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Die Erfindung betrifft einen induktiven Näherungsschalter gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.
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Induktive Näherungsschalter werden als berührungslos arbeitende elektronische Schaltgeräte vor allem in der Automatisierungstechnik eingesetzt.
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Sie enthalten eine Sendespule, die ein elektromagnetisches von einem metallischen Auslöser beeinflussbares Magnetfeld erzeugt. Die Beeinflussung des Magnetfeldes durch den metallischen Auslöser wird ausgewertet und bei Überschreiten eines Schwellwerts eine elektronische Schaltstufe angesteuert.
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Schaltgeräte dieser Art werden in den verschiedensten Ausführungen unter anderem auch von der Anmelderin hergestellt und vertrieben.
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Hierbei kann sowohl die Ansteuerung der Sendespule als auch die Bewertung des Einflusses des metallischen Auslösers auf unterschiedliche Art erfolgen.
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In vielen Fällen ist die Sendespule Bestandteil eines durch den metallischen Auslöser beeinflussten Oszillators, dessen Amplitude und/oder Frequenzänderung ausgewertet wird.
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Neben der weit verbreiteten sinusförmigen Ansteuerung der Sendespule und der Auswertung von Frequenz- und oder Amplitudenänderungen ist die Ansteuerung mit einem kurzen Rechteckimpuls bekannt. Die Sendespule ist in diesem Fall nicht Bestandteil eines Oszillators, sondern sie wird mit starken Spannungs- bzw. Stromimpulsen beaufschlagt. Das durch die im metallischen Auslöser hervorgerufenen Wirbelströme ausgelöste Echo wird ausgewertet. Diese Auswertung kann sowohl direkt an der Sendespule als auch an einer magnetisch gekoppelten Empfangsspule erfolgen.
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Da es sich hierbei um einen geschlossenen Schwingkreis, bzw. einen geschlossenen Spulenstromkreis handelt, wird nur wenig Energie abgestrahlt. Die Wechselwirkung mit dem metallischen Auslöser (Target) ist auf das Nahfeld beschränkt. Sie nimmt etwa mit der 3,5-fachen Potenz des Schaltabstandes ab.
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Um geringen Wechselwirkungen mit dem metallischen Auslöser noch nachweisen zu können, ist es vorteilhaft, das Signal im unbeeinflussten Zustand zu kompensieren und nur die nur die vom Auslöser hervorgerufenen Änderungen auszuwerten.
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Dazu werden vorzugsweise zwei Empfangspulen in Differenzschaltung betrieben. Der Aufbau wird so gewählt, dass eine der beiden Spulen stärker vom Target beeinflusst wird als die andere.
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Durch Nullabgleich im unbeeinflussten Zustand erhält man einen äußerst empfindliche Anordnung, die auch als Differentialtransformator (LVDT = linear variable differential transformer) bezeichnet wird.
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Der Differentialtransformator wird so abgeglichen, dass sich die Signale der beiden Empfangsspulen im unbeeinflussten Zustand gegenseitig aufheben.
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Je besser dieser Abgleich gelingt, um so höher kann man das Sensorsignal verstärken, ohne dass es zu Übersteuerungen kommt. Da das Magnetfeld mit wachsender Entfernung sehr schnell abnimmt, kommt man bald in Bereiche, wo der Temperaturgang, insbesondere der Kupferwicklungen, aber auch der übrigen beteiligten Materialien und Bauelemente Effekte in der Größenordnung des zu erwartenden Sensorsignals hervorrufen. Deshalb sind höhere Schaltabstände nur dann erreichbar, wenn die Temperaturabhängigkeit der Anordnung über den Arbeitstemperaturbereich kompensiert werden kann.
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Da dieses Gleichgewicht schon während der Fertigung aber auch durch die Einbausituation gestört werden kann, ist ein nachträglicher Abgleich des Differentialtransformators sowohl werksseitig als auch im späteren Betrieb wünschenswert.
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In der
DE 10 2007 014 343 A1 wird vorgeschlagen, eine Empfangsspule mit trimmbaren Widerständen zu verbinden, mit deren Hilfe der Schaltabstand eingestellt wird. Diese werden von einer Auswerteeinheit (Mikrocontroller) gesteuert, die außerdem mit einem Temperaturfühler verbunden ist, so dass eine Temperaturkompensation vorgenommen werden kann.
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Als nachteilig wird hierbei angesehen, dass die Temperaturkompensation aus einem relativ langwierigen Prozess von der Messung durch den Temperaturfühler, der Berechnung der Korrekturwerte im Mikrocontroller, die anschließende digitale Ausgabe der Korrekturwerte und die Digital-Analogwandlung bis zur Ansteuerung der trimmbaren Widerstände besteht. Eine Linearisierung von beispielsweise –25°C bis +70°C erscheint angesichts dieser langen Kette problematisch.
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In der
WO 2007/012502 A1 wird ein Regelkreis mit einer den Sensor umfassenden Regelstrecke vorgeschlagen. Regelgröße ist u. a. die Amplitude des Sensorkreises. Die Regelung erfolgt senderseitig, d. h. die Amplitude wird entgegen der Bedämpfungsstörgröße konstant gehalten.
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Die zur Ausregelung der Amplitude notwendige Energie wird über einen einstellbaren Widerstand zugeführt. Die Steuergröße für diesen Widerstand wird als Größe für die momentane Bedämpfung und somit als Messgröße ausgekoppelt.
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Nachteilig ist hierbei, dass der einstellbare Widerstand, vorzugsweise ein Transistor, sowohl einen Temperaturgang als auch eine nichtlineare Kennlinie aufweist.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, dieses Verfahren weiter zu verbessern. Die Kenlinie soll linearisiert, und die Temperaturabhängigkeit verringert werden.
