DE102012209579A1 - Spannungswandler mit Blindleistungskompensation - Google Patents

Spannungswandler mit Blindleistungskompensation Download PDF

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Abstract

Ein Spannungswandler umfasst eine Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler und eine Steuereinheit, die dazu eingerichtet ist, Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler zu steuern, wobei eine Frequenz der Schaltvorgänge und eine Phasenverschiebung der Schaltvorgänge zwischen den einzelnen Schaltwandlern so gesteuert wird, dass sich Komponenten von Störsignalen, die in den einzelnen Schaltwandlern durch die Schaltvorgänge erzeugt werden, bei einer kleinsten Frequenz, die der Schaltfrequenz oder einer ihrer Harmonischen entspricht und größer ist als eine vorgegebene Grenzfrequenz, zumindest teilweise aufheben, wobei die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet ist, die Frequenz und die Phasenverschiebung in Abhängigkeit von einer an einem Eingang des Spannungswandlers anliegende Eingangsspannung und einer an einem Ausgang des Spannungswandlers abgegebenen elektrischen Leistung oder einer am Eingang des Spannungswandlers aufgenommenen elektrischen Leistung einzustellen.

Description

  • TECHNISCHER BEREICH
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Spannungswandler, insbesondere auf Spannungswandler mit Blindleistungskompensation.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Mit dem Stromnetz verbundene elektrische und elektronische Geräte, die mit einem Schaltnetzteil versorgt werden, benötigen üblicherweise einen EMI-Filter (electromagnetic interference), um den Eintrag von Störsignalen in das Stromnetz zu unterbinden. Schaltnetzteile mit größeren Ausgangsleistungen sind zudem üblicherweise aus mehreren parallel geschalteten Einzelwandlern aufgebaut, die mit einem gewissen Phasenversatz betrieben werden. Auf diese Weise können gleichermaßen die Restwelligkeit der Ausgangsspannung, die Größe der internen Energiespeicher (Kondensatoren oder Drosselspulen) und die Anforderungen an den EMI-Filter reduziert werden.
  • Aus dem Artikel „Phase-Staggering Control of a Series-Resonant DC-DC Converter with Paralleled Power Modules" von J. Ben Klaassens et al. (IEEE Transactions an Power Electronics, Vol. 3, S. 164–173, 1988) ist beispielsweise eine Anordnung aus m parallel geschalteten Resonanzwandlern bekannt, die so gesteuert werden, dass deren Schaltzeitpunkte eine Phasenverschiebung von 2π/m aufweisen. Je nach den Eigenschaften der eingesetzten Wandler kann die optimale Phasenverschiebung jedoch auch von 2π/m abweichen.
  • Aus der U.S. Patentschrift US 7,746,675 ist beispielsweise ein Spannungswandler mit m ≥ 2 Kanälen bekannt, die mit einer asymmetrischen Phasenverschiebung betrieben werden, wodurch eine Erhöhung der Eckfrequenz des EMI-Filters aufgrund einer Aufhebung bestimmter Oberwellen der Schaltfrequenz ermöglicht wird.
  • Die herkömmlichen Spannungswandler lassen jedoch hinsichtlich ihrer Effizienz und Leistungsdichte noch Spielraum für Verbesserungen.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Ziel der vorliegenden Erfindung ist es daher, die Effizienz und Leistungsdichte eines Spannungswandler mit Blindleistungskompensation weiter zu verbessern.
  • Dies wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche erreicht. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
  • Es ist der besondere Ansatz der vorliegenden Erfindung, bei der Ansteuerung der parallel geschalteten Schaltwandler sowohl die Schaltfrequenz als auch die Phasenverschiebung adaptiv zu regeln.
  • Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Spannungswandler zur Verfügung gestellt. Der Spannungswandler umfasst eine Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler und eine Steuereinheit, die dazu eingerichtet ist, Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler zu steuern, wobei eine Frequenz der Schaltvorgänge und eine Phasenverschiebung der Schaltvorgänge zwischen den einzelnen Schaltwandlern so gesteuert wird, dass sich Komponenten von Störsignalen, die in den einzelnen Schaltwandlern durch die Schaltvorgänge erzeugt werden, bei einer kleinsten Frequenz, die der Schaltfrequenz oder einer ihrer Harmonischen entspricht und größer ist als eine vorgegebene Grenzfrequenz, zumindest teilweise aufheben, wobei die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet ist, die Frequenz und die Phasenverschiebung in Abhängigkeit von einer an einem Eingang des Spannungswandlers anliegende Eingangsspannung und einer an einem Ausgang des Spannungswandlers abgegebenen elektrischen Leistung oder einer am Eingang des Spannungswandlers aufgenommenen elektrischen Leistung einzustellen.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Steuerung eines Spannungswandlers mit einer Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler zur Verfügung gestellt. Das Verfahren umfasst die Schritte Ermitteln eines maximal zulässigen Stroms durch eine in den parallel geschalteter Schaltwandler enthaltene Induktivität; Berechnen einer Schaltfrequenz für die Ansteuerung der parallel geschalteten Schaltwandler zumindest auf Basis des maximal zulässigen Stroms, einer Eingangsspannung des Spannungswandlers, einer Ausgangsspannung des Spannungswandlers und einer von dem Spannungswandlers abgegebenen oder aufgenommenen elektrischen Leistung; Berechnen einer Phasenverschiebung für die Ansteuerung der parallel geschalteten Schaltwandler auf Basis der berechneten Schaltfrequenz, einer Anzahl der parallel geschalteten Schaltwandler und einer vorgegebenen unteren Eckfrequenz eines für leitungsgebundene Störungen relevanten Frequenzbereichs; und Steuern der Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler in Übereinstimmung mit der berechneten Schaltfrequenz und der berechneten Phasenverschiebung.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet, auf Basis von zumindest der Eingangsspannung und der abgegebenen oder aufgenommenen elektrischen Leistung eine Minimalfrequenz zu ermitteln, mit der die Vielzahl der Schaltwandler betrieben werden kann, ohne dass ein maximal zulässiger Strom durch Induktivitäten der Schaltwandler überschritten wird, auf Basis von zumindest der ermittelten Minimalfrequenz eine Schaltfrequenz für die Ansteuerung der Schaltwandler festzulegen, auf Basis von zumindest der festgelegten Schaltfrequenz und einer Anzahl der Schaltwandler eine Phasenverschiebung festzulegen, und die Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler in Übereinstimmung mit der festgelegten Schaltfrequenz und der festgelegten Phasenverschiebung zu steuern.
  • Vorzugsweise wird die Phasenverschiebung dabei gemäß der Gleichung
    Figure 00040001
    aus der Anzahl m der Schaltwandler, einer unteren Eckfrequenz fnoise eines für leitungsgebundene Störungen relevanten Frequenzbereichs und der Schaltfrequenz fs berechnet, wobei ceil(...) die Aufrundungsfunktion bezeichnet, die ihr Argument auf den nächst größeren ganzzahligen Wert aufrundet.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst der Spannungswandler des Weiteren einen weiteren Schaltwandler, der in Reihe zu der Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler geschaltet ist und zwischen der Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler und einem Ausgang des Spannungswandlers angeordnet ist, wobei die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet ist, ein Tastverhältnis der Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler so zu steuern, dass eine Zwischenkreisspannung an einem Ausgang der Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler in einem vorgegebenen Verhältnis zu einer gewünschten Ausgangsspannung des weiteren Schaltwandlers steht. Bevorzugt ist der weitere Schaltwandler dabei ein Resonanzwandler mit festem Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannung.
  • Vorteilhafterweise ist die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet, die Minimalfrequenz auch auf Basis des Tastverhältnisses zu ermitteln.
  • Je nach Ausführungsform sind die parallel geschalteten Schaltwandler Abwärtswandler, Aufwärtswandler oder Auf-Abwärts-Wandler (z. B. Inverswandler). Die Steuereinheit ist vorzugsweise ein digitaler Signalprozessor.
