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Die Erfindung betrifft einen berührungslos arbeitenden induktiven Näherungsschalter nach dem Gattungsbegriff des Patentanspruchs 1.
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Induktive Näherungsschalter werden als berührungslos arbeitende elektronische Schaltgeräte vor allem in der Automatisierungstechnik eingesetzt. Insbesondere sind nach dem transformatorischen Prinzip arbeitende induktive Näherungsschalter seit langem bekannt, und werden in großen Stückzahlen hergestellt. Sie werden sowohl mit festem als auch mit einstellbarem Schaltabstand angeboten.
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Sie enthalten eine Sendespule, die ein elektromagnetisches von einem metallischen Auslöser beeinflussbares Magnetfeld erzeugt. Die Beeinflussung des Magnetfeldes durch den metallischen Auslöser wird ausgewertet und eine Schaltstufe angesteuert.
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Solche Schaltgeräte werden in den verschiedensten Ausführungen unter anderem auch von der Anmelderin hergestellt und vertrieben.
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Das Funktionsprinzip besteht darin, dass mindestens eine Sende- und eine Empfangsspule vorhanden sind. Die beiden Spulen sind induktiv gekoppelt. Als Messgröße dient der transformatorische Koppelfaktor zwischen diesen beiden Spulen. Gelangen leitfähige Objekte, die auch als Auslöser oder Steuerfahne bezeichnet werden, in die Nähe der Sendespule, so werden Wirbelströme induziert, die dem System Energie entziehen. Abhängig von der konkreten Ausführungsform wird das Schaltsignal ausgelöst, wenn die Amplitude über der Oszillatorspule oder der Empfangsspule einen bestimmten Wert erreicht bzw. unterschreitet. Zur Bewertung der Amplitude wird das Hochfrequenzsignal gleichgerichtet, geglättet und anschließend einem Komparator zugeführt.
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Dabei kann sowohl die Ansteuerung der Sendespule als auch die Bewertung des Einflusses des metallischen Auslösers auf unterschiedliche Art erfolgen.
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In vielen Fällen ist die Sendespule Bestandteil eines durch den metallischen Auslöser beeinflussten Oszillators, dessen Amplitude und/oder Frequenzänderung ausgewertet wird. Die Wechselwirkung mit dem metallischen Auslöser (Target) ist allerdings auf das Nahfeld beschränkt. Sie nimmt etwa mit der 3-fachen Potenz des Schaltabstandes ab. Um geringen Wechselwirkungen mit dem metallischen Auslöser noch nachweisen zu können, ist es vorteilhaft, das Signal im unbeeinflussten Zustand zu kompensieren und nur die nur die vom Auslöser hervorgerufenen Änderungen auszuwerten. Dazu werden vorzugsweise zwei Empfangspulen in Differenzschaltung betrieben. Der Aufbau wird so gewählt, dass eine der beiden Spulen stärker vom Target beeinflusst wird als die andere. Durch Nullabgleich im unbeeinflussten Zustand erhält man einen äußerst empfindliche Anordnung, die auch als Differentialtransformator (LVDT = linear variable differential transformer) bezeichnet wird. Der Differentialtransformator wird so abgeglichen, dass sich die Signale der beiden Empfangsspulen im unbeeinflussten Zustand gegenseitig aufheben. Je besser dieser Abgleich gelingt, umso höher kann man das Sensorsignal verstärken, ohne dass es zu Übersteuerungen kommt. Da das Magnetfeld mit wachsender Entfernung sehr schnell abnimmt, kommt man bald in Bereiche, wo der Temperaturgang, insbesondere der Kupferwicklungen, aber auch der übrigen beteiligten Materialien und Bauelemente Effekte in der Größenordnung des zu erwartenden Sensorsignals hervorrufen. Deshalb sind höhere Schaltabstände nur dann erreichbar, wenn die Temperaturabhängigkeit der Anordnung über den Arbeitstemperaturbereich kompensiert werden kann. Da dieses Gleichgewicht schon während der Fertigung aber auch durch die Einbausituation gestört werden kann, ist ein nachträglicher Abgleich des Differentialtransformators sowohl werksseitig als auch im späteren Betrieb wünschenswert.
