Die
Erfindung betrifft eine Phasenregelschleife mit einer Vorrichtung
zum Ermitteln eines Einrastzustandes und ein Verfahren zum Ermitteln
eines Einrastzustandes einer Phasenregelschleife.The
The invention relates to a phase locked loop with a device
for determining a lock state and a method for determining
a lock state of a phase locked loop.
Phasenregelschleifen
synchronisieren die Phase eines Signals z. B. eines gesteuerten
Oszillators als Signalquelle auf die Phase eines Referenzsignals.
Dazu wird die Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal der gesteuerten
Signalquelle und dem Referenzsignal in einem Phasendetektor bestimmt.
Die Phasendifferenz wird gefiltert und dem spannungsgesteuerten
Oszillator als Steuerspannung angelegt. Wichtig ist dabei für den Anwender
zu wissen, ob die Phasenregelschleife tatsächlich einen Rastzustand erreicht
hat, d. h. ob das Signal tatsächlich
mit dem Referenzsignal in Phase läuft, da die Phasenregelschleife
sich noch in der Einregelphase befinden kann oder der Phasenregelschleife
es aus sonstigen Gründen
nicht möglich
ist, die Phasen der beiden Signale zu synchronisieren. Dies ist
vor allem für
analoge Phasenregelschleifen problematisch.Phase-locked loops
synchronize the phase of a signal z. B. a controlled
Oscillator as a signal source to the phase of a reference signal.
For this, the phase difference between the output of the controlled
Signal source and the reference signal determined in a phase detector.
The phase difference is filtered and the voltage controlled
Oscillator applied as a control voltage. It is important for the user
to know if the phase locked loop actually reaches a latch state
has, d. H. whether the signal is actually
with the reference signal in phase, since the phase locked loop
can still be in the Einregelphase or the phase locked loop
it for other reasons
not possible
is to synchronize the phases of the two signals. This is
especially for
analog phase locked loops problematic.
Eine
mögliche
Bestimmung des Einrastzustandes ist das Zählen der Schwingungen des Referenzsignals
und der Schwingungen des spannungsgesteuerten Oszillators in einer
festen Zeitperiode. Ein Vergleich dieser Anzahlen ergibt den Rastzustand.
Allerdings hängt
die Genauigkeit dieses Verfahrens von der Länge der Zeitperiode ab und
ist für bestimmte
Anwendungsgebiete zu langsam oder zu ungenau.A
possible
Determination of the lock state is the counting of the oscillations of the reference signal
and the vibrations of the voltage controlled oscillator in one
fixed time period. A comparison of these numbers gives the locking state.
However, it depends
the accuracy of this method from the length of the time period and
is for certain
Application areas too slow or too inaccurate.
Eine
weitere Möglichkeit
zur Ermittlung des Einrastzustandes ist die Überwachung der eingestellten
Steuerspannung des spannungsgesteuerten Oszillators. Liegt diese
Steuerspannung außerhalb
eines definierten Spannungsbereichs, liegt eine Fehlfunktion der
Phasenregelschleife vor. Nachteilig an dieser Methode ist, dass
nur eine relativ große
Abweichung der Regelschleife detektiert werden kann.A
another possibility
To determine the lock state, the monitoring of the set
Control voltage of the voltage controlled oscillator. Is this
Control voltage outside
a defined voltage range, is a malfunction of
Phase locked loop. The disadvantage of this method is that
only a relatively large one
Deviation of the control loop can be detected.
Alternativ
wird auch ein digitaler Phasendetektor parallel zu der Phasenregelschleife
betrieben. Mit dem Phasedetektor kann abgeleitet werden, ob der
Regelkreis geschlossen oder offen ist, d. h. gerastet oder nicht
gerastet ist. Schaltungstechnisch ist es dabei problematisch, dass
ein digitaler Phasendetektor für
den gerasteten Zustand einen Phasenunterschied zwischen dem spannungsgesteuerten
Oszillator und dem Referenzsignal von 0° voraussetzt. Ein analoger Regelkreis
stellt dagegen eine Phasendifferenz von 90° ein.alternative
Also, a digital phase detector is parallel to the phase locked loop
operated. With the Phasedetektor can be derived whether the
Closed or open loop, d. H. rested or not
is locked. Circuit technology, it is problematic that
a digital phase detector for
the latched state is a phase difference between the voltage controlled
Oscillator and the reference signal of 0 ° requires. An analogue control circuit
On the other hand, it sets a phase difference of 90 °.
Es
ist deshalb Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung
zum Ermitteln eines Rastzustandes zu finden, die einfach, präzise und auch
für analoge
Phasenregelkreise anwendbar sind.It
is therefore an object of the invention, a method and an apparatus
to find a lazy state that is simple, accurate and also
for analog
Phase locked loops are applicable.
Die
Aufgabe ist durch das erfindungsgemäße Verfahren zum Ermitteln
eines Rastzustands einer Phasenregelschleife nach Anspruch 1 gelöst. Die Phasenregelschleife
weist eine gesteuerte Signalquelle auf, deren Frequenz durch ein
Steuersignal geregelt wird. Nachfolgend wird stellvertretend für Signalquellen
nur noch auf einen spannungsgesteuerten Oszillator Bezug genommen.
Zuerst wird ein Störsignal
mit einer Störfrequenz
und einer Störamplitude
erzeugt und z. B. durch Summation auf das Steuersignal moduliert.
Eine theoretische Auftrittsfrequenz des Störsignals im Spektrum eines
Signals der Phasenregelschleife und deren theoretischer Spektralwert
werden für
den Fall einer eingerasteten Phasenregelschleife berechnet. Ein
Spektralwert des Signals der Phasenregelschleife wird bei der berechneten
theoretischen Auftrittsfrequenz des Störsignals gemessen und mit dem
berechneten theoretischen Spektralwert verglichen.The
Task is determined by the inventive method for determining
a latching state of a phase locked loop according to claim 1 solved. The phase locked loop
has a controlled signal source whose frequency is controlled by a
Control signal is regulated. The following is representative of signal sources
only referred to a voltage controlled oscillator reference.
First, a jamming signal
with a noise frequency
and an interference amplitude
generated and z. B. modulated by summation to the control signal.
A theoretical occurrence frequency of the interfering signal in the spectrum of a
Signals of the phase locked loop and their theoretical spectral value
be for
calculated the case of a locked phase locked loop. One
Spectral value of the signal of the phase locked loop is calculated at the
theoretical occurrence frequency of the interfering signal measured and with the
calculated theoretical spectral value compared.
Die
Aufgabe ist auch durch die erfindungsgemäße Phasenregelschleife gemäß Anspruch
8 gelöst.
Die Phasenregelschleife weist eine durch ein Steuersignal gesteuerte
Signalquelle auf. Zusätzlich wird
in einem Störsignalgenerator
ein Störsignal
mit einer Störfrequenz
und einer Störamplitude
erzeugt und in einem Mischer, der mit dem Störsignalgenerator und dem gesteuerten
Oszillator verbunden ist, auf das Steuersignal moduliert. In einer
Auskoppelvorrichtung in der Phasenregelschleife wird ein Signal am
Ausgang der Phasenregelschleife abgezweigt und an eine Messvorrichtung
gegeben. Eine Steuervorrichtung berechnet eine theoretische Auftrittsfrequenz
des Störsignals
in dem Spektrum des abgezweigten Signals und deren theoretischen
Spektralwert im Falle einer eingerasteten Phasenregelschleife. Die
Messvorrichtung erhält
von der Steuervorrichtung die theoretische Auftrittsfrequenz und
misst den Spektralwert des ausgekoppelten Signals bei der theoretischen
Auftrittsfrequenz. Die Vergleichseinrichtung ist mit der Messvorrichtung
verbunden und vergleicht den theoretischen Spektralwert und den gemessenen
Spektralwert.The
The object is also achieved by the phase locked loop according to the invention
8 solved.
The phase-locked loop has a control signal controlled by a control signal
Signal source on. In addition will
in an interfering signal generator
an interference signal
with a noise frequency
and an interference amplitude
generated and in a mixer with the interfering signal generator and the controlled
Oscillator is connected to the control signal modulated. In a
Decoupling device in the phase locked loop is a signal on
Output of the phase locked loop branched off and to a measuring device
given. A controller calculates a theoretical occurrence frequency
of the interference signal
in the spectrum of the branched signal and its theoretical
Spectral value in case of a locked phase locked loop. The
Receives measuring device
from the control device the theoretical frequency of occurrence and
measures the spectral value of the decoupled signal at the theoretical
Occurrence frequency. The comparison device is with the measuring device
connected and compares the theoretical spectral value and the measured
Spectral value.
Die
erfindungsgemäßen Lösungen sind
besonders vorteilhaft, da Einspeisung eines Störtons und die Messung einer
Spektrallinie im Spektrum sehr einfach zu realisieren sind. Durch
theoretische Berechnungen lassen sich die Frequenz und der Wert
der gemessenen Spektrallinie sehr genau bestimmen. Aus dem Vergleich
der Theorie und der Messung, kann man eine Aussage über den
Rastzustand treffen. Stimmt die Messung mit der Theorie überein,
d. h. bei einem positiven Vergleichsergebnis, kann davon gesprochen
werden, dass ein Rastzustand vorliegt. Diese Lösung ist besonders für analoge
Phasenregelkreise vorteilhaft, da für diese nur eine sehr ungenaue
Bestimmung des Rastzustandes oder eine schaltungstechnisch aufwendige
Lösung bekannt
war.The solutions according to the invention are particularly advantageous, since the introduction of a disturbing sound and the measurement of a spectral line in the spectrum are very easy to implement. By theoretical calculations, the frequency and the value of the measured spectral line can be determined very accurately. By comparing the theory and the measurement, one can make a statement about the resting state. If the measurement agrees with the theory, ie with a positive comparison result, it can be said that there is a latching state. This solution is particularly advantageous for analog phase locked loops, since for these only a very inaccurate determination of the latching state or a circuit technically complicated solution was known.
