DE102008004039B4

DE102008004039B4 - Semiconductor-friendly control of a drive system with a pulse-controlled converter and a downstream asynchronous motor

Info

Publication number: DE102008004039B4
Application number: DE200810004039
Authority: DE
Inventors: Dr. Amler Gerald; Andreas Holweck; Dr. Nagel Andreas; Dr. Pittius Ekkehard; Rolf Schmidt; Dr. Stanke Georg
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2008-01-11
Filing date: 2008-01-11
Publication date: 2012-01-05
Anticipated expiration: 2028-01-12
Also published as: DE102008004039A1

Abstract

Verfahren zur Ansteuerung eines Antriebssystems (1) mit einem Pulsstromrichter (4) und mindestens einem diesem nachgeschalteten Asynchronmotor (2), wobei der Pulsstromrichter (4) bei geringer Motorlast des Asynchronmotors (2) mit einem den Kippschlupf (sK) des Asynchronmotors (2) übersteigenden Schlupf (s) betrieben wird, dadurch gekennzeichnet, dass bei geringer Motorlast die Drehrichtung des im Asynchronmotor (2) erzeugten magnetischen Drehfeldes (F) periodisch alternierend gewechselt wird.Method for controlling a drive system (1) with a pulse-controlled converter (4) and at least one downstream asynchronous motor (2), the pulse-controlled converter (4) with a low motor load of the asynchronous motor (2) with a breakdown slip (sK) of the asynchronous motor (2) excess slip (s) is operated, characterized in that when the motor load is low, the direction of rotation of the rotating magnetic field (F) generated in the asynchronous motor (2) is periodically alternating.

Description

Die Erfindung bezieht sich gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 auf ein Verfahren zur Ansteuerung eines Antriebssystems mit einem Pulsstromrichter und mindestens einem diesem nachgeschalteten Asynchronmotor.The invention relates according to the preamble of claim 1 to a method for driving a drive system with a pulse converter and at least one downstream asynchronous motor.

Antriebssysteme der oben genannten Art werden unter anderem als Antrieb für Schienenfahrzeuge, z. B. U-Bahn- und Straßenbahntriebwägen, oder Baumaschinen, z. B. zur Drehkranzverstellung bei einem Bagger, eingesetzt.Drive systems of the above type are used inter alia as a drive for rail vehicles, z. As subway and tram cars, or construction machinery, z. B. for turntable adjustment in an excavator used.

Solche Antriebssysteme werden typischerweise bei wechselnder Motorlast, d. h. Drehmomentbelastung des Asynchronmotors, mit punktuellen Hochlastphasen und intermediären Niederlastphasen betrieben. Infolge dieser Lastschwankungen kommt es in den Leistungshalbleitern des Pulsstromrichters zu starken Temperaturschwankungen, die bestimmend für die Lebensdauer der Leistungshalbleiter sind. Aufgrund ihres Aufbaus können die in Pulsstromrichtern üblicherweise eingesetzten Leistungshalbleiter nämlich nur eine begrenzte Anzahl von Temperaturhüben aushalten. Wird diese kritische Grenze überschritten, kommt es zum Ausfall. Bei Leistungshalbleitern in Form von IGBTs sind beispielsweise das Abheben von Bonddrähten und die Delamination von Lötstellen typische Ausfallmuster. Je höher im Betrieb die Temperaturhübe sind, desto geringer ist die zulässige Anzahl von Lastwechseln, und damit die Lebensdauer der Leistungshalbleiter.Such drive systems are typically operated with varying engine load, i. H. Torque load of the asynchronous motor, operated with punctual high-load phases and intermediate low-load phases. As a result of these load fluctuations, there are strong temperature fluctuations in the power semiconductors of the pulse converter, which are decisive for the lifetime of the power semiconductors. Because of their structure, the power semiconductors usually used in pulse converters namely can withstand only a limited number of temperature strokes. If this critical limit is exceeded, it will fail. For power semiconductors in the form of IGBTs, for example, the lifting of bonding wires and the delamination of solder joints are typical failure patterns. The higher the temperature strokes during operation, the lower the permissible number of load changes, and thus the service life of the power semiconductors.

Um einen vorzeitigen Ausfall eines Pulsstromrichters auszuschließen, werden dessen Leistungshalbleiter üblicherweise in Bezug auf ihre Stromtragfähigkeit überdimensioniert, oder es werden mehr Leistungshalbleiter parallel geschaltet als für die angestrebte Maximalleistung erforderlich wären. Alternativ hierzu werden Antriebssysteme der oben genannten Art präventiv instandgehalten, d. h. die Leistungshalbleiter des Pulsstromrichters werden vorsorglich bereits vor Erreichen des zu erwartenden Lebensdauerendes ausgetauscht.To preclude premature failure of a pulse converter, its power semiconductors are usually over-dimensioned in terms of their current carrying capacity, or more power semiconductors are connected in parallel than would be required for the desired maximum power. Alternatively, drive systems of the above type are preventively maintained, i. H. the power semiconductors of the pulse converter are precautionary already replaced before reaching the expected end of life.