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Um die Empfindlichkeit zu erhöhen, und gleichzeitig unerwünschte Einflüsse zu unterdrücken, wird in der
DE4031252C1 vorgeschlagen, zwei Empfangsspulen in unmittelbarer Differenzschaltung zu betreiben. Die beiden Empfangsspulen liegen im Rückkopplungszweig eines Meißner-Oszillators. Bewertet wird die Oszillatoramplitude. Der Schaltabstand wird erreicht, wenn sich auf Grund der Wechselwirkung mit einem metallischen Auslöser die Differenzwechselspannungen der beiden Spulen aufheben. In diesem Falle ändert der Oszillator seinen Schwingungszustand sprunghaft. Die Anordnung ist sehr empfindlich. Obwohl die Toleranzen der beiden Empfangsspulen großen Einfluss auf den Schaltabstand haben, ist kein nachträglicher Abgleich vorgesehen.
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Die
DE10003913A1 zeigt einen Differentialtransformator mit zwei gegensinnig in Reihe geschalteten Empfangspulen. Eine der beiden Empfangsspulen ist dem metallischen Auslöser zugewandt und die andere Empfangsspule dem metallische Auslöser abgewandt. Bewertet wird das Differenzsignal der beiden Empfangsspulen.
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Um den Abgleich der Koppelfaktoren zwischen Sende- und Empfangsspule zu erleichtern, können auch zwei Spulenpaare, d.h. je eine Sende- und eine Empfangsspule transformatorisch gekoppelt werden. Im Idealfall ist nur eines der beiden Spulenpaare induktiv mit dem metallischen Auslöser gekoppelt. So sollen nicht nur die Sendepulse sondern auch eingestreute Störfelder kompensiert werden.
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Nachteilig ist, dass nicht nur die Amplitude, sondern auch die Phasenverschiebung zwischen den beiden Empfangsspulen bewertet wird. Diese kann durch äußere Störfelder, aber auch durch Feuchtigkeit oder durch Temperaturschwankungen in den Spulenleitern hervorgerufen werden. Durch diese Effekte kann es zur Herabsetzung der Sensorempfindlichkeit und zur Verschlechterung der Störfestigkeit kommen.
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In der
DE102007014343A1 wird vorgeschlagen, eine Empfangsspule mit trimmbaren Widerständen zu verbinden, mit deren Hilfe der Schaltabstand eingestellt wird.
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Diese werden von einer Auswerteeinheit (Mikrocontroller) gesteuert, die außerdem mit einem Temperaturfühler verbunden ist, so dass eine Temperaturkompensation vorgenommen werden kann.
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Als nachteilig wird hierbei angesehen, dass die Temperaturkompensation aus einem relativ langwierigen Prozess von der Messung durch den Temperaturfühler, der Berechnung der Korrekturwerte im Mikrocontroller, die anschließende digitale Ausgabe der Korrekturwerte und die Digital-Analogwandlung bis zur Ansteuerung der trimmbaren Widerstände besteht. Eine Linearisierung von beispielsweise –25°C bis +70°C erscheint angesichts dieser langen Kette problematisch.
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In der
WO 2007/012502 A1 wird ein Regelkreis mit einer den Sensor umfassenden Regelstrecke vorgeschlagen. Regelgröße ist u.a. die Amplitude des Sensorkreises.
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Die Regelung erfolgt senderseitig, indem die Amplitude entgegen der durch die Bedämpfung hervorgerufene „Störgröße“ konstant gehalten wird.
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Die zur Ausregelung der Amplitude notwendige Energie wird über einen einstellbaren Widerstand zugeführt. Die Steuergröße für diesen Widerstand wird als Größe für die momentane Bedämpfung und somit als Messgröße ausgekoppelt.
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Nachteilig ist hierbei, dass der einstellbare Widerstand, vorzugsweise ein Transistor, sowohl einen Temperaturgang als auch eine nichtlineare Kennlinie aufweist.
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In der
PCT/EP2011/067794 wird die Stellgröße, also der Widerstand anstatt der temperaturgangbehafteten Steuergröße in Form seiner Steuerspannung gemessen.
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Die Messung erfolgt entweder analog oder digital als Pulsweitenverhältnis.
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So kann der Temperaturgang der Regelstrecke zugelassen werden, weil die Stellgröße in Form des Bedämpfungswiderstandes unmittelbar am Stellglied gemessen wird. Es hat sich jedoch gezeigt, dass die Phasenmessung zwar sehr empfindlich, aber auch störanfällig ist. Deshalb wird nach einer Lösung gesucht, die diesen Nachteil vermeidet, d.h. genauso empfindlich, aber weniger störanfällig ist.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, den bekannten Stand der Technik weiter zu entwickeln. Dabei soll der Temperaturgang des Differentialtransformators verbessert, die Stabilität der Schaltung erhöht und deren Störanfälligkeit verringert werden.
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Diese Aufgabe wird entsprechend dem Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst.
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Die Unteransprüche betreffen die vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung.