Die
Unteransprüche
betreffen vorteilhafte Weiterentwicklungen der Erfindung.The
under claims
relate to advantageous developments of the invention.
Die
Störfrequenz
und die Störamplitude
des Störtons
legen einige Randbedingungen für
die Messung der Spektrallinie fest.The
interference frequency
and the interference amplitude
the disturbing sound
set some boundary conditions for
the measurement of the spectral line.
Es
ist vorteilhaft, wenn Störfrequenz
und Störamplitude
so gewählt
sind, dass der Modulationsindex kleiner eins ist. Der Modulationsindex
des frequenzmodulierten Ausgangssignals des gesteuerten Oszillators,
der durch das mit dem Störton
modulierte Steuersignal angesteuert wird, wird durch das Verhältnis von
Frequenzänderung
zu der Modulationsfrequenz bestimmt, wobei die Modulationsfrequenz
der Störfrequenz
entspricht und die Frequenzänderung
proportional zu der Störamplitude
ist. Für kleine
Modulationsindizes entstehen in dem Leistungsspektrum des durch
den gesteuerten Oszillator frequenzmodulierten Signals nur ein rechtes
und ein linkes Seitenband. Für
sehr kleine Modulationsindizes kann die Amplitude bzw. die Leistung
des ersten Seitenbandes besonders einfach durch eine FM-Schmalbandnäherung berechnet
werden. Da diese für
einen gegen Null gehenden Modulationsindex immer besser wird, ist
es besonders vorteilhaft den Modulationsindex wesentlich kleiner
als eins zu wählen.
Wesentlich kleiner als eins heißt
dabei z. B. mindestens um eine Größenordnung kleiner.It
is advantageous when interference frequency
and noise amplitude
so chosen
are that the modulation index is less than one. The modulation index
the frequency modulated output of the controlled oscillator,
the one with the sturgeon sound
modulated control signal is driven by the ratio of
frequency change
determined to the modulation frequency, wherein the modulation frequency
the interference frequency
corresponds and the frequency change
proportional to the interference amplitude
is. For small
Modulation indices arise in the performance spectrum of
the controlled oscillator frequency modulated signal only a right
and a left sideband. For
very small modulation indices may be the amplitude or the power
of the first sideband particularly easily calculated by an FM narrow-band approximation
become. Since these are for
is getting better and better at a zero modulation index
it particularly advantageous the modulation index much smaller
to vote as one.
Much smaller than one means
while z. B. at least one order of magnitude smaller.
Es
ist weiterhin vorteilhaft, die Störfrequenz und Störamplitude
so zu wählen,
dass ein genügend großer Signal-Rausch
Abstand von dem Wert der gemessenen Spektrallinie zu dem Rauschwert
bei der gemessenen Frequenz erreicht wird. Dadurch lassen sich Fehler
bei der Messung der Spektrallinie durch das Rauschen der Phasenregelschleife
vermeiden.It
is also advantageous, the Störfrequenz and Störamplitude
so to choose
that a sufficiently large signal noise
Distance from the value of the measured spectral line to the noise value
is reached at the measured frequency. This can be mistakes
in the measurement of the spectral line by the noise of the phase locked loop
avoid.
Zusätzlich ist
es vorteilhaft, die Störfrequenz so
zu wählen,
dass die Auftrittsfrequenz größer als die Bandbreite
der Phasenregelschleife ist oder so groß zu wählen, dass das Seitenbandrauschen
der Phasenregelschleife so stark abgefallen ist, dass ein günstiges
Signal-Rausch Verhältnis
erreicht wird. Liegt die Störfrequenz
des Störtons
außerhalb
der Bandbreite der Phasenregelschleife, wird die Phasenregelschleife
nicht von dem Störton
beeinflusst und vor allem wird die Amplitude des Störtons nicht durch
die Phasenregelschleife in seiner Auftrittsfrequenz verschoben.In addition is
it is advantageous, the interference frequency so
to choose,
that the occurrence frequency is greater than the bandwidth
the phase locked loop is to be chosen or so large that the sideband noise
the phase locked loop has dropped so much that a favorable
Signal-to-noise ratio
is reached. Is the interference frequency
the disturbing sound
outside
the bandwidth of the phase locked loop, the phase locked loop
not from the noise
influenced and above all, the amplitude of the sound is not through
shifted the phase locked loop in its occurrence frequency.
Von
Vorteil ist es weiterhin, den theoretischen Spektralwert des ersten
Seitenbandes als Auftrittsfrequenz mittels der Schmalbandnäherung für Frequenzmodulation
zu berechnen. Das Ergebnis der Schmalbandnäherung erlaubt ein sehr einfaches Berechnen
des theoretischen Spektralwerts des ersten Seitenbandes des von
dem gesteuerten Oszillator frequenzmodulierten Signals.From
Another advantage is the theoretical spectral value of the first
Side band as occurrence frequency by means of the narrow band approximation for frequency modulation
to calculate. The result of the narrowband approximation allows a very simple calculation
of the theoretical spectral value of the first sideband of
the controlled oscillator frequency modulated signal.
Das
Verfahren zur Ermittlung des Rastzustandes ist besonders vorteilhaft
in den Messpausen des eigentlichen Messvorgangs anzuwenden, d. h. der
Störton
wird in einer Betriebspause eingespeist und die Spektrallinie daraufhin
gemessen und mit den aus der Theorie ermittelten Werten verglichen. Dadurch
stört die
Ermittlung des Rastzustandes den Betrieb der Phasenregelschleife,
z. B. während
einer Messung, nicht. Der Betrieb bezieht sich dabei auf die Verwendung
des Signals der Phasenregelschleife und nicht auf deren An- und
Aus-Zustand. Dies lässt
sich z. B. durch einen Schalter zwischen dem Störtongenerator und der Phasenregelschleife
erreichen.The
Method for determining the latching state is particularly advantageous
to be used in the measurement pauses of the actual measurement process, d. H. of the
disturbance tone
is fed in a break and then the spectral line
measured and compared with the values determined from the theory. Thereby
disturbs the
Determination of the latching state, the operation of the phase-locked loop,
z. During
a measurement, not. The operation refers to the use
the signal of the phase locked loop and not on their arrival and
Off state. This leaves
z. B. by a switch between the Störtongenerator and the phase locked loop
to reach.
Das
Verfahren zur Ermittlung des Rastzustandes ist auch vorteilhaft
so anzuwenden, dass die Störfrequenz
bzw. die Auftrittsfrequenz des Störtons außerhalb des im Betrieb benutzten
Frequenzspektrums der Phasenregelschleife liegt. Das benutzte Frequenzspektrum
beinhaltet dabei alle für
die Anwendung der Phasenregelschleife relevanten Frequenzen. Dadurch
kann die Ermittlung des Rastzustandes auch während des Betriebs und ohne
dessen Störung durchgeführt werden.
Auch in Kombination mit der Messung in Betriebspausen kann dies von
Vorteil sein, da so eventuell nachschwingende Effekte des Störsignals
in einem nach der Ermittlung des Rastzustandes folgenden Betrieb
keine Störung dessen
verursachen.The
Method for determining the latching state is also advantageous
apply so that the disturbance frequency
or the occurrence frequency of the disturbing sound outside of that used in the operation
Frequency spectrum of the phase locked loop is located. The used frequency spectrum
includes all for
the application of the phase locked loop relevant frequencies. Thereby
The determination of the locking state can also during operation and without
whose fault is being carried out.
Also in combination with the measurement during breaks this can be done by
Be advantage, because so possibly resonant effects of the interference signal
in a following operation after the determination of the locking state
no disturbance of it
cause.
Bezüglich des
Vergleichs des theoretischen Spektralwerts und des gemessenen Spektralwerts
ist es vorteilhaft, einen Wertebereich um den berechneten theoretischen
Spektralwert zu definieren und dann zu vergleichen, ob der gemessene
Spektralwert in dem definierten Wertebereich liegt. Dadurch wird der
Vergleich der Theorie und der Messung unempfindlich gegen kleinere
Messfehler und das Rauschen des Phasenregelkreises. Im Falle eines
Leistungsspektrums wird ein Leistungsbereich vorteilhaft in der
Größenordnung
der Varianz des Regelkreisrauschens und/oder der Messfehler gewählt. Alternativ
ist es auch möglich,
den Leistungsbereich etwas kleiner zu wählen und den theoretischen
Leistungswert der Spektrallinie um die Varianz des Phasenregelkreisrauschens
bei der Auftrittsfrequenz nach oben zu korrigieren. Dies gilt natürlich entsprechend für ein Amplitudenspektrum,
Phasenspektrum und sonstige Transformationen dieser Spektren.Regarding the
Comparison of the theoretical spectral value and the measured spectral value
it is advantageous to have a range of values around the calculated theoretical
Define spectral value and then compare whether the measured
Spectral value is in the defined value range. This will be the
Comparison of the theory and the measurement insensitive to smaller ones
Measurement error and the noise of the phase locked loop. in case of a
Power spectrum will be beneficial in the performance range
Magnitude
the variance of the loop noise and / or the measurement error selected. alternative
it is also possible
the power range to choose something smaller and the theoretical
Power value of the spectral line around the variance of the phase locked loop noise
to correct upward at the occurrence frequency. Of course, this applies correspondingly to an amplitude spectrum,
Phase spectrum and other transformations of these spectra.
