben.The drain-source voltage detector 120 a high side is connected to port P, port B and the controller 100 connected. The drain-source voltage detector 120 a high side is operable to the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 50 to detect a high side, to compare the drain-source voltage V DS with a preset threshold, and depending on a result of the comparison, a voltage signal to the controller 100 issue.
5 stellt schematisch dar, wie der Drain-Source-Spannungsdetektor 120 einer hohen Seite die vergleichenden Betriebsvorgänge ausführt. In 5 stellt die horizontale Achse die Drain-Source-Spannung VDS relativ zu der Ausgangsspannung VB als das Potenzial an der Drain D des MOS-Transistors 50 dar, und die vertikale Achse stellt den Pegel eines Spannungssignals, das von dem Drain-Source-Spannungsdetektor 120 einer hohen Seite ausgegeben wird, dar. 5 schematically illustrates how the drain-source voltage detector 120 a high side performs the comparative operations. In 5 The horizontal axis represents the drain-source voltage V DS relative to the output voltage V B as the potential at the drain D of the MOS transistor 50 and the vertical axis represents the level of a voltage signal supplied by the drain-source voltage detector 120 a high side is displayed.
Bezug nehmend auf 5 ändert, wenn die Phasenspannung VP steigt, um um einen Wert, der gleich oder höher als 0,3 V ist, höher als die Ausgangsspannung VB zu sein, sodass die Drain-Source-Spannung VDS gleich oder höher als 0,3 V ist, der Drain-Source-Spannungsdetektor 120 das Ausgangssignal desselben von einem niedrigen Pegel (0 V) zu einem hohen Pegel (5 V). Wenn danach die Phasenspannung VP um einen Wert, der gleich oder höher als 1,0 V ist, niedriger als die Ausgangsspannung VB wird, sodass die Drain-Source-Spannung VDS gleich oder niedriger als –1,0 V ist, ändert der Drain-Source-Spannungsdetektor 120 einer hohen Seite sein Ausgangssignal von dem hohen Pegel (5 V) zu dem niedrigen Pegel (0 V).Referring to 5 changes as the phase voltage V P increases to be higher than the output voltage V B by a value equal to or higher than 0.3 V, so that the drain-source voltage V DS is equal to or higher than 0.3 V is the drain-source voltage detector 120 the output thereof from a low level (0V) to a high level (5V). Thereafter, when the phase voltage V P becomes lower than the output voltage V B by a value equal to or higher than 1.0 V, so that the drain-source voltage V DS is equal to or lower than -1.0 V, changes the drain-source voltage detector 120 one high side, its output signal from the high level (5V) to the low level (0V).
Eine Spannung V10, die um 0,3 V höher als die Ausgangsspannung VB (siehe die später beschriebene 9) ist, stellt eine erste Schwelle gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Die erste Schwelle V10 dient dazu, um den Startpunkt einer Zeit einer Leitungsperiode der entsprechenden Diode 50a zuverlässig zu erfassen. Das heißt, die erste Schwelle V10 ist eingestellt, um höher als die Summe der Ausgangsspannung VB und der Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 50, der in einem Ein-Zustand ist, und niedriger als die Summe der Ausgangsspannung VB und der Durchlassspannung VF der Diode 50a (siehe 9) zu sein. Die Leitungsperiode einer Diode ist als eine Periode definiert, während der ein Strom durch dieselbe fließen kann.A voltage V10, which is 0.3 V higher than the output voltage V B (see the later described 9 ) represents a first threshold according to the first embodiment. The first threshold V10 serves to be the starting point of a time of a conduction period of the corresponding diode 50a reliably detect. That is, the first threshold V10 is set to be higher than the sum of the output voltage V B and the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 50 which is in an on state and lower than the sum of the output voltage V B and the forward voltage VF of the diode 50a (please refer 9 ) to be. The conduction period of a diode is defined as a period during which a current can flow therethrough.
Eine Spannung V20, die um 1,0 V niedriger als die Ausgangsspannung VB ist (siehe 9), stellt eine zweite Schwelle gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Die zweite Schwelle V20 dient dazu, um den Endpunkt einer Zeit der Leitungsperiode der entsprechenden Diode 50a zuverlässig zu erfassen. Das heißt, die zweite Schwelle V20 ist eingestellt, um niedriger als die Ausgangsspannung VB zu sein (siehe 9).A voltage V20 which is 1.0 V lower than the output voltage V B (see 9 ), represents a second threshold according to the first embodiment. The second threshold V20 serves to be the end point of a time of the conduction period of the corresponding diode 50a reliably detect. That is, the second threshold V20 is set to be lower than the output voltage V B (see FIG 9 ).
Auf die Periode von der Ankunft der Phasenspannung VP bei der ersten Schwelle V10 bis zu der Ankunft der Phasenspannung VP bei der zweiten Schwelle V20 ist als eine Ein-Periode eines oberen Zweigs Bezug genommen. Es sei bemerkt, dass der Startpunkt einer Zeit und der Endpunkt einer Zeit der Ein-Periode eines oberen Zweigs jeweils von dem Startpunkt einer Zeit und dem Endpunkt einer Zeit einer Periode eines Leitens der Diode 50a, durch die ein Strom tatsächlich fließt, während der MOS-Transistor 50 in einem Aus-Zustand ist, verschoben sind. Eine synchrone Steuerung zum Durchführen einer synchronen Gleichrichtung des MOS-Transistors 50, die später beschrieben ist, gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist entworfen, um basierend auf der Ein-Periode eines oberen Zweigs durchgeführt zu werden.The period from the arrival of the phase voltage V P at the first threshold V10 to the arrival of the phase voltage V P at the second threshold V20 is referred to as an on-period of an upper arm. It should be noted that the starting point of a time and the end point of a time of the on-period of an upper arm are respectively from the starting point of a time and the end point of a time of a period of conducting the diode 50a through which a current actually flows while the MOS transistor 50 is in an off state, are moved. A synchronous control for performing a synchronous rectification of the MOS transistor 50 , which will be described later, according to the first embodiment, is designed to be performed based on the on-period of an upper branch.
Der Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite ist mit dem Anschluss P, dem Masseanschluss E und der Steuerung 100 verbunden. Der Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite ist betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu erfassen, die Drain-Source-Spannung VDS mit einer voreingestellten Schwelle zu vergleichen, und abhängig von einem Resultat des Vergleichs ein Spannungssignal zu der Steuerung 100 auszugeben.The drain-source voltage detector 130 a low side is connected to the port P, the Ground connection E and the controller 100 connected. The drain-source voltage detector 130 a low side is operable to control the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 to detect a low side, comparing the drain-source voltage V DS with a preset threshold, and depending on a result of the comparison, a voltage signal to the controller 100 issue.
6 stellt schematisch dar, wie der Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite die vergleichenden Betriebsvorgänge ausführt. In 6 stellt die horizontale Achse die Drain-Source-Spannung VDS relativ zu einer Massespannung VGND als das Potenzial an dem negativen Anschluss der Batterie 9 dar, und die vertikale Achse stellt den Pegel eines Spannungssignals, das von dem Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite ausgegeben wird, dar. Bezug nehmend auf 6 ändert, wenn die Phasenspannung VP fällt, um um 0,3 V oder mehr niedriger als die Massespannung VGND zu sein, sodass die Drain-Source-Spannung VDS gleich oder niedriger als -0,3 V ist, der Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite sein Ausgangssignal von dem niedrigen Pegel (0 V) zu dem hohen Pegel (5 V). Wenn danach die Phasenspannung VP um einen Wert, der gleich oder höher als 1,0 V ist, höher als die Massespannung VGND wird, sodass die Drain-Source-Spannung VDS gleich oder höher als 1,0 V ist, ändert der Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite sein Ausgangssignal von dem hohen Pegel (5 V) zu dem niedrigen Pegel (0 V). 6 schematically illustrates how the drain-source voltage detector 130 a low side performs the comparative operations. In 6 For example, the horizontal axis represents the drain-source voltage V DS relative to a ground voltage V GND as the potential at the negative terminal of the battery 9 and the vertical axis represents the level of a voltage signal supplied by the drain-source voltage detector 130 a low side. Referring to FIG 6 changes when the phase voltage V P falls to be lower than the ground voltage V GND by 0.3 V or more so that the drain-source voltage V DS is equal to or lower than -0.3 V, the drain-source -Spannungsdetektor 130 a low side, its output signal from the low level (0 V) to the high level (5 V). Thereafter, when the phase voltage V P becomes higher than the ground voltage V GND by a value equal to or higher than 1.0 V, so that the drain-source voltage V DS is equal to or higher than 1.0 V, the drain-source voltage detector 130 a low side, its output signal from the high level (5V) to the low level (0V).
Eine Spannung V11, die um 0,3 V niedriger als die Massespannung VGND ist (siehe 9), stellt eine dritte Schwelle gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Die dritte Schwelle dient dazu, um den Startpunkt einer Zeit der Leitungsperiode der entsprechenden Diode 51a zuverlässig zu erfassen. Das heißt, die dritte Schwelle V11 ist eingestellt, um niedriger als die Subtraktion der Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51, der in dem Ein-Zustand ist, von der Massespannung VGND zu sein, und um höher als die Subtraktion der Durchlassspannung V11 der Diode 51a von der Massespannung VGND zu sein (siehe 9).A voltage V11 that is 0.3 V lower than the ground voltage V GND (see 9 ), represents a third threshold according to the first embodiment. The third threshold serves to be the starting point of a time of the conduction period of the corresponding diode 51a reliably detect. That is, the third threshold V11 is set to be lower than the subtraction of the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 which is in the on-state from the ground voltage V GND and higher than the subtraction of the forward voltage V11 of the diode 51a from the ground voltage V GND (see 9 ).
Eine Spannung V21, die um 1,0 V höher als die Massespannung VGND ist (siehe 9), stellt eine vierte Schwelle gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel dar. Die vierte Schwelle dient dazu, um den Endpunkt einer Zeit der Leitungsperiode der entsprechenden Diode 51a zuverlässig zu erfassen. Das heißt, die vierte Schwelle V21 ist eingestellt, um höher als die Massespannung VGND zu sein (siehe 9).A voltage V21 which is 1.0 V higher than the ground voltage V GND (see 9 ), represents a fourth threshold according to the first embodiment. The fourth threshold serves to be the end point of a time of the conduction period of the corresponding diode 51a reliably detect. That is, the fourth threshold V21 is set to be higher than the ground voltage V GND (see FIG 9 ).
Auf die Periode von der Ankunft der Phasenspannung VP bei der dritten Schwelle V11 bis zu der Ankunft der Phasenspannung VP bei der vierten Schwelle V21 ist als eine Ein-Periode eines unteren Zweigs Bezug genommen. Es sei bemerkt, dass der Startpunkt einer Zeit und der Endpunkt einer Zeit der Ein-Periode eines unteren Zweigs jeweils von dem Startpunkt einer Zeit und dem Endpunkt einer Zeit der Periode eines Leitens der Diode 51a, durch die ein Strom tatsächlich fließt, während der MOS-Transistor 51 in dem Aus-Zustand ist, verschoben sind. Die synchrone Steuerung zum Durchführen einer synchronen Gleichrichtung des MOS-Transistors 51 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist entworfen, um basierend auf der Ein-Periode eines unteren Zweigs durchgeführt zu werden.The period from the arrival of the phase voltage V P at the third threshold V11 to the arrival of the phase voltage V P at the fourth threshold V21 is referred to as an on period of a lower arm. It should be noted that the starting point of a time and the end point of a time of the on-period of a lower branch are respectively from the starting point of a time and the end point of a time of the period of conducting the diode 51a through which a current actually flows while the MOS transistor 51 is in the off state, are moved. The synchronous control for performing a synchronous rectification of the MOS transistor 51 According to the first embodiment, it is designed to be performed based on the on-period of a lower branch.
Der Temperaturdetektor 150 ist mit der Steuerung 100 verbunden. Der Temperaturdetektor 150 weist beispielsweise eine temperaturempfindliche Diode 150a, die an oder nahe jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und niedrigen Seite vorgesehen ist, auf. Der Temperaturdetektor 150 ist betriebsfähig, um basierend auf der Durchlassspannung der temperaturempfindlichen Diode 150a, die für einen entsprechenden der MOS-Transistoren 50 und 51 vorgesehen ist, die Temperatur jedes MOS-Transistors 50 und 51 zu messen, und betriebsfähig, ein Spannungssignal mit einem hohen Pegel auszugeben, wenn die Temperatur eines entsprechenden der MOS-Transistoren 50 und 51 gleich oder höher als eine voreingestellte erste Temperaturschwelle von beispielsweise 200°C ist, die leicht niedriger als eine Wärmebeständigkeitstemperatur einer oberen Grenze eines entsprechenden der MOS-Transistoren 50 und 51 ist, und ein Spannungssignal mit einem niedrigen Pegel auszugeben, wenn die Temperatur eines entsprechenden der MOS-Transistoren 50 und 51 niedriger als eine voreingestellte zweite Temperaturschwelle von beispielsweise 170°C ist.The temperature detector 150 is with the controller 100 connected. The temperature detector 150 has, for example, a temperature-sensitive diode 150a at or near each of the MOS transistors 50 and 51 a high and low side is provided on. The temperature detector 150 is operable to operate based on the forward voltage of the temperature sensitive diode 150a for a corresponding one of the MOS transistors 50 and 51 is provided, the temperature of each MOS transistor 50 and 51 to measure and operable to output a voltage signal having a high level when the temperature of a corresponding one of the MOS transistors 50 and 51 is equal to or higher than a preset first temperature threshold of, for example, 200 ° C., which is slightly lower than a heat resistance temperature of an upper limit of a corresponding one of the MOS transistors 50 and 51 is to output a voltage signal having a low level when the temperature of a corresponding one of the MOS transistors 50 and 51 is lower than a preset second temperature threshold of, for example, 170 ° C.
7 stellt schematische Resultate von Temperatur erfassenden Betriebsvorgängen durch den Temperaturdetektor 150 dar. In 7 stellt die horizontale Achse eine Temperatur (°C) dar, und die vertikale Achse stellt den Pegel eines Spannungssignals, das von dem Temperaturdetektor 150 ausgegeben wird, für einen der MOS-Transistoren 50 und 51 dar. 7 provides schematic results of temperature sensing operations by the temperature detector 150 in this 7 For example, the horizontal axis represents a temperature (° C), and the vertical axis represents the level of a voltage signal received from the temperature detector 150 is output for one of the MOS transistors 50 and 51 represents.
Bezug nehmend auf 7 ändert, wenn die Temperatur, die durch eine temperaturempfindliche Diode 150a für einen MOS-Transistor 50 oder 51 gemessen wird, steigt, um gleich oder höher als die erste Temperaturschwelle von 200°C zu sein, der Temperaturdetektor 150 das Ausgangssignal von dem niedrigen Pegel (0 V) zu dem hohen Pegel (5 V). Danach ändert, wenn die gemessene Temperatur unter die zweite Temperaturschwelle von 170°C fällt, der Temperaturdetektor 150 das Ausgangssignal von dem hohen Pegel (5 V) zu dem niedrigen Pegel (0 V). Die Steuerung 100 kann den Temperaturdetektor 150 in sich aufweisen.Referring to 7 changes when the temperature is passing through a temperature-sensitive diode 150a for a MOS transistor 50 or 51 is measured, to be equal to or higher than the first temperature threshold of 200 ° C, the temperature detector 150 the output signal from the low level (0 V) to the high level (5 V). Thereafter, when the measured temperature falls below the second temperature threshold of 170 ° C, the temperature detector changes 150 the output signal from the high level (5 V) to the low level (0 V). The control 100 can the temperature detector 150 have in itself.
Der Kurzschlussbestimmer 140 einer hohen Seite ist mit dem Anschluss P und der Steuerung 100 verbunden. Der Kurzschlussbestimmer 140 einer hohen Seite ist betriebsfähig, um zu bestimmen, dass es keine Kurzschlussfehler in dem MOS-Transistor 50 einer hohen Seite und/oder Peripherieeinrichtungen desselben, die mit demselben elektrisch verbunden sind, die die X-Phasen-Wicklung und den Treiber 180 aufweisen, gibt. Der Kurzschlussbestimmer 140 einer hohen Seite ist mit anderen Worten betriebsfähig, um zu bestimmen, ob der MOS-Transistor 50 einer hohen Seite und/oder die Peripherieeinrichtungen desselben, die mit demselben elektrisch verbunden sind, normal in Betrieb sind oder nicht. Die Kurzschlussfehler weisen einen Kurzschluss zwischen der Drain und der Source des MOS-Transistors einer hohen Seite, einen unvollständigen Kurzschluss in dem MOS-Transistor 50 einer hohen Seite und/oder den Peripherieeinrichtungen desselben und einen Fehler in dem Treiber 180, der verursacht, dass der MOS-Transistor 50 einer hohen Seite ungeachtet dessen, dass keine Steuerung des Gates des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite durchgeführt wird, permanent ein ist, auf.The short-circuit determiner 140 a high side is connected to port P and the controller 100 connected. The short-circuit determiner 140 a high side is operable to determine that there is no short circuit fault in the MOS transistor 50 a high side and / or peripherals thereof electrically connected thereto, the X-phase winding and the driver 180 have, gives. The short-circuit determiner 140 In other words, a high side is operable to determine if the MOS transistor 50 a high side and / or the peripheral devices thereof, which are electrically connected to the normal operation or not. The short circuit faults have a short circuit between the drain and the source of the high side MOS transistor, an incomplete short circuit in the MOS transistor 50 a high side and / or the peripherals thereof and an error in the driver 180 that causes the MOS transistor 50 a high side notwithstanding that no control of the gate of the MOS transistor 50 a high side is performed, a permanent one is on.
Wenn es bei dem MOS-Transistor 50 und/oder dem Treiber 180 keine Kurzschlüsse gibt, variiert die Phasenspannung VP zyklisch zwischen der Ausgangsspannung VB und der Massespannung VGND in der Form von beispielsweise einer sinusförmigen Welle. Wenn es sonst einen Kurzschluss zwischen der Drain und der Source des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite gibt, ist die Phasenspannung VP auf einen Wert nahe der Batteriespannung VB fixiert.If it is at the MOS transistor 50 and / or the driver 180 There are no short circuits, the phase voltage V P cyclically varies between the output voltage V B and the ground voltage V GND in the form of, for example, a sinusoidal wave. If there is a short circuit between the drain and the source of the MOS transistor 50 of a high side, the phase voltage V P is fixed to a value near the battery voltage V B.
Wenn es bei dem MOS-Transistor 50 einer hohen Seite oder den Peripherieeinrichtungen desselben einen unvollständigen Kurzschluss gibt, variiert die Phasenspannung VP abhängig von einem Strom, der durch den MOS-Transistor 50 einer hohen Seite fließt, während dieselbe nahe der Ausgangsspannung VB ist.If it is at the MOS transistor 50 a high side or the peripherals thereof gives an incomplete short circuit, the phase voltage V P varies depending on a current passing through the MOS transistor 50 a high side while it is near the output voltage V B.
Wenn genauer gesagt bestimmt wird, dass die Phasenspannung VP für eine erste vorbestimmte Zeit kontinuierlich höher als VB/2 war, erfasst der Kurzschlussbestimmer 140 einer hohen Seite, dass es bei dem MOS-Transistor 50 und/oder den peripheren Elementen desselben einen Kurzschlussfehler gibt. Der Kurzschlussbestimmer 140 einer hohen Seite gibt dann ein Signal eines hohen Pegels zu der Steuerung 100 aus. Wenn sonst bestimmt wird, dass die Phasenspannung VP für die erste vorbestimmte Zeit nicht kontinuierlich höher als VB/2 war, erfasst der Kurzschlussbestimmer 140 einer hohen Seite, dass es bei dem MOS-Transistor 50 und/oder den Peripherieeinrichtungen desselben keine Kurzschlussfehler gibt. Der Kurzschlussbestimmer 140 einer hohen Seite gibt dann ein Signal eines niedrigen Pegels zu der Steuerung 100 aus.Specifically, if it is determined that the phase voltage V P was continuously higher than V B / 2 for a first predetermined time, the short-circuit determiner detects 140 a high side that is at the MOS transistor 50 and / or the peripheral elements thereof gives a short circuit fault. The short-circuit determiner 140 a high side then gives a high level signal to the controller 100 out. Otherwise, if it is determined that the phase voltage V P was not continuously higher than V B / 2 for the first predetermined time, the short-circuit determiner detects 140 a high side that is at the MOS transistor 50 and / or the peripheral devices thereof no short circuit error. The short-circuit determiner 140 a high side then gives a low level signal to the controller 100 out.
Der Drain-Source-Spannungsverstärker 142 einer niedrigen Seite ist mit dem Anschluss P, dem Masseanschluss E und dem Stromflussrichtungsdetektor 144 verbunden. Der Drain-Source-Spannungsverstärker 142 einer niedrigen Seite ist betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu verfünffachen, sodass die Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite als eine verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA verstärkt wird. Der Drain-Source-Spannungsverstärker 142 einer niedrigen Seite ist zusätzlich betriebsfähig, um zu dem Stromflussrichtungsdetektor 144 die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA auszugeben.The drain-source voltage amplifier 142 a low side is to the terminal P, the ground terminal E and the current flow direction detector 144 connected. The drain-source voltage amplifier 142 a low side is operable to control the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 a low side to fivefold, so that the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 a low side is amplified as an amplified drain-source voltage V DSA . The drain-source voltage amplifier 142 a low side is additionally operable to go to the current flow direction detector 144 to output the amplified drain-source voltage V DSA .
Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist betriebsfähig, um die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA zu empfangen und die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA mit einer Schwellenspannung, die auf beispielsweise +0,35 V eingestellt ist, zu vergleichen. Der Stromflussrichtungsbestimmer 144 ist betriebsfähig, um basierend auf einem Resultat des Vergleichs die Richtung eines Stromflusses durch den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite zu erfassen und zu der Steuerung 100 Daten, die die Richtung eines Stromflusses durch den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite angeben, auszugeben.The current flow direction detector 144 is operable to receive the boosted drain-source voltage V DSA and compare the boosted drain-source voltage V DSA with a threshold voltage set to, for example, +0.35V. The current flow direction determiner 144 is operable to determine the direction of current flow through the MOS transistor based on a result of the comparison 51 a low side to capture and control 100 Data showing the direction of current flow through the MOS transistor 51 specify a low page to output.