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Der wesentliche Erfindungsgedanke besteht darin, auf die Phaseninformation zu verzichten, und nur noch die Amplituden des Empfangsspulenpaares zu bewerten.
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Die Bewertung erfolgt erfindungsgemäß anhand der Differenz ihrer Absolutwerte, indem die beiden Empfangsspulen ohne Berücksichtigung ihres Wickesinns mit einem Differenzgleichrichter verbunden werden und eine phasenunempfindliche, d.h. phasenneutrale Gleichrichtung der Empfangssignale des Empfangsspulenpaares erfolgt. Dadurch wird u.a. auch noch eine Fehlerquelle bei der Fertigung vermieden.
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In einer ersten vorteilhaften Ausgestaltung werden die Dioden vorgestromt, um deren Schwellspannung zu überwinden und so einen geringen differentiellen Widerstand zu erzeugen. In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung dient das Differenzsignal in an sich bekannter Weise als Stellgröße zum Nullabgleich in einer Regelschleife.
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Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
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1: Die wichtigsten Baugruppen eines erfindungsgemäßen Näherungsschalters,
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2: Den geregelten Nullabgleich und Auswertung mit einem Spannungsteiler,
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3: Den geregelten Nullabgleich und Auswertung mit Strom-Spannungs-Wandler,
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4: Den geregelten Nullabgleich und Auswertung mit einer Stromquelle,
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5: Den erfindungsgemäßen Näherungsschalter mit einem Zerhackerverstärker,
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6: Den erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalter mit PWM-Ausgang.
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Die 1 zeigt die wesentlichen Baugruppen eines erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters. Sie zeigt einen Differentialtransformator (LVDT) mit einer Sendespule 2, einem Empfangsspulenpaar 3 und einer Abgleichwicklung 4 mit einem Abgleichwiderstand Ra, sowie einem symbolisch als Koppelwicklung mit Lastwiderstand dargestellten Target 11. Der mit der integrierten Schaltung 74HCU04, 74AC04 / 74HC04 bestückte Oszillator 1 erzeugt ein Sinussignal im Frequenzbereich 50 kHz bis 1 MHz mit einer Amplitude von einigen Volt an der Sendespule 2.
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Der Differentialtransformator ist so im Gehäuse angeordnet, dass eine der beiden Empfangsspulen 3 stärker mit dem Target 11 beeinflusst werden kann als die auf der dem Target 11 abgewandten Seite des Differentialtransformators in im Inneren des Gehäuses befindliche stärker mit der Abgleichwicklung 4 gekoppelte Empfangsspule.
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Der Differentialtransformator wird so abgeglichen, dass sich die Signale der beiden Empfangsspulen 3 im unbeeinflussten Zustand nahezu aufheben, aber die nach innen gewandte Empfangsspule 3 noch ein geringfügig höheres Signal liefert.
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Die Sendespule 2 wirkt auch als frequenzbestimmende Induktivität. Die Frequenz ergibt sich nach der Thomsonschen Formel aus dieser Induktivität und den beiden in Serie geschalteten Kondensatoren.
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Auf dem gleichen Spulenkern bzw. ferromagnetischen Träger können sich auch das Empfangsspulenpaar 3 und die Abgleichwicklung 4 befinden. Das Target 11 ist symbolisch durch eine Wicklung und den Lastwiderstand Rx dargestellt. Hier sei angemerkt, dass die Erfindung mit zwei getrennten Transformatoren aber auch ohne Spulenkern mit magnetisch gekoppelten Luftspulen realisiert werden kann.
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Die Sendespule 2 bildet die Primärspule und das Empfangsspulenpaar 3 bilden die Sekundärspulen eines Differentialtransformators (LVDT), wobei die Koppelfaktoren der Primärspule zur ersten Sekundärspule durch das Target 11 und zur zweiten Sekundärspule durch die Abgleichwicklung 4 beeinflussbar sind.
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Das Empfangsspulenpaar 3 wird einseitig mit einer Referenzspannung von 1,5 Volt verbunden. So wird die Schwellspannung der beiden Gleichrichter 6 überwunden.
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Die mit RL bezeichneten Fußpunktwiderstände weisen den gleichen Wert auf. Sie bestimmen den Ruhestrom (Vorstrom) der Dioden, den Eingangswiderstand des Differenzgleichrichters 6 und somit die Belastung des Differentialtransformators. Für eine reine Spannungsmessung sollten sie zwischen 100 kOhm und 1 MOhm liegen.