Aus der DE 10 2007 003 737 A1 ist ein Verfahren zum Betrieb eines Elektrogeräts, das einen Umrichter mit nachgeschaltetem Elektromotor aufweist, bekannt. Mittels dieses Verfahrens wird eine pulsweitenmodulierte Frequenz zeit- und/oder lastabhängig verändert, wobei bei abnehmender Ausgangsleistung des Elektrogeräts diese vergrößert wird. Die Veränderung dieser PWM-Frequenz erfolgt zwischen einer oberen und einer unteren Frequenz, wobei diese Frequenzen beidseitig von einer Mittelfrequenz entfernt sind. Dadurch bildet diese Mittelfrequenz das arithmetrische Mittel aus unterer und oberer Frequenz. Diese Mittelfrequenz wird abhängig von der thermischen Auslastung des Wechselrichters des Umrichters des Elektrogeräts und/oder der geforderten Leistung des Geräts abgesenkt. Abhängig von der Leistung wird eine derartige Mittelfrequenz derart gewählt, dass die thermische Auslastung maximal wählbar wird. Dadurch wird die Lebensdauer der Leistungshalbleiter des Umrichters des Elektrogeräts bei Leistungsänderungen erhöht.From the DE 10 2007 003 737 A1 is a method for operating an electrical appliance having a converter with a downstream electric motor known. By means of this method, a pulse-width-modulated frequency is changed in a time-dependent and / or load-dependent manner, the latter being increased as the output of the electrical appliance decreases. The change in this PWM frequency is between an upper and a lower frequency, these frequencies are on both sides of a center frequency. As a result, this center frequency forms the arithmetic mean of lower and upper frequency. This center frequency is lowered depending on the thermal load of the inverter of the converter of the electrical device and / or the required power of the device. Depending on the power, such a center frequency is selected such that the thermal utilization is maximally selectable. As a result, the life of the power semiconductor of the converter of the electrical appliance is increased with changes in performance.

Aus der DE 20 2006 019 877 U1 ist ein gattungsgemäßes Verfahren zur Ansteuerung eines Antriebssystems bekannt. Dieses Antriebssystem weist einen Umrichter und einen Servomotor auf, der einem Wechselrichter des Umrichters nachgeschaltet ist. Wenn der Wechselrichter mit kurzen periodischen Lastschwankungen betrieben wird, weisen die Leistungshalbleiter dieses Wechselrichters eine unerwünscht kurze Lebensdauer auf. Um die Lebensdauer zu erhöhen, müssen die Temperaturschwankungen dieser Leistungshalbleiter reduziert werden. Dies wird mittels des gattungsgemäßen Verfahrens dadurch erreicht, dass bei geringer Last die Temperatur der Leistungshalbleiter erhöht wird. Dies wird dadurch erreicht, dass bei geringer Last die Schaltfrequenz der Leistungshalbleiter des Wechselrichters erhöht wird. Dadurch erhöhen sich die Verluste der Leistungshalbleiter bei geringer Last, so dass sich diese geringfügig erwärmen. Somit werden die Temperaturschwankungen der Leistungshalbleiter des Wechselrichters verringert, wodurch sich deren Lebensdauer erhöhen.From the DE 20 2006 019 877 U1 is a generic method for driving a drive system known. This drive system has an inverter and a servomotor, which is connected downstream of an inverter of the inverter. If the inverter is operated with short periodic load fluctuations, the power semiconductors of this inverter have an undesirably short life. To increase the service life, the temperature fluctuations of these power semiconductors must be reduced. This is achieved by means of the generic method in that at low load, the temperature of the power semiconductor is increased. This is achieved by increasing the switching frequency of the power semiconductors of the inverter at low load. As a result, the losses of the power semiconductors increase at low load, so that they heat up slightly. Thus, the temperature fluctuations of the power semiconductors of the inverter are reduced, thereby increasing their life.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur besonders halbleiterschonenden Ansteuerung eines Antriebssystems anzugeben.The invention has for its object to provide a method for particularly semiconductor-friendly control of a drive system.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch das kennzeichnende Merkmal des Anspruchs 1. Danach wird bei geringer Motorlast die Drehrichtung des im Asynchronmotor erzeugten magnetisierten Drehfeldes periodisch alternierend gewechselt. Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird die Reihenfolge der Phasenspannungen – und damit die Drehrichtung des Drehfeldes – periodisch alternierend gewechselt, so dass selbst eine geringe Drehmomenterzeugung ausgeschlossen wird. Hierdurch kompensiert sich das von dem Drehfeld auf den Läufer des Asynchronmotors ausgeübte Drehmoment im zeitlichen Mittel zu Null. Dieses erfindungsgemäße Verfahren ist insbesondere vorteilhaft für Anwendungen des Antriebssystems, bei denen der Motor im Niederlastbetrieb stillstehen muss, und der Drehung des Läufers nur ein geringes mechanisches Widerstandsmoment entgegensteht.This object is achieved by the characterizing feature of claim 1. Thereafter, the direction of rotation of the magnetized rotating field generated in the induction motor is changed periodically alternately at low engine load. By the method according to the invention, the order of the phase voltages - and thus the direction of rotation of the rotating field - periodically alternately changed, so that even a small torque generation is excluded. As a result, the torque exerted by the rotary field on the rotor of the asynchronous motor compensates in the time average to zero. This method according to the invention is particularly advantageous for applications of the drive system in which the motor must stand still in low-load operation, and the rotation of the rotor only a small mechanical resistance torque opposes.