Ähnlich dem
Wertebereich kann ein Frequenzbereich vorteilhaft um die berechnete
theoretische Auftrittsfrequenz definiert werden und alle Leistungen
der in dem Frequenzbereich liegenden Frequenzen gemessenen werden.
Die gemessenen Frequenzen können
sowohl einzeln mit dem theoretischen Wert verglichen werden oder
aus den einzelnen Spektralwertmessungen kann ein Gesamtspektrallinie
approximiert werden, deren Maximum mit dem theoretischen Spektralwert
verglichen werden kann. Wichtig ist dabei, den Frequenzbereich nicht
so groß zu
wählen,
dass eine Auftrittsfrequenz des Störtons bei einer nicht eingerasteten
Phasenregelschleife noch in dem Frequenzbereich liegt. Dies hat
den Vorteil, gegenüber Unsicherheiten
in der Frequenzmessung unempfindlich zu sein.Similar to the value range, a frequency range can advantageously be defined around the calculated theoretical occurrence frequency and all powers of the frequencies lying in the frequency range can be measured. The measured frequencies can be individually with the theoreti From the individual spectral value measurements, an overall spectral line can be approximated whose maximum can be compared with the theoretical spectral value. It is important not to choose the frequency range so great that an occurrence frequency of the interference sound is still in the frequency range at a not locked phase-locked loop. This has the advantage of being insensitive to uncertainties in the frequency measurement.
Ein
weiterer Vorteil ist es, die Spektrallinie nach einem Phasendetektor,
der zwischen dem gesteuerten Oszillator und der Auskoppelvorrichtung angebracht
ist, zu messen. Der Phasendetektor verschiebt das Frequenzspektrum
um die Referenzfrequenz auf Null und so lässt sich die Störfrequenz
direkt als Auftrittsfrequenz messen. Es ist zusätzlich von Vorteil, direkt
nach dem Phasendetektor zu messen, da ein Schleifenfilter, z. B.
ein Tiefpass oder ein Integrator, die Amplitude der Spektrallinie
verändern oder
eventuell sogar nicht nachvollziehbar verändern können.One
Another advantage is the spectral line after a phase detector,
which is mounted between the controlled oscillator and the decoupling device
is to measure. The phase detector shifts the frequency spectrum
around the reference frequency to zero and so can the disturbance frequency
Measure directly as occurrence frequency. It is also an advantage, directly
to measure after the phase detector, since a loop filter, for. B.
a low pass or an integrator, the amplitude of the spectral line
change or
may even not be understandable change.
Es
ist auch vorteilhaft, den Störton
direkt vor dem gesteuerten Oszillator einzuspeisen, damit die Modulationsfrequenz
und die Frequenzänderung
dadurch möglichst
genau bekannt sind.It
is also beneficial, the noise
feed directly in front of the controlled oscillator, so that the modulation frequency
and the frequency change
as possible
are known exactly.
Nachfolgend
werden verschiedene Ausführungsbeispiele
der erfindungsgemäßen Phasenregelschleife
und des erfindungsgemäßen Verfahrens zur
Ermittlung eines Rastzustandes einer Phasenregelschleife anhand
der Zeichnung beschrieben. Die Zeichnung zeigt:following
Be different embodiments
the phase locked loop according to the invention
and the method according to the invention for
Determining a latching state of a phase locked loop based on
described the drawing. The drawing shows:
1 eine
schematische Darstellung des ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Phasenregelkreises; 1 a schematic representation of the first embodiment of the phase-locked loop according to the invention;
2 eine
schematische Darstellung eines theoretischen Leistungsspektrums
des Ausgangssignals des gesteuerten Oszillators des Ausführungsbeispiels
des erfindungsgemäßen Phasenregelkreises; 2 a schematic representation of a theoretical power spectrum of the output signal of the controlled oscillator of the embodiment of the phase locked loop according to the invention;
3 eine
schematische Darstellung eines Leistungsspektrums des Ausgangssignals
des Phasendetektors eines ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Phasenregelkreises; 3 a schematic representation of a power spectrum of the output signal of the phase detector of a first embodiment of the phase locked loop according to the invention;
4 eine
schematische Darstellung eines positiven Vergleichs zwischen einer
gemessenen Leistungsspektrallinie und einem Leistungsbereich um
die theoretische Leistungsspektrallinie des Ausgangssignals des
Phasendetektors des Ausführungsbeispiels
des erfindungsgemäßen Phasenregelkreises; 4 a schematic representation of a positive comparison between a measured power spectral line and a power range to the theoretical power spectral line of the output signal of the phase detector of the embodiment of the phase locked loop according to the invention;
5 eine
schematische Darstellung eines negativen Vergleichs zwischen einer
gemessenen Leistungsspektrallinie und einem Leistungsbereich um
die theoretische Leistungsspektrallinie des Ausgangssignals des
Phasendetektors des Ausführungsbeispiels
des erfindungsgemäßen Phasenregelkreises; 5 a schematic representation of a negative comparison between a measured power spectral line and a power range to the theoretical power spectral line of the output signal of the phase detector of the embodiment of the phase locked loop according to the invention;
6 eine
schematische Darstellung eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Phasenregelkreises;
und 6 a schematic representation of a second embodiment of the phase locked loop according to the invention; and
7 eine
Blockdarstellung eines Ausführungsbeispiels
des erfindungsgemäßen Verfahrens. 7 a block diagram of an embodiment of the method according to the invention.
Die
erfindungsgemäße Regelschleife
findet in den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen in einem Messgerät 1 zum
Messen von Mobilfunkgeräten
Anwendung. Das beschriebene Messgerät 1 misst das logarithmierte
Leistungsspektrum des Sendesignals eines Mobilfunkgeräts über die
logarithmierte Frequenz in einem eingestellten Frequenzbereich.
Die Funktionen des Messgeräts 1 werden
nicht beschrieben, solange sie keine Relevanz für die Erfindung zeigen. Die
Erfindung ist nicht beschränkt
auf die Anwendung in einem Messgerät 1 für Mobilfunkgeräte, sondern
ist für
alle Phasenregelschleifen anwendbar, für die ein Rastzustand ermittelt
werden soll.The control loop of the invention finds in the embodiments described herein in a meter 1 for measuring mobile devices application. The described measuring device 1 Measures the logarithmized power spectrum of the transmission signal of a mobile device over the logarithm frequency in a set frequency range. The functions of the meter 1 are not described as long as they are not relevant to the invention. The invention is not limited to the application in a measuring device 1 for mobile devices, but is applicable to all phase locked loops for which a locking state is to be determined.
Das
erste Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Phasenregelschleife
in dem Messgerät 1 weist
einen analogen Regelschleifenabschnitt 2 und eine Rastzustandsermittlungsvorrichtung 3 auf.
Der Regelschleifenabschnitt 2 weist weiterhin einen spannungsgesteuerten
Oszillator 4 als gesteuerten Oszillator, einen Phasendetektor 5 und einen
Schleifenfilter 6 auf, die seriell in der Schleife miteinander
verbunden sind. Der Phasendetektor 5 erhält als Eingabe
neben dem Ausgangssignal 7 des spannungsgesteuerten Oszillators 4 (VCO;
voltage controlled oscillator) ein Referenzsignal 8 mit
einer Referenzfrequenz fref eines Referenzsignalgebers 9. Der
Referenzsignalgeber 9 ist in diesem Beispiel ohne Beschränkung der
Erfindung das zu untersuchende Signal des zu testenden Mobilfunkgeräts, das über eine
Schnittstelle 10 in das Messgerät 1 gegeben wird.
Der Phasendetektor 5 gibt ein Phasendifferenzsignal 11,
das proportional zu der Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal 7 des
VCOs 4 und dem Referenzsignal 8 ist, an den Schleifenfilter 6.
Der Phasendetektor 5 ist in diesem Ausführungsbeispiel als analoger
Multiplizierer realisiert.The first embodiment of the phase locked loop according to the invention in the measuring device 1 has an analog control loop section 2 and a resting state detecting device 3 on. The control loop section 2 also has a voltage controlled oscillator 4 as a controlled oscillator, a phase detector 5 and a loop filter 6 which are connected in series in the loop. The phase detector 5 receives as input next to the output signal 7 of the voltage controlled oscillator 4 (VCO; voltage controlled oscillator) a reference signal 8th with a reference frequency f ref of a reference signal generator 9 , The reference signal generator 9 In this example, without limiting the invention, the signal to be examined of the mobile device to be tested, which is connected via an interface 10 into the meter 1 is given. The phase detector 5 gives a phase difference signal 11 , which is proportional to the phase difference between the output signal 7 of the VCO 4 and the reference signal 8th is, to the loop filter 6 , The phase detector 5 is realized in this embodiment as an analog multiplier.
Das
Phasendifferenzsignal 11 enthält die verschiedensten Frequenzanteile.
Da der VCO mit einer zu der Frequenz proportionalen Spannung angesteuert
werden soll, filtert der Schleifenfilter 6 die nicht relevanten
Frequenzanteile z. B. mit einem Tiefpass und/oder einem Integrator
heraus und gibt das Steuersignal 12 an den VCO 4.