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Diese Aufgabe wird entsprechend den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Die Unteransprüche betreffen die vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.
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Die wesentliche Idee der Erfindung besteht darin, die Stellgröße anstatt ihrer temperaturgangbehafteten Steuergröße direkt zu messen. Also wird der Widerstand des Stellgliedes bzw. sein Laststrom und nicht seine Steuerspannung gemessen.
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Der wesentliche Vorteil besteht darin, dass der Temperaturgang der Regelstrecke zugelassen werden kann, weil die Stellgröße in Form des Bedämpfungswiderstandes unmittelbar am Stellglied gemessen wird.
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Da es sich bei dem Stellglied in der Regel um einen Transistor handelt, soll weder seine Steuerspannung noch sein Steuerstrom, sondern der Bahnwiderstand bzw. der Laststrom gemessen und ausgegeben werden.
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Nachfolgend ist die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert.
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Es zeigen:
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1 Prinzipdarstellung eines erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters,
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2 Ausführungsbeispiel mit einem Feldeffekttransistor als Stellglied.
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Die 1 zeigt einen Induktiven Näherungsschalter 1 mit einer Sendespule 2, zwei Empfangsspulen 3 einer Abgleichwicklung 4 und einer weiteren, die Schaltfahne bzw. das Target symbolisierende Wicklung 5. Die Sendespule und die beiden Empfangsspulen bilden einen Differentialtransformator (LVDT).
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Die Sendespule 2 wird von einem Hochfrequenzgenerator 6 gespeist. Die beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen 3 sind mit dem Synchrongleichrichter 7 verbunden. Das gleichgerichtete Signal durchläuft den Tiefpass 8 und steuert den variablen Widerstand 9. Dieser entzieht dem System über die Abgleichwicklung 4 so lange Energie bis das Signal am Synchrongleichrichter 7 zu Null wird, d. h. die Balance zwischen dem Target 5 und der Abgleichwicklung 4 hergestellt ist.
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Der durch den im Stromkreis der Abgleichspule 4 befindlichen steuerbaren Widerstand 9 (Stellglied) fließende Regelstrom ist ein Maß für die Bedämpfung. Er wird mit der Strommesseinheit 10 gemessen und kann als Analogsignal ausgegeben werden.
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Abschließend sei noch bemerkt, dass ein erfindungsgemäßer Aufbau auch mit zwei Sendespulen und einer Empfangsspule realisiert werden kann.
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Die 2 zeigt ein detailliertes Ausführungsbeispiel. Das sinusförmige Sendesignal wird von dem zweikanaligen Analogmultiplexer MUX1 vom Typ 74HC4053 erzeugt. Für die Frequenz f gilt die Beziehung: f = 1/(2π·√LS·(C1·C2)/(C1 + C2)).
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Die Sendespule LS ist mit den beiden Empfangsspulen L1 und L2 über die transformatorischen Koppelfaktoren M1 und M2 verbunden. Diese werden so eingestellt, dass die in den Empfangswicklungen L1 und L2 erzeugten Spannungen im unbelasteten Zustand gleich sind.
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Die Mittelanzapfung der beiden Empfangsspulen liegt auf halber Betriebsspannung. Die anderen Enden der beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen sind mit den Eingängen des Operationsverstärkers OV1 verbunden. Dieser arbeitet wegen der fehlenden Gegenkopplung als Komparator und Impulsformer.
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Sowie das Gleichgewicht durch Verringerung des mit der symbolisch zu verstehenden Targetwicklung 5 verbundenen Widerstandes Rx gestört wird, liefert der Ausgang von OV1 ein mit dem Oszillator phasensynchrones Rechtecksignal. Der Komparator OV2 liefert ebenfalls ein mit dem Oszillator phasensynchrones Rechtecksignal. Der Multiplexer MUX2 arbeitet als phasenempfindlicher Gleichrichter. Der Operationsverstärker OV3 integriert das vom MUX2 gelieferte Signal und steuert damit den Transistor T1, einen Sperrschicht FET. Der Transistor T1 entspricht dem steuerbarer Widerstand 9 in 1. Er entzieht dem Differentialtransformator soviel Energie, bis das Gleichgewicht wieder hergestellt ist. Messgröße ist der Drain-Source-Widerstand RDS von T1 bzw. der Drainstrom IDS. Die Messung erfolgt mit dem Operationsverstärker OPV4, der die in 1 genannte Strommesseinheit 10 verkörpert.
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Für Gleichspannung beträgt seine Verstärkung Vu = –RA/Ra* mit Ra* = Ra + RCu + RDS. (RCu: Kupferwiderstand der Spule, RDS: Drain-Source-Widerstand RDS von T1) Ri und Ci bestimmen die Integrationszeit. Für Gleichspannung sind sie ohne Belang. Die über dem Ableitkondensator CHF anstehende Gleichspannung erscheint um den o. g. Faktor verstärkt am Ausgang von OPV4 als Nutzsignal. Bei Vernachlässigung des Kupferwiderstandes der Spule erhält man: RDS(T1) = Uref·RA/UA – Ra.
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Für die Ausgangsspannung UA gilt: UA = Uref·RA/(RDS + Ra).
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Für den Strom erhält man: IDS(T1) = (UA – Uref)/RA.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Induktiver Näherungsschalter
- 2
- Sendespule
- 3
- Empfangsspulen
- 4
- Abgleichspule
- 5
- Targetwicklung, symbolisiert das Target
- 6
- Hochfrequenzgenerator
- 7
- Synchrongleichrichter
- 8
- Tiefpass
- 9
- steuerbarer Widerstand
- 10
- Strommesseinheit
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102007014343 A1 [0015]
- WO 2007/012502 A1 [0017]