Die Erfindung beruht auf der Idee, in dem Antriebssystem einen vergleichsweise hohen Kurzschlussstrom zu erzeugen, und die Leistungshalbleiter durch diesen Stromfluss in den Niederlastphasen zu „heizen”. Eine besonders geeignete Maßnahme zur Erzeugung eines solchen Kurzschlussstroms besteht erkanntermaßen darin, den Asynchronmotor gezielt jenseits seines Kipppunktes zu betreiben. In diesem Bereich arbeitet der Asynchronmotor vergleichsweise ineffektiv, zieht also bei geringer Drehmomentmomentausbeute einen vergleichsweise hohen Strom. Es wird daher für gewöhnlich im Betrieb eines Asynchronmotors versucht, den Kipppunkt nicht zu überschreiten. Erkanntermaßen ist aber gerade die Ineffizienz des gekippten Betriebs in den Niederlastphasen von Vorteil, da sie zu der erfindungsgemäß gewünschten thermischen Belastung der Leistungshalbleiter führt.The invention is based on the idea of generating a comparatively high short-circuit current in the drive system and "heating" the power semiconductors by this current flow in the low-load phases. A particularly suitable measure for generating such a short-circuit current is known to operate the asynchronous motor specifically beyond its tipping point. In this area, the asynchronous motor works comparatively ineffective, so draws at low torque torque yield a comparatively high power. It is therefore usually tried in the operation of an asynchronous motor, not to exceed the tipping point. As is known, however, it is precisely the inefficiency of the tilted operation in the low-load phases that is advantageous since it leads to the thermal loading of the power semiconductors which is desired according to the invention.

Durch dieses erfindungsgemäße Verfahren wird die im Betrieb des Asynchronmotors mit wechselnder Last gewöhnlich im Pulsstromrichter auftretenden Temperaturhübe vermieden oder zumindest verringert, wodurch die Lebensdauer der Leistungshalbleiter im Pulsstromrichter entscheidend verlängert wird.By means of this method according to the invention, the temperature strokes which usually occur in the pulse converter during operation of the asynchronous motor are avoided or at least reduced, as a result of which the service life of the power semiconductors in the pulse converter is decisively prolonged.

Der gekippte Betrieb des Asynchronmotors wird in bevorzugter Ausführung des Verfahrens realisiert durch Einstellung einer die Motordrehzahl wesentlich übersteigenden Drehfeldfrequenz, wobei gleichzeitig für die in den Wicklungssträngen der Drehfeldwicklung anliegende Phasenspannung ein vergleichsweise geringer Effektivwert eingestellt wird. Die Drehfeldfrequenz, d. h. die Umlauffrequenz des magnetischen Drehfeldes im Luftspalt zwischen Ständer und Läufer des Motors, übersteigt dabei die Motordrehzahl zweckmäßigerweise um mindestens 20%.The tilted operation of the asynchronous motor is realized in a preferred embodiment of the method by setting a rotational speed substantially exceeding the motor speed, at the same time a relatively low effective value is set for the voltage applied in the winding phases of the rotating field winding phase voltage. The rotating field frequency, d. H. the rotational frequency of the magnetic rotating field in the air gap between the stator and rotor of the engine, thereby expediently exceeds the engine speed by at least 20%.

Insbesondere bei Anwendungen, bei denen der Asynchronmotor im Niederlastbetrieb stillstehen muss, wird der Asynchronmotor hierbei bevorzugt mit 100% Schlupf betrieben. d. h. es wird trotz des Läuferstillstands ein von Null verschiedenes Drehfeld erzeugt. In dieser Ausführung des Verfahrens hat sich eine Drehfeldfrequenz zwischen 30 Hz und 300 Hz, insbesondere etwa 200 Hz als zweckmäßig erwiesen.In particular, in applications where the asynchronous motor must stand still in low load operation, the asynchronous motor is preferably operated with 100% slip. d. H. Despite the rotor standstill, a non-zero rotating field is generated. In this embodiment of the method, a rotating field frequency between 30 Hz and 300 Hz, in particular about 200 Hz has proven to be expedient.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren hat es sich als vorteilhaft erwiesen, die Drehrichtung des Drehfeldes mit einer Wechselfrequenz umzukehren, die zwischen 1/10 und 1/30, insbesondere 1/20 der Drehfeldfrequenz entspricht. In bevorzugter Ausführung liegt diese Wechselfrequenz konkret in eifern Bereich von 5 Hz bis 20 Hz, insbesondere bei etwa 10 Hz.In the method according to the invention, it has proved to be advantageous to reverse the direction of rotation of the rotating field with an alternating frequency which corresponds to between 1/10 and 1/30, in particular 1/20 of the rotating field frequency. In a preferred embodiment, this alternating frequency is concretely in the range of 5 Hz to 20 Hz, in particular approximately 10 Hz.