Der Drehungserfassungssignalsendeempfänger 160 ist mit dem Anschluss RP verbunden und betriebsfähig, um ein Pseudodrehungserfassungssignal zu erzeugen, während das Gleichrichtermodul 5X in einem Lastabfallschutzmodus, der später beschrieben ist, in Betrieb ist, und das Pseudodrehungserfassungssignal zu dem Anschluss RP auszugeben; das Pseudodrehungserfassungssignal ist ein Signal in einer Synchronisation mit der Spannung an dem Anschluss P, das heißt, der Phasenspannung VP über der X-Phasen-Wicklung. Das Pseudodrehungserfassungssignal, das von dem Anschluss RP ausgegeben wird, wird in den Anschluss P des Reglers 7 eingegeben.The rotation detection signal transceiver 160 is connected to the port RP and operable to generate a pseudo rotation detection signal while the rectifier module 5X in a load-dump protection mode, which will be described later, in operation, and to output the pseudo-rotation detection signal to the terminal RP; the pseudo rotation detection signal is a signal in synchronization with the voltage at the terminal P, that is, the phase voltage V P across the X-phase winding. The pseudo rotation detection signal output from the terminal RP becomes the terminal P of the regulator 7 entered.
Die Steuerung 100 ist betriebsfähig, um
Start- und Endzeitpunkte einer synchronen Gleichrichtung zu bestimmen;
Ein-/Aus-Zeitpunkte von jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 zu bestimmen, um eine synchrone Gleichrichtung auszuführen;
jeden der Treiber 180 und 182 gemäß den Ein-/Aus-Zeitpunkten, die für einen entsprechenden der Treiber 180 und 182 bestimmt werden, zu treiben;
Stellzeitpunkte für einen Lastabfallschutzmodus und einen Überhitzungsschutzmodus zu bestimmen;
den Lastabfallschutz und Überhitzungsschutz durchzuführen;
zu bestimmen, ob das Gleichrichtermodul 5X eine Gleichrichtung normal durchführt; und
zu bestimmen, ob es in dem Gleichrichtermodul 5X eine Abnormität gibt.The control 100 is operational to
Determine start and end times of a synchronous rectification;
On / off timings of each of the MOS transistors 50 and 51 to determine to perform a synchronous rectification;
each of the drivers 180 and 182 according to the on / off times, for a corresponding one of the drivers 180 and 182 be determined to drive;
Set timing for a load protection mode and an overheat protection mode;
carry out the load protection and overheating protection;
to determine if the rectifier module 5X performs a rectification normally; and
to determine if it is in the rectifier module 5X there is an abnormality.
8 stellt schematisch ein Beispiel der detaillierten Struktur der Steuerung 100 dar. Bezug nehmend auf 8 weist die Steuerung 100 funktional einen Drehgeschwindigkeitsrechner 101, einen Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung, einen Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite, einen Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite, einen Einsteller 105 eines elektrischen Zielwinkels, einen TFB-Zeit-Rechner 106 einer hohen Seite, einen Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite, einen TFB-Zeit-Rechner 108 einer niedrigen Seite und einen Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite auf. Die Steuerung 100 weist funktional ferner einen Lastabfallschützer 111, einen Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112, einen Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121, einen Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung, einen Überhitzungsschützer 123 und einen Erregungsbestimmer 124 auf. 8th schematically illustrates an example of the detailed structure of the controller 100 Referring to FIG 8th instructs the controller 100 functionally a rotation speed calculator 101 , a starter 102 a synchronous control, a one-time determiner 103 a high side, a one-time determiner 104 a low side, an adjuster 105 an electrical target angle, a T FB time calculator 106 a high page, an off-time calculator 107 a high page, a T FB time computer 108 a low side and an off-time calculator 109 a low side up. The control 100 Functionally also has a Lastabfallschützer 111 , a power source activation / deactivation determiner 112 , an off-time error determiner 121 , a stop determiner 122 a synchronous control, an overheat protector 123 and an exciter 124 on.
Die Steuerung 100 kann beispielsweise als eine Mikrocomputereinheit (programmierte Logikeinheit) entworfen sein, die mindestens eine CPU und einen Speicher aufweist, und diese Funktionsblöcke können durch Laufenlassen mindestens eines Programms, das in dem Speicher gespeichert ist, durch die CPU implementiert sein. Als ein anderes Beispiel kann die Steuerung 100 als eine Hardwareschaltung, die Hardwareeinheiten aufweist, die jeweils den Funktionsblöcken entsprechen, oder als eine Hardware-/Software-Hybridschaltung entworfen sein, wobei jene Funktionsblöcke durch Hardwareeinheiten implementiert sind, und die verbleibenden Funktionsblöcke durch Software implementiert sind, um durch die CPU laufengelassen zu werden.The control 100 For example, it may be designed as a microcomputer unit (programmed logic unit) having at least a CPU and a memory, and these functional blocks may be implemented by running at least one program stored in the memory by the CPU. As another example, the controller 100 as a hardware circuit having hardware units respectively corresponding to the functional blocks or designed as a hardware / software hybrid circuit, wherein those functional blocks are implemented by hardware units, and the remaining functional blocks are implemented by software to be run by the CPU ,
Betriebsvorgänge des Gleichrichtermoduls 5X sind als Nächstes im Folgenden beschrieben.Operations of the rectifier module 5X are described next below.
Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-BestimmungPower source enable / disable determination
Der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 ist mit dem Anschluss P der Steuerschaltung 54 betriebsfähig verbunden. Der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 ist betriebsfähig, um die Phasenspannung VP über der X-Phasen-Wicklung zu überwachen, die dem Anschluss P erscheint, und zu bestimmen, ob eine positive Spitze der überwachten Phasenspannung VP einen vorbestimmten ersten Schwellenpegel von beispielsweise 5 V überschritten hat. Wenn bestimmt wird, dass die positive Spitze der überwachten Phasenspannung VP den vorbestimmten ersten Schwellenpegel überschritten hat, weist der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 die Leistungsquelle 170 an, sich zu aktiviren.The power source activation / deactivation determiner 112 is connected to terminal P of the control circuit 54 operably connected. The power source activation / deactivation determiner 112 is operable to monitor the phase voltage V P across the X-phase winding appearing to terminal P and to determine whether a positive peak of the monitored phase voltage V P has exceeded a predetermined first threshold level of, for example, 5V. When it is determined that the positive peak of the monitored phase voltage V P has exceeded the predetermined first threshold level, the power source activating / deactivating determiner points 112 the power source 170 to activate.
Der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 ist ferner betriebsfähig, um zu bestimmen, ob die positive Spitze der überwachten Phasenspannung VP für eine zweite vorbestimmte Zeit von beispielsweise einer Sekunde gleich oder niedriger als der vorbestimmte erste Schwellenpegel war, während keine normalen Signale von den anderen gleichrichtenden Modulen empfangen wurden. Wenn bestimmt wird, dass die positive Spitze der überwachten Phasenspannung VP für die zweite vorbestimmte Zeit gleich oder niedriger als der vorbestimmte erste Schwellenpegel war, während keine normalen Signale von den anderen gleichrichtenden Modulen empfangen wurden, weist der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer die Leistungsquelle 170 an, sich zu deaktivieren.The power source activation / deactivation determiner 112 is further operable to determine whether the positive peak of the monitored phase voltage V P was equal to or lower than the predetermined first threshold level for a second predetermined time of, for example, one second while no normal signals were received from the other rectifying modules. When it is determined that the positive peak of the monitored phase voltage V P for the second predetermined time was equal to or lower than the predetermined first threshold level while no normal signals were received from the other rectifying modules, the power source activating / deactivating determiner the power source 170 to deactivate.
Der Leistungsquellen-Aktivierungs-/Deaktivierungs-Bestimmer 112 ermöglicht somit der Leistungsquelle 170, sich zu aktivieren, wenn der Leistungsgenerator 1 normal in Betrieb ist, um eine Ausgangsleistung zu erzeugen, und ermöglicht der Leistungsquelle 170, sich zu deaktivieren, wenn der Leistungsgenerator 1 leistungserzeugende Betriebsvorgange stoppt. Diese Charakteristik macht es möglich, die Komponenten, die die Steuerschaltung 54 des Gleichrichtermoduls 5X in sich aufweist, lediglich zu aktivieren, wenn der Leistungsgenerator 1 eine Ausgangsleistung erzeugt. Dies resultiert in einer Reduzierung eines Dunkelstroms, sodass verhindert wird, dass die Batterie 9 entladen wird.The power source activation / deactivation determiner 112 thus enables the power source 170 to activate yourself when the power generator 1 is operating normally to produce output power and enables the power source 170 to turn off when the power generator 1 power generating operation stops. This characteristic makes it possible to use the components that control the circuit 54 of the rectifier module 5X in itself, only to activate when the power generator 1 generates an output power. This results in a reduction in dark current, thus preventing the battery 9 unloaded.
Betriebsvorgänge einer synchronen SteuerungOperations of a synchronous controller
9 stellt schematisch Betriebsvorgänge der Steuerung 100 bei einem Steuermodus einer synchronen Gleichrichtung als der Betriebsmodus derselben, das heißt, einem Modus einer synchronen Steuerung, dar. In 9 stellt eine EIN-PERIODE EINES OBEREN ZWEIGS das Ausgangsspannungssignal von dem Drain-Source-Spannungsdetektor 120 einer hohen Seite dar, eine EIN-PERIODE EINES MOS EINER HOHEN SEITE stellt Ein-/Aus-Zeitpunkte des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite dar, eine EIN-PERIODE EINES UNTEREN ZWEIGS stellt das Ausgangsspannungssignal von dem Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite dar, und eine EIN-PERIODE EINES MOS EINER NIEDRIGEN SEITE stellt Ein-/Aus-Zeitpunkte des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite dar. Bezugszeichen TFB1, TFB2 und ΔT sind später beschrieben, und die Bedeutung des elektrischen Zielwinkels, der in 9 dargestellt ist, ist später beschrieben. 9 schematically illustrates operations of the controller 100 in a synchronous rectification control mode, as the operating mode thereof, that is, a mode of synchronous control 9 For example, an UPPER ONE PERIOD represents the output voltage signal from the drain-source voltage detector 120 is a high side, an ON PERIOD OF a MOS of a HIGH SIDE represents on / off timing of the MOS transistor 50 is a high side, a LOWER BRANCH ON PERIOD represents the output voltage signal from the drain-source voltage detector 130 is a low side, and an ON PERIOD OF ONE LOW MOS side turns ON / OFF timings of the MOS transistor 51 a lower side. Reference numerals T FB1 , T FB2 and ΔT are described later, and the meaning of the target electrical angle shown in FIG 9 is shown later.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel wird genauer gesagt die Ein-Periode eines oberen Zweigs als die Leitungsperiode der Diode 50a des MOS-Transistors 50 betrachtet, und die Ein-Periode eines unteren Zweigs wird als die Leitungsperiode der Diode 51a des MOS-Transistors 51 betrachtet. Die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite stellt die Ein-Periode des MOS-Transistors 50 dar, und die Ein-Periode eines MOS eine niedrigen Seite stellt die Ein-Periode des MOS-Transistors 51 dar. Die Betriebsvorgänge einer synchronen Steuerung sind konfiguriert, um die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite einzustellen, um innerhalb der Ein-Periode eines oberen Zweigs zu sein, und die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite einzustellen, um innerhalb der Ein-Periode eines unteren Zweigs zu sein. Diese Einstellung macht es möglich, jeden der MOS-Transistoren 50 und 51 innerhalb der Leitungsperiode einer entsprechenden der Dioden 50a und 51a einzuschalten. More specifically, in the first embodiment, the on-period of an upper arm is referred to as the conduction period of the diode 50a of the MOS transistor 50 and the ON period of a lower branch is considered the conduction period of the diode 51a of the MOS transistor 51 considered. The on-period of a high-side MOS represents the on-period of the MOS transistor 50 and the on-period of a low-side MOS represents the on-period of the MOS transistor 51 The operations of a synchronous controller are configured to set the on-period of a high-side MOS to be within the on-period of an upper arm, and to set the on-period of a low-side MOS to be within the on Period of a lower branch. This setting makes it possible for each of the MOS transistors 50 and 51 within the conduction period of a corresponding one of the diodes 50a and 51a turn.
Der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite überwacht das Ausgangsspannungssignal von dem Drain-Source-Spannungsdetektor 120 einer hohen Seite, das heißt, die Ein-Periode eines oberen Zweigs, und bestimmt einen Anstiegszeitpunkt von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel in dem Ausgangsspannungssignal als einen Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, wobei dann eine Einschaltanweisung zu dem Treiber 180 gesendet wird. Der Treiber 180 schaltet ansprechend auf ein Empfangen der Einschaltanweisung den MOS-Transistor 50 einer hohen Seite ein.The one-time determiner 103 a high side monitors the output voltage signal from the drain-source voltage detector 120 a high side, that is, the on period of an upper arm, and determines a rising timing from the low level to the high level in the output voltage signal as a on time of the MOS transistor 50 a high page, in which case a power-on instruction to the driver 180 is sent. The driver 180 in response to receiving the turn-on instruction, turns on the MOS transistor 50 a high side.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite bestimmt nach einem Verstreichen einer dritten vorbestimmten Zeit seit dem Einschalten des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite einen Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite und sendet eine Ausschaltanweisung zu dem Treiber 180. Der Treiber 180 schaltet ansprechend auf ein Empfangen der Ausschaltanweisung den MOS-Transistor 50 aus.The off-time calculator 107 a high side is determined after elapse of a third predetermined time since the turn-on of the MOS transistor 50 a high side an off timing of the MOS transistor 50 a high page and sends a shutdown instruction to the driver 180 , The driver 180 in response to receiving the turn-off instruction, turns on the MOS transistor 50 out.
Die dritte vorbestimmte Zeit, die den Aus-Zeitpunkt bestimmt, wird variabel eingestellt, um um eine Zielzeit früher als der Endpunkt einer Ein-Periode eines oberen Zweigs, das heißt, ein Punkt einer abfallenden Flanke von dem hohen Pegel zu dem niedrigen Pegel bei dem Ausgangssignal von dem Drain-Source-Spannungsdetektor 120 einer hohen Seite für jedes Einschalten des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, zu sein. Die Zielzeit ist eine Zeit, die dafür erforderlich ist, dass der Rotor 4M zu einem elektrischen Zielwinkel rotiert wird.The third predetermined time, which determines the off-time, is variably set to be earlier than the end point of an on-period of an upper branch, that is, a point of a falling edge from the high level to the low level at the Output signal from the drain-source voltage detector 120 a high side for each turning on of the MOS transistor 50 a high side, to be. The target time is a time that is required for the rotor 4M is rotated to an electrical target angle.
Unter der Annahme, dass eine Diodengleichrichtung durch die Diode 50a mit der Diode 50a ausgeführt wird, während der MOS-Transistor 50 permanent aus ist, dient der elektrische Zielwinkel als ein Spielraum, der verhindert, dass der Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 von dem Endpunkt einer Zeit der Leitungsperiode der Diode 50a während der Diodengleichrichtung verzögert wird. Der elektrische Zielwinkel wird durch den Einsteller 105 eines elektrischen Zielwinkels eingestellt. Der Einsteller 105 eines elektrischen Zielwinkels ist konfiguriert, um basierend auf der Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M, die durch den Drehgeschwindigkeitsrechner 101 berechnet wird, den elektrischen Zielwinkel einzustellen. Der elektrische Zielwinkel kann unabhängig von der Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M konstant sein. Der elektrische Zielwinkel kann vorzugsweise groß sein, während die Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M innerhalb eines Bereichs einer niedrigen Geschwindigkeit oder eines Bereichs einer hohen Geschwindigkeit ist, und kann klein sein, während die Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M innerhalb eines Zwischenbereichs zwischen dem Bereich einer niedrigen Geschwindigkeit und dem Bereich einer hohen Geschwindigkeit ist.Assuming that a diode rectification by the diode 50a with the diode 50a is executed while the MOS transistor 50 is permanently off, the electrical target angle serves as a margin, which prevents the off-timing of the MOS transistor 50 from the end point of a time of the conduction period of the diode 50a is delayed during the diode rectification. The electrical target angle is determined by the adjuster 105 set an electrical target angle. The adjuster 105 An electrical target angle is configured to be based on the rotational speed of the rotor 4M that by the rotational speed calculator 101 is calculated to adjust the electrical target angle. The electrical target angle can be independent of the rotational speed of the rotor 4M be constant. The electrical target angle may preferably be large while the rotational speed of the rotor 4M is within a range of a low speed or a high speed range, and may be small while the rotational speed of the rotor 4M is within an intermediate range between the low speed region and the high velocity region.
Der Drehgeschwindigkeitsrechner 101 ist betriebsfähig, um basierend auf den Intervallen von steigenden Flanken von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel in dem Ausgangssignal des Drain-Source-Spannungsdetektors 130 einer niedrigen Seite oder den Intervallen von fallenden Flanken von dem hohen Pegel zu dem niedrigen Pegel in dem Ausgangssignal des Drain-Source-Spannungsdetektors 130 einer niedrigen Seite die Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M zu berechnen. Eine Berechnung der Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M unter Verwendung des Ausgangssignals des Drain-Source-Spannungsdetektors 130 einer niedrigen Seite ermöglicht eine stabile Erfassung der Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M unabhängig von den Variationen in der Ausgangsspannung VB des Leistungsgenerators 1.The rotation speed calculator 101 is operable to, based on the intervals of rising edges from a low level to a high level in the output signal of the drain-source voltage detector 130 a low side or the intervals of falling edges from the high level to the low level in the output signal of the drain-source voltage detector 130 a low side, the rotational speed of the rotor 4M to calculate. A calculation of the rotational speed of the rotor 4M using the output of the drain-source voltage detector 130 a low side allows a stable detection of the rotational speed of the rotor 4M regardless of the variations in the output voltage V B of the power generator 1 ,
Der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite überwacht ähnlicherweise das Ausgangsspannungssignal von dem Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite, das heißt, die Ein-Periode eines unteren Zweigs, und bestimmt einen Anstiegszeitpunkt von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel in dem Ausgangsspannungssignal als einen Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, wobei dann eine Einschaltanweisung zu dem Treiber 182 gesendet wird. Der Treiber 182 schaltet ansprechend auf ein Empfangen der Einschaltanweisung den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite ein.The one-time determiner 104 Similarly, a low side monitors the output voltage signal from the drain-source voltage detector 130 a low side, that is, the on-period of a lower arm, and determines a rising timing from the low level to the high level in the output voltage signal as a on-timing of the MOS transistor 51 a low side, then a turn-on instruction to the driver 182 is sent. The driver 182 in response to receiving the turn-on instruction, turns on the MOS transistor 51 a low side.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite bestimmt nach einem Verstreichen einer vierten vorbestimmten Zeit seit dem Einschalten des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite einen Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite und sendet eine Ausschaltanweisung zu dem Treiber 182. Der Treiber 182 schaltet ansprechend auf das Empfangen der Ausschaltanweisung den MOS-Transistor 51 aus.The off-time calculator 109 a low side determined after a lapse of a fourth predetermined time since the turn-on of the MOS transistor 51 a low side an off timing of the MOS transistor 51 a low side and sends a switch-off instruction the driver 182 , The driver 182 in response to receiving the turn-off instruction, turns on the MOS transistor 51 out.
Die vierte vorbestimmte Zeit, die den Aus-Zeitpunkt bestimmt, wird variabel eingestellt, um um eine Zielzeit früher als der Endpunkt einer Ein-Periode eines unteren Zweigs, das heißt, ein Punkt einer abfallenden Flanke von dem hohen Pegel zu dem niedrigen Pegel, in dem Ausgangssignal von dem Drain-Source-Spannungsdetektor 130 einer niedrigen Seite für jedes Einschalten des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu sein. Die Zielzeit ist eine Zeit, die dafür erforderlich ist, dass der Rotor 4M um einen elektrischen Zielwinkel rotiert.The fourth predetermined time, which determines the off-time, is variably set to be earlier than the end point of an on-period of a lower branch, that is, a point of a falling edge from the high level to the low level, in FIG the output signal from the drain-source voltage detector 130 a low side for each turning on of the MOS transistor 51 to be a low side. The target time is a time that is required for the rotor 4M rotated by an electrical target angle.
Es sei angenommen, dass eine Diodengleichrichtung durch die Diode 51a ausgeführt wird, während der MOS-Transistor 51 permanent aus ist. Unter dieser Annahme dient der elektrische Zielwinkel als ein Spielraum, der verhindert, dass der Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 von dem Endpunkt der Zeit der Leitungsperiode der Diode 51a während der Diodengleichrichtung verzögert wird. Der elektrische Zielwinkel wird durch den Einsteller 105 eines elektrischen Zielwinkels eingestellt.It is assumed that a diode rectification by the diode 51a is executed while the MOS transistor 51 is permanently off. Under this assumption, the target electric angle serves as a margin which prevents the off-timing of the MOS transistor 51 from the end point of the time of the conduction period of the diode 51a is delayed during the diode rectification. The electrical target angle is determined by the adjuster 105 set an electrical target angle.
Da tatsächlich der Endpunkt einer entsprechenden Ein-Periode (t100) eines oberen Zweigs als das Ausschalten eines entsprechenden MOS-Transistors 50 einer hohen Seite (zu einer Zeit t90) bekannt ist, ist der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite konfiguriert, um den Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite basierend auf dem Endpunkt der entsprechenden Ein-Periode (t2) eines unteren Zweigs und dem Ausschaltzeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite (t1) im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend zu bestimmen, sodass die Genauigkeit eines Bestimmens des Auszeitpunkts des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite gesteigert wird.In fact, since the endpoint of a corresponding on-period (t100) of an upper branch is to turn off a corresponding MOS transistor 50 a high side (at a time t90) is the off-time calculator 107 a high side configured to the off timing of the MOS transistor 50 a high side based on the end point of the corresponding on-period (t2) of a lower arm and the turn-off timing of the MOS transistor 51 to determine a low side (t1) substantially half a cycle ahead, so that the accuracy of determining the time-out of the MOS transistor 50 a high side is increased.