Die Transferfunktion des Schleifenfilters 6 regelt dabei
das Rauschen, die Stabilität
und das Regelverhalten der Regelschleife.The phase difference signal 11 contains the most varied frequency components. Since the VCO is to be driven with a voltage proportional to the frequency, the loop filter filters 6 the non-relevant frequency components z. B. with a low-pass and / or an integrator and outputs the control signal 12 to the VCO 4 , The transfer function of the loop filter 6 regulates the noise, the stability and the control behavior of the control loop.
Der
VCO 4 wird durch das Steuersignal 12 angesteuert
und erzeugt ein Ausgangssignal 7, das eine zu der Spannung
U12(t) des Steuersignals 12 proportionale
Frequenz aufweist. Die Zentrumsfrequenz, das ist die Frequenz, die
bei einer verschwindenden Phasendifferenz erzeugten Spannung U12(t) des Steuersignals 9, sollte
auf die Referenzfrequenz fref eingestellt
sein. Besteht am Phasedetektor 5 eine Phasendifferenz von
Null, gibt der VCO 4 ein zu dem Referenzsignal 8 kohärentes Ausgangssignal 7 mit der
Zentrumsfrequenz bzw. der Referenzfrequenz frei aus.
Läuft das
Ausgangssignal 7 dem Referenzsignal 8 hinterher,
wird die Frequenz des VCO 4 vergrößert bis das Ausgangssignal 7 das
Referenzsignal 8 eingeholt hat.The VCO 4 is by the control signal 12 controlled and generates an output signal 7 , one to the voltage U 12 (t) of the control signal 12 having proportional frequency. The center frequency, that is the frequency, the voltage U 12 (t) of the control signal generated at a vanishing phase difference 9 , should be set to the reference frequency f ref . Passes the phase detector 5 a phase difference of zero, gives the VCO 4 on to the reference signal 8th coherent output signal 7 with the center frequency or the reference frequency free . Runs the output signal 7 the reference signal 8th afterwards, the frequency of the VCO 4 increases until the output signal 7 the reference signal 8th caught up.
Dies
ist das allgemeine Prinzip einer Phasenregelschleife. Das bis jetzt
beschriebene Ausführungsbeispiel
ist nicht beschränkend
für die
Erfindung und die im folgenden beschriebene Vorrichtung zum Ermitteln
eines Rastzustandes einer Phasenregelschleife kann auf Phasenregelschleifen
jeder Art angewandt werden. Zum Beispiel können auch Phasenregelschleifen
mit Frequenzteilern, die die Frequenz des Ausgangssignals 7 und/oder
des Referenzsignals 8 teilen oder multiplizieren, um auch
von der Referenzfrequenz verschiedene Frequenzen synchronisieren
zu können.
Die Vorrichtung ist aber insbesondere für analoge Regelschleifen, wie
sie zum Beispiel hier beschrieben wurde, vorteilhaft.This is the general principle of a phase locked loop. The embodiment described so far is not limitative of the invention and the apparatus described below for determining a latching state of a phase locked loop can be applied to phase locked loops of any kind. For example, phase-locked loops with frequency dividers can also control the frequency of the output signal 7 and / or the reference signal 8th divide or multiply to be able to also synchronize frequencies different from the reference frequency. However, the device is particularly advantageous for analog control loops, as described for example here.
Erfindungsgemäß wird nun
ein Störsignal
in die Phasenregelschleife eingespeist und ein Signal an einer späteren Stelle
im Phasenregelkreis gemessen. Das Störsignal erzeugt im Falle einer
eingerasteten Phasenregelschleife in dem gemessenen Signal an einer
theoretisch berechenbaren Frequenz oder mehreren theoretisch berechenbaren
Frequenzen eine ebenfalls theoretisch berechenbare Amplitude, Leistung,
Phase oder sonstige spektrale Größen, die
mit der gemessenen spektralen Größe einer theoretisch
berechneten Frequenz verglichen wird. Stimmen diese beiden Größen überein,
ist die Phasenregelschleife in einem Rastzustand. Ist die Phasenregelschleife
nicht in einem Rastzustand, stimmen die theoretischen Überlegungen
und Berechnungen nicht, so dass der Vergleich negativ ausfallen muss.According to the invention will now
an interference signal
fed into the phase locked loop and a signal at a later point
measured in the phase locked loop. The interference signal generated in the case of
locked phase locked loop in the measured signal at a
theoretically calculable frequency or more theoretically calculable
Frequencies also theoretically calculable amplitude, power,
Phase or other spectral quantities that
with the measured spectral size of a theoretical
calculated frequency is compared. If these two sizes agree,
the phase locked loop is in a latching state. Is the phase locked loop
not in a state of rest, agree the theoretical considerations
and calculations do not, so the comparison must be negative.
In
dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel
wird in einem weiteren steuerbaren Oszillator 13 als Störsignalgenerator
ein Störsignal 14 mit
einer fest eingestellten Störfrequenz
fs und einer fest eingestellten maximalen
Störamplitude
A14 erzeugt. Es ist besonders vorteilhaft,
wenn das Störsignal
nur einen reinen Störton
mit einer konstanten Amplitude A14 und nur
einer auftretenden Frequenz fs aufweist. Die
Störfrequenz
fs und die maximale Störamplitude A14 des
gesteuerten Oszillators wird über
das Amplitudensteuersignal 16 und das Frequenzsteuersignal 17 von
einer Steuervorrichtung 15 eingestellt. Das Störsignal 14 wird
in einem additiven Mischer 18 auf das Steuersignal 12 moduliert
und das durch das Störsignal 14 modulierte
Steuersignal 19 wird an den VCO 4 gegeben. Der
Addierer 18 ist besonders vorteilhaft zwischen dem Schleifenfilter 6 und
dem VCO 4 angeordnet, da der Schleifenfilter 6 das
Störsignal 14 aus
dem modulierten Steuersignal 19 wieder herausfiltern könnte oder
zumindest die Amplitude des Störtons
reduzieren könnte.
Alternativ könnte
auch eine andere Mischung, z. B. multiplikativ, verwendet werden,
allerdings wird sich eine additive Mischung als besonders geschickt
herausstellen. Eine additive Mischung bezeichnet dabei jede Linearkombination der
beiden Signal 12 und 14 a U12(t)
+ b U14(t), wobei a weiterhin gleich 1 bleiben
sollte, um eine unnötige Anpassung
des VCOs 4 an den Addierer 18 zu vermeiden und
b ebenfalls als +/–1
gewählt
werden sollte, um die Rechnung nicht durch unnötige Vorfaktoren zu erschweren.
In diesem Beispiel wird von a = b = 1 ausgegangen.In the embodiment described here is in another controllable oscillator 13 as interference signal generator an interference signal 14 generated with a fixed interference frequency f s and a fixed maximum interference amplitude A 14 . It is particularly advantageous if the interference signal has only a pure interference sound with a constant amplitude A 14 and only one occurring frequency f s . The interference frequency f s and the maximum interference amplitude A 14 of the controlled oscillator is via the amplitude control signal 16 and the frequency control signal 17 from a control device 15 set. The interference signal 14 is in an additive mixer 18 on the control signal 12 modulated and that by the interference signal 14 modulated control signal 19 will be sent to the VCO 4 given. The adder 18 is particularly advantageous between the loop filter 6 and the VCO 4 arranged since the loop filter 6 the interfering signal 14 from the modulated control signal 19 could filter out again or at least reduce the amplitude of the disturbing sound. Alternatively, another mixture, for. Multiplicatively, however, an additive mixture will prove particularly adept. An additive mixture designates each linear combination of the two signals 12 and 14 a U 12 (t) + b U 14 (t), where a should remain equal to 1 to avoid unnecessary adaptation of the VCO 4 to the adder 18 should be avoided and b should also be chosen as +/- 1, so as not to complicate the calculation by unnecessary pre-factors. In this example we assume a = b = 1.
Die
nachfolgende Überlegung
trifft nur für den
Fall einer eingerasteten Phasenregelschleife zu und wird zum Ermitteln
eines Rastzustandes ausgenutzt. Ist die Phasenregelschleife eingerastet,
ist der Phasenunterschied zwischen dem Ausgangssignal 7 und
dem Referenzsignal 8 gleich Null und die Steuerspannung
U12(t) ist zeitlich konstant. Würde der
VCO 4 mit dem Steuersignal 12 angesteuert werden,
würde das
Ausgangssignal 7 die Referenzfrequenz frei und
die vom VCO 4 eingestellte Amplitude A7 aufweisen.
Die Amplitude A7 soll im Folgenden ohne
Beschränkung
der Erfindung als 1 angenommen werden.The following consideration applies only in the case of a locked phase locked loop and is used to determine a latching state. When the phase locked loop is locked, the phase difference between the output is 7 and the reference signal 8th equal to zero and the control voltage U 12 (t) is constant over time. Would the VCO 4 with the control signal 12 be driven, the output would be 7 the reference frequency is free and that of the VCO 4 have set amplitude A 7 . The amplitude A 7 shall be assumed to be 1 below without limiting the invention.