Um unerwünschte Ausgleichsströme bei der Inversion der Drehfeldrichtung zu vermeiden, wird zweckmäßigerweise bei jedem Wechsel der eingestellte Effektivwert der Phasenspannung kurzzeitig auf den Wert Null gefahren. Insbesondere wird der Effektivwert vor jedem Wechsel der Drehfeldrichtung in Form einer Rampe, d. h. im Wesentlichen zeitlich linear von einem vorgegebenen Normalwert auf Null gefahren. Nach dem Wechsel der Drehfeldrichtung wird der Effektivwert wieder rampenförmig, d. h. wieder im Wesentlichen zeitlich linear, von Null auf den Normalwert zurückgefahren.In order to avoid unwanted equalizing currents in the inversion of the rotating field direction, the adjusted effective value of the phase voltage is expediently set to the value zero for each change for a short time. In particular, the RMS value before each change of the rotary field direction in the form of a ramp, d. H. essentially linear in time from a predetermined normal value to zero. After changing the rotary field direction, the rms value is again ramped, i. H. again essentially linear in time, reduced from zero to normal.

In einer vorteilhaften Weiterentwicklung des Verfahrens wird die Temperatur der Leistungshalbleiter in den Niederlastphasen durch Einstellung des Effektivwerts der Phasenspannung gesteuert oder geregelt. Die Steuerung bzw. die Regelung erfolgt dabei insbesondere nach der Maßgabe, dass die Temperatur der Leistungshalbleiter eine vorgegebene Grenztemperatur nicht unterschreitet oder dass der Temperaturhub im Vergleich zu der Maximaltemperatur in einer vorausgegangenen Hochlastphase einen vorgegebenen Grenzwert nicht überschreitet. Im Falle einer Regelung wird als Regelgröße zweckmäßigerweise eine für die Temperatur der Leistungshalbleiter charakteristische Temperaturkenngröße herangezogen, bei der es sich entweder um eine gemessene Temperatur oder um eine unter Zuhilfenahme eines Temperaturmodells berechnete Temperatur handelt.In an advantageous further development of the method, the temperature of the power semiconductors in the low-load phases is controlled or regulated by setting the effective value of the phase voltage. The control or regulation is carried out in particular according to the proviso that the temperature of the power semiconductors does not fall below a predetermined limit temperature or that the temperature deviation does not exceed a predetermined limit value in comparison with the maximum temperature in a preceding high-load phase. In the case of a control, a temperature characteristic characteristic of the temperature of the power semiconductors, which is either a measured temperature or a temperature calculated with the aid of a temperature model, is expediently used as the controlled variable.

Zusätzlich oder alternativ hierzu wird zur Steuerung oder Regelung der Temperatur der Leistungshalbleiter in einer weiteren Variante des Verfahrens die Pulstaktfrequenz als Stellgröße variiert.Additionally or alternatively, the pulse clock frequency is varied as a manipulated variable for controlling or regulating the temperature of the power semiconductor in a further variant of the method.

In einer vorteilhaften Ausführung umfasst das Verfahren einen Hochlastmodus und einem Niederlastmodus, zwischen denen nach Maßgabe einer Lastkenngröße reversibel geschaltet wird. Der Pulstromrichter wird dabei insbesondere immer dann nach dem Hochlastmodus des Verfahrens angesteuert, wenn die Lastkenngröße einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet (oder unterschreitet), und immer dann nach dem Niederlastmodus angesteuert, wenn die Lastkenngröße den Schwellwert unterschreitet (bzw. überschreitet). Als Lastkenngröße werden hierbei vorzugsweise ein Lastsollwert (insbesondere Drehmomentsollwert), der beispielsweise der Stellung eines „Gaspedals” oder dergleichen entspricht, oder ein Drehzahlsollwert herangezogen.In an advantageous embodiment, the method comprises a high-load mode and a low-load mode, between which is reversibly switched in accordance with a load parameter. In particular, the pulse converter is always triggered according to the high-load mode of the method when the load parameter exceeds (or falls below) a predetermined threshold value, and is always triggered after the low-load mode when the load parameter falls below (or exceeds) the threshold value. As a load characteristic in this case preferably a load setpoint (in particular torque setpoint), the for example, corresponds to the position of an "accelerator pedal" or the like, or a speed setpoint used.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:Embodiments of the invention will be explained in more detail with reference to a drawing. Show:

1 in einem schematischen Blockschaltbild ein Antriebssystem mit einem Pulsstromrichter und einem nachgeschaltetem Asynchronmotor, sowie mit einer Steuereinheit zur Ansteuerung des Pulsstromrichters, 1 in a schematic block diagram, a drive system with a pulse converter and a downstream asynchronous motor, and with a control unit for controlling the pulse-controlled converter,

2 in einem schematischen Diagramm die Drehmomentkurve des Asynchronmotors, angetragen gegen den Schlupf des Asynchronmotors, 2 in a schematic diagram, the torque curve of the asynchronous motor, propose against the slip of the induction motor,

3 in einem grob schematisch vereinfachten Blockschaltbild ein in der Steuereinheit implementiertes Steuerprogramm mit einem Hochlastmodus und einem Niederlastmodus, und 3 in a roughly schematically simplified block diagram, a control program implemented in the control unit with a high load mode and a low load mode, and

4 in vier übereinander angeordneten, zeitlichen Diagrammen den Verlauf der Drehstromfrequenz, des Effektivwerts der Phasenspannung, eines Phasenstromes und des im Asynchronmotor erzeugten Drehmoments im Niederlastmodus des Steuerprogramms gemäß 3. 4 in four superimposed, temporal diagrams of the course of the three-phase frequency, the rms value of the phase voltage, a phase current and the torque generated in the asynchronous motor in the low load mode of the control program according to 3 ,

Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit gleichen Bezugszeichen versehen.Corresponding parts and sizes are always provided with the same reference numerals in all figures.