  • In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst der Spannungswandler des Weiteren eine Speichereinheit zur Speicherung einer Wertetabelle für die Schaltfrequenz und die Phasenverschiebung als Funktion von zumindest der am Eingang des Spannungswandlers anliegende Eingangsspannung und der am Ausgang des Spannungswandlers abgegebenen elektrischen Leistung, wobei die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet ist, beim Einstellen der Frequenz und der Phasenverschiebung auf die Speichereinheit zuzugreifen.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ABBILDUNGEN
  • Die Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Abbildungen beschrieben, in denen:
  • 1 ein Blockdiagramm eines mehrkanaligen Spannungswandlers mit Blindleistungskompensation gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt,
  • 2 eine Konfiguration eines herkömmlichen Aufwärtswandlers zeigt,
  • 3 eine Konfiguration eines herkömmlichen Inverswandlers zeigt, und
  • 4 die optimale Phasenverschiebung für m = 2 und m = 3 parallele Schaltwandler als Funktion der Schaltfrequenz zeigt.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • 1 zeigt ein Blockdiagramm eines mehrkanaligen Spannungswandlers 100 mit Blindleistungskompensation gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • Der Spannungswandler 100 umfasst eine Vielzahl von parallel geschalteten Schaltwandlern 130a, 130b, 130c, die über einen (optionalen) Gleichrichter 125 und einen EMI-Filter 120 mit der Eingangsspannungsquelle 110 verbunden sind und mittels einer gemeinsamen Steuereinheit 160 gesteuert werden. Die Ausgänge der einzelnen Schaltwandler 130a, 130b, 130c sind über einen Pufferkondensator mit einem zweiten Spannungswandler 150 verbunden, der die Zwischenkreisspannung UZW in die gewünschte Lastspannung ULOAD umwandelt. Der zweite Spannungswandler wird ebenfalls von der Steuereinheit 160 gesteuert.
  • 2 und 3 zeigen beispielhafte Konfigurationen für die parallel geschalteten Schaltwandler 130a, 130b, 130c der 1.
  • 2 zeigt eine an sich bekannte Konfiguration eines Aufwärtswandlers (Boost-Konverters) mit einer Induktivität (Speicherdrossel) 220, einem Schalter 230, einer Gleichrichterdiode 240 und einem Kondensator 250.
  • 3 zeigt eine ebenfalls an sich bekannte Konfiguration eines Inverswandlers (Buck-Boost-Konverters) mit einer Induktivität (Speicherdrossel) 330, einem Schalter 320, einer Gleichrichterdiode 340 und einem Kondensator 350.
  • Die Schalter 230 bzw. 320 der einzelnen Schaltwandler 130a, 130b, 130c werden von der Steuereinheit 160 mit einer bestimmten Schaltfrequenz und Phasenverschiebung angesteuert.
  • Für m parallel geschaltete Boost-Konverter beträgt die optimale Phasenverschiebung zwischen zwei Schaltwandlern
    Figure 00060001
    wobei fs die Schaltfrequenz und fnoise die untere Eckfrequenz des für leitungsgebundene Störungen relevanten Frequenzbereichs ist und ceil(...) die Aufrundungsfunktion bezeichnet, die ihr Argument auf den nächst größeren ganzzahligen Wert aufrundet. Gemäß EN 55022 ist fnoise = 150 kHz.
  • 4 zeigt gemäß Gleichung (1) einen Graphen mit der optimalen Phasenverschiebung für m = 2 (gestrichelte Linie) und m = 3 (durchgezogene Linie) parallele Schaltwandler als Funktion der Schaltfrequenz. Je nach Schaltfrequenz kann die optimale Phasenverschiebung also symmetrisch (φ = 2π/m) oder asymmetrisch (φ <> 2π/m) sein.
  • Aufgrund der Schaltverlust nimmt die Wandlereffizienz mit zunehmender Schaltfrequenz ab. Andererseits kann die Leistungsdichte des Wandlers durch eine hohe Schaltfrequenz verbessert werden. Bei der Wahl der Schaltfrequenz muss also ein Kompromiss hinsichtlich der Effizienz und der Leistungsdichte getroffen werden.
  • Darüber hinaus wird die Schaltfrequenz durch den maximal zulässigen Strom durch die Induktivität der einzelnen Schaltwandlerstränge nach unten begrenzt. Für den Boost-Konverter aus 2 beträgt die minimale Schaltfrequenz im Continuous Conduction Mode (CCM)
    Figure 00070001
    wobei D(t) das Tastverhältnis ist, mit dem der Schalter angesteuert wird, UIN(t) die Eingangsspannung, IIN(t) der Eingangsstrom, L die Induktivität und Ipeak der maximal zulässige Strom durch die Speicherdrossel ist. Mit dieser Formel kann die minimale Schaltfrequenz als Funktion der Zeit berechnet werden, wobei unterstellt wird, dass die Schaltfrequenz deutlich größer ist als die Frequenz, mit der sich die Eingangsgrößen ändern, d. h. fs(t) >> 50 Hz.