Der
VCO 4 wird aber durch das mit dem Störsignal 14 modulierte
Steuersignal 19 angesteuert. Der VCO 4 erzeugt
dementsprechend ein mit der Störfrequenz
fs frequenzmoduliertes Ausgangssignal 7 mit
der Grundfrequenz oder Trägerfrequenz
fref. Der Modulationsindex β = df/fs des frequenzmodulierten Ausgangssignals 7 ist
definiert als das Verhältnis
von dem Frequenzunterschied df, der durch die Amplitude A14 und die Kennlinie des VCO 4 bestimmt
wird, zu der Modulationsfrequenz, d. h. der Störfrequenz fs. Das
Amplitudenspektrum des frequenzmodulierten Ausgangssignals 7,
wie in 2 dargestellt, weist nun neben der Hauptspektrallinie 20 Seitenbänder oder
Nebenspektrallinien 21 und 22 bei der Auftrittsfrequenz
des Störsignals
fref ± nfs mit n = 1, 2, 3, ... auf. Der Modulationsindex β legt die
Amplitude der n-ten Nebenspektrallinien als die Besselfunktion des Modulationsindexes
n-ter Ordnung fest. Eine dieser Nebenspektrallinien kann gemessen
werden und mit deren theoretischen berechneten Amplitudenwert As verglichen werden. Dabei ist zu beachten,
dass für kleine
Modulationsindizes β nur
die ersten Seitenbänder 21 und 22 mit
n = 1 auftreten und für
größere Modulationsindizes β immer mehrere
Seitenbänder höherer Ordnung
erscheinen und kleinerer Ordnung wieder verschwinden können. Deshalb
wird vorzugsweise das Störsignal 14 so
gewählt,
dass ein kleiner Modulationsindex β, z. B. kleiner 1, entsteht,
bei dem nur ein Seitenband 21 und 22 erster Ordnung
auftritt, um Verwechslungen der Seitenbänder bei einer nicht eingerasteten
Phasenregelschleife, in der die Auftrittsfrequenz der Seitenbänder unbekannt
ist, zu verhindern. Ist der Modulationsindex β weiterhin wesentlich kleiner
1, lässt
sich die Besselfunktion erster Ordnung durch die Gerade mit der
Steigung β/2
nähern. Diese
Näherung
ist im Zusammenhang mit der Frequenzmodulation als Schmalbandnäherung oder FM-Schmalbandnäherung bekannt.
Für Modulationsindizes β wesentlich
kleiner als 1 lässt
sich also die Amplitude der Seitenbänder als der halbe Modulationsindex β/2 bzw. als
A7β/2,
falls A7 ungleich 1 ist, berechnen. Zu beachten
ist in 2, dass ein theoretisches Amplitudenspektrum abgebildet
ist und das Rauschen der Phasenregelschleife vernachlässigt wurde.The VCO 4 but is by the with the interfering signal 14 modulated control signal 19 driven. The VCO 4 generates accordingly with the noise frequency f s frequency modulated output signal 7 with the fundamental frequency or carrier frequency f ref . The modulation index β = df / f s of the frequency-modulated output signal 7 is defined as the ratio of the frequency difference df caused by the amplitude A 14 and the characteristic of the VCO 4 is determined, to the modulation frequency, ie the interference frequency f s . The amplitude spectrum of the frequency-modulated output signal 7 , as in 2 now shown next to the main spectral line 20 Sidebands or side spectral lines 21 and 22 at the occurrence frequency of the interfering signal f ref ± nf s with n = 1, 2, 3, ... on. The modulation index β determines the amplitude of the n-th minor spectral lines as the Bessel function of the n-th order modulation index. One of these secondary spectral lines can be measured and compared with their theoretically calculated amplitude value A s . It should be noted that for small modulation indices β only the first sidebands 21 and 22 occur with n = 1 and for larger modulation indices β always more sidebands of higher order appear and smaller order can disappear again. Therefore, preferably, the noise signal 14 chosen such that a small modulation index β, z. B. smaller 1, arises, in which only one sideband 21 and 22 first order occurs to prevent confusion of the sidebands in an unlocked phase locked loop in which the frequency of occurrence of the sidebands is unknown. If the modulation index β continues to be much smaller than 1, the Bessel function of the first order can be approximated by the straight line with the gradient β / 2. This approximation is known in the context of frequency modulation as narrow band approximation or FM narrow band approximation. For modulation indices β substantially smaller than 1, the amplitude of the sidebands can thus be calculated as half the modulation index β / 2 or as A 7 β / 2, if A 7 is not equal to 1. Please note in 2 in that a theoretical amplitude spectrum is mapped and the noise of the phase-locked loop has been neglected.
Das
Ausgangssignal 7 mit dem in 2 beschriebenen
Amplitudenspektrum wird dem Phasendetektor 5 zugeführt und
es wird eine Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal 8 und
dem Ausgangssignal 7 bestimmt. Da die Phasenregelschleife eingerastet
ist, ist die Phasendifferenz der Signalanteile der Hauptspektrallinie 20 des
Ausgangssignals 7 mit fref und
der Referenzschwingung weiterhin gleich Null. Die Signalanteile
der Seitenbänder 21 und 22 erzeugen
allerdings eine Phasendifferenz zu der Referenzschwingung, die wiederum
mit der Störfrequenz
fs schwingt. Das Spektrum des Ausgangssignals 7 wird
also in dem Phasendetektor 5 um die Referenzfrequenz fref gegen Null Hertz verschoben.The output signal 7 with the in 2 described amplitude spectrum is the phase detector 5 and there is a phase difference between the reference signal 8th and the output signal 7 certainly. Since the phase locked loop is locked, the phase difference of the signal components is the main spectral line 20 the output signal 7 with f ref and the reference oscillation still equal to zero. The signal components of the sidebands 21 and 22 However, generate a phase difference to the reference vibration, which in turn oscillates with the noise frequency f s . The spectrum of the output signal 7 So it is in the phase detector 5 shifted by the reference frequency f ref to zero hertz.
Dies
ist auch durch die Multiplikation des Referenzsignals 8 mit
dem Ausgangssignal 7 in dem analogen Multiplizierer als
Phasendetektor 5 zu erklären, die im Frequenzraum eine
Faltung der Amplitudenspektren des Referenzsignals 8 und
des Ausgangssignals 7 ergibt. Idealerweise ist das Amplitudenspektrum
des Referenzsignals 8 eine Deltafunktion bei der Referenzfrequenz
fref, welche durch eine Faltung mit dem
Amplitudenspektrum des Ausgangssignals 7 dieses um fref verschiebt auf Null verschiebt. Hat das
Referenzsignal 8 eine Amplitude von eins, bleiben die Amplituden
des Amplitudenspektrums des Ausgangssignals 7 erhalten.
Sollte der Phasendetektor 5, d. h. der analoge Multiplikator,
eine Skalierung der Amplituden verursachen oder die Amplitude des
Referenzsignals 8 ungleich 1 sein, müssten die theoretisch berechneten
Amplituden des Amplitudenspektrums des Phasendifferenzsignals 11 entsprechend
angepasst werden.This is also due to the multiplication of the reference signal 8th with the output signal 7 in the analog multiplier as a phase detector 5 to explain that in the frequency domain a convolution of the amplitude spectra of the reference signal 8th and the output signal 7 results. Ideally, the amplitude spectrum of the reference signal 8th a delta function at the reference frequency f ref , which by a convolution with the amplitude spectrum of the output signal 7 this shifts to f ref shifts to zero. Has the reference signal 8th an amplitude of one, remain the amplitudes of the amplitude spectrum of the output signal 7 receive. Should the phase detector 5 , ie the analog multiplier, cause a scaling of the amplitudes or the amplitude of the reference signal 8th be equal to 1, would have the theoretically calculated amplitudes of the amplitude spectrum of the phase difference signal 11 be adjusted accordingly.
Im
Weiteren wird die Amplitude des Referenzsignals 8 und die
Skalierung des Phasendetektors 5 als 1 angenommen, so dass
die berechneten Amplituden des Amplitudenspektrums des Ausgangssignals 7 der
um fref verschobenen Spektrallinien 20, 21 und 22 angewandt
werden können.In the following, the amplitude of the reference signal 8th and the scaling of the phase detector 5 as 1, so that the calculated amplitudes of the amplitude spectrum of the output signal 7 the spectral lines shifted by f ref 20 . 21 and 22 can be applied.
In
dem Phasendifferenzsignal 11 tritt also das erste Seitenband 21 und 22 des
frequenzmodulierten Ausgangssignals 7 direkt an der Störfrequenz fs auf und zeigt eine Amplitude von β/2. Für eine Messung
der Amplitude des ersten Seitenbands nach dem Phasendetektor 5 wird
nur die Störfrequenz
und für
die Berechnung der theoretischen Amplitude des ersten Seitenbands
im Phasendifferenzsignal 11 nur der Modulationsindex β benötigt, wobei β sich aus der
Störfrequenz
und der Störamplitude
mit dem Wissen der VCO-Kennlinie berechnen lässt. Deshalb ist es besonders
geschickt, die Amplitude des ersten Seitenbandes im Phasendifferenzsignal 11 zu
messen und mit der theoretischen Amplitude zu vergleichen. Zusätzlich ist
es einfacher, Spektrallinien kleiner Frequenzen zu messen.In the phase difference signal 11 So the first sideband occurs 21 and 22 the frequency modulated output signal 7 directly at the noise frequency f s and shows an amplitude of β / 2. For a measurement of the amplitude of the first sideband after the phase detector 5 becomes only the noise frequency and for the calculation of the theoretical amplitude of the first sideband in the phase difference signal 11 only the modulation index β is required, where β can be calculated from the disturbance frequency and the disturbance amplitude with the knowledge of the VCO characteristic. Therefore, it is particularly handy to have the amplitude of the first sideband in the phase difference signal 11 to measure and compare with the theoretical amplitude. In addition, it is easier to measure spectral lines of small frequencies.