1 zeigt grob schematisch ein Antriebssystem 1. Das Antriebssystem 1 umfasst einen (Asynchron-)Motor 2, einen zwischen den Motor 2 und einen (Spannungs-)Zwischenkreis 3 geschalteten Pulsstromrichter 4 sowie eine Steuereinheit 5 zur Ansteuerung des Pulsstromrichters 4. 1 shows roughly schematically a drive system 1 , The drive system 1 includes an (asynchronous) motor 2 , one between the engine 2 and a (voltage) DC link 3 switched pulse converter 4 and a control unit 5 for controlling the pulse converter 4 ,

Der Motor 2 umfasst einen (in der Darstellung lediglich schematisch angedeuteten) Ständer 6, der mit einer Drehfeldwicklung 7 bewickelt ist. Die Drehfeldwicklung 7 umfasst drei Wicklungsstränge, die nachfolgend als Motorphasen L1, L2 und L3 bezeichnet sind. Die Motorphasen L1, L2, L3 sind motorseitig beispielhaft in einem Sternpunkt 8 zusammengeschlossen. Es kann aber alternativ auch ein in Dreieckschaltung ausgeführter Motor eingesetzt werden. Der in jeder der Motorphasen L1, L2, L3 fließende elektrische Strom ist nachfolgend als Phasenstrom I_L1, I_L2, I_L3 bezeichnet. Die an jeder der Motorphasen L1, L2, L3 anliegende elektrische Spannung ist nachfolgend als Phasenspannung U_L1, U_L2, U_L3 bezeichnet.The motor 2 comprises a (only schematically indicated in the illustration) stand 6 that with a rotating field winding 7 is wound. The rotating field winding 7 comprises three winding strands, hereinafter referred to as motor phases L1, L2 and L3. The motor phases L1, L2, L3 are exemplary motor in a neutral point 8th together. Alternatively, however, a delta-connected motor can also be used. The electric current flowing in each of the motor phases L1, L2, L3 is hereinafter referred to as phase current I _L1 , I _L2 , I _L3 . The voltage applied to each of the motor phases L1, L2, L3 electrical voltage is hereinafter referred to as phase voltage U _L1 , U _L2 , U _L3 .

Der Motor 2 umfasst ferner einen Läufer 9, der drehbar um eine Läuferachse 10 in dem Ständer 6 angeordnet ist.The motor 2 also includes a runner 9 which is rotatable about a rotor axis 10 in the stand 6 is arranged.

Der Pulsstromrichter 4 umfasst drei Halbbrücken 11a, 11b, 11c, die parallel zueinander in den Zwischenkreis 3 geschaltet sind. Jede Halbbrücke 11a, 11b, 11c umfasst einen Phasenanschluss 12a, 12b, 12c, an dem die zugehörige Motorphase L1, L2, L3 angeschlossen ist. So sind die Motorphase L1 an dem Phasenanschluss 12a der Halbbrücke 11a, die Motorphase L2 an dem Phasenanschluss 12b der Halbbrücke 11b und die Motorphase L3 an dem Phasenanschluss 12c der Halbbrücke 11c angeschlossen.The pulse converter 4 includes three half-bridges 11a . 11b . 11c , which are parallel to each other in the DC link 3 are switched. Every half bridge 11a . 11b . 11c includes a phase connection 12a . 12b . 12c to which the associated motor phase L1, L2, L3 is connected. So are the motor phase L1 at the phase connection 12a the half bridge 11a , the motor phase L2 at the phase connection 12b the half bridge 11b and the motor phase L3 at the phase terminal 12c the half bridge 11c connected.

Zwischen dem jeweiligen Phasenanschluss 12a, 12b, 12c und einer Hochpotentialseite 13 des Zwischenkreises 3 umfasst jede Halbbrücke 11a, 11b, 11c einen hochpotentialseitigen Leistungsschalter 14a, 14b, 14c, insbesondere in Form eines IGBT. Jedem dieser Leistungsschalter 14a, 14b, 14c ist jeweils eine Freilaufdiode 15a, 15b, 15c parallelgeschaltet. Zwischen den Phasenanschluss 12a, 12b, 12c einer jeden Halbbrücke 11a, 11b, 11c und eine Niederpotentialseite 16 des Zwischenkreises 3 ist jeweils ein niederpotentialseitiger Leistungsschalter 17a, 17b, 17c geschaltet. Jeder dieser Leistungsschalter 17a, 17b, 17c ist wiederum insbesondere in Form eines IGBT ausgebildet und wird von einer parallelgeschalteten Freilaufdiode 18a, 18b, 18c flankiert. Die Leistungsschalter 14a–c, 17a–c und Freilaufdioden 15a–c, 18a–c bilden zusammen die vorstehend genannten Leistungshalbleiter des Pulsstromrichters 4.Between the respective phase connection 12a . 12b . 12c and a high potential side 13 of the DC link 3 includes every half bridge 11a . 11b . 11c a high potential side circuit breaker 14a . 14b . 14c , especially in the form of an IGBT. Each of these circuit breakers 14a . 14b . 14c is each a freewheeling diode 15a . 15b . 15c connected in parallel. Between the phase connection 12a . 12b . 12c every half bridge 11a . 11b . 11c and a low potential side 16 of the DC link 3 is each a low potential side circuit breaker 17a . 17b . 17c connected. Each of these circuit breakers 17a . 17b . 17c is in turn designed in particular in the form of an IGBT and is of a parallel-connected freewheeling diode 18a . 18b . 18c flanked. The circuit breakers 14a c, 17a -C and freewheeling diodes 15a c, 18a -C together form the aforementioned power semiconductors of the pulse converter 4 ,