Da ähnlicherweise der Endpunkt einer entsprechenden Ein-Periode (t2) eines unteren Zweigs bei dem Ausschalten eines entsprechenden MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite (zu der Zeit t1) nicht bekannt ist, ist der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite konfiguriert, um den Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite basierend auf dem Endpunkt der entsprechenden Ein-Periode (t4) eines oberen Zweigs und dem Ausschaltzeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite (t3) im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend zu bestimmen, sodass die Genauigkeit eines Bestimmens des Aus-Zeitpunkts des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite gesteigert wird.Similarly, the endpoint of a corresponding on-period (t2) of a lower branch in turn off a corresponding MOS transistor 51 a low side (at time t1) is unknown, is the off-time calculator 109 a low side configured to the off timing of the MOS transistor 51 a low side based on the end point of the corresponding on-period (t4) of an upper arm and the turn-off timing of the MOS transistor 50 to determine a high side (t3) substantially half a cycle in advance so that the accuracy of determining the off-timing of the MOS transistor 51 a low side is increased.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite ist beispielsweise konfiguriert, um den Aus-Zeitpunkt (t90) eines MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, auf den als ein Ziel-MOS-Transistor 50 einer hohen Seite Bezug genommen ist, wie folgt zu bestimmen.The off-time calculator 107 For example, a high side is configured to be the off-time (t90) of a MOS transistor 50 a high side, acting as a target MOS transistor 50 a high side, as follows.
Bezug nehmend auf 9 hat der TFB-Zeit-Rechner 108 einer niedrigen Seite bereits eine Zeit, das heißt, einen entsprechenden elektrischen Winkel des Rotors 4M, TFB2 von dem Ausschalten (t1) des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend hinsichtlich des Aus-Zeitpunkts (90) zu dem Endpunkt (t2) der entsprechenden Ein-Periode eines unteren Zweigs berechnet.Referring to 9 has the T FB time calculator 108 a low side already has a time, that is, a corresponding electrical angle of the rotor 4M , T FB2 of the turning off (t1) of the MOS transistor 51 a low side substantially half a cycle ahead in terms of the off-time ( 90 ) to the end point (t2) of the corresponding on-period of a lower branch.
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite ist konfiguriert, um den elektrischen Zielwinkel von dem elektrischen Winkel TFB2 zu subtrahieren, um ΔT zu berechnen. Wenn der Rotor 4M stabil rotiert wird, sollte der elektrische Winkel TFB2 zu dem elektrischen Zielwinkel identisch sein, sodass ΔT gleich null sein sollte.The off-time calculator 107 A high side is configured to subtract the electrical target angle from the electrical angle T FB2 to calculate ΔT. If the rotor 4M is stably rotated, the electrical angle T FB2 should be identical to the target electrical angle so that ΔT should be zero.
Viel Ursachen können jedoch ΔT ungleich null machen; diese Ursachen umfassen (1) Variationen einer Drehung des Rotors 4M aufgrund einer Beschleunigung und/oder Verlangsamung des Fahrzeugs, (2) Welligkeiten einer Drehung der Antriebsmaschine, (3) Variationen der elektrischen Lasten 10, (4) Variationen des Betriebstaktzyklus der Steuerung 100, wenn die Steuerung 100 als eine programmierte Logikeinheit entworfen ist, und (5) die Verzögerung eines tatsächlichen Ausschalten von jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 nach einer Ausgabe der Ausschaltanweisung von einem entsprechenden Treiber 180 oder 182 zu einem entsprechenden MOS-Transistor 50 oder 51.However, many causes can make ΔT nonzero; These causes include (1) variations of rotation of the rotor 4M due to acceleration and / or deceleration of the vehicle, (2) ripples of rotation of the prime mover, (3) variations of the electrical loads 10 , (4) Variations of the operating clock cycle of the controller 100 when the controller 100 is designed as a programmed logic unit, and (5) the delay of actually turning off each of the MOS transistors 50 and 51 after an output of the switch-off instruction from a corresponding driver 180 or 182 to a corresponding MOS transistor 50 or 51 ,
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite ist somit konfiguriert, um basierend auf ΔT die MOS-Ein-Periode einer niedrigen Seite des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu korrigieren, der hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend eingeschaltet wurde, um dadurch den Aus-Zeitpunkt (t90) des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zu bestimmen. Die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite wird genauer gesagt gemäß der folgenden Gleichung bestimmt: PUON = PLON + ΔT × α The off-time calculator 107 That is, a high side is configured to set, based on ΔT, the MOS on-period of a low side of the MOS transistor 51 to correct a low side, with respect to the target MOS transistor 50 has been turned on in advance of a high side substantially half a cycle to thereby turn off the off-time (t90) of the target MOS transistor 50 to determine a high page. The on period of a high side MOS is more specifically determined according to the following equation: P UON = P LON + ΔT × α
PUON stellt die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite dar, PLON stellt die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite dar, der hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend eingeschaltet wurde, und α stellt einen Korrekturfaktor dar.P UON represents the on period of a high side MOS of the target MOS transistor 50 a high side, P LON represents the on-period of a MOS of a low side of the MOS transistor 51 a low side, with respect to the target MOS transistor 50 a high side has been turned on substantially half a cycle in advance, and α represents a correction factor.
Wenn beispielsweise der elektrische Winkel TFB2 niedriger als der entsprechende elektrische Zielwinkel ist, sodass ΔT ein negativer Wert ist, bestimmt der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite durch Subtrahieren des Produkts von ΔT und des Korrekturfaktors α von der Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, der hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 50 einer hohen Seite im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend eingeschaltet wurde (siehe die Ein-Periode PH eine MOS einer hohen Seite in 9). For example, if the electrical angle T FB2 is lower than the corresponding electrical target angle such that ΔT is a negative value, the off-time calculator determines 107 a high side, the on-period of a high-side MOS of the target MOS transistor 50 a high side by subtracting the product of ΔT and the correction factor α from the on-period of a low side MOS of the MOS transistor 51 a low side, with respect to the target MOS transistor 50 a high side has been turned on substantially half a cycle in advance (see the on-period PH is a high-side MOS in FIG 9 ).
Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite ist ähnlicherweise konfiguriert, um den Aus-Zeitpunkt (t1) eines MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, auf den als ein Ziel-MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite Bezug genommen ist, wie folgt zu bestimmen.The off-time calculator 109 Similarly, a low side is configured to be the off timing (t1) of a MOS transistor 51 a low side, acting as a target MOS transistor 51 a low side is to be determined as follows.
Bezug nehmend auf 9 ist der TFB-Zeit-Rechner 106 einer hohen Seite konfiguriert, um eine Zeit, das heißt, einen entsprechenden elektrischen Winkel, TFB1 vom dem Ausschalten (t3) des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, der hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend eingeschaltet wurde, zu dem Endpunkt (t4) der entsprechenden Ein-Periode eines höheren Zweigs zu berechnen. Der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite ist konfiguriert, um den elektrischen Zielwinkel von dem elektrischen Winkel PFB1 zu subtrahieren, um ΔT zu berechnen.Referring to 9 is the T FB time calculator 106 a high side configured at a time, that is, a corresponding electrical angle, T FB1 from turning off (t3) of the MOS transistor 50 a high side, with respect to the target MOS transistor 51 has been turned on at a low side substantially half a cycle ago, at the end point (t4) of the corresponding on-period of a higher branch. The off-time calculator 109 a low side is configured to subtract the target electrical angle from the electrical angle P FB1 to calculate ΔT.
Das heißt, der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite ist konfiguriert, um die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, der hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend ausgeschaltet wurde, mit ΔT zu korrigieren, um dadurch den Aus-Zeitpunkt des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu bestimmen. Die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite wird gemäß der folgenden Gleichung bestimmt: PLON1 = PUON1 + ΔT × α That is, the off-time calculator 109 a low side is configured to be the on-period of a MOS of a high side of the MOS transistor 50 a high side, with respect to the target MOS transistor 51 has been turned off at a low side substantially half a cycle previously, with .DELTA.T to thereby correct the off-timing of the target MOS transistor 51 to determine a low side. The on period of a low side MOS is determined according to the following equation: P LON1 = P UON1 + ΔT × α
PLON1 stellt die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite dar, PUON1 stellt die Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite dar, der hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend ausgeschaltet wurde, und α stellt den Korrekturfaktor dar.P LON1 represents the on period of a low side MOS of the target MOS transistor 51 a low side, P UON1 represents the on-period of a MOS of a high side of the MOS transistor 50 a high side, with respect to the target MOS transistor 51 has been turned off substantially half a cycle in advance, and α represents the correction factor.
Wenn beispielsweise der elektrische Winkel TFB1 höher als der entsprechende elektrische Zielwinkel ist, sodass ΔT ein positiver Wert ist, bestimmt der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite die Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite durch Addieren des Produkts von ΔT und des Korrekturfaktors α zu der Ein-Periode eines MOS einer hohen Seite des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite, der hinsichtlich des Ziel-MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite im Wesentlichen einen halben Zyklus vorausgehend ausgeschaltet wurde (siehe die Ein-Periode PL eines MOS einer niedrigen Seite in 9).For example, if the electrical angle T FB1 is higher than the corresponding electrical target angle such that ΔT is a positive value, the off-time calculator determines 109 a low side, the on-period of a low side MOS of the target MOS transistor 51 a low side by adding the product of ΔT and the correction factor α to the on-period of a high-side MOS of the MOS transistor 50 a high side, with respect to the target MOS transistor 51 a low side has been turned off substantially half a cycle in advance (see the on-period PL of a low-side MOS in FIG 9 ).
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, schaltet die Steuerung 100 des gleichrichtenden Moduls 5X abwechselnd den MOS-Transistor 50 einer hohen Seite innerhalb einer entsprechenden Ein-Periode eines oberen Zweigs ein und den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite innerhalb einer entsprechenden Ein-Periode eines unteren Zweigs für den gleichen Zyklus wie derselbe der Diodengleichrichtung ein, um dadurch entsprechende Dreiphasenwechselstromspannungen mit einem niedrigen Verlust gleichzurichten.As described above, the controller shifts 100 of the rectifying module 5X alternately the MOS transistor 50 a high side within a corresponding on period of an upper arm and the MOS transistor 51 a low side within a corresponding one-period of a lower arm for the same cycle as the same of the diode rectification, thereby rectifying corresponding three-phase AC voltages with a low loss.
Bestimmung eines Starts einer synchronen SteuerungDetermining a start of a synchronous control
Betriebsvorgänge der Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus desselben zu dem Modus einer synchronen Steuerung zu stellen ist, sind als Nächstes im Folgenden beschrieben.Operations of the controller 100 of the rectifier module 5X in order to determine whether the operating mode thereof is to be set to the mode of synchronous control are described next below.
Die Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus desselben unmittelbar nach einer Aktivierung des Gleichrichtermodus 5X oder nach einem vorübergehenden Stopp der synchronen Steuerung aufgrund irgendwelcher Ursachen, wenn die folgenden Startbedingungen einer synchronen Steuerung erfüllt sind, zu dem Modus einer synchronen Steuerung zu stellen ist. Der Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob die Startbedingungen einer synchronen Steuerung erfüllt sind, und eine Startanweisung einer synchronen Steuerung zu jedem der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 und 104 einer hohen und einer niedrigen Seite zu senden, wenn bestimmt wird, dass die Startbedingungen einer synchronen Steuerung erfüllt sind. Ansprechend auf die Startanweisung einer synchronen Steuerung sind der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 und 104 einer hohen und einer niedrigen Seite in dem Modus einer synchronen Steuerung in Betrieb, um die MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und einer niedrigen Seite, die im Vorhergehenden dargelegt sind, abwechselnd einzuschalten.The control 100 of the rectifier module 5X is configured to determine whether the mode of operation of the same immediately after activation of the rectifier mode 5X or after a temporary stop of the synchronous control due to any causes, when the following starting conditions of a synchronous control are satisfied, to be set to the mode of synchronous control. The starter 102 a synchronous controller is configured to determine whether the start conditions of a synchronous control are satisfied, and a start instruction of a synchronous control to each of the one-time determiners 103 and 104 to send a high and a low side, if it is determined that the start conditions of a synchronous control are satisfied. In response to the start instruction of a synchronous controller, the on-time determiner 103 and 104 a high and a low side in the mode of a synchronous control in operation to the MOS transistors 50 and 51 one high and one low side set forth above to turn on alternately.
Die Startbedingungen einer synchronen Steuerung umfassen die folgenden ersten bis sechsten Bedingungen:
- Die erste Bedingung besteht darin, dass die Ein-Periode eines oberen Zweigs und die Ein-Periode eines unteren Zweigs, die in 9 dargestellt sind, kontinuierlich 32 Male erscheinen, mit anderen Worten ein Paar der Ein-Periode eines oberen Zweigs und der Ein-Periode eines unteren Zweigs kontinuierlich 16 Male unter der Annahme erscheint, dass acht Polpaare (16 Feldpole) in dem Rotor 4M vorgesehen sind. Die 32 Ein-Perioden eines oberen und unteren Zweigs entsprechen zwei mechanischen Drehungen des Rotors 4M. Die erste Bedingung kann sein, dass die Ein-Periode eines oberen Zweigs und die Ein-Periode eines unteren Zweigs 16 Male entsprechend einer mechanischen Drehung des Rotors 4M, voreingestellte Male, die drei oder mehreren mechanischen Drehungen des Rotors 4M entsprechen, oder voreingestellte Male, außer einem ganzzahligen Vielfachen einer mechanischen Drehung des Rotors 4M, kontinuierlich erscheinen.
- Die zweite Bedingung besteht darin, dass die Ausgangsspannung VB innerhalb eines normalen Bereichs von 7 V bis 18 V einschließlich ist, mit anderen Worten die Ausgangsspannung VB gleich oder höher als 7 V ist und gleich oder niedriger als 18 V ist. Die oberen und unteren Grenzen des normalen Bereichs können geändert sein. Der Spannungsbereich wird unter der Annahme bestimmt, dass die Batterie 9 des Leistungsgenerators 1 eine 12-V-Batterie ist. Wenn der Leistungsgenerator 1 als ein elektrisches 24-V-System entworfen ist, sodass die Batterie 9 des Leistungsgenerators 1 eine 24-V-Batterie ist, müssen die oberen und unteren Grenzen des normalen Bereichs geändert werden.
- Die dritte Bedingung besteht darin, dass bestimmt wird, dass es keine Abnormitäten, wie zum Beispiel Kurzschlussfehler oder Überhitzungsfehler, bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt.
- Die vierte Bedingung besteht darin, dass die Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X nicht in einem Lastabfallschutzmodus in Betrieb ist. Wie die Steuerung 100 in dem Lastabfallschutzbetrieb in Betrieb ist, ist später beschrieben.
- Die fünfte Bedingung besteht darin, dass die Rate der Variation der Ausgangsspannung VB niedriger als eine Schwelle, wie zum Beispiel 0,5 V pro 200 Mikrosekunden [μs], ist. Es sei bemerkt, dass wie viel die Rate einer Variation der Ausgangsspannung VB akzeptiert wird, sich abhängig von Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, ändert. Die Schwelle kann somit abhängig von Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, geändert werden.
- Die sechste Bedingung besteht darin, dass sowohl TFB1 als auch TFB2 länger als ein akzeptabler Wert von beispielsweise 15 μs sind. Es sei bemerkt, dass das, ob bestimmt wird, dass sowohl TFB1 als auch TFB2 abnorm sind, von einer Ursache einer Abnormität abhängt, die in dem Gleichrichtermodul 5X auftritt, daher der akzeptable Wert abhängig von der Ursache einer Abnormität, die in dem Gleichrichtermodul 5X auftritt, geändert sein kann. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel wurde zusätzlich beschrieben, dass TFB1 und TFB2 jeweils durch die TFB-Zeit-Rechner 106 und 108 einer hohen und einer niedrigen Seite während des Modus einer synchronen Steuerung berechnet werden, dieselben jedoch durch die jeweiligen TFB-Zeit-Rechner 106 und 108 einer hohen und niedrigen Seite unabhängig von dem Betriebsmodus der Steuerung 100 berechnet werden. Das heißt, TFB1 und TFB2 werden für die Bestimmung dessen verwendet, ob die Startbedingungen einer synchronen Steuerung, die im Vorhergehenden dargelegt sind, erfüllt sind.
The start conditions of a synchronous control include the following first to sixth conditions: - The first condition is that the on-period of an upper branch and the on-period of a lower branch included in 9 continuously appearing 32 times, in other words, a pair of the on-period of an upper branch and the on-period of a lower branch continuously appear 16 times on the assumption that there are eight pole pairs (16 field poles) in the rotor 4M are provided. The 32 on periods of an upper and lower branch correspond to two mechanical rotations of the rotor 4M , The first condition may be that the on-period of an upper branch and the on-period of a lower branch are 16 times in accordance with a mechanical rotation of the rotor 4M , preset times, the three or more mechanical rotations of the rotor 4M correspond, or preset times, except an integer multiple of a mechanical rotation of the rotor 4M , appear continuously.
- The second condition is that the output voltage V B is within a normal range of 7V to 18V inclusive, in other words the output voltage V B is equal to or higher than 7V and equal to or lower than 18V. The upper and lower limits of the normal range may be changed. The voltage range is determined assuming that the battery 9 of the power generator 1 a 12V battery is. When the power generator 1 designed as a 24V electrical system, so the battery 9 of the power generator 1 is a 24V battery, the upper and lower limits of the normal range must be changed.
- The third condition is that it is determined that there are no abnormalities, such as short-circuiting errors or overheating errors, in each of the MOS transistors 50 and 51 gives.
- The fourth condition is that the controller 100 of the rectifier module 5X is not in a load-dump protection mode. Like the controller 100 in the load-dump protection operation is described later.
- The fifth condition is that the rate of variation of the output voltage V B is lower than a threshold, such as 0.5 V per 200 microseconds [μs]. It should be noted that how much the rate of variation of the output voltage V B is accepted depends on elements and / or programs used for the rectifier module 5X used, changes. The threshold may thus be dependent on elements and / or programs used for the rectifier module 5X can be changed.
- The sixth condition is that both T FB1 and T FB2 are longer than an acceptable value of, for example, 15 μs. It should be noted that whether it is determined that both T FB1 and T FB2 are abnormal depends on a cause of an abnormality occurring in the rectifier module 5X Therefore, the acceptable value depends on the cause of an abnormality in the rectifier module 5X occurs, can be changed. In the first exemplary embodiment, it has additionally been described that T FB1 and T FB2 are in each case represented by the T FB time calculator 106 and 108 a high and a low side during the mode of synchronous control, but the same through the respective T FB time calculator 106 and 108 a high and low side regardless of the operating mode of the controller 100 be calculated. That is, T FB1 and T FB2 are used for determining whether the starting conditions of a synchronous control set forth above are satisfied.
10 stellt schematisch einige Elemente bei der Steuerung 100 dar, die erforderlich sind, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus der Steuerung 100 zu dem Modus einer synchronen Steuerung zu stellen ist. 10 schematically represents some elements in the control 100 required to determine if the mode of operation of the controller 100 is to be set to the mode of a synchronous control.
Der Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung weist einen Bestimmer 102A, einen VB-Bereichsbestimmer 113, einen VB-Variationsbestimmer 114 und einen TFB-Zeit-Bestimmer 115 auf.The starter 102 a synchronous controller has a determiner 102A , a V B range determiner 113 , a V B variation determiner 114 and a T FB time determiner 115 on.
Der Lastabfallschützer 111 ist konfiguriert, um, wenn die Ausgangsspannung VB eine erste Schwellenspannung V1 von beispielsweise 20 V überschreitet, zu bestimmen, dass es aufgrund der Trennung der Batterie 9 von dem Leistungsgenerator, wie zum Beispiel der Trennung des Ausgangsanschlusses des Leistungsgenerators 1 von der Batterie 9 oder der Trennung eines Anschlusses der Batterie 9 von dem Leistungsgenerator, einen Lastabfall gibt. Dieser Lastabfall verursacht über einer mit Leistung versorgten Phasenstatorwicklung aufgrund der großen Impedanz derselben eine hohe Spannung, das heißt, einen Stoß. Der Lastabfallschützer 111 stellt dann den Betriebsmodus der Steuerung 100 zu dem Lastabfallschutzmodus, sodass Lastabfallschutzbetriebsvorgänge durchgeführt werden. Der Lastabfallschützer 111 weist genauer gesagt in dem Lastabfallschutzmodus den Treiber 180 an, den MOS-Transistor 50 einer hohen Seite auszuschalten, und weist den Treiber 182 an, den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite einzuschalten. Wie die Phasenspannung VB in dem Lastabfallschutzmodus variiert, ist später unter Bezugnahme auf 11B bis 11D beschrieben ist.The load-breaker 111 is configured to, when the output voltage V B exceeds a first threshold voltage V1 of, for example, 20 V, determine that it is due to the disconnection of the battery 9 from the power generator, such as disconnecting the output terminal of the power generator 1 from the battery 9 or the disconnection of a terminal of the battery 9 from the power generator, gives a load drop. This load drop causes a high voltage, that is, a shock, across a powered phase stator winding because of its large impedance. The load-breaker 111 then sets the operating mode of the controller 100 to the load-dump protection mode so that load-dump protection operations are performed. The load-breaker 111 more specifically, in the load-dump protection mode, the driver is the driver 180 on, the MOS transistor 50 turn off a high page and assigns the driver 182 on, the MOS transistor 51 to turn on a low side. How the phase voltage V B varies in the load-dump protection mode will be described later with reference to FIG 11B to 11D is described.