  • Wenn für die zeitabhängigen Eingangsgrößen UIN(t) und IIN(t) deren Spitzenwerte ÛIN und ÎIN und für das Tastverhältnis das Tastverhältnis Dmax bei maximaler Eingangsspannung eingesetzt werden, so ergibt sich die absolute Minimalfrequenz:
    Figure 00080001
  • Die absolute Minimalfrequenz hängt also nur noch von den Spitzenwerten der Eingangsspannung, des Eingangsstroms und dem maximalen Tastverhältnis ab.
  • Bei sinusförmigen Spannungsquellen variiert der Spitzenwert der Eingangsspannung typischerweise zwischen 141 V und 325 V, je nach Stromversorgungsnetz, bleibt aber ansonsten im Wesentlichen konstant. Der Eingangsstrom hingegen variiert mit der von der Last aufgenommenen elektrischen Leistung. Eine Laständerung kann also eine Nachregelung der Schaltfrequenz erforderlich machen. Eine Änderung der Schaltfrequenz kann gemäß Gleichung (1) aber auch eine Änderung der Phasenverschiebung zwischen den einzelnen Schaltwandlern 130a, 130b, 130c nach sich ziehen.
  • Erfindungsgemäß ist daher eine Steuereinheit 160 vorgesehen, die alle relevanten Größen kontinuierlich überwacht, die erforderliche minimale Schaltfrequenz und die optimale Phasenverschiebung berechnet und die Schaltwandler entsprechend ansteuert.
  • Bei dem in 1 dargestellten Spannungswandler kann die Zwischenkreisspannung UZW vorteilhafterweise an die gewünschte Ausgangsspannung ULOAD angepasst werden. Bei einem Batterieladesystem, bei dem die zu ladende Batterie die in 1 eingezeichnete Last darstellt, kann die Ausgangsspannung je nach Ladezustand der Batterie über einen großen Bereich von beispielsweise 30 V bis 60 V variieren. Zur Verbesserung der Effizienz wird in diesem Fall die Zwischenkreisspannung in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung eingestellt. Bei einer Ausgangsspannung von 30 V kann die Zwischenkreisspannung beispielsweise 380 V betragen und bei einer Ausgangsspannung von 60 V auf 450 V erhöht werden.
  • Die Änderung der Zwischenkreisspannung erfolgt über eine Änderung des Tastverhältnisses D(t) gemäß
    Figure 00090001
    wobei UOUT(t) die Ausgangsspannung der Schaltwandler (130a–c) bezeichnet. Mit Gleichung (2) ergibt sich
    Figure 00090002
  • Mit Gleichung (5) kann beispielsweise in einem Mikroprozessor die minimale Schaltfrequenz berechnet werden und zur Ansteuerung der Schalter in jedem der Schaltwandler verwendet werden. Die tatsächlich verwendete Schaltfrequenz kann geringfügig größer (z. B. 10%) sein, um Bauteiltoleranzen zu berücksichtigen.
  • Die obenstehende Berechnung gilt für einen kontinuierlichen Strombetrieb (continuous conduction mode, CCM) in einem Boost-Konverter. Für einen diskontinuierlichen Strombetrieb (discontinuous conduction mode, DCM) gilt
    Figure 00090003
    bzw.
    Figure 00100001
    bei Vernachlässigung der zeitlichen Abhängigkeiten.
  • Für Buck-Boost-Konverter anstelle der Boost-Konverter gilt
    Figure 00100002
  • Wie aus den obigen Gleichungen ersichtlich ist, hängt das Tastverhältnis und damit die minimale Schaltfrequenz von der Ausgangsspannung UOUT der Schaltwandler (130a–c) ab. Für ein Batterieladesystem mit einem EMI-Filter, einer Blindleistungskompensationsstufe und einem zweiten Gleichspannungswandler ist eine variable Zwischenkreisspannung UZW von Vorteil. Für viele Gleichspannungswandler kann die Auslegung hinsichtlich Größe und Effizienz optimiert werden, wenn die Zwischenkreisspannung im Hinblick auf die erforderliche Ausgangsspannung geregelt werden kann. In diesem Fall wird die höchste Zwischenkreisspannung für die höchste Ausgangsspannung verwendet und die kleinste Zwischenkreisspannung für die kleinste Ausgangsspannung des zweiten Spannungswandlers. Zwischenwerte können beispielsweise linear interpoliert werden.