Die Steuereinheit 5 ist durch einen Mikrocontroller gebildet oder umfasst zumindest einen solchen. In der Steuereinheit 5 ist hierbei ein das nachfolgend näher beschriebene Verfahren automatisch durchführendes Steuerprogramm 19 softwaretechnisch implementiert.The control unit 5 is formed by a microcontroller or at least includes such. In the control unit 5 Here is a procedure described in detail below automatically executing control program 19 implemented by software.

Die Steuereinheit 5 ist ausgangsseitig mit den Leistungsschaltern 14a, 14b, 14c und 17a, 17b, 17c zur Ausgabe von Stellsignalen Y verschaltet. Eingangsseitig ist der Steuereinheit 5 ein Messwert S des in der Motorphase L3 fließenden Phasenstroms I_L3 zugeführt. Dieser Messwert S wird von einem in die Motorphase L3 geschalteten Messwandler 20 erhoben. Der Steuereinheit 5 ist als weitere Eingangsgröße eine Lastkenngröße X zugeführt, deren Wert beispielsweise mit der Stellung eines mit dem Antriebssystem 1 gekoppelten Betätigungshebels oder „Gaspedals” korreliert ist.The control unit 5 is the output side with the circuit breakers 14a . 14b . 14c and 17a . 17b . 17c interconnected to output actuating signals Y. The input side is the control unit 5 a measured value S of the phase current I L3 flowing in the motor phase _{L3 is} supplied. This measured value S is transferred from one to the motor phase L3 switched transducers 20 levied. The control unit 5 is fed as a further input variable, a load characteristic X, whose value, for example, with the position of one with the drive system 1 coupled actuating lever or "accelerator" is correlated.

Der Zwischenkreis 3 führt einen Gleichstrom mit einer im Wesentlichen konstanten Zwischenkreisspannung U_Z. Im Betrieb des Antriebssystems 1 richtet der Pulsstromrichter 4 diesen Gleichstrom in einen in die Motorphasen L1, L2, L3 eingespeisten Drehstrom um, im Rahmen dessen die Phasenströme I_L1, I_L2, I_L3 sinusförmig mit einer Drehstromfrequenz f (auch als Ständerfrequenz bezeichnet) mit überlagerten Oberschwingungen oszillieren. Aufgrund des Drehstroms wird in dem Motor 2 ein den Läufer 9 antreibendes magnetisches Ständerdrehfeld F erzeugt, das mit einer Drehfeldfrequenz n₁ in dem zwischen dem Ständer 6 und dem Läufer 9 gebildeten Luftspalt umläuft. Die Drehfeldfrequenz n₁ verhält sich hierbei zu der Drehstromfrequenz f allgemein gemäß n₁ = f / p, GLG 1 wobei p die Polpaarzahl der Drehfeldwicklung 7 bezeichnet. Im Folgenden wird aus Vereinfachungsgründen angenommen, dass es sich bei dem Motor 2 um einen zweipoligen Motor (p = 1) handelt. In diesem Fall entspricht die Drehfeldfrequenz n₁ der Drehstomfrequenz f(n₁ = f). Im motorischen Betrieb des Asynchronmotors 2 ist Drehfeldfrequenz n₁ in der Regel größer als die Läuferdrehzahl n, so dass sich das Ständerdrehfeld F gegenüber dem Läufer 9 mit einer Relativdrehzahl Δn = n₁ – n GLG 2 bewegt.The DC link 3 performs a direct current with a substantially constant intermediate circuit voltage U _Z. In operation of the drive system 1 directs the pulse converter 4 in the context of which the phase currents I _L1 , I _L2 , I _L3 sinusoidally oscillate with a three-phase frequency f (also referred to as stator frequency) with superimposed harmonics in this DC current into a three-phase current fed into the motor phases L1, L2, L3. Due to the three-phase current is in the engine 2 a the runner 9 driving magnetic stator rotating field F generated with a rotating field frequency n ₁ in the between the stator 6 and the runner 9 formed air gap rotates. The rotating field frequency n ₁ in this case behaves in accordance with the three-phase current frequency f in general n ₁ = f / p, GLG 1 where p is the pole pair number of the rotating field winding 7 designated. Hereinafter, for the sake of simplicity, it is assumed that the engine 2 is a two-pole motor (p = 1). In this case, the rotating field frequency n ₁ corresponds to the rotational frequency f (n ₁ = f). In motor operation of the asynchronous motor 2 Spinning frequency n _{1 is} usually greater than the rotor speed n, so that the stator rotating field F relative to the rotor 9 with a relative speed Δn = n ₁ -n GLG 2 emotional.