Sobald die Ausgangsspannung VB die erste Spannung V1 (20 V) aufgrund des Auftretens eines Lastabfalls überschritten hat, ist, wenn die Ausgangsspannung VB niedriger als eine zweite Schwellenspannung V2 von beispielsweise 17 V ist, der Lastabfallschützer 111 konfiguriert, um die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge in dem Lastabfallschutzmodus zu stoppen. Der Lastabfallschützer 11 ist mit anderen Worten konfiguriert, um die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge zyklisch durchzuführen und die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge aufzuheben, bis eine magnetische Energie, die in die mit Leistung versorgte Phasenstatorwicklung geladen ist, ausreichend abgeklungen ist.Once the output voltage V B has exceeded the first voltage V1 (20V) due to the occurrence of a load drop, when the output voltage V B is lower than a second threshold voltage V2 of, for example, 17V, the load dump protector 111 configured to the To stop load dump protection operations in the load dump protection mode. The load-breaker 11 In other words, it is configured to cyclically perform the load dump protection operations and to override the load dump protection operations until a magnetic energy charged into the powered phase stator winding has sufficiently decayed.
Der Lastabfallschützer 111 ist betriebsfähig, um in dem Lastabfallschutzmodus ein Signal eines hohen Pegels, das heißt eine LD-Flag mit einem hohen Pegel, zu dem Bestimmer 102A kontinuierlich auszugeben. Der Lastabfallschützer 111 ist ferner betriebsfähig, um, während sich derselbe nicht in dem Lastabfallschutzmodus befindet, ein Signal eines niedrigen Pegels, das heißt, die LD-Flag mit einem niedrigen Pegel, zu dem Bestimmer 102A kontinuierlich auszugeben. Jede der ersten und zweiten Schwellenspannungen V1 und V2 kann auf einen anderen Wert eingestellt sein.The load-breaker 111 is operable to be a high-level signal, that is, a high-level LD flag, in the load-dump protection mode to the determiner 102A to spend continuously. The load-breaker 111 is further operable to, while not in the load-dump protection mode, receive a low-level signal, that is, the low-level LD flag, to the determiner 102A to spend continuously. Each of the first and second threshold voltages V1 and V2 may be set to a different value.
Es sei bemerkt, dass, um ein Auftreten eines Stoßes aufgrund eines Einschalten oder Ausschaltens von jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und niedrigen Seite zu verhindern, der Lastabfallschützer 111 konfiguriert ist, um die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge zu starten und dieselben innerhalb einer Ein-Periode eines unteren Zweigs, wie in 9 dargestellt ist, zu stoppen.It should be noted that an occurrence of a shock due to turning on or off of each of the MOS transistors 50 and 51 a high and low side to prevent the load-dumping protection 111 is configured to start the load dump protection operations and within a one-period of a lower branch, as in 9 is shown to stop.
11A stellt schematisch ein Beispiel des Signalverlaufs einer Phasenspannung VP über einer Phasenwicklung in dem Modus einer synchronen Steuerung ohne einen Lastabfall dar, und 11B stellt schematisch ein Beispiel des Signalverlaufs der Phasenspannung VP nach dem Auftreten eines Lastabfalls in dem Lastabfallschutzmodus dar. 11A schematically illustrates an example of the waveform of a phase voltage V P across a phase winding in the mode of a synchronous control without a load drop, and 11B schematically illustrates an example of the waveform of the phase voltage V P after the occurrence of a load drop in the Lastabfallschutzmodus.
Bezug nehmend auf 11A variiert in dem Modus einer synchronen Steuerung ohne einen Lastabfall die Phasenspannung VP über der X-Phasen-Wicklung zyklisch zwischen einer oberen Grenze nahe der Ausgangsspannung VB, das heißt, der Spannung an dem positiven Anschluss der Batterie 9, und einer unteren Grenze nahe der Massespannung VGND.Referring to 11A In the mode of a synchronous control without a load drop, the phase voltage V P across the X-phase winding cyclically varies between an upper limit near the output voltage V B , that is, the voltage at the positive terminal of the battery 9 , and a lower limit near the ground voltage V GND .
Nach dem Auftreten eines Lastabfalls über der X-Phasen-Wicklung, wie es in 11B dargestellt ist, variiert im Gegensatz dazu, da der MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite eingeschaltet wird, und der MOS-Transistor 50 einer hohen Seite ausgeschaltet wird, und der MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite ein gehalten wird, wobei der MOS-Transistor 50 einer hohen Seite aus gehalten wird, die Phasenspannung VP über der X-Phasen-Wicklung zyklisch innerhalb eines Spannungsbereichs von der Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite; der Spannungsbereich ist zwischen einem negativen Wert der Drain-Source-Spannung VDS und einem positiven Wert der Drain-Source-Spannung VDS relativ zu der Massespannung VGND definiert. Es sei bemerkt, dass in 11B die Drain-Source-Spannung VDS, wobei die Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite in dem Ein-Zustand ist, auf 0,1 V eingestellt ist, sodass der Spannungsbereich zwischen –0,1 V und +0,1 V einschließlich definiert ist. Die Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite kann abhängig von dem Typ des Schaltelements 51 einer niedrigen Seite und/oder dem Pegel eine Treibsignals, das an das Gate des Schaltelements 51 einer niedrigen Seite anzulegen ist, geändert sein.After the occurrence of a load drop across the X-phase winding as shown in FIG 11B In contrast, since the MOS transistor 51 a low side is turned on, and the MOS transistor 50 a high side is turned off, and the MOS transistor 51 a low side is held, wherein the MOS transistor 50 is kept high side, the phase voltage V P over the X-phase winding cyclically within a voltage range of the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 a low side; the voltage range is defined between a negative value of the drain-source voltage V DS and a positive value of the drain-source voltage V DS relative to the ground voltage V GND . It should be noted that in 11B the drain-source voltage V DS , wherein the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 is a low side in the on state, set at 0.1V so that the voltage range is defined between -0.1V and +0.1V inclusive. The drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 a low side may depend on the type of switching element 51 a low side and / or the level of a drive signal applied to the gate of the switching element 51 a low side is to be changed.
Eine Bestimmung davon, ob die Phasenspannung VP, das heißt, die Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, niedriger als eine voreingestellte Schwellenspannung Vth, ist, die definiert ist, um leicht höher als 0 V und niedriger als 0,1 V zu sein, ermöglicht eine Bestimmung davon, ob die Phasenspannung VP innerhalb einer Ein-Periode eines unteren Zweigs ist, das heißt, ob der Strom durch den MOS-Transistor 51 in einer Richtung entgegengesetzt zu der Durchlassrichtung der Diode 51a, die zu dem MOS-Transistor 51 parallel geschaltet ist, fließt.A determination of whether the phase voltage V P , that is, the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 a low side, lower than a preset threshold voltage V th , which is defined to be slightly higher than 0 V and lower than 0.1 V, enables determination of whether the phase voltage V P is within an on-period of one lower branch is, that is, whether the current through the MOS transistor 51 in a direction opposite to the forward direction of the diode 51a leading to the MOS transistor 51 is connected in parallel, flows.
Das heißt, die Drain-Source-Spannung MOS-Transistor VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite, die niedriger als die Schwellenspannung Vth ist, zeigt, dass die Phasenspannung VP innerhalb der Ein-Periode eines unteren Zweigs ist.That is, the drain-source voltage MOS transistor V DS of the MOS transistor 51 A low side lower than the threshold voltage V th shows that the phase voltage V P is within the on period of a lower arm.
Es kann tatsächlich schwierig sein, die Drain-Source-Spannung VDS innerhalb des Spannungsbereichs von –0,1 V bis +0,1 V mit einer hohen Genauigkeit zu erfassen, und die Phasenspannung VP mit der Schwellenspannung Vth mit einer hohen Genauigkeit zu vergleichen. Aus diesem Grund ist der Drain-Source-Spannungsverstärker 142 betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung VDS des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite mit einem vorbestimmten Gewinn zu verstärken, und eine verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA zu dem Stromflussrichtungsdetektor 144 auszugeben. Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist betriebsfähig, um die Drain-Source-Spannung VDSA zu empfangen und die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA mit einer gewandelten Schwellenspannung Vtha zu vergleichen, deren Pegel von der Schwellenspannung Vth auf die gleiche Art und Weise wie die Wandlung der Drain-Source-Spannung VDS in die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA gewandelt ist.In fact, it may be difficult to detect the drain-source voltage V DS within the voltage range of -0.1 V to +0.1 V with high accuracy, and the phase voltage V P to the threshold voltage V th with high accuracy to compare. For this reason, the drain-source voltage amplifier 142 operable to the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 to reinforce a low side with a predetermined profit, and one amplified drain-source voltage V DSA to the current flow direction detector 144 issue. The current flow direction detector 144 is operable to receive the drain-source voltage V DSA and to compare the boosted drain-source voltage V DSA with a converted threshold voltage V tha , the level of which is equal to the threshold voltage V th in the same manner as the conversion of the Drain-source voltage V DS is converted into the amplified drain-source voltage V DSA .
11C stellt schematisch eine Beziehung zwischen der verstärkten Drain-Source-Spannung VDSA und der gewandelten Schwellenspannung Vtha dar. In 11C stellt die vertikale Achse die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA dar, und die horizontale Achse stellt die Drain-Source-Spannung VDS dar. Um die Drain-Source-Spannung VDS innerhalb des Spannungsbereichs von –0,1 V bis +0,1 V mit einer hohen Genauigkeit zu erfassen, wird der Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V fünffach verstärkt. Als ein Beispiel, das in 11C dargestellt ist, entspricht –0,1 V –0,5 V, +0,1 V entspricht 0,5 V, die Zwischenstufe (0 V) in dem Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V ist unverändert, und der Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V entspricht dem Spannungsbereich von –0,5 V bis +0,5 V. Die gewandelte Schwellenspannung Vtha ist somit eingestellt, um höher als 0 V und niedriger als +0,5 V, wie zum Beispiel 0,35 V, zu sein. 11C schematically illustrates a relationship between the amplified drain-source voltage V DSA and the converted threshold voltage V tha . In 11C the vertical axis represents the amplified drain-source voltage V DSA , and the horizontal axis represents the drain-source voltage V DS . To the drain-source voltage V DS within the voltage range of -0.1 V to + 0.1 V with a high accuracy, the voltage range from -0.1 V to +0.1 V is increased five times. As an example, that in 11C corresponds to -0.1 V -0.5 V, +0.1 V corresponds to 0.5 V, the intermediate stage (0 V) in the voltage range from -0.1 V to +0.1 V is unchanged, and the voltage range of -0.1 V to +0.1 V corresponds to the voltage range of -0.5 V to +0.5 V. The converted threshold voltage V tha is thus set to be higher than 0 V and lower than +0 To be 5V, such as 0.35V.
Wie in 11C dargestellt ist, ist bei dem Lastabfallschutzbetrieb, wenn die Drain-Source-Spannung VDS +0,1 V überschreitet oder unter –0,1 V fällt, die Drain-Source-Spannung VDS, an +0,1 V oder –0,1 V geklemmt. Die Ausgabe des Drain-Source-Spannungsverstärkers 142 ist somit an +0,5 V geklemmt, wenn die Drain-Source-Spannung VDS +0,1 V überschreitet, oder an –0,5 V geklemmt, wenn die Drain-Source-Spannung VDS unter –0,1 V fällt.As in 11C In the load dump protection operation, when the drain-source voltage V DS exceeds +0.1 V or falls below -0.1 V, the drain-source voltage V DS is at +0.1 V or -0 , 1 V clamped. The output of the drain-source voltage amplifier 142 is thus clamped to +0.5 V when the drain-source voltage V DS exceeds +0.1 V, or clamped to -0.5 V when the drain-source voltage V DS is below -0.1 V falls.
Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist betriebsfähig, um die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA von dem Drain-Source-Spannungsverstärker 142 zu empfangen, die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA mit der gewandelten Schwellenspannung Vtha zu vergleichen und ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn die gewandelte Schwellenspannung Vtha höher als die gewandelte Drain-Source-Spannung VDSA ist, oder ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn die gewandelte Schwellenspannung Vtha gleich oder niedriger als die verstärkte Drain-Source-Spannung VDSA ist.The current flow direction detector 144 is operable to supply the boosted drain-source voltage V DSA from the drain-source voltage amplifier 142 to compare the amplified drain-source voltage V DSA with the converted threshold voltage V tha and output a signal of a high level when the converted threshold voltage V tha is higher than the converted drain-source voltage V DSA , or a signal of a low level when the converted threshold voltage V tha is equal to or lower than the boosted drain-source voltage V DSA .
11D stellt schematisch ein Beispiel des Signalverlaufs der verstärkten Drain-Source-Spannung VDSA des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite dar. In 11D entspricht ein Bereich W einer Ein-Periode eines MOS einer niedrigen Seite des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite bei dem Modus einer synchronen Steuerung. Das heißt, die Steuerung 100 ist konfiguriert, um die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge zu starten oder zu stoppen, das heißt, den Betriebsmodus derselben zu einem geeigneten Zeitpunkt innerhalb des Bereichs W zu dem Lastabfallschutzmodus oder aus demselben zu stellen. Während die Phasenspannung VP innerhalb des Bereichs W ist, ermöglicht somit ein Einschalten des MOS-Transistors 51, dass ein Strom in der gleichen Richtung wie der Durchlassrichtung der Diode 51a, die zu dem MOS-Transistor 51 parallel geschaltet ist, durch den MOS-Transistor 51 fließt. Dies verhindert oder reduziert bei dem Start des Lastabfallschutzmodus einen Stoß über der entsprechenden Phasenwicklung. Während zusätzlich die Phasenspannung VP innerhalb des Bereichs W ist, sind die Richtung eines Stroms, der durch den MOS-Transistor 51 fließt, und die Richtung eines Stroms, der durch die Diode 51a nach einem Ausschalten des MOS-Transistors 51 fließt, um den Schutzmodus zu stoppen, einander identisch. Selbst wenn somit der MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite ausgeschaltet ist, während die Phasenspannung VP innerhalb des Bereichs W ist, ist es möglich, einen Stoß zu verhindern oder zu reduzieren, wenn der Schutzmodus gestoppt wird. 11D schematically illustrates an example of the waveform of the amplified drain-source voltage V DSA of the MOS transistor 51 a low side. In 11D A region W of an on-period of a MOS corresponds to a low side of the MOS transistor 51 a low side in the mode of synchronous control. That is, the controller 100 is configured to start or stop the load dump protection operations, that is, to set the operation mode thereof at the appropriate time within the range W to or from the load dump protection mode. Thus, while the phase voltage V P is within the range W, turning on of the MOS transistor enables 51 in that a current is in the same direction as the forward direction of the diode 51a leading to the MOS transistor 51 is connected in parallel, through the MOS transistor 51 flows. This prevents or reduces a surge across the corresponding phase winding at the start of the load dump protection mode. In addition, while the phase voltage V P is within the range W, the direction of a current passing through the MOS transistor 51 flows, and the direction of a current passing through the diode 51a after turning off the MOS transistor 51 flows to stop the protection mode, identical to each other. Even if thus the MOS transistor 51 a low side is turned off while the phase voltage V P is within the range W, it is possible to prevent or reduce a shock when the protection mode is stopped.
Es sei bemerkt, dass die gewandelte Schwellenspannung Vtha eine Hysterese-Charakteristik haben kann. Die gewandelte Schwellenspannung Vtha ist beispielsweise eingestellt, um 0,35 V zu sein, während die Drain-Source-Spannung VDSA niedriger als die Schwellenspannung Vth ist, und, nachdem die Drain-Source-Spannung VDSA höher als die Schwellenspannung Vtha geworden ist, wird die Schwellenspannung Vtha auf 0,3 V geändert. Selbst wenn somit die Drain-Source-Spannung VDSA um die Schwellenspannung Vtha herum häufig geändert wird, kann diese Konfiguration verhindern, dass der Pegel des Ausgangssignals von dem Stromflussrichtungsbestimmer 144 häufig geschaltet wird.It should be noted that the converted threshold voltage V tha may have a hysteresis characteristic. For example, the converted threshold voltage V tha is set to be 0.35V while the drain-source voltage V DSA is lower than the threshold voltage V th , and after the drain-source voltage V DSA is higher than the threshold voltage V tha , the threshold voltage V tha is changed to 0.3V. Thus, even if the drain-source voltage V DSA is changed frequently by the threshold voltage V tha , this configuration can prevent the level of the output signal from the current flow direction determiner 144 is switched frequently.
Der VB-Bereichsbestimmer 113 ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob die Ausgangsspannung VB, die durch den Ausgangsspannungsdetektor 110 erfasst wird, innerhalb des normalen Bereichs von 7 V bis 18 V ist. Der VB-Bereichsbestimmer 113 ist konfiguriert, um ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn die Ausgangsspannung VB innerhalb des normalen Bereichs ist, und ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn die Ausgangsspannung VB außerhalb des normalen Bereichs ist, das heißt, niedriger als 7 V oder höher als 18 V ist.The V B range determiner 113 is configured to determine whether the output voltage V B generated by the output voltage detector 110 is within the normal range of 7V to 18V. The V B range determiner 113 is configured to output a signal of a low level when the output voltage V B is within the normal range, and to output a signal of a high level when the output voltage V B is out of the normal range, that is, lower than 7 V or higher than 18V is.
Der VB-Variationsbestimmer 114 ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob die Rate einer Variation der Ausgangsspannung VB, die durch den Ausgangsspannungsdetektor 110 erfasst wird, niedriger als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist. Der VB-Variationsbestimmer 114 ist konfiguriert, um ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn die Rate einer Variabilität der Ausgangsspannung VB niedriger als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist, und um ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn die Ausgangsspannung VB gleich oder höher als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist.The V B Variation Determiner 114 is configured to determine whether the rate of a variation of the output voltage V B detected by the output voltage detector 110 is lower than the threshold of 0.5 V per 200 μs. The V B Variation Determiner 114 is configured to output a signal of a low level when the rate of variability of the output voltage V B is lower than the threshold of 0.5 V per 200 μs, and to output a signal of a high level when the output voltage V B is equal to or is higher than the threshold of 0.5 V per 200 μs.
Der TFB-Zeit-Bestimmer 115 ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob sowohl TFB1 als auch TFB2, die durch einen entsprechenden der TFB-Zeit-Rechner 106 und 108 einer hohen und einer niedrigen Seite berechnet werden, länger als der akzeptable Wert von 15 μs sind. Der TFB-Zeit-Bestimmer 115 ist konfiguriert, um ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn sowohl TFB1 als auch TFB2 länger als der akzeptable Wert von 15 μs sind, und um ein Signal eines hohen Pegels auszugeben, wenn weder TFB1 noch TFB2 länger als der akzeptable Wert von 15 μs ist.The T FB time determiner 115 is configured to determine whether both T FB1 and T FB2 are determined by a corresponding one of the T FB time-based calculators 106 and 108 a high and a low side are calculated to be longer than the acceptable value of 15 μs. The T FB time determiner 115 is configured to output a low level signal when both T FB1 and T FB2 are longer than the one are acceptable values of 15 μs, and to output a signal of high level if neither T FB1 nor T FB2 is longer than the acceptable value of 15 μs.
Der Überhitzungsschützer 123 ist konfiguriert, um basierend auf den Ausgangssignalen von dem Temperaturdetektor 150 zu bestimmen, ob es eine Überhitzungsbedingung, das heißt, einen Überhitzungsfehler, bei jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Wenn mindestens eines der Ausgangssignale das Signal eines hohen Pegels ist, bestimmt der Überhitzungsschützer 123, dass es in einem entsprechenden mindestens einen MOS-Transistor 50 oder 51 einen Überhitzungsfehler gibt. Der Überhitzungsschützer 123 gibt dann zu dem Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung ein Signal aus, dessen Pegel hoch ist. Das Ausgangssignal von dem Überhitzungsschützer 123 dient als eine Überhitzungs-Flag, deren Pegel auf einen niedrigen Pegel, während das Ausgangssignal von dem Überhitzungsschützer 123 einen niedrigen Pegel hat, oder einen hohen Pegel, während das Ausgangssignal von dem Überhitzungsschützer 123 den hohen Pegel hat, eingestellt ist.The overheat protection 123 is configured to be based on the output signals from the temperature detector 150 to determine if there is an overheating condition, that is, overheating error, in each of the MOS transistors 50 and 51 gives. When at least one of the output signals is the high level signal, the overheat protector determines 123 in that it is in a corresponding at least one MOS transistor 50 or 51 gives an overheating error. The overheat protection 123 then gives to the starting determiner 102 a synchronous control, a signal whose level is high. The output signal from the overheat protector 123 serves as an overheat flag whose level is at a low level while the output signal from the overheat protection 123 has a low level, or a high level, while the output signal from the overheat protector 123 has the high level is set.
Es sei bemerkt, dass in 10 der Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung den VB-Bereichsbestimmer 113, den VB-Variationsbestimmer 114 und den TFB-Zeit-Bestimmer 115 in sich aufweist, dieselben können jedoch auf der Außenseite des Startbestimmers 102 einer synchronen Steuerung vorgesehen sein. Die Steuerung 100 ist zusätzlich konfiguriert, um ihren Betriebsmodus zu dem Modus einer synchronen Steuerung zu stellen, um die synchrone Steuerung lediglich zu starten, wenn alle ersten bis sechsten Bedingungen erfüllt sind, die Steuerung 100 kann jedoch konfiguriert sein, um den Betriebsmodus derselben zu dem Modus einer synchronen Steuerung zu stellen, um die synchrone Steuerung lediglich zu starten, wenn die erste Bedingung und mindestens eine der zweiten bis sechsten Bedingungen erfüllt sind.It should be noted that in 10 the starter 102 a synchronous control the V B range determiner 113 , the VB Variation Tester 114 and the T FB time determiner 115 however, they may be on the outside of the starting determiner 102 be provided a synchronous control. The control 100 is additionally configured to set its operating mode to the mode of synchronous control to start the synchronous control only when all first to sixth conditions are met, the controller 100 however, may be configured to set the operation mode thereof to the mode of synchronous control to start the synchronous control only when the first condition and at least one of the second to sixth conditions are satisfied.