3 zeigt
ein logarithmiertes Leistungsspektrum P(f) des Phasendifferenzsignals 11,
das über
dem Logarithmus der Frequenz aufgetragen ist. Dies ist durch das
Messgerät 1 begründet, da
dieses ebenfalls ein logarithmiertes Leistungsspektrum über der
logarithmierten Frequenz aufträgt.
Das erste Seitenband 23 tritt in dem Phasendifferenzsignal 11 direkt
an der Störfrequenz
fs auf. 3 zeigt
nun auch den Verlauf des Seitenbandrauschens 24 in der
Phasenregelschleife, wobei die Phasenregelschleife Frequenzen innerhalb
der Bandbreite fL der Phasenregelschleife
auf die Referenzfrequenz frei zieht und
so das theoretische Seitenbandrauschen 25 für Frequenzen
kleiner fL reduziert. Bei der Frequenz des maximalen
Seitenbandrauschens 24 zeigt die Phasenregelschleife eine
Verstärkung
von 1. 3 shows a logarithmic power spectrum P (f) of the phase difference signal 11 , which is plotted over the logarithm of the frequency. This is through the meter 1 justified, since this also applies a logarithmiertes power spectrum over the logarithmierten frequency. The first sideband 23 occurs in the phase difference signal 11 directly at the interference frequency f s . 3 now shows the course of the sideband noise 24 in the phase locked loop, said phase locked loop pulls free frequencies within the bandwidth f L of the phase locked loop to the reference frequency and thus the theoretical side band noise 25 for frequencies smaller than f L reduced. At the frequency of maximum sideband noise 24 the phase locked loop has a gain of 1.
Zur
Messung des Amplitudenwertes der zu messenden Spektrallinie 23 wird
das Phasendifferenzsignal 11 in einer Auskoppelvorrichtung 26 ausgekoppelt
und neben dem Schleifenfilter 6 auch einer Messvorrichtung 27 zugeführt. Die
Auskoppelvorrichtung 26 kann z. B. eine Verzweigung sein.
Die Messvorrichtung 27 weist dabei einen einstellbaren
analogen Bandfilter 28 auf, dessen Mittenfrequenz über das
Frequenzsteuersignal 17 auf die Störfrequenz fs als
zu messende theoretische Auftrittsfrequenz eingestellt wird. Das
gefilterte Signal 29 wird einer Amplitudenmessvorrichtung 30 zugeführt, die
die Amplitude der gefilterten Schwingung mit der Frequenz fs misst. Die Amplitudenmessvorrichtung 30 gibt
ein Amplitudensignal 31 aus, das proportional zu der Amplitude
der gemessenen Spektrallinie bei der Störfrequenz fs ist.
Das Amplitudensignal 31 wird von der Messvorrichtung 27 an
einen Transformator 32 gegeben, der die Amplitude in das
gewünschte
Vergleichssystem transformiert. Da im Falle des Messgeräts 1 das
Vergleichssystem die logarithmierte Leistung ist, wird das Amplitudensignal 31 quadriert und
anschließend
logarithmiert und anschließend
als transformiertes Amplitudensignal 33 ausgegeben.For measuring the amplitude value of the spectral line to be measured 23 becomes the phase difference signal 11 in a decoupling device 26 decoupled and next to the loop filter 6 also a measuring device 27 fed. The decoupling device 26 can z. B. be a branch. The measuring device 27 has an adjustable analog band filter 28 on, whose center frequency via the frequency control signal 17 is set to the interference frequency f s as the theoretical occurrence frequency to be measured. The filtered signal 29 becomes an amplitude measuring device 30 supplied, which measures the amplitude of the filtered oscillation at the frequency f s . The amplitude measuring device 30 gives an amplitude signal 31 which is proportional to the amplitude of the measured spectral line at the noise frequency f s . The amplitude signal 31 is from the measuring device 27 to a transformer 32 given the amplitude in the desired Ver transformed equal system. As in the case of the meter 1 the comparison system is the logarithmized power becomes the amplitude signal 31 squared and then logarithmiert and then as a transformed amplitude signal 33 output.
Die
Steuervorrichtung 15 berechnet die theoretische Amplitude
der gemessenen Spektrallinie 23 im Falle einer eingerasteten
Phasenregelschleife und gibt ein theoretisches Amplitudensignal 34 aus, das
die gleiche Amplitude-Amplitudensignal-Kennlinie wie die Amplitudenmessvorrichtung 30 hat.
Dabei kann in der theoretischen Amplitude auch die Standardabweichung
des Seitenbandrauschens 24 an der Störfrequenz fs addiert
werden, falls die Standardabweichung gegenüber der Amplitude nicht vernachlässigbar
ist, um so einen systematischen Fehler zu vermeiden. Das theoretische
Amplitudensignal 34 wird in einem weiteren Transformator 35 in
das gleiche Vergleichssystem wie das transformierte Amplitudensignal 33 transformiert,
d. h. in diesem Fall wird das Amplitudensignal 35 quadriert
und logarithmiert. Der theoretische Amplitudenwert in diesem Vergleichssystem berechnet
sich also als 20log(β/2) [dB].
In diesem Vergleichssystem ist die logarithmierte Leistung der Hauptspektrallinie
gleich Null, weshalb die Amplitude des ersten Seitenpeaks 23 bzw. auch 21 und 22 dem
Seitenbandabstand entspricht. Das transformierte theoretische Amplitudensignal 36 wird
von dem Transformator 35 ausgegeben.The control device 15 calculates the theoretical amplitude of the measured spectral line 23 in the case of a locked phase locked loop and gives a theoretical amplitude signal 34 which has the same amplitude-amplitude signal characteristic as the amplitude measuring device 30 Has. In this case, in the theoretical amplitude, the standard deviation of the sideband noise 24 be added at the noise frequency f s , if the standard deviation from the amplitude is not negligible, so as to avoid a systematic error. The theoretical amplitude signal 34 will be in another transformer 35 in the same comparison system as the transformed amplitude signal 33 transformed, that is, in this case, the amplitude signal 35 squared and logarithmized. The theoretical amplitude value in this comparison system is thus calculated as 20log (β / 2) [dB]. In this comparison system, the logarithmic power of the main spectral line is zero, which is why the amplitude of the first side peak 23 or also 21 and 22 corresponds to the sideband distance. The transformed theoretical amplitude signal 36 is from the transformer 35 output.
Die
gemessene und die theoretische Amplitude können dabei in jedes beliebige
Vergleichssystem transformiert werden. Es ist auch denkbar, dass die
Leistung direkt gemessen wird, anstatt der Amplitude und die Transformatoren 32 und 35 unterschiedliche
Transformationen durchführen,
um den theoretischen Spektralwerte und den gemessenen Spektralwert
in das gleiche Vergleichssystem zu transformieren. Der Transformator 35 kann
auch in der Steuervorrichtung 15 integriert sein.The measured and the theoretical amplitude can be transformed into any comparison system. It is also conceivable that the power is measured directly, rather than the amplitude and the transformers 32 and 35 perform different transformations to transform the theoretical spectral values and the measured spectral value into the same comparison system. The transformer 35 can also be in the control device 15 be integrated.
Die
beiden transformierten Amplitudensignale 33 und 36 werden
einer Vergleichsvorrichtung 37 zugeführt, in der die beiden Signale 33 und 36 verglichen
werden und das Vergleichsergebnis als Rastsignal 38 ausgegeben
wird. Das Rastsignal 38 kann zum Beispiel als binäres Signal
realisiert sein, das zum Beispiel einen ersten Wert bei gleichen
Signalen 33 und 36 ausgibt und einen zweiten Wert
bei ungleichen Signalen 33 und 36. Um gegenüber Messfehlern
und dem Phasenregelschleifenrauschen unempfindlich zu sein, werden
die Signale 33 und 36 als gleich angesehen, wenn
der gemessene Spektrallinienwert oder dessen Transformation innerhalb
eines Wertebereichs oder eines entsprechend transformierten Wertebereichs
um den berechneten theoretischen Spektralwert oder um den transformierten
berechneten theoretischen Spektralwert liegt. Die Größe des Wertebereichs
könnte
sich zum Beispiel an der Größe der Messfehler
und/oder des Seitenbandrauschens 24 der Phasenregelschleife
orientieren. Im Vergleichssystem der Leistung wäre das die Varianz und im Vergleichssystem
der Amplitude die Standardabweichung.The two transformed amplitude signals 33 and 36 become a comparison device 37 fed in which the two signals 33 and 36 be compared and the comparison result as a latch signal 38 is issued. The locking signal 38 may for example be realized as a binary signal, for example, a first value for the same signals 33 and 36 and a second value for unequal signals 33 and 36 , To be insensitive to measurement errors and phase locked loop noise, the signals become 33 and 36 is considered equal if the measured spectral line value or its transformation lies within a value range or a correspondingly transformed value range around the calculated theoretical spectral value or about the transformed calculated theoretical spectral value. The size of the range of values could be, for example, the size of the measurement errors and / or sideband noise 24 orient the phase locked loop. In the comparison system of performance this would be the variance and in the comparison system of the amplitude the standard deviation.