Das Verhältnis der Relativdrehzahl Δn zu der Drehfeldfrequenz n₁ wird als Schlupf s bezeichnet:

The ratio of the relative rotational speed Δn to the rotational field frequency n ₁ is referred to as slip s:

Der Schlupf s hat also den Wert Null, wenn das Drehfeld F synchron mit dem Läufer 9 umläuft, und den Wert 1 (bzw. 100%), wenn der Läufer 9 bei umlaufendem und von Null verschiedenem Drehfeld F steht.The slip s thus has the value zero, when the rotating field F is synchronized with the rotor 9 revolves, and the value 1 (or 100%) when the runner 9 with rotating and non-zero rotating field F stands.

Die Steuereinheit 5 steuert die Leistungsschalter 14a, 14b, 14c und 17a, 17b, 17c durch Pulsweitenmodulation der Stellsignale Y an. Die Stellsignale Y umfassen somit Pulse variabler Pulsweite, die mit einer vorgegebenen Pulstaktfrequenz f_PWM periodisch aufeinander folgen. Entsprechend variieren im Betrieb des Antriebssystems 1 auch die Phasenspannungen U_L1, U_L2, U_L3 pulsartig mit der Pulstaktfrequenz f_PWM. Die Stellsignale Y werden von der Steuereinheit 5 dabei derart pulsweitenmoduliert, dass die Phasenspannungen U_L1, U_L2, U_L3 mit ihrer Grundschwingung – d. h. über die Pulstaktdauer 1/f_PWM gemittelt – sinusförmig mit der Drehstromfrequenz f oszillieren. Im Mittel über die Drehstromperiode 1/f entsprechen die Phasenspannungen U_L1, U_L2, U_L3 einem – von der Steuereinheit 5 durch entsprechende Pulsweitenmodulation der Stellgrößen Y vorgegebenen – Effektivwert U_eff.The control unit 5 controls the circuit breakers 14a . 14b . 14c and 17a . 17b . 17c by pulse width modulation of the control signals Y on. The control signals Y thus comprise pulses of variable pulse width, which follow one another periodically at a predetermined pulse clock frequency f _PWM . Accordingly vary in the operation of the drive system 1 also the phase voltages U _L1 , U _L2 , U _L3 pulse-like with the pulse clock frequency f _PWM . The control signals Y are from the control unit 5 In this case, pulse-width-modulated in such a way that the phase voltages U _L1 , U _L2 , U _L3 oscillate sinusoidally with the fundamental frequency - ie averaged over the pulse clock duration 1 / f _PWM - with the three-phase frequency f. On average over the three-phase period 1 / f correspond to the phase voltages U _L1 , U _L2 , U _L3 one - from the control unit 5 given by appropriate pulse width modulation of the manipulated variables Y - effective value U _eff .

Das von dem Asynchronmotor 2 übertragbare Drehmoment M weist eine charakteristische Abhängigkeit von dem Schlupf s auf, die schematisch in 2 dargestellt ist. Gemäß dieser sogenannten Drehmomentkurve kann ohne Schlupf kein Drehmoment übertragen werden. Bei s = 0 ist also das übertragbare Drehmoment M ebenfalls Null. Für kleine, positive Schlupfwerte (s → 0) steigt das übertragbare Drehmoment M zunächst ungefähr linear mit dem Schlupf s an (M ∝ s). Nach Durchschreiten eines Maximums, dessen zugehöriger Schlupfwert s_K in einem Intervall 0 < s_K < 1 liegt, fällt das übertragbare Drehmoment M dann wiederum ab. Das Maximum der Drehmomentkurve wird als Kipppunkt des Asynchronmotors 2 bezeichnet. Der diesem Maximum zugehörige Wert des Drehmoments M wird als Kippmoment M_K bezeichnet, der zugehörige Schlupfwert wird als Kippschlupf s_K bezeichnet.That from the asynchronous motor 2 transmissible torque M has a characteristic dependence on the slip s, which is schematically shown in FIG 2 is shown. According to this so-called torque curve no torque can be transmitted without slip. At s = 0, therefore, the transmittable torque M is also zero. For small, positive slip values (s → 0), the transmittable torque M initially increases approximately linearly with the slip s (M α s). After passing through a maximum whose associated slip value s _{K is} in an interval 0 <s _K <1, the transmittable torque M then drops again. The maximum of the torque curve is called the tilting point of the induction motor 2 designated. The value of the torque M associated with this maximum is referred to as tilting moment M _K , and the associated slip value is referred to as tilting slip s _K.