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An Stelle der Lastwiderstände RL können vorteilhaft Konstantstromquellen mit einem theoretisch unendlich hohen Eingangswiderstand eingesetzt werden. Zur besseren thermischen Kopplung sollten deren aktive Halbleiterbauelemente in einem Gehäuse untergebracht sein (Doppeltransistor oder Operationsverstärker).
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Die ebenfalls am Fußpunkt der Dioden befindlichen Kondensatoren sorgen für die Integration bzw. Glättung und damit für eine phasenunabhängige Auswertung des empfangenen Signals. So zeigt die Schaltung eine geringere Temperaturdrift und wird unempfindlicher gegenüber Feuchtigkeit.
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Das entstehende Gleichspannungssignal wird zunächst einem Differenzverstärker und danach dem Differenzintegrator 7 zugeführt. Dessen Ausgang ist mit dem zur Steuereinheit 5 gehörenden Mikrocontroller µC verbunden. Hier erfolgt die Analog-Digital-Wandlung. Über Pin Ro kann ein pulsweitenmoduliertes Signal zur Offset- und Driftkorrektur an den mit OPV bezeichneten Operationsverstärker ausgeben werden. Dazu wird das pulsweitenmodulierte (PWM) Signal vom Tiefpass TP in eine Gleichspannung umgewandelt.
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Der Mikrocontroller kann ein binäres Schaltsignal erzeugen, einen analogen Messwert an eine 4–20 mA Stromschnittstelle ausgeben oder einen digitalen Wert über einen Busschnittstelle an eine übergeordnete Steuereinheit weiterleiten.
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Erfindungsgemäß wird auf die Bewertung der Phase des Differenzsignals verzichtet, weil die oben beschriebene phasenunempfindliche Bewertung der Koppelfaktoren des Differentialtransformators eine deutlich geringere Temperaturdrift aufweist. Die Ursache sind offenbar Phasenverschiebungen zwischen der Sendewicklung und den beiden Empfangswicklungen, die durch die Belastung bei der Spannungsmessung, aber auch von beispielsweise durch Feuchtigkeit erzeugten Kapazitätsänderungen an den Spulen hervorgerufen werden. Diese Einflüsse werden durch die vorliegende Erfindung deutlich verringert.
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Der Differenzgleichrichter 6 ist mit Schottkydioden bestückt. Sie befinden sich im gemeinsamen Gehäuse und werden mit dem gleichen Strom „vorgespannt“ und mit gleichartigen Widerständen RL belastet. So werden nur die Signalamplituden des Empfangsspulenpaares verglichen, was den Abgleich in der Fertigung erleichtert.
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Die 2 zeigt den erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalter mit einer Regelstrecke zur Regelung des Empfangssignals. Vorteilhaft wird zu Null geregelt, d.h. die Belastung des Differentialtransformators durch das Target 11 wird mit der Abgleichwicklung 4 kompensiert und die Regelgröße als Messwert ausgegeben.
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Der effektive Abgleichwiderstand Ra und damit auch die Belastung durch das Target 11 wird an einem Spannungsteiler aus dem Vorwiderstand Rb und dem gesuchten Ra gemessen, wobei für die Ausgangsspannung Uout gilt: Uout = Ub·Ra/(Ra + Rb).
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Dazu wird der Abgleichwiderstand Ra durch einen Transistor, hier einen N-Kanal-MOSFET ersetzt. Die Steuerung erfolgt über den vorgestromten Differenzgleichricher 6 und den Differenzintegrator 7.
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Die 3 zeigt eine ähnliche, aber deutlich empfindlichere Schaltung als 2. Der durch die Abgleichwicklung fließende Strom wird zur Signalverstärkung einem Strom-Spannungs-Wandler 9 zugeführt. Der Widerstand Rb im Gegenkopplungszweig des Operationsverstärkers bestimmt das Verhältnis zwischen Eingangsstrom und Ausgangsspannung. Es gilt: Uout = Uref·(Rb/Ra + 1).
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Die Ausgangsspannung Uout wird einem hier nicht dargestellten zur Steuereinheit 5 gehörenden Mikrocontroller zugeführt. Hier wird das Signal entweder digitalisiert und/oder mit einer Komparatorschwelle verglichen.
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Die 4 zeigt den erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalter ebenfalls mit einer Regelstrecke. Allerdings wird der als Stellglied wirkende Transistor von einer Stromquelle 10 versorgt. Somit ist die Ausgangsspannung Uout ein Maß für den effektiven Widerstand der Abgleichwicklung 4 und wird der Steuereinheit 5 zugeführt.
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Auch diese Schaltung ist empfindlicher als die in 2 gezeigte, weil die Stromquelle mehr Spannung über Ra erzeugt als der Vorwiderstand Rb. Es gilt: Uout = Iconst·Ra.