12 stellt schematisch Betriebsvorgänge der Steuerung 100 dar, um zu bestimmen, ob die synchrone Steuerung zu starten ist, das heißt, ob der Betriebsmodus derselben zu dem Modus einer synchronen Steuerung zu stellen ist. In 12 stellt ein ZÄHLWERT einen Zählwert dar, der ansprechend auf den Anstiegszeitpunkt (Flanke) von jeder der Ein-Perioden eines oberen Zweigs und der Ein-Perioden eines unteren Zweigs inkrementiert wird. In 12 stellt eine TFB-ZEIT-FLAG die Ausgabe des TFB-Zeit-Bestimmers 115 dar, eine SPANNUNGSBEREICHS-FLAG stellt die Ausgabe des VB-Variationsbestimmers 114 dar, und die LD-FLAG stellt die Ausgabe des Lastabfallschützers 111 dar. In 12 stellt zusätzlich eine ÜBERHITZUNGS-FLAG die Ausgabe des Überhitzungsschützers 123 dar, und eine SPANNUNGSVARIATIONS-FLAG stellt die Ausgabe des VB-Variationsbestimmers 114 dar. In 12 stellt H einen hohen Pegel einer entsprechenden Ausgabe dar, und L stellt einen niedrigen Pegel einer entsprechenden Ausgabe dar. 12 schematically illustrates operations of the controller 100 to determine whether to start the synchronous control, that is, whether to set the operation mode thereof to the mode of synchronous control. In 12 A COUNT represents a count incremented in response to the rise time (edge) of each of the on periods of an upper branch and the on periods of a lower branch. In 12 T FB TIME FLAG represents the output of the T FB time determiner 115 A VOLTAGE RANGE FLAG represents the output of the V B variation determiner 114 and the LD-FLAG represents the output of the load-dump protector 111 in this 12 In addition, an OVERHEAT FLAG provides the output of the overheat protection 123 and a VOLTAGE VARIATION FLAG represents the output of the V B variation determiner 114 in this 12 H represents a high level of a corresponding output, and L represents a low level of a corresponding output.
Der Bestimmer 102A inkrementiert einen Zählwert mit einem Anfangswert (0) desselben jedes Mal um 1, wenn der Anstiegszeitpunkt (Flanke) von sowohl einer Ein-Periode eines oberen Zweigs als auch einer Ein-Periode eines unteren Zweigs erscheint. Wenn der Zählwert „32” erreicht, gibt der Bestimmer 102A ein Signal eines niedrigen Pegels, das den Start einer synchronen Steuerung angibt, zu sowohl dem Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite als auch dem Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite aus. Der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite und der Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite stellen den Betriebsmodus der Steuerung 100 ansprechend auf jeweils ein Empfangen der Signale eines niedrigen Pegels zu dem Modus einer synchronen Steuerung und starten eine synchrone Steuerung (siehe H von START EINER SYNCHRONEN STEUERUNG in 12) in dem Modus einer synchronen Steuerung, um die MOS-Transistoren 50 und und 51 abwechselnd einzuschalten.The determiner 102A increments a count value having an initial value (0) thereof by 1 each time the rise timing (edge) of both an on period of an upper branch and an on period of a lower branch appears. When the count reaches "32", the determiner gives 102A a low level signal indicating the start of synchronous control to both the on-time determiner 103 a high side as well as the one-time determiner 104 a low side out. The one-time determiner 103 a high side and the one-time determiner 104 a low side set the operating mode of the controller 100 responsive to each receiving the low level signals to the mode of synchronous control and starting a synchronous control (see H of STARTING SYNCHRONOUS CONTROL in FIG 12 ) in the mode of synchronous control to the MOS transistors 50 and and 51 turn on alternately.
Der Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung setzt zusätzlich ein Inkrementieren des Zählwerts solange fort, wie
- (i) das Intervall des elektrischen Winkels zwischen der Anstiegsflanke einer Ein-Periode eines oberen Zweigs und der Anstiegsflanke einer Ein-Periode eines unteren Zweigs benachbart vor der Ein-Periode eines oberen Zweigs gleich oder niedriger als ein Zyklus der Ein-Perioden eines oberen Zweigs elektrisch ist; und
- (ii) alle Ausgaben (die TFB-Zeit-Flag, die Spannungsbereichs-Flag, die LD-Flag, die Abnormitätsbestimmungs-Flag und die Spannungsvariations-Flag) des TFB-Zeit-Bestimmers 115, des VB-Bereichsbestimmers 113, des Lastabfallschützers 111, des Überhitzungsschützers 123 bzw. des VB-Variationsbestimmers 114 niedrige Pegel (L) haben.
The starter 102 synchronous control additionally continues to increment the count as long as - (i) the interval of the electrical angle between the rising edge of an on period of an upper branch and the rising edge of an on period of a lower branch adjacent to the on period of an upper branch equal to or lower than a cycle of the on periods of an upper branch is electric; and
- (ii) all outputs (the T FB time flag, the voltage range flag, the LD flag, the abnormality determination flag, and the voltage variation flag) of the T FB time determiner 115 , the V B domain determiner 113 , of Load dump protector 111 , the overheat protection 123 or the V B variation determiner 114 have low levels (L).
Der Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung stellt im Gegensatz dazu den Zählwert neu ein, wenn:
- (iii) das Intervall eines elektrischen Winkels zwischen der Anstiegsflanke einer Ein-Periode eines oberen Zweigs und der Anstiegsflanke einer Ein-Periode eines unteren Zweigs benachbart vor der Ein-Periode eines oberen Zweigs höher als die Länge eines Zyklus der Phasenspannung VP, das heißt, das Intervall zwischen benachbarten Ein-Perioden eines oberen Zweigs, ist; und/oder
- (iv) eine der Ausgaben des TFB-Zeit-Bestimmers 115, des VB-Bereichsbestimmers 113, des Lastabfallschützers 111, des Überhitzungsschützers 123 bzw. des VB-Variationsbestimmers 114 einen hohen Pegel (H) annimmt, bevor der Zählwert 32 erreicht (siehe „H” der TFB-Zeit-Flag und EIN-PERIODE EINES ELEKTRISCHEN WINKELS in 12).
The starter 102 a synchronous controller, on the other hand, resets the count value if: - (iii) the interval of an electrical angle between the leading edge of an on period of an upper branch and the rising edge of an on period of a lower branch adjacent to the on period of an upper branch higher than the length of a cycle of the phase voltage V P , that is , which is the interval between adjacent on periods of an upper branch; and or
- (iv) one of the outputs of the T FB time determiner 115 , the V B domain determiner 113 , the load-guardsman 111 , the overheat protection 123 or the V B variation determiner 114 goes high (H) before the count 32 reaches (see "H" the T FB time flag and ON PERIOD OF AN ELECTRIC ANGLE in 12 ).
Der Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung startet danach ein Inkrementieren des Zählwerts von 0 neu, nachdem die im Vorhergehenden erwähnten Bedingungen (i) und (ii) erfüllt wurden.The starter 102 synchronous control thereafter starts incrementing the count value from 0 after the above-mentioned conditions (i) and (ii) have been satisfied.
Bestimmung eines Stopps einer synchronen SteuerungDetermining a stop of a synchronous control
Betriebsvorgänge der Steuerung 100 des Gleichrichtermodus 5X, um zu bestimmen, ob der Modus einer synchronen Steuerung zu stoppen ist, sind als Nächstes im Folgenden beschrieben.Operations of the controller 100 the rectifier mode 5X to determine whether to stop the mode of synchronous control are described next below.
Der Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung ist konfiguriert, um zu bestimmen, ob die Stoppbedingungen einer synchronen Steuerung erfüllt sind, und eine Stoppanweisung einer synchronen Steuerung zu sowohl dem Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung, den Ein-Zeitpunkt-Bestimmern 103 und 14 einer hohen und einer niedrigen Seite, dem Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite als auch dem Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite zu senden, wenn bestimmt wird, dass die Stoppbedingungen einer synchronen Steuerung erfüllt sind. Dies resultiert in einem Stopp des Modus einer synchronen Steuerung. Die synchrone Steuerung wird danach solange gestoppt, bis der Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung den Betriebsmodus der Steuerung 100 zu dem Modus einer synchronen Steuerung stellt, um Betriebsvorgänge einer synchronen Steuerung, die im Vorhergehenden dargelegt sind, bei dem Modus einer synchronen Steuerung neu zu starten.The stop determiner 122 Synchronous control is configured to determine whether the stop conditions of a synchronous control are satisfied, and a stop command of synchronous control to both the start determiner 102 a synchronous controller, the one-time determiner 103 and 14 a high and a low side, the off-time calculator 107 a high page as well as the off-time computer 109 to transmit a low side when it is determined that the stop conditions of a synchronous control are satisfied. This results in a stop of the mode of synchronous control. The synchronous control is then stopped until the start determiner 102 a synchronous control the operating mode of the controller 100 to the mode of synchronous control to restart operations of synchronous control set forth above in the mode of synchronous control.
Die Stoppbedingungen einer synchronen Steuerung umfassen die folgenden ersten bis fünften Bedingungen.The stop conditions of a synchronous control include the following first to fifth conditions.
Die erste Bedingung besteht darin, dass ein Zeitintervall von dem Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite bestimmt wird, bis zu der Ankunft der steigenden Phasenspannung VP bei der ersten Schwellenspannung V1, die verwendet wird, um den nächsten Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zu bestimmen, kürzer als ein erstes voreingestelltes Zeitintervall ist.The first condition is that a time interval from the off-time generated by the off-time calculator 109 a low side is determined until the arrival of the rising phase voltage V P at the first threshold voltage V1 which is used at the next on-time of the MOS transistor 50 to determine a high page is shorter than a first preset time interval.
Das erste voreingestellte Zeitintervall kann auf ein Intervall von der Zeit, zu der der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite tatsächlich eine Anweisung des Aus-Zeitpunkts zu dem Treiber 182 sendet, bis zu der Zeit des tatsächlichen Ausschaltens des MOS-Transistors 51 durch den Treiber 182 eingestellt sein. Das erste voreingestellte Zeitintervall kann genauer gesagt basierend auf der Ausschaltfähigkeit des Treibers 182 für den MOS-Transistor 51 eingestellt werden. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass ein Aus-Zeitpunkt-Fehler vorliegt, wenn die erste Bedingung erfüllt ist. Das heißt, der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass ein Aus-Zeitpunkt-Fehler vorliegt, wenn das Intervall von dem Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite bestimmt wird, bis zu der Ankunft der steigenden Phasenspannung VP bei der ersten Schwellenspannung V1, die verwendet wird, um den nächsten Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 50 einer hohen Seite zu bestimmen, kürzer als das erste voreingestellte Zeitintervall ist. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 wird dann konfiguriert, um ein Signal eines hohen Pegels zu dem Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung auszugeben. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist sonst konfiguriert, um ein Signal eines niedrigen Pegels auszugeben, wenn die erste Bedingung nicht erfüllt wird.The first preset time interval may be at an interval from the time the off-time calculator arrived 109 a low page is actually an off-time instruction to the driver 182 transmits until the time of actually turning off the MOS transistor 51 through the driver 182 be set. Specifically, the first preset time interval may be based on the power-down capability of the driver 182 for the MOS transistor 51 be set. The off-time error determiner 121 is configured to determine that there is an off-time error when the first condition is met. That is, the off-time error determiner 121 is configured to determine that there is an off-time error when the interval from the off-time determined by the off-time calculator 109 a low side is determined until the arrival of the rising phase voltage V P at the first threshold voltage V1 which is used at the next on-time of the MOS transistor 50 a high side is shorter than the first preset time interval. The off-time error determiner 121 is then configured to provide a high level signal to the stop determiner 122 to output a synchronous control. The off-time error determiner 121 is otherwise configured to output a low level signal if the first condition is not met.
13 stellt schematisch ein spezifisches Beispiel des Signalverlaufs der Phasenspannung VP dar, wenn der Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite bestimmt wird, verzögert ist. Wenn der Aus-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 relativ zu dem Endzeitpunkt der Ein-Periode eines unteren Zweigs verzögert ist, kann ein Strom, der durch den MOS-Transistor 51 fließt, unterbrochen werden, was einen Stoß verursacht. In 13 stellt ein Bezugszeichen S einen solchen Stoß dar. Der Stoß kann unmittelbar nach dem Ausschalten des MOS-Transistors 51 erzeugt werden. Wenn das Zeitintervall von der Zeit, zu der der Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite tatsächlich eine Anweisung des Aus-Zeitpunkts zu dem Treiber 182 sendet, bis zu der Zeit eines tatsächlichen Ausschalten des MOS-Transistors 51 durch den Treiber 182 als t0 dargestellt ist (siehe 13), wird, um das Auftreten eines Stoßes aufgrund der Verzögerung des Aus-Zeitpunkts für den MOS-Transistor 51 zu erfassen, das erste voreingestellte Zeitintervall eingestellt, um um eine voreingestellte Zeit β länger als das Zeitintervall t0 zu sein, nachdem tatsächlich die Anweisung des Aus-Zeitpunkts zu dem Treiber 182 gesendet wurde. Die voreingestellte Zeit β muss kürzer als eine Zeit sein, die dafür erforderlich ist, dass die Phasenspannung VP bis zu der ersten Schwelle V10 hoch steigt, während eine normale synchrone Steuerung ohne das Auftreten von Aus-Zeitpunkt-Fehlern ausgeführt wird. 13 schematically illustrates a specific example of the waveform of the phase voltage V P , when the off-time, by the off-time calculator 109 a low side is delayed. When the off timing of the MOS transistor 51 delayed relative to the end time of the on-period of a lower branch, a current passing through the MOS transistor 51 flows, being interrupted, causing a shock. In 13 S represents such a shock. The shock may occur immediately after the turning off of the MOS transistor 51 be generated. If the time interval from the time at which the off-time calculator 109 a low page is actually an off-time instruction to the driver 182 transmits, until the time of actually turning off the MOS transistor 51 through the driver 182 is represented as t0 (see 13 ), the occurrence of a shock due to the delay of the off-timing for the MOS transistor 51 to detect the first preset time interval set to be longer than the time interval t0 by a preset time β, after actually the instruction of the off-time to the driver 182 was sent. The preset time β must be shorter than a time required for the phase voltage V P to rise high up to the first threshold V10, while a normal synchronous control is executed without the occurrence of off-timing errors.
Die zweite Bedingung besteht darin, dass ein Zeitintervall von dem Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite bestimmt wird, bis zu der Ankunft der fallenden Phasenspannung VP bei der zweiten Schwelle V11, die verwendet wird, um den nächsten Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu bestimmen, kürzer als ein zweites voreingestelltes Zeitintervall ist.The second condition is that a time interval from the off-time generated by the off-time calculator 107 A high side is determined until the arrival of the falling Phase voltage V P at the second threshold V11 that is used to the next on-time of the MOS transistor 51 determining a low side is shorter than a second preset time interval.
Das zweite voreingestellte Zeitintervall kann auf ein Intervall von der Zeit, zu der der Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite tatsächlich eine Anweisung des Aus-Zeitpunkts zu dem Treiber 10 sendet, bis zu der Zeit eines tatsächlichen Ausschaltens des MOS-Transistors 50 durch den Treiber 180 eingestellt werden. Das zweite voreingestellte Zeitintervall kann genauer gesagt basierend auf der Ausschaltfähigkeit des Treibers 180 für den MOS-Transistor 50 eingestellt sein. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass ein Aus-Zeitpunkt-Fehler vorliegt, wenn die zweite Bedingung erfüllt ist, das heißt, das Intervall von dem Aus-Zeitpunkt, der durch den Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite bestimmt wird, bis zu der Ankunft der fallenden Phasenspannung VP bei der zweiten Schwelle V11, die verwendet wird, um den nächsten Ein-Zeitpunkt des MOS-Transistors 51 einer niedrigen Seite zu bestimmen, kürzer als das zweite voreingestellte Zeitintervall ist. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 gibt dann ein Signal eines hohen Pegels zu dem Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung aus. Der Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 ist sonst konfiguriert, um das Signal eines niedrigen Pegels zu dem Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung auszugeben, wenn die zweite Bedingung nicht erfüllt wird.The second preset time interval may be at an interval from the time the off-time calculator arrived 107 In fact, a high-level page is an off-time instruction to the driver 10 transmits until the time of actually turning off the MOS transistor 50 through the driver 180 be set. Specifically, the second preset time interval may be based on the power-down capability of the driver 180 for the MOS transistor 50 be set. The off-time error determiner 121 is configured to determine that an off-time error exists when the second condition is met, that is, the interval from the off-time determined by the off-time calculator 107 of a high side until the arrival of the falling phase voltage V P at the second threshold V11, which is used at the next on time of the MOS transistor 51 a lower side to determine shorter than the second preset time interval is. The off-time error determiner 121 then gives a high level signal to the stop determiner 122 a synchronous control. The off-time error determiner 121 is otherwise configured to send the low level signal to the stop determiner 122 a synchronous control, if the second condition is not met.
Es sei bemerkt, dass die ersten und zweiten voreingestellten Zeitintervalle einander identisch sein können oder sich voneinander unterscheiden können. Es ist vorzuziehen, dass jedes der ersten und zweiten voreingestellten Zeitintervalle unabhängig von der Drehgeschwindigkeit des Rotors 4M ein konstanter Wert ist, da dasselbe basierend auf dem Ausschaltverhalten eines entsprechenden der Treiber 180 und 182 eingestellt wird.It should be noted that the first and second preset time intervals may be identical or different from each other. It is preferable that each of the first and second preset time intervals be independent of the rotational speed of the rotor 4M is a constant value because it is based on the turn-off behavior of a corresponding one of the drivers 180 and 182 is set.
Die dritte Bedingung besteht darin, dass die Rate einer Variation der Ausgangsspannung VB höher als die Schwelle, zum Beispiel 0,5 V pro 200 μs, ist. Es sei bemerkt, dass, wie weit die Rate einer Variation in der Ausgangsspannung VB akzeptiert wird, sich abhängig von Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, ändert. Die Schwelle kann somit abhängig von Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, geändert werden.The third condition is that the rate of variation of the output voltage V B is higher than the threshold, for example 0.5 V per 200 μs. It should be noted that how far the rate of variation in the output voltage V B is accepted will depend on elements and / or programs used for the rectifier module 5X used, changes. The threshold may thus be dependent on elements and / or programs used for the rectifier module 5X can be changed.
14 stellt schematisch eine Beziehung zwischen der Variation der Ausgangsspannung VB und Ein-Perioden eines oberen und eines unteren Zweigs dar. 14 schematically illustrates a relationship between the variation of the output voltage V B and on-periods of an upper and a lower branch.
Wenn beispielsweise der Ausgangsstrom des Leistungsgenerators 1 plötzlich von 150 A auf 15 A abfällt, steigt die Ausgangsspannung VB (siehe 14). Die Ein-Perioden T11 und T12 eines oberen Zweigs nach der Änderung der Ausgabe des Leistungsgenerators 1 werden dann verglichen mit einer Ein-Periode T10 eines oberen Zweigs vor der Änderung der Ausgabe des Leistungsgenerators 1 reduziert. Dies erscheint ähnlicherweise für Ein-Perioden eines unteren Zweigs (siehe 14).For example, if the output current of the power generator 1 suddenly drops from 150 A to 15 A, the output voltage V B increases (see 14 ). The on-periods T11 and T12 of an upper branch after the change of the output of the power generator 1 are then compared with an on period T10 of an upper branch before the change of the output of the power generator 1 reduced. This similarly appears for on-periods of a lower branch (see 14 ).
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann, wenn die Ein-Periode eines oberen Zweigs oder die Ein-Periode eines unteren Zweigs variiert, um reduziert zu werden, ein Aus-Zeitpunkt, der normalerweise für mindestens einen der MOS-Transistoren 50 und 51 einer hohen und niedrigen Seite, die im Vorhergehenden dargelegt sind, bestimmt wird, relativ zu einer entsprechenden Ein-Periode eines oberen oder unteren Zweigs verzögert sein. Die Schwelle, wie zum Beispiel 0,5 V pro 200 μs, wird somit verwendet, um eine solche Verzögerung zu vermeiden. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann die Schwelle für die Bestimmung, eine synchrone Steuerung zu stoppen, identisch zu derselben für eine Bestimmung, eine synchrone Steuerung zu starten, sein oder sich davon unterscheiden.As described above, when the on-period of an upper arm or the on-period of a lower arm varies to be reduced, an off-timing normally applicable to at least one of the MOS transistors 50 and 51 high and low sides set forth above are delayed relative to a corresponding on period of an upper or lower branch. The threshold, such as 0.5 V per 200 μs, is thus used to avoid such a delay. As described above, the threshold for the determination to stop synchronous control may be identical to or different from a determination to start a synchronous control.
Die vierte Bedingung besteht darin, dass die Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X den Betriebsmodus desselben zu dem Lastabfallschutzmodus gestellt hat.The fourth condition is that the controller 100 of the rectifier module 5X has set its operating mode to the load-dump protection mode.
Die fünfte Bedingung besteht darin, dass es in mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 einen Überhitzungsfehler gibt.The fifth condition is that it is present in at least one of the MOS transistors 50 and 51 gives an overheating error.
15 stellt schematisch einige Elemente bei der Steuerung 100, die erforderlich sind, um zu bestimmen, ob der Modus einer synchronen Steuerung zu stoppen ist, dar. Der VB-Variationsbestimmer 114 des Startbestimmers 102 einer synchronen Steuerung wird für eine Bestimmung eines Stopps des Modus einer synchronen Steuerung verwendet. 15 schematically represents some elements in the control 100 , which are required to determine whether to stop the mode of synchronous control. The V B variation determiner 114 of the start determiner 102 a synchronous control is used for a determination of a stop of the mode of synchronous control.
Bezug nehmend auf 15 werden in den Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung die Ausgaben von sowohl dem Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121, dem VB-Variationsbestimmer 114, dem Lastabfallschützer 111 als auch dem Überhitzungsschützer 123 eingegeben.Referring to 15 will be in the stop determiner 122 synchronous control the outputs of both the off-time fault determiner 121 , the V B Variation Determiner 114 , the load-breaker 111 as well as the overheat protection 123 entered.