4 zeigt
das logarithmierte Leistungsspektrum des Phasendifferenzsignals 11 im
Falle einer eingerasteten Phasenregelschleife und 5 im Falle
einer nicht eingerasteten Phasenregelschleife. Das Referenzzeichen 39 beschreibt
die Filterfunktion des Bandfilters 28 und das Referenzzeichen 41 die gemessene
Amplitude der Amplitudenmessvorrichtung 30. Um den theoretischen
Amplitudenwert, der in diesem konstruierten Fall mit dem gemessenen Amplitudenwert 41 übereinstimmt,
wird ein Vergleichsfenster 40 definiert mit einem unteren
und oberen erlaubten Grenzamplitudenwert 42 und 43. Im
Falle der eingerasteten Phasenregelschleife liegt die theoretische
und damit auch die gemessene Amplitude 41 des ersten Seitenbands 23 innerhalb
des Vergleichsfensters 40 und der Wert für gleiche
Signale 33 und 36 wird als Rastsignal 38 ausgegeben. 4 shows the logarithmized power spectrum of the phase difference signal 11 in the case of a locked phase locked loop and 5 in the case of an unlocked phase locked loop. The reference sign 39 describes the filter function of the band filter 28 and the reference character 41 the measured amplitude of the amplitude measuring device 30 , By the theoretical amplitude value, in this constructed case with the measured amplitude value 41 matches, becomes a comparison window 40 defined with a lower and upper allowed limit amplitude value 42 and 43 , In the case of the locked-in phase-locked loop, the theoretical and thus also the measured amplitude lies 41 of the first sideband 23 within the comparison window 40 and the value for the same signals 33 and 36 is called a latch signal 38 output.
Im
Falle einer nicht eingerasteten Phasenregelschleife stimmen die
zuvor beschriebenen Überlegungen
und Rechnungen nicht mehr. Da die Hauptspektrallinie 20 des
Ausgangssignals 7 nicht die gleiche Frequenz wie das Referenzsignal 8 und/oder eine
Phasenverschiebung zu dem Referenzsignal 8 aufweist, liegt
die Hauptspektrallinie 44 im Phasendifferenzsignal 11 nicht
bei Null Hertz. Dementsprechend liegt auch das erste Seitenband 45 im
Phasendifferenzsignal 11, das im Ausgangssignal 7 um
fs von der Hauptspektrallinie 20 verschoben
auftritt, nicht bei der Frequenz fs. Deshalb
liegt die theoretische und damit auch die gemessene Amplitude 46 im Falle
einer nicht eingerasteten Phasenregelschleife nicht in dem Vergleichsfenster 40 und
der zweite Wert für
nicht gleiche Signale 33 und 36 wird als Rastsignal 38 ausgegeben.
Durch den obere Grenzamplitudenwert 43 wird auch verhindert,
dass bei einem um fs verschobenen Spektrum,
d. h. wenn die Hauptspektrallinie 44 in den Filterbereich 39 verschoben
auftritt, ein positiver Vergleich ausgegeben wird, da die Hauptspektrallinie 44 wesentlich
höher als
der obere Grenzamplitudenwert 43 ist. An dem Rastsignal 38,
welches das Vergleichsergebnis ausgibt, lässt sich also sehr genau der
Rastzustand der Phasenregelschleife ermitteln. Ohne Beschränkung der
Erfindung kann das Rastsignal an eine Ausgabevorrichtung 47 gegeben
werden. Die Ausgabevorrichtung 47 kann z. B. eine LED sein,
die bei einem positiven Vergleich angeschaltet wird und bei einem
negativen Vergleich ausgeschaltet bleibt. Sieht der Benutzer des
Messgeräts 1 eine
erleuchtete LED oder eine entsprechende Farbfläche auf einem Display, kann
er das Ausgangssignal 48 der Phasenregelschleife zur Messung
verwenden.In the case of a non-locked phase locked loop, the considerations and calculations described above are no longer correct. Because the main spectral line 20 the output signal 7 not the same frequency as the reference signal 8th and / or a phase shift to the reference signal 8th has the main spectral line 44 in the phase difference signal 11 not at zero hertz. Accordingly, also lies the first sideband 45 in the phase difference signal 11 that in the output signal 7 around f s from the main spectral line 20 shifted occurs, not at the frequency f s . Therefore, the theoretical and hence the measured amplitude lies 46 in the case of an unlocked phase locked loop, not in the comparison window 40 and the second value for non-equal signals 33 and 36 is called a latch signal 38 output. By the upper limit amplitude value 43 is also prevented from a spectrum shifted by f s , ie when the main spectral line 44 in the filter area 39 shifted occurs, a positive comparison is output, since the main spectral line 44 much higher than the upper limit amplitude value 43 is. At the locking signal 38 , which outputs the comparison result, so can determine the locking state of the phase locked loop very accurately. Without limiting the invention, the latch signal may be applied to an output device 47 are given. The output device 47 can z. B. be an LED, which is turned on in a positive comparison and remains turned off in a negative comparison. Looks the user of the meter 1 an illuminated LED or a corresponding color area on a display, it can output the signal 48 use the phase locked loop for measurement.
6 zeigt
eine alternative zweite Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Phasenregelschleife
in einem Messgerät 49 mit
einer digitalen Messung der zu messenden Spektrallinie 23.
Der Regelschleifenabschnitt 2 bleibt dabei unverändert. In der
Rastzustandsermittlungsvorrichtung 50 wird das Phasendifferenzsignal 11 in
eine digitale Messvorrichtung 51 gegeben und in einem Analog-Digital-Wandler 52 in
ein digitales Phasendifferenzsignal 53 gewandelt. Das digitale
Phasendifferenzsignal 53 wird in einem digitalen Filter 54 auf
die Störfrequenz fs gefiltert und die Amplitude des gefilterten
Signals 55 in der digitalen Amplitudenmessvorrichtung 56 bestimmt.
Die Signale 57, 59, 60 und 62 entsprechen den
Signalen 31, 33, 34 und 36 in
ihrer digitalen Form und die Transformatoren 58 und 61 und
der Vergleichsvorrichtung 63 entsprechen in ihrer Funktion den
Transformatoren 32 und 35 und der Vergleichsvorrichtung 37,
wobei die erstgenannten für
die Verarbeitung von digitalen Signalen geeignet sind. 6 shows an alternative second embodiment of the phase locked loop according to the invention in a measuring device 49 with a digital measurement of the spectral line to be measured 23 , The control loop section 2 remains unchanged. In the resting state detecting device 50 becomes the phase difference signal 11 into a digital measuring device 51 given and in an analog-to-digital converter 52 in a digital phase difference signal 53 changed. The digital phase difference signal 53 is in a digital filter 54 filtered to the noise frequency f s and the amplitude of the filtered signal 55 in the digital amplitude measuring device 56 certainly. The signals 57 . 59 . 60 and 62 correspond to the signals 31 . 33 . 34 and 36 in their digital form and the transformers 58 and 61 and the comparison device 63 correspond in their function to the transformers 32 and 35 and the comparison device 37 the former being suitable for processing digital signals.
Alternativ
lässt sich
auch das digitalisierte Signal 53 einer CPU, z. B. die
Steuervorrichtung 15, zuführen und die diskrete Fouriertransformierte
an der Störfrequenz
fs berechnen und direkt in der CPU die gemessene
und die theoretische Amplitude oder eine Transformation von diesen
miteinander zu vergleichen. Ein besonders schneller Algorithmus
für die Berechnung
einer einzigen Spektrallinie ist der Goertzel-Algorithmus.Alternatively, the digitized signal can also be used 53 a CPU, eg. B. the control device 15 , and calculate the discrete Fourier transform at the noise frequency f s and directly compare in the CPU the measured and the theoretical amplitude or a transformation of these. A particularly fast algorithm for calculating a single spectral line is the Goertzel algorithm.
Im
Folgenden soll eine mögliche
spezielle Ausführungsform
der Rastzustandsermittlungsvorrichtung 3 oder 50 anhand
eines Zahlenbeispiels beschrieben werden. In einer Regelschleife
mit einer Bandbreite von fL = 1 kHz kann
zum Beispiel eine Störfrequenz
von fs = 2 kHz gewählt werden. Wird ein Modulationsindex β = 0,01 gewählt, so
muss die Störamplitude
A14 so eingestellt werden, dass ein Frequenzunterschied
df = 20 Hz im frequenzmodulierten Ausgangssignal 7 auftritt.
Die theoretische Amplitude des ersten Seitenbands berechnet sich
als β/2
= 0,005, was eine Leistung von (β/2)2 = 0,000025 oder –46 dB ergibt. Da das Trägersignal
eine Leistung von 0 dB hat, entspricht die Leistung –46 dB der Signalpegeldifferenz
von –46
dBc. Ein Erwartungsfenster für
die gemessene Leistung als Vergleichsfenster 40 wäre so zum
Beispiel –46
dB +/–3
dB.The following is a possible special embodiment of the locking state detecting device 3 or 50 be described using a numerical example. In a control loop with a bandwidth of f L = 1 kHz, for example, an interference frequency of f s = 2 kHz can be selected. If a modulation index β = 0.01 is selected, then the interference amplitude A 14 must be set so that a frequency difference df = 20 Hz in the frequency-modulated output signal 7 occurs. The theoretical amplitude of the first sideband is calculated as β / 2 = 0.005, giving a power of (β / 2) 2 = 0.000025 or -46 dB. Since the carrier signal has a power of 0 dB, the power -46 dB corresponds to the signal level difference of -46 dBc. An expectation window for the measured power as a comparison window 40 would be for example -46 dB +/- 3 dB.