  • Als Beispiel wird auf einen LLC-Konverter verwiesen, bei dem die Auslegung auf einen großen Ausgangsspannungsbereich (z. B. Ausgangsspannungsverhältnis größer als 2) problematisch ist und zu einer schlechten Effizienz führt, da ein großer Bereich für die Schaltfrequenz erforderlich ist. Der effizienteste Weg zur Steuerung der Ausgangsspannung besteht daher in der Regelung der Zwischenkreisspannung, so dass ein festes Eingangs-Ausgangsspannungsverhältnis für den LLC-Konverter eingestellt werden kann. In diesem Fall ist nur ein enges Frequenzband für die Schaltfrequenz erforderlich.
  • Mit UZW = UOUT und dem maximal zulässigen Rippelstrom IRipple = (Ipeak – ÎIN) ergibt sich aus Gleichung (5) bei Vernachlässigung der zeitlichen Abhängigkeiten die minmale Schaltfrequenz
    Figure 00110001
  • In einem beispielhaften Verfahren zur Steuerung des Spannungswandlers mit Blindleistungskompensation aus 1 wird erfindungsgemäß zunächst der maximal zulässige Spulenstrom Ipeak festgelegt. Der zulässige Rippelstrom wird dann aus einer Leistungsmessung am Eingang oder am Ausgang des Spannungswandlers berechnet:
    Figure 00110002
  • Aus Gleichung (10) ergibt sich dann für den kontinuierlichen Strombetrieb (continuous conduction mode, CCM) in einem Boost-Konverter die minimale Schaltfrequenz und aus Gleichung (1) die optimale Phasenverschiebung zwischen den einzelnen Schaltwandlern, mit der die Störsignale oberhalb der vorgegebenen Eckfrequenz fnoise reduziert werden können.
  • Das hier im Zusammenhang mit dem kontinuierlichen Strombetrieb eines Boost-Konverters beschriebene Verfahren ist nicht auf einen bestimmten Wandlertyp oder eine bestimmte Betriebsart beschränkt und kann beispielsweise auch für einen diskontinuierlichen Strombetrieb eines Boost-Konverters (vgl. Gleichungen (6)–(7)), einen Buck-Boost-Konverter (vgl. Gleichungen (8)–(9)), oder andere Wandler und Betriebsarten adaptiert werden.
  • Mit dem hier beschriebenen Spannungswandler ist also sichergestellt, dass für die gegebenen Betriebsbedingungen stets die kleinst-mögliche Schaltfrequenz gewählt wird, um die Effizienz des Wandlers zu optimieren, gleichzeitig aber die relevanten Störsignale durch Einstellung der optimalen Phasenverschiebung minimiert werden. Auf diese Weise können geringere Anforderungen an den EMI-Filter gestellt werden und somit die Baugröße des Wandlers und dessen Fertigungskosten gesenkt und die Leistungsdichte erhöht werden.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 7746675 [0004]
  • Zitierte Nicht-Patentliteratur
    • „Phase-Staggering Control of a Series-Resonant DC-DC Converter with Paralleled Power Modules” von J. Ben Klaassens et al. (IEEE Transactions an Power Electronics, Vol. 3, S. 164–173, 1988) [0003]
    • EN 55022 [0028]

Claims (10)

  1. Spannungswandler, umfassend eine Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler (130); und eine Steuereinheit (160), die dazu eingerichtet ist, Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler (130) zu steuern, wobei eine Frequenz der Schaltvorgänge und eine Phasenverschiebung der Schaltvorgänge zwischen den einzelnen Schaltwandlern (130) so gesteuert wird, dass sich Komponenten von Störsignalen, die in den einzelnen Schaltwandlern (130) durch die Schaltvorgänge erzeugt werden, bei einer kleinsten Frequenz, die der Schaltfrequenz oder einer ihrer Harmonischen entspricht und größer ist als eine vorgegebene Grenzfrequenz, zumindest teilweise aufheben, wobei die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet ist, die Frequenz und die Phasenverschiebung in Abhängigkeit von einer an einem Eingang des Spannungswandlers anliegende Eingangsspannung und einer an einem Ausgang des Spannungswandlers abgegebenen elektrischen Leistung oder einer am Eingang des Spannungswandlers aufgenommenen elektrischen Leistung einzustellen.