Von dem Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmer 121 wird das Signal eines hohen Pegels in den Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung solange eingegeben, wie die erste Bedingung oder die zweite Bedingung bei den Stoppbedingungen einer synchronen Steuerung erfüllt wird. Von dem VB-Variationsbestimmer 114 wird das Signal eines hohen Pegels in den Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung solange eingegeben, wie die Rate einer Variation der Ausgangsspannung VB höher als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist, sodass der dritten Bedingung bei den Stoppbedingungen einer synchronen Steuerung genügt ist.From the off-time error determiner 121 the signal of a high level is put into the stop determiner 122 a synchronous control as long as the first condition or the second condition is met in the stop conditions of a synchronous control. From the V B Variation Determiner 114 the signal of a high level is put into the stop determiner 122 a synchronous one Control input as long as the rate of variation of the output voltage V B is higher than the threshold of 0.5 V per 200 microseconds, so that the third condition is satisfied in the stop conditions of a synchronous control.
Von dem Lastabfallschützer 111 wird zusätzlich das Signal eines hohen Pegels in den Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung solange eingegeben, wie die Steuerung 100 des Gleichrichtermoduls 5X in dem Lastabfallschutzmodus in Betrieb ist, sodass die vierte Bedingung erfüllt wird, während die LD-Flag mit einem hohen Pegel eingestellt ist. Von dem Überhitzungsschützer 123 wird das Signal eines hohen Pegels in den Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung solange eingegeben, wie der fünften Bedingung genügt ist, das heißt, die Überhitzungs-Flag mit dem hohen Pegel aufgrund des Auftretens einer Abnormität in mindestens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 eingestellt ist.From the load-guards 111 In addition, the signal of a high level in the stop determiner 122 a synchronous control as long as the control input 100 of the rectifier module 5X in the load-dump protection mode, so that the fourth condition is satisfied while the LD flag is set to a high level. From the overheat protection 123 the signal of a high level is put into the stop determiner 122 a synchronous control as long as the fifth condition is satisfied, that is, the overheating flag having the high level due to the occurrence of an abnormality in at least one of the MOS transistors 50 and 51 is set.
Der Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung ist konfiguriert, um zu bestimmen, dass mindestens eine der ersten bis fünften Bedingungen für eine Bestimmung eines Stopps des Modus einer synchronen Steuerung erfüllt ist, wenn mindestens eine der Ausgaben des Aus-Zeitpunkt-Fehler-Bestimmers 121, des VB-Variationsbestimmers 114, des Lastabfallschützers 111 und des Überhitzungsschützers 123 auf einem hohen Pegel ist. Der Stoppbestimmer 122 einer synchronen Steuerung stoppt dann den Modus einer synchronen Steuerung der Steuerung 100, sodass eine Anweisung, um die Betriebsvorgänge einer synchronen Steuerung zu stoppen, zu sowohl dem Startbestimmer 102 einer synchronen Steuerung, dem Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 103 einer hohen Seite, dem Ein-Zeitpunkt-Bestimmer 104 einer niedrigen Seite, dem Aus-Zeitpunkt-Rechner 107 einer hohen Seite als auch dem Aus-Zeitpunkt-Rechner 109 einer niedrigen Seite gesendet wird.The stop determiner 122 A synchronous controller is configured to determine that at least one of the first to fifth conditions for determining a stop of the mode of synchronous control is satisfied when at least one of the outputs of the off-time error determiner 121 , the V B variation determiner 114 , the load-guardsman 111 and the overheat protection 123 is at a high level. The stop determiner 122 synchronous control then stops the mode of synchronous control of the controller 100 so that an instruction to stop the operations of synchronous control to both the starting determiner 102 a synchronous control, the on-time determiner 103 a high side, the one-time determiner 104 a low side, the off-time calculator 107 a high page as well as the off-time computer 109 a low side is sent.
LASTABFALLSCHUTZLAST DROP PROTECTION
Betriebsvorgänge des Lastabfallschützers 111 bei dem Lastabfallschutzmodus, nachdem es einen Lastruck aufgrund einer Trennung der Ladungsleitung 12 von dem Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1 oder einer Trennung der Batterie 9 oder einer großen elektrischen Last 10 von dem Leistungsgenerator 1 gab, sind als Nächstes im Folgenden beschrieben.Operating processes of the load protection device 111 in the load-dump protection mode, after there is a load jerk due to a separation of the charge line 12 from the output terminal B of the power generator 1 or a disconnection of the battery 9 or a large electrical load 10 from the power generator 1 are next described below.
16 stellt schematisch eine Lastabfallschutzroutine, die durch den Lastabfallschützer 111 und den Erregungsbestimmer 124 ausgeführt wird, dar. Der Lastabfallschützer 111 und der Erregungsbestimmer 124, das heißt, die Steuerung 100, führen die Lastabfallschutzroutine zyklisch durch, während das Gleichrichtermodul 5X in dem Modus einer synchronen Steuerung in Betrieb ist (siehe Schritt S100 von 16). 16 schematically illustrates a load-dump protection routine performed by the load-dump protector 111 and the arousal determiner 124 is executed, dar. The Lastabfallschützer 111 and the arousal determiner 124 that is, the controller 100 Perform the load-dump protection routine cyclically while the rectifier module 5X in the mode of synchronous control is in operation (see step S100 of 16 ).
17 ist ein Zeitdiagramm, das schematisch darstellt, wie die Ausgangsspannung VB, eine Spannung VF an dem Anschluss F, der mit der Feldwicklung 4 verbunden ist, und eine Spannung VRP an dem Anschluss RP des Gleichrichtermoduls 5X über die Zeit während einer Ausführung der Lastabfallschutzroutine variieren. 17 stellt ferner schematisch dar, wie das Vergleichsresultat, auf das als VR1 Bezug genommen ist, zwischen der Ausgangsspannung VB und der ersten Schwellenspannung V1 über die Zeit während einer Ausführung der Lastabfallschutzroutine variiert, und wie das Vergleichsresultat, auf das als VR2 Bezug genommen ist, zwischen der Ausgangsspannung VB und der zweiten Schwellenspannung V2 über die Zeit während einer Ausführung der Lastabfallschutzroutine variiert. 17 stellt ferner schematisch dar, dass ein Signal, auf das als ein Signal SG2 Bezug genommen ist, das von dem Anschluss G2 der Steuerung 24 in das Gate G des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs eingegeben wird, während einer Ausführung der Lastabfallschutzroutine über die Zeit variiert. 17 Fig. 3 is a timing diagram schematically illustrating how the output voltage V B , a voltage V F at the terminal F, with the field winding 4 and a voltage V RP at the terminal RP of the rectifier module 5X vary over time during execution of the load-dump protection routine. 17 also schematically illustrates how the comparison result referred to as VR1 varies between the output voltage V B and the first threshold voltage V 1 over time during execution of the load-dump protection routine, and how the comparison result referred to as VR 2, varies between the output voltage V B and the second threshold voltage V2 over time during execution of the load dump protection routine. 17 also schematically illustrates that a signal referred to as a signal S G2 is that from the terminal G2 of the controller 24 in the gate G of the MOS transistor 51 of a lower branch is varied during an execution of the load-dump protection routine over time.
Es sei bemerkt, dass das Vergleichsresultat V1 zwischen der Ausgangsspannung VB und der ersten Schwellenspannung V1 eine Spannung eines hohen Pegels ist, wenn die Ausgangsspannung VB höher als die erste Schwellenspannung V1 ist, und sonst eine Spannung eines niedrigen Pegels ist, wenn die Ausgangsspannung VB gleich oder niedriger als die erste Schwellenspannung V1 ist. Das Vergleichsresultat VR2 zwischen der Ausgangsspannung VB und der zweiten Schwellenspannung V2 ist eine Spannung eines hohen Pegels, wenn die Ausgangsspannung VB höher als die zweite Schwellenspannung V2 ist, und sonst eine Spannung eines niedrigen Pegels, wenn die Ausgangsspannung VB gleich oder niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 ist. Das Signal SG2, das von dem Anschluss G2 der Steuerung 54 in das Gate G des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs eingegeben wird, wird von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel gestellt, bei dem der MOS-Transistor 51 eingeschaltet wird, und von dem hohen Pegel zu dem niedrigen Pegel gestellt, bei dem der MOS-Transistor 51 ausgeschaltet wird.It should be noted that the comparison result V1 between the output voltage V B and the first threshold voltage V1 is a high-level voltage when the output voltage V B is higher than the first threshold voltage V1, and a low-level voltage when the output voltage is higher V B is equal to or lower than the first threshold voltage V1. The comparison result VR2 between the output voltage V B and the second threshold voltage V2 is a high level voltage when the output voltage V B is higher than the second threshold voltage V2, and a low level voltage when the output voltage V B is equal to or lower than the second threshold voltage V2 is. The signal S G2 coming from the terminal G2 of the controller 54 in the gate G of the MOS transistor 51 is input from a low level to a high level at which the MOS transistor 51 is turned on, and set from the high level to the low level at which the MOS transistor 51 is turned off.
Nach einem Start der Lastabfallschutzroutine bestimmt der Lastabfallschützer 111 bei einem Schritt S102, ob die Ausgangsspannung VB die erste Schwellenspannung V1 überschreitet. Nach einer Bestimmung, dass die Ausgangsspannung VB die erste Schwellenspannung V1 nicht überschreitet (NEIN bei dem Schritt S102), beendet der Lastabfallschützer 111 die Lastabfallschutzroutine und setzt die Betriebsvorgänge einer synchronen Steuerung, die im Vorhergehenden dargelegt sind, fort.After a start of the load-dump protection routine, the load-dump protector determines 111 at a step S102, whether the output voltage V B exceeds the first threshold voltage V1. After determining that the output voltage V B does not exceed the first threshold voltage V1 (NO at step S102), the load shunt terminates 111 the load-drop protection routine and continues the operations of synchronous control set forth above.
Nach einer Bestimmung, dass die Ausgangsspannung VB die erste Schwellenspannung V1 überschreitet (JA bei dem Schritt S102), bestimmt der Lastabfallschützer 111 sonst, dass es einen Lastabfallstoß gibt. Der Lastabfallschützer 111 weist dann den Treiber 180 an, den MOS-Transistor 50 einer hohen Seite auszuschalten, und weist den Treiber 182 an, den MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite einzuschalten, sodass bei einem Schritt S104 die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge durchgeführt werden.After determining that the output voltage V B exceeds the first threshold voltage V1 (YES in step S102), the load shedder determines 111 otherwise, that there will be a load dump. The load-breaker 111 then assigns the driver 180 on, the MOS transistor 50 turn off a high page and assigns the driver 182 on, the MOS transistor 51 to turn on a low side, so that at a step S104 the load protection operations are performed.
Folgend dem Betrieb bei dem Schritt S104 bestimmt bei einem Schritt S106 der Lastabfallschützer 111, ob die Ausgangsspannung VB höher als sowohl die erste Schwellenspannung V1 als auch die zweite Schwellenspannung V2 ist, das heißt, ob jedes der Vergleichsresultate VR1 und VR2 eine Spannung eines hohen Pegels ist. Nach einer Bestimmung, dass die Ausgangsspannung VB gleich oder niedriger als mindestens eine der ersten und zweiten Schwellenspannungen V1 und V2 ist, das heißt, mindestens eines der Vergleichsresultate VR1 und VR2 die Spannung eines niedrigen Pegels ist (NEIN bei dem Schritt S106), beendet der Lastabfallschützer 111 die Lastabfallschutzroutine, das heißt, hebt die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge auf, sodass das Gleichrichtermodul 5X die synchrone Steuerung bei dem Modus einer synchronen Steuerung neu startet.Following the operation in step S104, in step S106, the load protection protector determines 111 Whether the output voltage V B is higher than both the first threshold voltage V1 and the second threshold voltage V2, that is, whether each of the comparison results VR1 and VR2 is a high-level voltage. After determining that the output voltage V B is equal to or lower than at least one of the first and second threshold voltages V1 and V2, that is, at least one of the comparison results VR1 and VR2 is the low-level voltage (NO at step S106), ends the load-breaker 111 the load-drop protection routine, that is, releases the load-dump protection operations so that the rectifier module 5X the synchronous control restarts in the mode of synchronous control.
Nach einer Bestimmung, dass die Ausgangsspannung VB höher als beide der ersten und zweiten Schwellenspannungen V1 und V2 ist, das heißt, dass jedes der Vergleichsresultate VR1 und VR2 eine Spannung eines hohen Pegels ist (JA bei dem Schritt S106), bestimmt der Erregungsbestimmer 124 sonst bei einem Schritt S108, ob die Ausgangsspannung VB niedriger als die erste Schwellenspannung V1 wird. Solange die Ausgangsspannung VB gehalten wird, um gleich oder höher als die erste Schwellenspannung V1 zu sein (NEIN bei dem Schritt S108), wiederholt der Erregungsbestimmer 124 die Bestimmung bei dem Schritt S108.After determining that the output voltage V B is higher than both of the first and second threshold voltages V1 and V2, that is, each of the comparison results VR1 and VR2 is a high-level voltage (YES in step S106), the energization determiner determines 124 otherwise, in a step S108, whether the output voltage V B becomes lower than the first threshold voltage V1. As long as the output voltage V B is kept equal to or higher than the first threshold voltage V1 (NO in step S108), the excitation determiner repeats 124 the determination in step S108.
Nach einer Bestimmung, dass die Ausgangsspannung VB niedriger als die erste Schwellenspannung V1 wird (JA bei dem Schritt S108), startet sonst der Erregungsbestimmer 124 damit, von null hinaufzuzählen, und bestimmt bei einem Schritt S110, ob die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird. Solange die Ausgangsspannung VB gehalten wird, um gleich oder höher als die weite Schwellenspannung V2 zu sein (NEIN bei dem Schritt S110), wiederholt der Erregungsbestimmer 124 die Bestimmung bei dem Schritt S108 und/oder dem Schritt S110.Otherwise, after determining that the output voltage V B becomes lower than the first threshold voltage V1 (YES in step S108), the excitation determiner starts 124 to count up from zero, and determines in step S110 whether the output voltage V B becomes lower than the second threshold voltage V2. As long as the output voltage V B is kept equal to or higher than the wide threshold voltage V2 (NO in step S110), the excitation determiner repeats 124 the determination in step S108 and / or step S110.
Nach einer Bestimmung, dass die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird (JA bei dem Schritt S110), stoppt sonst der Erregungsbestimmer 124 das Hochzählen und bestimmt bei einem Schritt S112 die gezählte Zeit als eine Spannungsreduzierungszeit T, die dafür erforderlich ist, dass die Ausgangsspannung VB von der ersten Schwellenspannung V1 hinunter zu der zweiten Schwellenspannung V2 reduziert wird.Otherwise, after determination that the output voltage V B becomes lower than the second threshold voltage V2 (YES in step S110), the excitation determiner stops 124 counting up, and in step S112, determines the counted time as a voltage reduction time T required for the output voltage V B to be reduced from the first threshold voltage V1 down to the second threshold voltage V2.
Folgend dem Betrieb bei dem Schritt S112 bestimmt der Erregungsbestimmer 124 bei einem Schritt S114, ob die Spannungsreduzierungszeit T kürzer als eine voreingestellte Schwellenzeit Tth ist. Nach einer Bestimmung, dass die Spannungsreduzierungszeit T gleich oder kürzer als die Schwellenzeit Tth ist (JA bei dem Schritt S114), bestimmt der Erregungsbestimmer 124, dass die Ausgangsspannung VB rasch abwärts fällt, mit anderen Worten die Rate einer Verringerung der Ausgangsspannung VB größer als ein voreingestellter Wert ist. Der Erregungsbestimmer 124 stellt dann bei einem Schritt S116 eine AUS-Zeit, das heißt, eine Aus-Dauer, Toff, während der der MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs aus ist, auf eine Zeit T1 ein.Following the operation at step S112, the energizer determines 124 at step S114, if the voltage reduction time T is shorter than a preset threshold time Tth. After determining that the voltage reduction time T is equal to or shorter than the threshold time Tth (YES in step S114), the energization determiner determines 124 in that the output voltage V B drops rapidly, in other words, the rate of decrease of the output voltage V B is greater than a preset value. The excitation determiner 124 then, at step S116, sets an OFF time, that is, an off duration, Toff, during which the MOS transistor 51 of a lower branch is on for a time T1.
Nach einer Bestimmung dass die Spannungsreduzierungszeit T länger als die Schwellenzeit Tth ist (NEIN bei dem Schritt S114), bestimmt sonst der Erregungsbestimmer 124, dass die Ausgangsspannung VB leicht abwärts fällt, mit anderen Worten die Rate einer Verringerung der Ausgangsspannung VB kleiner als der voreingestellte Wert ist. Der Erregungsbestimmer 124 stellt dann bei einem Schritt S118 die AUS-Zeit Toff, während der der MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs aus ist, auf eine Zeit T2, das heißt, eine Bezugszeit T2, die kürzer als die Zeit T1 ist, ein.Otherwise, after determination that the voltage reduction time T is longer than the threshold time Tth (NO in step S114), the excitation determiner determines 124 in that the output voltage V B falls slightly downward, in other words the rate of decrease of the output voltage V B is smaller than the preset value. The excitation determiner 124 Then, at step S118, the OFF time Toff during which the MOS transistor 51 of a lower branch is, for a time T2, that is, a reference time T2, which is shorter than the time T1, a.
Nach dem Betrieb bei dem Schritt S116 oder S118 weist bei einem Schritt S1120 der Lastabfallschützer 111 den Treiber 182 an, den MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs für die AUS-Zeit Toff, die durch den Betrieb bei dem Schritt S116 oder bei dem Schritt S118 eingestellt wird, auszuschalten. Wenn die AUS-Zeit Toff seit dem Ausschalten des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs verstrichen ist, kehrt der Lastabfallschützer 111 zu dem Betrieb bei dem Schritt S104 zurück, schaltet bei dem Schritt S104 den MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs ein und führt von dem Schritt S106 die folgenden Betriebsvorgänge durch. Es sei bemerkt, dass der Betrieb bei dem Schritt S106 nach dem Betrieb bei dem Schritt S104 darin besteht, den Zeitpunkt zu bestimmen, um eine Ausführung der Lastabfallschutzroutine zu stoppen, das heißt, den Lastabfallschutzmodus des Gleichrichtermoduls 5X zu stoppen. Bei dem Schritt S106 bestimmt genauer gesagt nach dem Verstreichen der AUS-Zeit Toff seit dem Ausschalten des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs der Lastabfallschützer 111, ob jedes der Vergleichsresultate VR1 und VR2 die hohe Spannung ist. Nach einer Bestimmung, dass mindestens eines der Vergleichsresultate VR1 und VR2 die niedrige Spannung ist, beispielsweise die Ausgangsspannung VB mindestens nicht die Schwellenspannung V1 überschreitet (NEIN bei dem Schritt S106), beendet dann der Lastabfallschützer 111 die Lastabfallschutzroutine, sodass das Gleichrichtermodul 5X die Betriebsvorgänge einer synchronen Steuerung, die im Vorhergehenden dargelegt sind, fortsetzt.After operation at step S116 or S118, at step S1120, the load dump protector 111 the driver 182 on, the MOS transistor 51 a lower branch for the OFF time Toff, which is set by the operation in step S116 or in step S118 off. When the OFF time Toff since turning off the MOS transistor 51 of a lower branch has passed, the load-dump protector returns 111 to the operation in step S104, the MOS transistor is turned on in step S104 51 of a lower branch and performs the following operations from the step S106. It should be noted that the operation at step S106 after the operation at step S104 is to determine the timing to stop execution of the load-drop protection routine, that is, the load-dump protection mode of the rectifier module 5X to stop. Specifically, at step S106, after the lapse of the OFF time Toff, since the MOS transistor turns off, it determines 51 a lower branch of load-dumpers 111 whether each of the comparison results VR1 and VR2 is the high voltage. After a determination that at least one of the comparison results VR1 and VR2 is the low voltage, For example, if the output voltage V B does not exceed the threshold voltage V1 at least (NO in step S106), then the load shedder stops 111 the load-dump protection routine, so the rectifier module 5X the operations of a synchronous control set forth above continue.
Wenn ein Lastabfallstoß aufgrund der Trennung der Ladungsleitung 12 von dem Leistungsgenerator 1 auftritt (siehe JA bei dem Schritt S102, und die Ausgangsspannung VB die erste Schwellenspannung V1 zu der Zeit t11 in 17 überschreitet), wird der MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs, der mindestens einer Phasenstatorwicklung entspricht, über die der Lastabfallstoß erzeugt wird, zu einer Zeit t12 eingeschaltet, sodass die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge gestartet werden (siehe Schritt S104). Danach wird der MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite zu der Zeit t13 ausgeschaltet, wenn die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird (siehe JA bei dem Schritt S110), sodass die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge gestoppt werden (siehe Schritt S120). Das heißt, nach dem Auftreten eines Lastabfallstoßes wird der Leistungsgenerator 1 konfiguriert, um ein Ein und Aus des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs zyklisch durchzuführen, mit anderen Worten die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge zyklisch auszuführen und dieselben aufzuheben, bis eine magnetische Energie, die in die mindestens eine Phasenstatorwicklung geladen ist, ausreichend abklingt (siehe Schritt S104 bis Schritt S120).When a load dumping shock due to the separation of the charge line 12 from the power generator 1 occurs (see YES at step S102, and the output voltage V B the first threshold voltage V1 at time t11 in FIG 17 exceeds), the MOS transistor 51 a lower arm corresponding to at least one phase stator winding through which the load dumping shock is generated is turned on at a time t12 so that the load dump protection operations are started (see step S104). After that, the MOS transistor 51 a low side at the time t13 is turned off when the output voltage V B is lower than the second threshold voltage V2 (see YES at step S110), so that the load protection operations are stopped (see step S120). That is, after the occurrence of a load dump, the power generator becomes 1 configured to be an on and off of the MOS transistor 51 cyclically perform a lower branch, in other words cyclically perform the load protection operations and cancel them until a magnetic energy that is loaded in the at least one phase stator winding sufficiently decays (see step S104 to step S120).