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Die 5 zeigt einen erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalter mit einem Zerhackervertärker 8 an Stelle des in 1 gezeigten Gleichspannungsverstärkers.
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Das Taktsignal wird als TTL-Signal vom Oszillatorgatter des Typs 74HCU04 erzeugt.
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Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, die bei Gleichspannungsverstärkern auftretende meist temperaturbedingte Drift vollständig zu vermeiden. Dazu wird das Signal zunächst in eine Wechselspannung umgewandelt (zerhackt), als solche verstärkt und anschließend wieder in eine Gleichspannung umgewandelt. Solche Verstärker werden als integrierte Schaltung unter der Bezeichnung „Zero-Drift-OP-AMP“ angeboten (OPA2335, ADA4528, LTC2054). Diese sind meist mit einem internen Generator ausgestattet und arbeiten mit Spreizspektrumtechnik.
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Selbstverständlich kann diese Schaltung oder die genannten Bauelemente mit den in den 2, 3, und 4 dargestellten Schaltungen kombiniert werden.
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Die 6 zeigt einen erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalter mit einem Schmitt-Trigger 74HC14 im Regelkreis. Wegen der Hysterese des Triggers arbeitet der MOSFET als Schalter. Er ist entweder gesperrt oder gesättigt. So entsteht ein pulsweitemoduliertes Ausgangssignal, dessen Tastverhältnis die Messgröße repräsentiert. Auf diese Weise wird eine Analog-Digital-Wandlung beim Einlesen in einen Mikrocontroller überflüssig.
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Die Erfindung betrifft einen induktivern Näherungsschalter mit einem Oszillator 1 und einer Sendespule 2 zur Erzeugung eines von einem Target 11 beeinflussbaren magnetischen Wechselfeldes, einem transformatorisch mit der Sendespule 2 gekoppelten Empfangsspulenpaar 3 zur Auswertung des vom Target 11 beeinflussbaren magnetischen Wechselfeldes, sowie einer Abgleichwicklung 4 zum Abgleich des Differenzsignals des Empfangsspulenpaars 3. Eine Steuereinheit 5 dient zur Erzeugung eines binären Schaltsignals. Das Empfangsspulenpaar 3 ist mit einem vorgestromten Differenzgleichrichter 6 zur phasenunempfindlichen Gleichrichtung verbunden. Ein Differenzintegrator 7 dient zum Vergleich der Signale der beiden Empfangsspulen 3. Das binäre Schaltsignal entsteht durch Bewertung des transformatorischen Koppelfaktors zwischen dem Empfangsspulenpaar 3 und der Sendespule 2.
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In einer ersten vorteilhaften Ausgestaltung ist der vorgestromte Differenzgleichrichter 6 mit einem Zerhackerverstärker 8 zur Verstärkung des am Differenzgleichrichter 6 entstehenden Gleichspannungssignals verbunden.
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In einer zweiten Ausgestaltung sind der vorgestromte Differenzgleichrichter 6 und der Differenzintegrator 7 Bestandteile einer Regelschleife zum Nullabgleich des Differenzsignals des Empfangsspulenpaares 3. Allerdings weist die Regelschleife einen Strom-Spannungs-Wandler 9 zur Erzeugung einer Ausgangsspannung auf.
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In einer dritten Ausgestaltung sind der vorgestromte Differenzgleichrichter 6 und der Differenzintegrator 7 ebenfalls Bestandteile einer Regelschleife zum Nullabgleich des Differenzsignals des Empfangsspulenpaares 3. Allerdings weist die Regelschleife eine Konstantstromquelle 10 zur Bestimmung des effektiven Wechselstromwiderstandes der Abgleichwicklung 4 durch eine Spannungsmessung auf.
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In einer vierten Ausgestaltung weist die Regelschleife zum Nullabgleich des Differenzsignals des Empfangsspulenpaares (3) einen Trigger (12) zur Erzeugung eines pulsweitenmoduliertes Signals auf.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Oszillator, Hochfrequenzgenerator
- 2
- Sendespule
- 3
- Empfangsspulenpaar
- 4
- Abgleichwicklung
- 5
- Steuereinheit
- 6
- Vorgestromter Differenzgleichrichter
- 7
- Differenzintegrator
- 8
- Zerhackerverstärker
- 9
- Strom-Spannungs-Wandler
- 10
- Konstantstromquelle
- 11
- Target
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 4031252 C1 [0008]
- DE 10003913 A1 [0009]
- DE 102007014343 A1 [0012]
- WO 2007/012502 A1 [0015]
- EP 2011/067794 [0019]