  2. Spannungswandler nach Anspruch 1, wobei die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet ist, auf Basis von zumindest der Eingangsspannung und der abgegebenen oder aufgenommenen elektrischen Leistung eine Minimalfrequenz zu ermitteln, mit der die Vielzahl der Schaltwandler (130) betrieben werden kann, ohne dass ein maximal zulässiger Strom durch Induktivitäten der Schaltwandler (130) überschritten wird, auf Basis von zumindest der ermittelten Minimalfrequenz eine Schaltfrequenz für die Ansteuerung der Schaltwandler (130) festzulegen, auf Basis von zumindest der festgelegten Schaltfrequenz und einer Anzahl der Schaltwandler (130) eine Phasenverschiebung festzulegen, und die Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler (130) in Übereinstimmung mit der festgelegten Schaltfrequenz und der festgelegten Phasenverschiebung zu steuern.
  3. Spannungswandler nach Anspruch 2, wobei die Phasenverschiebung gemäß der Gleichung
    Figure 00140001
    aus der Anzahl m der Schaltwandler, einer unteren Eckfrequenz fnoise eines für leitungsgebundene Störungen relevanten Frequenzbereichs und der Schaltfrequenz fs berechnet wird.
  4. Spannungswandler nach einem der vorherigen Ansprüche, des Weiteren umfassend: einen weiteren Schaltwandler (150), der in Reihe zu der Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler (130) geschaltet ist und zwischen der Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler (130) und einem Ausgang des Spannungswandlers angeordnet ist, wobei die Steuereinheit (160) des Weiteren dazu eingerichtet ist, ein Tastverhältnis der Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler (130) so zu steuern, dass eine Zwischenkreisspannung an einem Ausgang der Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler (130) in einem vorgegebenen Verhältnis zu einer gewünschten Ausgangsspannung des weiteren Schaltwandlers (150) steht.
  5. Spannungswandler nach Anspruch 4, wobei die Steuereinheit des Weiteren dazu eingerichtet ist, die Minimalfrequenz auch auf Basis des Tastverhältnisses zu ermitteln.
  6. Spannungswandler nach Anspruch 4 oder 5, wobei der weitere Schaltwandler (150) ein Resonanzwandler mit festem Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannung ist.
  7. Spannungswandler nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Vielzahl der parallel geschalteten Schaltwandler (130) Abwärtswandler, Aufwärtswandler oder Auf-Abwärts-Wandler sind.
  8. Spannungswandler nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Steuereinheit (160) ein digitaler Signalprozessor ist.
  9. Spannungswandler nach einem der vorherigen Ansprüche, des Weiteren umfassend eine Speichereinheit zur Speicherung einer Wertetabelle für die Schaltfrequenz und die Phasenverschiebung als Funktion von zumindest der am Eingang des Spannungswandlers anliegende Eingangsspannung und der am Ausgang des Spannungswandlers abgegebenen elektrischen Leistung, wobei die Steuereinheit (160) des Weiteren dazu eingerichtet ist, beim Einstellen der Frequenz und der Phasenverschiebung auf die Speichereinheit zuzugreifen.
  10. Verfahren zur Steuerung eines Spannungswandlers mit einer Vielzahl parallel geschalteter Schaltwandler (130), umfassend die Schritte: Ermitteln eines maximal zulässigen Stroms durch eine in den parallel geschalteter Schaltwandler (130) enthaltene Induktivität; Berechnen einer Schaltfrequenz für die Ansteuerung der parallel geschalteten Schaltwandler (130) zumindest auf Basis des maximal zulässigen Stroms, einer Eingangsspannung des Spannungswandlers, einer Ausgangsspannung des Spannungswandlers und einer von dem Spannungswandlers abgegebenen oder aufgenommenen elektrischen Leistung; Berechnen einer Phasenverschiebung für die Ansteuerung der parallel geschalteten Schaltwandler (130) auf Basis der berechneten Schaltfrequenz, einer Anzahl der parallel geschalteten Schaltwandler (130) und einer vorgegebenen unteren Eckfrequenz eines für leitungsgebundene Störungen relevanten Frequenzbereichs; und Steuern der Schaltvorgänge in der Vielzahl der Schaltwandler (130) in Übereinstimmung mit der berechneten Schaltfrequenz und der berechneten Phasenverschiebung.
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