Zu der Zeit, zu der die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, während der Lastabfallschutzbetriebsvorgänge groß ist, wird die Spannung über dem Kondensator 80 einer niedrigen Kapazität, der in dem Regler 7 vorgesehen ist und mit dem Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1 verbunden ist, rasch reduziert, um gleich oder niedriger als die Zielregelspannung Vreg zu sein (siehe die Periode von der Zeit t12 zu der Zeit t13).At the time, to the size of the exciting current, with the field winding 4 is supplied, while the load-dump protection operations is large, the voltage across the capacitor 80 a low capacity in the regulator 7 is provided and with the output terminal B of the power generator 1 is rapidly reduced to be equal to or lower than the target control voltage Vreg (see the period from time t12 to time t13).
In dieser Situation kann, wenn der Leistungsgenerator 1 als ein herkömmlicher Leistungsgenerator entworfen wurde, der Regler 7 des Leistungsgenerators den MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs einschalten, um die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom fortzusetzen. Dies kann jedoch eine große Zeitmenge brauchen, um den Lastabfallstoß zu bändigen.In this situation, if the power generator 1 was designed as a conventional power generator, the controller 7 of the power generator, the MOS transistor 51 turn on a lower branch to supply the field winding 4 continue with the exciting current. However, this may take a large amount of time to curb the load dump.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, schaltet im Gegensatz dazu bei dem Leistungsgenerator 1, wenn bestimmt wird, dass die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, größer als eine voreingestellte Schwellenstromgröße ist, die der Schwellenzeit Tth während der Lastabfallschutzbetriebsvorgänge entspricht (siehe JA bei dem Schritt S114), sodass die Spannung über dem Kondensator 80 einer niedrigen Kapazität rasch reduziert wird, der Lastabfallschützer 111
den MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs an dem Ende dieses Zyklus der Lastabfallschutzbetriebsvorgänge aus, wenn die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird; und
stellt die Länge der Aus-Dauer Toff des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs (siehe die Zeit T1) ein, um länger als die Bezugszeit T2 zu sein. Der Lastabfallschützer 111 ändert mit anderen Worten die Länge der Aus-Dauer Toff an dem Ende des gegenwärtigen Zyklus der Lastabfallschutzbetriebsvorgänge auf die Zeit T1 von der Bezugszeit T2 (siehe die Schritte S116 und S120).As described above, in contrast, the power generator switches 1 if it is determined that the magnitude of the exciting current with which the field winding 4 is greater than a preset threshold current magnitude that corresponds to the threshold time Tth during the load dump protection operations (see YES at step S114), so that the voltage across the capacitor 80 a low capacity is rapidly reduced, the load-dumping protection 111
the MOS transistor 51 a lower branch at the end of this cycle of the load dump protection operations when the output voltage V B becomes lower than the second threshold voltage V2; and
represents the length of the off-duration Toff of the MOS transistor 51 of a lower branch (see time T1) to be longer than the reference time T2. The load-breaker 111 In other words, the length of the off-duration Toff at the end of the current cycle of the load-dump protection operations changes to the time T1 from the reference time T2 (see steps S116 and S120).
Dies erhöht die Zeit, während der die Ausgangsspannung VB höher als die zweite Schwellenspannung V2 ist, sodass solange wie möglich verhindert wird, dass der erregende Strom durch die Feldwicklung 4 fließt. Dies liegt daran, dass die höchste Spannung, auf die die Zielregelspannung Vreg eingestellt werden kann, 18 V ist, die leicht höher als die zweite Schwellenspannung V2 von 17 V ist, sodass, wenn die Ausgangsspannung VB höher als die zweite Schwellenspannung V2 ist, es wahrscheinlicher ist, dass die Ausgangsspannung VB höher als die Zielregelspannung Vreg ist.This increases the time during which the output voltage V B is higher than the second threshold voltage V2, so as to prevent the exciting current through the field winding as long as possible 4 flows. This is because the highest voltage to which the target control voltage Vreg can be set is 18 V, which is slightly higher than the second threshold voltage V2 of 17 V, so that when the output voltage V B is higher than the second threshold voltage V2, it is more likely that the output voltage V B is higher than the target control voltage Vreg.
Diese Verhinderung eines Versorgens der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom macht es möglich, eine Energie, die in die mindestens eine Phasenstatorwicklung geladen ist, unmittelbar zu reduzieren, um dadurch unmittelbar den Lastabfallstoß zu bändigen, was in einer Verbesserung der Zuverlässigkeit des Leistungsgenerators 1 gegenüber dem Lastabfallstoß resultiert.This prevention of supplying the field winding 4 With the exciting current, it is possible to immediately reduce an energy charged in the at least one phase stator winding, thereby directly restraining the load-drop surge, resulting in an improvement in the reliability of the power generator 1 resulting from the load dump.
Wenn im Gegensatz dazu bestimmt wird, dass die Menge des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, gleich oder kleiner als die voreingestellte Schwellenstromgröße während der Lastabfallschutzbetriebsvorgänge ist (siehe NEIN bei dem Schritt S114), schaltet der Lastabfallschützer 111 den MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs aus, wenn die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird, und reduziert bei den Schritten S118 und S120 die Aus-Dauer Toff des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs (siehe die Bezugszeit T2) im Vergleich zu der Zeit T1. Der Lastabfallschützer 111 lässt mit anderen Worten die Aus-Dauer Toff zu der Bezugszeit T2 von der Zeit T1 zurückkehren. Dies erhöht ferner die Zeit, während der die Ausgangsspannung VB höher als die zweite Schwellenspannung V2 ist, sodass solange wie möglich verhindert wird, dass der erregende Strom durch die Feldwicklung 4 fließt.If, on the contrary, it is determined that the amount of exciting current with which the field winding 4 is supplied, equal to or smaller than the preset threshold current magnitude during the load dump protection operations (see NO at step S114), the load shedder switches 111 the MOS transistor 51 of a lower arm when the output voltage V B becomes lower than the second threshold voltage V2, and reduces the off-period Toff of the MOS transistor at steps S118 and S120 51 of a lower branch (see the reference time T2) compared to the time T1. The load-breaker 111 In other words, the off-duration Toff returns to the reference time T2 from the time T1. This further increases the time during which the output voltage V B is higher than the second threshold voltage V2, so as long as possible prevents the exciting current from passing through the field winding 4 flows.
Diese Verhinderung eines Versorgens der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom macht es ferner möglich, eine Energie, die in die mindestens eine Phasenstatorwicklung geladen ist, unmittelbar zu reduzieren, um dadurch den Lastabfallstoß unmittelbar zu bändigen, was in einer Verbesserung der Zuverlässigkeit des Leistungsgenerators 1 gegenüber dem Lastabfallstoß resultiert. This prevention of supplying the field winding 4 Further, with the exciting current, it makes it possible to immediately reduce an energy charged in the at least one phase stator winding, thereby directly restraining the load dump, resulting in an improvement in the reliability of the power generator 1 resulting from the load dump.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel, wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, ist der Erregungsbestimmer 124 konfiguriert, um basierend darauf, wie die Ausgangsspannung VB in der Spannungsreduzierungszeit T reduziert wurde, zu bestimmen, ob die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, größer als die voreingestellte Schwellenstromgröße ist; die Spannungsreduzierungszeit T ist dafür erforderlich, dass die Ausgangsspannung VB von der ersten Schwellenspannung V1 abwärts zu der zweiten Schwellenspannung V2 reduziert wird.In the first embodiment, as described above, the excitation determiner is 124 configured to determine, based on how the output voltage V B was reduced in the voltage reduction time T, whether the magnitude of the exciting current with which the field winding 4 is greater than the preset threshold current magnitude; the voltage reduction time T is required for the output voltage V B to be reduced from the first threshold voltage V1 down to the second threshold voltage V2.
Bezug nehmend auf 17 bestimmt beispielsweise, wenn die Spannungsreduzierungszeit T, die dafür erforderlich ist, dass die Ausgangsspannung VB von der ersten Schwellenspannung V1 zu einer Zeit t12a abwärts zu der zweiten Schwellenspannung V2 zu einer Zeit t12b reduziert wird, kürzer als die Schwellenzeit Tth ist (JA bei dem Schritt S114), der Erregungsbestimmer 124, dass die Rate einer Verringerung der Ausgangsspannung VB größer als der voreingestellte Wert ist. Wenn die Spannungsreduzierungszeit T, die dafür erforderlich ist, dass die Ausgangsspannung VB von der ersten Schwellenspannung V1 zu einer Zeit t14a abwärts zu der zweiten Schwellenspannung V2 zu einer Zeit t14b reduziert wird, gleich oder länger als die Schwellenzeit Tth ist (NEIN bei dem Schritt S114), bestimmt sonst der Erregungsbestimmer 124, dass die Rate einer Verringerung der Ausgangsspannung VB gleich oder kleiner als der voreingestellte Wert ist.Referring to 17 determines, for example, when the voltage reduction time T required for the output voltage V B to be reduced from the first threshold voltage V1 down to the second threshold voltage V2 at time t12a at time t12b is shorter than the threshold time Tth (YES in FIG Step S114), the excitation determiner 124 in that the rate of reduction of the output voltage V B is greater than the preset value. When the voltage reduction time T required for the output voltage V B to be reduced from the first threshold voltage V1 at a time t14a down to the second threshold voltage V2 at a time t14b is equal to or longer than the threshold time Tth (NO at the step S114), otherwise determines the exciter 124 in that the rate of reduction of the output voltage V B is equal to or less than the preset value.
Das heißt, der Erregungsbestimmer 124 kann basierend auf der Ausgangsspannung VB, ohne zweckgebundene Anschlüsse zum Empfangen des Feldstroms zu verwenden, bestimmen, wie der erregende Strom durch die Feldwicklung 4 fließt. Dies vereinfacht die Struktur und die Verdrahtung des Gleichrichtermodus 5X, das heißt, jedes Gleichrichtermoduls, im Vergleich zu jedem Gleichrichtermodul, das zweckgebundene Anschlüsse zum Empfangen des Feldstroms verwendet, sodass der Herstellungsaufwand des Leistungsgenerators 1 im Vergleich zu einem Leistungswandler, der jedes Gleichrichtermodul, das zweckgebundene Anschlüsse zum Empfangen des Feldstroms verwendet, aufweist, reduziert wird.That is, the exciter 124 may determine, based on the output voltage V B , without using dedicated terminals for receiving the field current, as the exciting current through the field winding 4 flows. This simplifies the structure and wiring of the rectifier mode 5X that is, each rectifier module, compared to each rectifier module, uses the dedicated terminals to receive the field current, so the manufacturing overhead of the power generator 1 compared to a power converter having any rectifier module that uses dedicated terminals to receive the field current.
Das Gleichrichtermodul 5X ist zusätzlich derart konfiguriert, dass der Drehungserfassungssignalsendeempfänger 160 das Pseudodrehungserfassungssignal erzeugt, während das Gleichrichtermodul 5X in dem Lastabfallschutzmodus in Betrieb ist, und das Pseudodrehungserfassungssignal zu dem Anschluss RP ausgibt. Das Pseudodrehungserfassungssignal (siehe VRP) ist ein Signal, das mit der Spannung an dem Anschluss P, das heißt, der Phasenspannung VP über der X-Phasen-Wicklung, synchronisiert ist oder zu derselben ähnlich ist. Das Pseudodrehungserfassungssignal, das aus dem Anschluss RP ausgegeben wird, wird in den Anschluss P des Reglers 7 eingegeben.The rectifier module 5X is additionally configured such that the rotation detection signal transceiver 160 the pseudo rotation detection signal is generated while the rectifier module 5X in the load-dump protection mode, and outputs the pseudo-rotation detection signal to the port RP. The pseudo rotation detection signal (see V RP ) is a signal synchronized with or similar to the voltage at the terminal P, that is, the phase voltage V P across the X-phase winding. The pseudo rotation detection signal output from the terminal RP becomes the terminal P of the regulator 7 entered.
Selbst wenn somit der Regler 7 basierend auf der Phasenspannung VP über der X-Phasen-Wicklung die Drehung des Rotors 4M aufgrund des Auftretens eines Lastabfalls nicht erfassen kann, kann die Steuerung 76 eines erregenden Stroms des Reglers 7 eine Drehung des Rotors 4M basierend auf dem Pseudodrehungssignal, das durch den Drehungserfassungssignalsendeempfänger 160 erzeugt wird, während das Gleichrichtermodul 5X in dem Lastabfallschutzmodus in Betrieb ist, erfassen. Dies verhindert, dass die Steuerung 76 eines erregenden Stroms die Feldwicklung 4 mit einem Strom eines ausreichenden Werts versorgt, um eine Anfangserregung der Feldwicklung 4 durchzuführen. Dies macht es ferner möglich, eine Energie, die in die mindestens eine Phasenstatorwicklung geladen ist, unmittelbar zu reduzieren, um dadurch den Lastabfallstoß unmittelbar zu bändigen, was in einer Verbesserung der Zuverlässigkeit des Leistungsgenerators 1 gegenüber dem Lastabfallstoß resultiert.Even if so the controller 7 based on the phase voltage V P across the X-phase winding, the rotation of the rotor 4M can not detect due to the occurrence of a load drop, the controller 76 an exciting current of the regulator 7 a rotation of the rotor 4M based on the pseudo rotation signal generated by the rotation detection signal transceiver 160 is generated while the rectifier module 5X in the load-dump protection mode. This prevents the controller 76 an exciting current the field winding 4 supplied with a current of sufficient value to an initial excitation of the field winding 4 perform. This further makes it possible to immediately reduce an energy charged in the at least one phase stator winding, thereby directly restraining the load dump, resulting in an improvement in the reliability of the power generator 1 resulting from the load dump.
Der Leistungsgenerator 1 ist zusätzlich mit der Zener-Diode 30, die zwischen den Ausgangsanschluss B und die gemeinsame Signalmasse parallel zu jedem Gleichrichtermodul 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W geschaltet ist, versehen. Die Zener-Diode 30 ist genauer gesagt betriebsfähig, um einen Stoß, wie zum Beispiel einen Lastabfallstoß, zu klemmen, um dadurch die Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W zu schützen. Es ist somit möglich, die Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W während einer Wiederholung einer Ausführung der Lastabfallschutzbetriebsvorgänge und einer Aufhebung derselben zuverlässig zu schützen.The power generator 1 is in addition to the zener diode 30 between the output terminal B and the common signal ground in parallel with each rectifier module 5X . 5Y . 5Z . 6U . 6V . 6W is switched, provided. The zener diode 30 More specifically, it is operable to clamp a shock such as a load dump, thereby rectifying the rectifier modules 5X . 5Y . 5Z . 6U . 6V and 6W to protect. It is thus possible to use the rectifier modules 5X . 5Y . 5Z . 6U . 6V and 6W to reliably protect during a repetition of execution of the load dump protection operations and a cancellation thereof.
Zweites AusführungsbeispielSecond embodiment
Ein Leistungsgenerator 1A gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ist unter Bezugnahme auf 18 bis 20 im Folgenden beschrieben.A power generator 1A According to a second embodiment of the present disclosure is with reference to 18 to 20 described below.
Die Struktur und/oder Funktionen des Leistungsgenerators 1A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel unterscheiden sich von jenen des Leistungsgenerators 1 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in den folgenden Punkten. Die sich unterscheidenden Punkte sind im Folgenden hauptsächlich beschrieben, und daher sind redundante Beschreibungen von zwischen den ersten und zweiten Ausführungsbeispielen gleichen Teilen, denen gleiche Bezugszeichen zugewiesen sind, weggelassen oder vereinfacht.The structure and / or functions of the power generator 1A according to the second embodiment differ from those of the power generator 1 according to the first embodiment in the following points. Which Distinctive points are mainly described below, and therefore, redundant descriptions of similar parts between the first and second embodiments, to which like reference numerals are assigned, are omitted or simplified.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel ist der Erregungsbestimmer 124 konfiguriert, um die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, basierend auf der Rate einer Verringerung der Ausgangsspannung VB zu überwachen.In the first embodiment, the excitation determiner 124 configured to the magnitude of the exciting current with which the field winding 4 is monitored based on the rate of reduction of the output voltage V B to monitor.
Ein Erregungsbestimmer 124A einer Steuerung 100A, die die Steuerschaltung 54 des Gleichrichtermoduls 5X gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel in sich aufweist, ist im Gegensatz dazu konfiguriert, um die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, bei einem anderen Lösungsansatz zu überwachen.An exciter 124A a controller 100A that the control circuit 54 of the rectifier module 5X in contrast, according to the second embodiment, is configured to be the magnitude of the exciting current with which the field winding 4 supplied with a different approach to monitor.
Wie in 18 dargestellt ist, hat genauer gesagt die Steuerung 100A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel einen Anschluss F, der mit dem Anschluss F des Reglers 7 verbunden ist. Die Steuerung 100A weist zusätzlich den Erregungsbestimmer 124A statt des Erregungsbestimmers 124 auf. Der Erregungsbestimmer 124A ist konfiguriert, um die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, basierend auf einem elektrischen Signal, wie zum Beispiel einem Spannungssignal VS, abhängig von dem erregenden Strom, der von dem Anschluss F des Reglers 7, mit dem die Feldwicklung 4 verbunden ist, ausgegeben wird, zu bestimmen.As in 18 more precisely, has the controller 100A according to the second embodiment, a terminal F connected to the terminal F of the regulator 7 connected is. The control 100A also has the arousal determiner 124A instead of the excitation determiner 124 on. The excitation determiner 124A is configured to the magnitude of the exciting current with which the field winding 4 is supplied based on an electrical signal, such as a voltage signal VS, depending on the exciting current from the terminal F of the regulator 7 with which the field winding 4 connected is issued to determine.
19 stellt schematisch eine Lastabfallschutzroutine, die durch den Lastabfallschützer 111A und den Erregungsbestimmer 124A ausgeführt wird, dar. Der Lastabfallschützer 111A und der Erregungsbestimmer 124A, das heißt, die Steuerung 100A, führen die Lastabfallschutzroutine zyklisch durch, während das Gleichrichtermodul 5X in dem Modus einer synchronen Steuerung in Betrieb ist (siehe einen Schritt S100 von 19). 19 schematically illustrates a load-dump protection routine performed by the load-dump protector 111A and the arousal determiner 124A is executed, dar. The Lastabfallschützer 111A and the arousal determiner 124A that is, the controller 100A Perform the load-dump protection routine cyclically while the rectifier module 5X in the mode of synchronous control is in operation (see a step S100 of FIG 19 ).
20 ist ein Zeitdiagramm, das schematisch darstellt, wie die Ausgangsspannung VB, die Spannung VF, die Spannung VRP, das Vergleichsresultat VR1 und das Vergleichsresultat VR2 über die Zeit während einer Ausführung der Lastabfallschutzroutine wie in 17 variieren. 20 stellt ferner schematisch das Spannungssignal VS, das aus dem Anschluss F des Reglers 7 ausgegeben und in die Feldwicklung 4 eingegeben wird, dar. 20 FIG. 12 is a timing chart schematically showing how the output voltage V B , the voltage V F , the voltage V RP , the comparison result VR1 and the comparison result VR2 over time during execution of the load-dump protection routine as in FIG 17 vary. 20 also schematically illustrates the voltage signal Vs coming from the terminal F of the regulator 7 spent and in the field winding 4 is entered, dar.
Da die Betriebsvorgänge bei den Schritten S102 bis S106 und den Schritten S116 bis S120, die in 19 dargestellt sind, im Wesentlichen identisch zu jenen bei den Schritten S102 bis S106 und den Schritten S116 bis S120, die in 16 dargestellt sind, sind, ist die Beschreibung derselben weggelassen oder vereinfacht. Das heißt, die Betriebsvorgänge bei den Schritten S108 bis S114 der Lastabfallschutzroutine gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel sind durch jene bei Schritten S200 und S202 der Lastabfallschutzroutine gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel ersetzt.Since the operations in steps S102 to S106 and steps S116 to S120 in FIG 19 substantially identical to those in steps S102 to S106 and steps S116 to S120 shown in Figs 16 are shown, the description thereof is omitted or simplified. That is, the operations in steps S108 to S114 of the load-dump protection routine according to the first embodiment are replaced with those in steps S200 and S202 of the load-dump protection routine according to the second embodiment.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, führen der Lastabfallschützer 111A und der Erregungsbestimmer 124A, das heißt, die Steuerung 100A, zyklisch die Lastabfallschutzroutine durch, während das Gleichrichtermodul 5X in dem Modus einer synchronen Steuerung in Betrieb ist (siehe Schritt S100A von 20). Ungeachtet dessen, dass das Gleichrichtermodul 5X in dem Modus einer synchronen Steuerung oder in dem Lastabfallschutzmodus in Betrieb ist, schaltet der Regler 7 den MOS-Transistor 71 aus, um die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem Erregungsstrom zu stoppen, wenn die Ausgangsspannung VB gleich oder höher als die Zielregelspannung Vreg ist, oder schaltet denselben ein, um dieselbe mit dem Erregungsstrom zu versorgen, wenn die Ausgangsspannung VB niedriger als die Zielregelspannung Vreg ist.As described above, the load dump guards perform 111A and the arousal determiner 124A that is, the controller 100A , cyclically the load-dump protection routine, while the rectifier module 5X in the mode of synchronous control is in operation (see step S100A of FIG 20 ). Notwithstanding that the rectifier module 5X is in the mode of a synchronous control or in the load protection mode in operation, the controller switches 7 the MOS transistor 71 off to supply the field winding 4 with the excitation current to stop when the output voltage V B is equal to or higher than the target control voltage Vreg, or turns on the same to supply the same with the excitation current when the output voltage V B is lower than the target control voltage Vreg.
Wenn mit anderen Worten die Ausgangsspannung VB gleich oder höher als die Zielregelspannung Vreg ist, hat das Spannungssignal VS, das von dem erregenden Strom, der von dem Anschluss F des Reglers 7 ausgegeben wird, abhängt, den niedrigen Spannungspegel. Wenn die Ausgangsspannung VB niedriger als die Zielregelspannung Vreg ist, hat das Spannungssignal VS, das von dem erregenden Strom, der von dem Anschluss F des Reglers 7 ausgegeben wird, abhängt, den hohen Spannungspegel.In other words, when the output voltage V B is equal to or higher than the target control voltage Vreg, the voltage signal VS has that of the exciting current from that of the terminal F of the regulator 7 is output depends on the low voltage level. When the output voltage V B is lower than the target control voltage Vreg, the voltage signal VS has that of the exciting current from that of the terminal F of the regulator 7 is output, depends on the high voltage level.