Das
erfindungsgemäße Verfahren
kann besonders vorteilhaft in Messpausen des Messgeräts 1 eingesetzt
werden. Das Messgerät 1 misst
das logarithmierte Leistungsspektrum P(f) in einem eingestellten
Frequenzbereich, wobei der Frequenzbereich von hohen Frequenzen
zu niedrigen Frequenzen hin durchgescannt wird. Bevor, nach einem
vollzogenen Durchlauf, ein weiterer Messdurchlauf gestartet wird,
kann das Störsignal 14 über einen
Schalter 63 dem Phasenregelkreis zugeführt werden und, wie oben beschrieben,
der Rastzustand des Phasenregelkreises ermittelt werden. Alternativ
oder in Kombination kann eine Störfrequenz
fs verwendet werden, die den Phasenregelkreis
und das Messgerät 1 im
Betrieb nicht beeinflusst. Dadurch kann der Rastzustand auch im
Betrieb der Phasenregelschleife betrieben werden.The method according to the invention can be particularly advantageous during measuring breaks of the measuring device 1 be used. The measuring device 1 measures the logarithmized power spectrum P (f) in a set frequency range, scanning the frequency range from high frequencies to low frequencies. Before, after a completed run, another measurement run is started, the jamming signal 14 via a switch 63 fed to the phase locked loop and, as described above, the latching state of the phase locked loop can be determined. Alternatively or in combination, a disturbance frequency f s can be used which includes the phase-locked loop and the measuring device 1 not affected during operation. As a result, the latching state can also be operated during operation of the phase locked loop.
7 zeigt
ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels
des erfindungsgemäßen Verfahrens
zur Ermittlung eines Rastzustands. In einem ersten Schritt S1 wird
eine Störfrequenz
fs und eine Störamplitude A14 so
gewählt,
dass die zuvor beschriebenen Vorteile auftreten. In einem zweiten Schritt
S2 wird ein Störsignal 14 in
dem Störsignalgenerator 13 mit
der Störfrequenz
fs und der Störamplitude A14 erzeugt.
Das Störsignal 14 wird
in einem Schritt S3 über
einen Schalter 63 und einen additiven Mischer 18 in
den Phasenregelkreis eingespeist und auf das Steuersignal 12 für den VCO 4 moduliert
bzw. addiert. Der VCO 4 wird in einem vierten Schritt S4 von
dem modulierten Steuersignal 19 angesteuert und der VCO 4 frequenzmoduliert
die erzeugte Schwingung mit der Störfrequenz fs,
da das Steuersignal 19 mit der Störfrequenz fs moduliert
wurde. Ist der Phasenregelkreis im eingerasteten Zustand, hat die
erzeugte Schwingung des VCO 4 die Frequenz fref des
Referenzsignals 8, die durch das Störsignal 14 mit der
Störfrequenz
fs frequenzmoduliert wird. Anschließend wird
in einem fünften
Schritt S5 der Phasenunterschied zwischen dem Referenzsignal 8 und dem
Ausgangssignal 7 des VCO 7 berechnet. Dabei verschiebt
sich das Amplitudenspektrum des Ausgangssignals 7 um die
Referenzfrequenz. Liegt ein eingerasteter Zustand vor, befindet
sich das erste Seitenband 23 des frequenzmodulierten Ausgangssignals 7 bei
der Störfrequenz
fs. Das Phasendifferenzsignal 11 wird
in einem Schritt S6 ausgekoppelt und an eine Messvorrichtung 27 gegeben.
Die Messvorrichtung 27 misst im Schritt S7 im Amplitudenspektrum
die Amplitude bei der Störfrequenz
fs als theoretische Auftrittsfrequenz. Während der
Schritte S2 bis S7 wird in Schritt S8 die theoretische Amplitude
des Phasendifferenzsignals 11 bei der Störfrequenz
fs für den
eingerasteten Zustand berechnet. Die berechnete theoretische Amplitude
und die gemessene Amplitude bei der Störfrequenz fs werden
in Schritt S9 miteinander verglichen und ein Vergleichsergebnis
wird ausgegeben. 7 shows a block diagram of an embodiment of the method according to the invention for determining a latching state. In a first step S1, a noise frequency f s and a noise amplitude A 14 are selected such that the advantages described above occur. In a second step S2, an interference signal 14 in the interfering signal generator 13 generated with the noise frequency f s and the noise amplitude A 14 . The interference signal 14 is in a step S3 via a switch 63 and an additive mixer 18 fed to the phase locked loop and to the control signal 12 for the VCO 4 modulates or adds. The VCO 4 is in a fourth step S4 of the modulated control signal 19 controlled and the VCO 4 Frequency modulates the generated oscillation with the disturbance frequency f s , since the control signal 19 was modulated with the disturbance frequency f s . If the phase locked loop is in the locked state, the generated oscillation of the VCO has 4 the frequency f ref of the reference signal 8th caused by the interfering signal 14 is frequency modulated with the noise frequency f s . Subsequently, in a fifth step S5, the phase difference between the reference signal 8th and the output signal 7 of the VCO 7 calculated. At the same time, the amplitude spectrum of the output signal shifts 7 around the reference frequency. If there is a locked state, there is the first sideband 23 the frequency modulated output signal 7 at the interference frequency f s . The phase difference signal 11 is decoupled in a step S6 and to a measuring device 27 given. The measuring device 27 In step S7, in the amplitude spectrum, measures the amplitude at the disturbance frequency f s as the theoretical occurrence frequency. During steps S2 to S7, in step S8, the theoretical amplitude of the phase difference signal 11 calculated at the noise frequency f s for the locked state. The calculated theoretical amplitude and the measured amplitude at the noise frequency f s are compared with each other in step S9, and a comparison result is output.
Jedes
Störsignal,
das bis zur Messung der Störsignalanteile
in dem Phasenregelkreis nicht durch die Regelschleife nicht nachvollziehbar
verfälscht
wird und/oder das die Regelschleife in ihrem Betrieb nicht beeinflusst,
ist als Störsignal
geeignet. Eine Bedingung für
das Störsignal
ist, dass eine Größe des in
den Phasenregelkreis eingespeisten Störsignals 14 an einer
Stelle in der Phasenregelschleife für eine eingerastete Phasenregelschleife
an einer theoretischen berechenbaren Frequenz theoretisch berechenbar
ist. Dies hängt
natürlich
auch von der Art der Mischung des Störsignals 14 mit dem
Steuersignal 12 ab. Eine additive Mischung des Steuersignals 12,
welches im Phasenrastzustand konstant ist, mit einem Störsignal 14 mit
nur einer Frequenz fs ist dabei allerdings
besonders vorteilhaft, da sich so nach dem VCO 4 eine mit
der Störfrequenz
frequenzmodulierte Trägerschwingung
mit der Frequenz fref ausbildet, für die die
Seitenbänder 21 und 22 theoretisch
sehr genau berechenbar sind und einfache Näherungen verwendet werden können. Allerdings
ist die Erfindung nicht auf eine additive Mischung beschränkt.Any interference signal that is not traceable to the measurement of the Störsignalanteile in the phase locked loop by the control loop and / or not affecting the control loop in their operation is suitable as a noise signal. A condition for the interfering signal is that a magnitude of the interfering signal fed into the phase locked loop 14 is theoretically computable at a location in the phase lock loop for a locked phase locked loop at a theoretical calculable frequency. Of course this also depends on the Type of mixing of the interfering signal 14 with the control signal 12 from. An additive mixture of the control signal 12 , which is constant in the phase lock state, with a noise signal 14 However, with only one frequency f s is particularly advantageous, since so after the VCO 4 forms a frequency-modulated with the interference frequency carrier oscillation at the frequency f ref , for which the sidebands 21 and 22 theoretically very accurate and simple approximations can be used. However, the invention is not limited to an additive mixture.
Die
zu messende spektrale Größe als beanspruchter
Spektralwert, die von dem Störsignal
und dem Rastzustand des Phasenregelkreises abhängen muss, und deren Auftrittsfrequenz
müssen
theoretisch berechnet werden können.
Als spektrale Größen eignen
sich z. B. Leistung, Amplitude, Phase und Transformationen und Kombinationen
von diesen. Jede spektrale Größe, die
die obige Bedingung erfüllt,
kann als beanspruchter Spektralwert verwendet werden. In Kombination
sind vor allem unabhängige Größen wie
Amplitude und Phase sinnvoll, um eine eventuelle Rastzustandsermittlung
noch zu verbessern. Besonders vorteilhaft sind die Amplitude und Transformationen
dieser, wie z. B. die Leistung oder die logarithmierte Leistung.The
to be measured spectral size as claimed
Spectral value obtained from the interfering signal
and the latching state of the phase locked loop must depend, and their occurrence frequency
have to
theoretically can be calculated.
Suitable as spectral quantities
z. Power, amplitude, phase and transformations and combinations
of these. Any spectral size, the
meets the above condition,
can be used as the claimed spectral value. In combination
are mainly independent sizes like
Amplitude and phase useful to a possible lock state detection
to improve. Particularly advantageous are the amplitude and transformations
this, such. For example, the power or logarithmized power.
In 4 und 5 beginnen
die logarithmischen x und y Achsen jeweils bei einem endlichen Wert,
der auch verschieden von Null sein kann.In 4 and 5 The logarithmic x and y axes each begin at a finite value, which may be different from zero.
Für Phasenregelschleifen
mit Frequenzteilern, muss die Frequenzteilung in der Berechnung der
Auftrittsfrequenz berücksichtigt
werden.For phase locked loops
with frequency dividers, the frequency division in the calculation of the
Occurrence frequency considered
become.
Die
Erfindung ist nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Vielmehr
sind auch Merkmale der erfindungsgemäßen Phasenregelschleife und
des erfindungsgemäßen Verfahrens
in vorteilhafter Weise kombinierbar.The
Invention is not limited to the illustrated embodiment. Much more
are also features of the phase locked loop and
the method according to the invention
combined in an advantageous manner.