Zu dieser Zeit startet bei einem Schritt S100A jedes Mal, wenn das Spannungssignal VS den niedrigen Spannungspegel hat, der Lastabfallschützer 111A damit, von null hochzuzählen, bis das Spannungssignal VS den hohen Spannungspegel hat. Das heißt, jedes Mal, wenn das Spannungssignal VS den hohen Spannungspegel hat, speichert der Lastabfallschützer 111A den gezählten Wert als eine AUS-Zeit Treg_off in der Steuerung 100A, um die vorausgehende AUS-Zeit Treg_off auf die neu gezählte AUS-Zeit Treg_off zu aktualisieren.At this time, at a step S100A, each time the voltage signal VS has the low voltage level, the load protection protector starts 111A counting up from zero until the voltage signal VS has the high voltage level. That is, every time the voltage signal VS has the high voltage level, the load-dump protector stores 111A the counted value as an OFF time Treg_off in the controller 100A to update the previous OFF time Treg_off to the newly counted OFF time Treg_off.
Nach einer Bestimmung, dass die Ausgangsspannung VB höher als beide erste und zweite Schwellenspannungen V1 und V2 ist, das heißt, ob jedes der Vergleichsresultate VR1 und VR2 den hohen Spannungspegel hat (JA bei dem Schritt S106), bestimmt der Erregungsbestimmer 124A bei dem Schritt S200, ob die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird. Solange die Ausgangsspannung VB gleich oder höher als die zweite Schwellenspannung V2 gehalten wird (NEIN bei dem Schritt S200), wiederholt der Erregungsbestimmer 124A die Bestimmung bei dem Schritt S200.After determining that the output voltage V B is higher than both first and second threshold voltages V1 and V2, that is, whether each of the comparison results VR1 and VR2 has the high voltage level (YES in step S106), the excitation determiner determines 124A at step S200, if the output voltage V B becomes lower than the second threshold voltage V2. As long as the output voltage V B is kept equal to or higher than the second threshold voltage V2 (NO at step S200), the excitation determiner repeats 124A the determination in step S200.
Nach einer Bestimmung, dass die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird (JA bei dem Schritt S200), erhält sonst der Erregungsbestimmer 124A die AUS-Zeit Treg_off, die in der Steuerung 100A gespeichert ist, und bestimmt bei dem Schritt S202, ob die Aus-Zeit Treg_off kürzer als die voreingestellte Schwellenzeit Tth1 ist.After determination that the output voltage V B becomes lower than the second threshold voltage V2 (YES in step S200), the excitation determiner is otherwise obtained 124A the off-time Treg_off, which is in control 100A is stored, and determines in step S202 whether the off-time Treg_off is shorter than the preset threshold time Tth1.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, schaltet genauer gesagt, wenn die Ausgangsspannung VB größer als die Zielregelspannung Vreg ist, der Regler 7 den MOS-Transistor 71 aus, um dadurch die Versorgung der Feldwicklung 4 mit dem erregenden Strom zu stoppen. Dies sollte darin resultieren, dass das Spannungssignal VS, das aus dem Anschluss F des Reglers 7 ausgegeben wird, auf den niedrigen Spannungspegel fixiert ist. Der Regler 7 kann jedoch nicht wissen, dass die Ausgangsspannung VB unmittelbar danach größer als die Zielregelspannung Vreg ist, sodass der Regler 7 dieselbe nach einer Verzögerung von beispielsweise 1 bis 2 Millisekunden (ms) oder so ungefähr nicht kennen kann.More specifically, as described above, when the output voltage V B is greater than the target regulation voltage Vreg, the regulator switches 7 the MOS transistor 71 to thereby supply the field winding 4 to stop with the exciting current. This should result in the voltage signal VS coming out of the terminal F of the regulator 7 output is fixed to the low voltage level. The regulator 7 However, it can not know that the output voltage V B immediately after is greater than the target control voltage Vreg, so that the controller 7 can not know it after a delay of, for example, 1 to 2 milliseconds (ms) or so.
Wie in 20 dargestellt ist, wird genauer gesagt, nachdem das Spannungssignal VS zu der Zeit t21 von dem hohen Spannungspegel zu dem niedrigen Spannungspegel gestellt wird, das Spannungssignal VS zu der Zeit t22 von dem niedrigen Spannungspegel zu dem hohen Spannungspegel gestellt, obwohl aufgrund der im Vorhergehenden erwähnten Verzögerung die Ausgangsspannung VB größer als die Zielregelspannung Vreg ist. Zu dieser Zeit wird, wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, das Zeitintervall von der Zeit t21 zu der Zeit t22, währenddessen das Spannungssignal VS auf dem niedrigen Spannungspegel ist, durch den Lastabfallschützer 111A als die AUS-Zeit Treg_off gemessen.As in 20 More specifically, after the voltage signal VS is set from the high voltage level to the low voltage level at the time t21, the voltage signal VS is set from the low voltage level to the high voltage level at the time t22, although due to the above-mentioned delay the output voltage V B is greater than the target regulation voltage Vreg. At this time, as described above, the time interval from the time t21 to the time t22, during which the voltage signal VS is at the low voltage level, by the Lastabfallschützer 111A measured as the OFF time Treg_off.
Zu einer Zeit t23 wird danach der MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs, der mindestens einer Phasenstatorwicklung, über der ein Lastabfallstoß erzeugt wird, entspricht, eingeschaltet, sodass Lastabfallschutzbetriebsvorgänge gestartet werden (siehe Schritt S104). Danach wird der MOS-Transistor 51 einer niedrigen Seite zu einer Zeit t24 ausgeschaltet, wenn die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird, sodass die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge zu der Zeit t24 gestoppt werden. Das heißt, der Leistungsgenerator 1 ist konfiguriert, um ein Ein und ein Aus des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs zyklisch durchzuführen, mit anderen Worten die Lastabfallschutzbetriebsvorgänge und eine Aufhebung derselben zyklisch auszuführen, bis eine magnetische Energie, die in die mindestens eine Phasenstatorwicklung geladen ist, ausreichend abklingt (siehe Schritt S104 bis S120).At a time t23 thereafter, the MOS transistor 51 a lower arm corresponding to at least one phase stator winding over which a load dump is generated, so that load dump protection operations are started (see step S104). After that, the MOS transistor 51 a low side at time t24 is turned off when the output voltage V B is lower than the second threshold voltage V2, so that the Lastabfallschutzbetriebsvorgänge be stopped at time t24. That is, the power generator 1 is configured to be an on and an off of the MOS transistor 51 cyclically perform a lower branch, in other words cyclically perform the Lastabfallschutzbetriebsvorgänge and suspension thereof until a magnetic energy that is loaded in the at least one phase stator winding sufficiently decays (see step S104 to S120).
Während der Periode von der Zeit t23 zu der Zeit t24 liest der Erregungsbestimmer 124A die AUS-Zeit Treg_off, die in der Steuerung 100A gespeichert ist, und bestimmt, ob die AUS-Zeit Treg_off kürzer als die voreingestellte Schwellenzeit Tth1 ist (siehe Schritt S202).During the period from time t23 to time t24, the arousal determiner reads 124A the off-time Treg_off, which is in control 100A is stored, and determines whether the OFF time Treg_off is shorter than the preset threshold time Tth1 (see step S202).
Das heißt, wenn die AUS-Zeit Treg_off kürzer als die Schwellenzeit Tth1 ist (JA bei dem Schritt S202), dann bestimmt der Erregungsbestimmer 124A, dass das Spannungssignal VS nicht fixiert ist, um den niedrigen Spannungspegel zu haben, unmittelbar bevor die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 ist. Dadurch wird basierend auf den Lastabfallschutzbetriebsvorgängen bestimmt, dass die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, unmittelbar bevor die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 ist, groß ist. Der Erregungsbestimmer 124A stellt dann die AUS-Zeit, das heißt, die Aus-Dauer, Toff, während der der MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs aus ist, bei dem Schritt S116 auf die Zeit T1 ein (siehe die Periode von der Zeit t24 zu einer Zeit t25).That is, if the OFF time Treg_off is shorter than the threshold time Tth1 (YES in step S202), then the energizer determines 124A in that the voltage signal VS is not fixed to have the low voltage level immediately before the output voltage V B is lower than the second threshold voltage V2. Thereby, it is determined based on the load dump protection operations that the magnitude of the exciting current with which the field winding 4 is supplied immediately before the output voltage V B is lower than the second threshold voltage V2, is large. The excitation determiner 124A then sets the off-time, that is, the off-duration, Toff, during which the MOS transistor 51 of a lower branch, at step S116, it is time T1 (see the period from time t24 to time t25).
Nach einer Bestimmung, dass die AUS-Zeit Treg_off gleich oder länger als die Schwellenzeit Tth1 ist (NEIN bei dem Schritt S202), bestimmt sonst der Erregungsbestimmer 124A, dass das Spannungssignal VS fixiert ist, um den niedrigen Spannungspegel zu haben, unmittelbar bevor die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 ist. Dadurch wird basierend auf den Lastabfallschutzbetriebsvorgängen bestimmt, dass die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, klein ist, unmittelbar bevor die Ausgangsspannung VB niedriger als die zweite Schwellenspannung V2 wird. Der Erregungsbestimmer 124A stellt dann die AUS-Zeit, das heißt, eine Aus-Dauer, Toff, während der der MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs aus ist, auf die Bezugszeit T2, die kürzer als die Zeit T1 ist, ein (siehe Schritt S118 und die Periode von einer Zeit t26 bis zu einer Zeit t27).Upon determination that the OFF time Treg_off is equal to or longer than the threshold time Tth1 (NO in step S202), the excitation determiner will otherwise determine 124A in that the voltage signal VS is fixed to have the low voltage level immediately before the output voltage V B is lower than the second threshold voltage V2. Thereby, it is determined based on the load dump protection operations that the magnitude of the exciting current with which the field winding 4 is supplied, is small, immediately before the output voltage V B is lower than the second threshold voltage V2. The excitation determiner 124A then sets the off-time, that is, an off-duration, Toff, during which the MOS transistor 51 of a lower branch off, to the reference time T2 which is shorter than the time T1 (see step S118 and the period from a time t26 to a time t27).
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, erhöht wie der Lastabfallschützer 111 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Lastabfallschützer 111A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel die Zeit, während der die Ausgangsspannung VB höher als die zweite Schwellenspannung V2 ist, sodass solange wie möglich verhindert wird, dass der erregende Strom durch die Feldwicklung 4 fließt.As described above, as the load dump protector increases 111 according to the first embodiment of the load protection 111A According to the second embodiment, the time during which the output voltage V B is higher than the second threshold voltage V2, so as long as possible prevents the exciting current through the field winding 4 flows.
Der Erregungsbestimmer 124A gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel bestimmt zusätzlich basierend auf dem Spannungssignal VS abhängig von dem erregenden Strom, der von dem Anschluss F des Reglers 7 ausgegeben wird, ob die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, größer als die voreingestellte Schwellenstromgröße ist; dieser erregende Strom wird an die Feldwicklung 4 angelegt. Dies macht es möglich, die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung versorgt wird, zuverlässig zu überwachen. Insbesondere Bezug nehmend auf 20 weist der Lastabfallschützer 111A den MOS-Transistor 51 eines unteren Zweigs, der vorausgehend ausgeschaltet wurde, an, nach der Versorgung mit dem erregenden Strom von dem Anschluss F des Reglers 7 wieder eingeschaltet zu werden. Dies verhindert, dass sich aufgrund des Einschalten des MOS-Transistors 51 eines unteren Zweigs die Ausgangsspannung VB rasch verringert.The excitation determiner 124A According to the second embodiment, in addition, based on the voltage signal VS, depending on the exciting current determined by the terminal F of the regulator 7 is output, whether the size of the exciting current with which the field winding 4 is greater than the preset threshold current magnitude; this exciting current is applied to the field winding 4 created. This makes it possible to reliably monitor the magnitude of the exciting current supplied to the field winding. In particular, referring to 20 points the load-breaker 111A the MOS transistor 51 of a lower branch, which was previously turned off, after the supply of the exciting current from the terminal F of the regulator 7 to be turned on again. This prevents itself from turning on the MOS transistor 51 of a lower branch rapidly reduces the output voltage V B.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die im Vorhergehenden erwähnten Ausführungsbeispiele begrenzt und kann innerhalb des Schutzbereichs der vorliegenden Erfindung modifiziert sein.The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and may be modified within the scope of the present invention.
Bei jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele ist der Widerstand 20 mit dem Anschluss RP des Gleichrichterreglers 5X und dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden, kann jedoch mit einem anderen Gleichrichtermodul verbunden sein. Wenn alle sechs Gleichrichtermodule 5X bis 6W oder einige derselben in einem Anschlusshalter (nicht gezeigt) gehalten werden und Drähte zum Verbinden von allen sechs Gleichrichtermodulen 5X bis 6W oder einige derselben mit einer anderen Komponente in dem Anschlusshalter integriert sind, kann der Widerstand 20 in dem Anschlusshalter integriert sein. Der Widerstand 20 kann ferner in mindestens einem der Gleichrichtermodule, wie zum Beispiel dem Gleichrichtermodul 5X (siehe 21), integriert sein. Bei jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele sind die Anschlüsse P und RP des Gleichrichtermoduls 5X mit dem Regler 7 verbunden, es können jedoch die Anschlüsse P und RP der anderen Gleichrichtermodule mit dem Regler 7 verbunden sein.In each of the first and second embodiments, the resistor 20 with the RP connection of the rectifier controller 5X and the port P of the controller 7 connected, but may be connected to another rectifier module. If all six rectifier modules 5X to 6W or some of them are held in a terminal holder (not shown) and wires for connecting all six rectifier modules 5X to 6W or some of them are integrated with another component in the terminal holder, the resistor 20 be integrated in the connection holder. The resistance 20 may further be in at least one of the rectifier modules, such as the rectifier module 5X (please refer 21 ), be integrated. In each of the first and second embodiments, the terminals P and RP of the rectifier module 5X with the regulator 7 However, it can be the terminals P and RP of the other rectifier modules with the controller 7 be connected.
Der Leistungsgenerator 1 gemäß jedem der ersten und zweiten Ausfürungsbeispiele ist mit den ersten Statorwicklungen 2 und den zweiten Statorwicklungen 3 und mit entsprechenden Gleichrichtermodulen 5 und 6 versehen, die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht darauf begrenzt. Der Leistungsgenerator 1 gemäß jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele kann genauer gesagt mit den ersten Statorwicklungen 2 und den Gleichrichtermodulen 5 dafür versehen sein.The power generator 1 According to each of the first and second embodiments, with the first stator windings 2 and the second stator windings 3 and with appropriate rectifier modules 5 and 6 However, the present invention is not limited thereto. The power generator 1 According to each of the first and second embodiments, more specifically, with the first stator windings 2 and the rectifier modules 5 be provided for it.
Der Leistungsgenerator 1 gemäß jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele dient als ein Leistungsgenerator, um unter Verwendung der Gleichrichtermodule 5X bis 6W Dreiphasenwechselstromspannungen gleichzurichten, die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht darauf begrenzt. Der Leistungsgenerator 1 gemäß jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele kann genauer gesagt konfiguriert sein, um Ein- und Aus-Zeitpunkte der MOS-Transistoren 50 und 51 der jeweiligen Gleichrichtermodule 5X bis 6W zu ändern, um als eine drehende elektrische Maschine, das heißt, ein Motor, zu dienen, der eine Gleichstromspannung, mit der von der Batterie 9 versorgt wird, in Dreiphasenwechselstromspannungen wandelt, und der die Dreiphasenwechselstromspannungen an jeden Satz von Dreiphasenstatorwicklungen 2 und 3 anlegt, sodass der Rotor 4M basierend auf einem sich drehenden magnetischen Feld, das in jedem Satz der Dreiphasenstatorwicklungen 2 und 3 gemäß den Dreiphasenwechselstromspannungen induziert wird, rotiert.The power generator 1 according to each of the first and second embodiments, serves as a power generator to use the rectifier modules 5X to 6W However, the present invention is not limited thereto. The power generator 1 According to each of the first and second embodiments, more specifically, it may be configured to indicate on and off timings of the MOS transistors 50 and 51 the respective rectifier modules 5X to 6W to change, to serve as a rotating electrical machine, that is, a motor, which has a direct current voltage from that of the battery 9 and converts the three-phase AC voltages to each set of three-phase stator windings 2 and 3 applies, so that the rotor 4M based on a rotating magnetic field occurring in each set of three-phase stator windings 2 and 3 according to the three-phase AC voltages is rotated.
Bei jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele ist der Leistungsgenerator 1 als ein Dreiphasenleistungsgenerator konfiguriert, der Dreiphasengleichrichtermodule 5X bis 6W für zwei Sätze von Dreiphasenstatorwicklungen aufweist, kann jedoch als ein Einphasenleistungsgenerator, der ein Einphasengleichrichtermodul für eine Einphasenstatorwicklung aufweist, konfiguriert sein.In each of the first and second embodiments, the power generator is 1 configured as a three-phase power generator, the three-phase rectifier modules 5X to 6W for two sets of three-phase stator windings, however, may be configured as a single-phase power generator having a single-phase rectifier module for a single-phase stator winding.
Bei dem Leistungsgenerator 1 gemäß jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele sind drei Gleichrichtermodule für einen Satz von Statorwicklungen vorgesehen, es kann jedoch eine alternative Zahl von Gleichrichtermodulen für einen Satz von Statorwicklungen vorgesehen sein.At the power generator 1 According to each of the first and second embodiments, three rectifier modules are provided for one set of stator windings, however, an alternative number of rectifier modules may be provided for a set of stator windings.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel ist der Erregungsbestimmer 124A konfiguriert basierend auf der AUS-Zeit Treg_off die das Zeitintervall, währenddessen das Spannungssignal VS abhängig von dem erregenden Strom, der von dem Anschluss F des Reglers 7 ausgegeben wird, den niedrigen Spannungspegel hat, darstellt, zu bestimmen, ob die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, groß ist, die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht darauf begrenzt. Der Erregungsbestimmer 124A kann genauer gesagt konfiguriert sein, um das Spannungssignal VS unter Verwendung von beispielsweise einem Tiefpassfilter zu glätten, sodass ein geglättetes Spannungssignal erhalten wird, und basierend auf dem Betrag des geglätteten Spannungssignals zu bestimmen, ob die Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, groß ist. Da der Tastzyklus des MOS-Transistors 71 umso höher ist, je höher der Betrag des geglätteten Spannungssignals ist, kann der Erregungsbestimmer 124A konfiguriert sein, um die AUS-Zeit Toff mit einer Erhöhung des Tastzyklus des MOS-Transistors 71 zu erhöhen.In the second embodiment, the excitation determiner 124A configured based on the OFF time Treg_off the time interval, during which the voltage signal VS depending on the exciting current from the terminal F of the controller 7 is output, the low voltage level has, represents, to determine whether the magnitude of the exciting current, with which the field winding 4 is large, but the present invention is not limited thereto. The excitation determiner 124A Specifically, it may be configured to smooth the voltage signal VS using, for example, a low-pass filter so that a smoothed voltage signal is obtained, and based on the magnitude of the smoothed voltage signal, to determine whether the magnitude of the exciting current with which the field winding 4 is supplied, is large. Since the duty cycle of the MOS transistor 71 the higher, the higher the amount of the smoothed voltage signal, the exciter can 124A be configured to the off-time Toff with an increase in the duty cycle of the MOS transistor 71 to increase.
Bei jedem der ersten und zweiten Ausführungsbeispiele ist der Erregungsbestimmer 124A konfiguriert, um die AUS-Zeit Toff zwischen zwei sich unterscheidenden Werten T1 und T2 einzustellen, kann jedoch konfiguriert sein, um dieselbe zwischen drei oder mehr unterschiedlichen Werten einzustellen. Der Erregungsbestimmer 124A kann konfiguriert sein, um einen Wert der AUS-Zeit Toff abhängig von einer Variablen der überwachten Größe des erregenden Stroms, mit dem die Feldwicklung 4 versorgt wird, variabel einzustellen.In each of the first and second embodiments, the excitation determiner 124A configured to set the OFF time Toff between two differing values T1 and T2, however, it may be configured to set it between three or more different values. The excitation determiner 124A may be configured to provide a value of OFF time Toff dependent on a variable of the monitored magnitude of the exciting current with which the field winding 4 is supplied to adjust variably.
Obwohl die darstellenden Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung hierin beschrieben sind, ist die vorliegende Erfindung nicht auf die hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele begrenzt, umfasst jedoch eines und alle Ausführungsbeispiele, die Modifikationen, Weglassungen, Kombinationen (zum Beispiel von Aspekten über verschiedene Ausführungsbeispiele hinweg), Anpassungen und/oder Abwandlungen haben, wie es für Fachleute basierend auf der vorliegenden Erfindung offensichtlich ist. Die Begrenzungen in den Ansprüchen sollten basierend auf der Sprache, die in den Ansprüchen genutzt ist, breit interpretiert werden und nicht auf Beispiele, die in der vorliegenden Beschreibung oder während der Verfolgung der Anmeldung beschrieben werden, begrenzt sein, wobei die Beispiele als nicht ausschließlich aufgefasst werden sollten.Although the illustrative embodiments of the present invention are described herein, the present invention is not limited to the embodiments described herein, but includes any and all embodiments that include modifications, omissions, combinations (eg, aspects of various embodiments), adaptations, and / or the like. or modifications as will be apparent to those skilled in the art based on the present invention. The limitations in the claims should be broadly interpreted based on the language used in the claims and not limited to examples described in the present specification or during the prosecution of the application, the examples not being construed as being exclusive should be.
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Zitierte PatentliteraturCited patent literature
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US 5748463 [0004, 0006] US 5748463 [0004, 0006]
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JP 09(1997)-219938 [0004] JP 09 (1997) -219938 [0004]