3 zeigt – grob vereinfacht – den Aufbau des in der Steuereinheit 5 implementierten Steuerprogramms 19. Aus der Darstellung ist zu erkennen, dass das Steuerprogramm 19 einen Hochlastmodus 21 und einen Niederlastmodus 22 umfasst. Ein Entscheidungsmodul 23 schaltet hierbei nach Maßgabe der Lastkenngröße X zwischen dem Hochlastmodus 21 und dem Niederlastmodus 22. Sofern die Lastkenngröße X einen vorgegebenen Grenzwert X₀ überschreitet (X > X₀), wird der Pulsstromrichter 4 im Hochlastmodus 21 betrieben. Ansonsten (X ≤ X₀) wird der Pulsstromrichter 4 im Niederlastmodus 22 betrieben. 3 shows - roughly simplified - the structure of the control unit 5 implemented control program 19 , From the illustration it can be seen that the control program 19 a high load mode 21 and a low load mode 22 includes. A decision module 23 switches in this case in accordance with the load parameter X between the high load mode 21 and the low load mode 22 , If the load parameter X exceeds a predetermined limit value X ₀ (X> X ₀ ), the pulse-controlled converter becomes 4 in high load mode 21 operated. Otherwise (X ≤ X ₀ ) becomes the pulse converter 4 in low load mode 22 operated.

Im Hochlastmodus 21 wird der Pulsstromrichter 4 von der Steuereinheit 5 – wie üblich – derart angesteuert, dass der Schlupf s des Motors 2 den Wert des Kippschlupf s_K nicht überschreitet (s ≤ s_K). In high load mode 21 becomes the pulse inverter 4 from the control unit 5 - As usual - so controlled that the slip s of the engine 2 does not exceed the value of the tilting slip s _K (s ≤ s _K ).

In einem ersten Anwendungsbeispiel ist das vorstehend beschriebene Antriebssystem 1 als Drehkranzverstellung für einen Bagger eingesetzt. Dabei wird dem Entscheidungsmodul 23 als Lastkenngröße X der Absolutwert eines Drehzahlsollwerts zugeführt. Der zugehörige Grenzwert X₀ ist hierbei auf den Wert Null gesetzt. Der Motor 2 wird somit im Hochlastmodus 21 betrieben, wenn der als Lastkenngröße X vorgegebene Drehzahlsollwert von Null verschieden ist. Dabei wird die Läuferdrehzahl n durch die Steuereinheit 5 auf den Drehzahlsollwert geregelt.In a first application example is the drive system described above 1 used as turntable adjustment for an excavator. This is the decision module 23 supplied as a load parameter X, the absolute value of a speed setpoint. The associated limit value X ₀ is set to the value zero here. The motor 2 is thus in high load mode 21 operated when the speed setpoint specified as load parameter X is different from zero. In this case, the rotor speed n by the control unit 5 regulated to the speed setpoint.

Der Motor 2 wird dagegen dann im Niederlastmodus 22 betrieben, wenn der als Lastkenngröße X vorgegebene Drehzahlsollwert den Wert Null hat und der Motor 2 somit im Stillstand ist. In diesem Fall wird der Motor 2 gezielt im gekippten Betriebsbereich (s > s_K), nämlich mit einem Schlupf von 100% betrieben. Die Steuereinheit 5 realisiert den gekippten Betrieb durch eine Ansteuerung, deren charakteristische Eigenschaften aus den in 4 dargestellten Diagrammen der Drehstromfrequenz f, des Effektivwertes U_eff der Phasenspannungen U_L1, U_L2, U_L3, des Phasenstroms I_L3 und des auf den Läufer 9 des Motors 2 übertragenen Drehmoments M gegen die Zeit t deutlich wird.The motor 2 is then in the low load mode 22 operated when the speed setpoint specified as the load parameter X has the value zero and the motor 2 thus is at a standstill. In this case, the engine becomes 2 specifically in the tilted operating range (s> s _K ), namely operated with a slip of 100%. The control unit 5 realizes the tilted operation by a control, whose characteristic properties of the in 4 shown diagrams of the three-phase frequency f, the effective value U _{eff of} the phase voltages U _L1 , U _L2 , U _L3 , the phase current I _L3 and the runner 9 of the motor 2 transmitted torque M against the time t becomes clear.

Danach erzeugt die Steuereinheit 5 durch entsprechende Ansteuerung der Leistungsschalter 14a, 14b, 14c und 17a, 17b, 17c in den Motorphasen L1, L2, L3 Phasenströme I_L1, I_L2, I_L3 mit einem hohen Drehstromfrequenzwert f₀ von vorzugsweise 200 Hz. Gleichzeitig stellt die Steuereinheit 5 den Effektivwert U_eff auf einen vergleichsweise geringen Normalwert U_eff,0 ein. Dies hat zur Folge, dass in den Motorphasen L1, L2, L3 vergleichsweise hohe Phasenströme I_L1, I_L2, I_L3 erzeugt werden – in 4 beispielhaft dargestellt anhand des in der Motorphase L3 fließenden Phasenstroms I_L3. Diese Phasenströme I_L1, I_L2, I_L3 bewirken einerseits eine vergleichsweise starke Verlustwärme in den Leistungsschaltern 14a, 14b, 14c und 17a, 17b, 17c, im Motor 2 aber andererseits einen nur sehr geringen Drehmomentwert M₀.Thereafter, the control unit generates 5 by appropriate control of the circuit breaker 14a . 14b . 14c and 17a . 17b . 17c in the motor phases L1, L2, L3 phase currents I _L1 , I _L2 , I _L3 with a high three-phase frequency value f ₀ of preferably 200 Hz. At the same time, the control unit 5 the effective value U _eff to a comparatively low normal value U _{eff, 0} . This has the consequence that in the motor phases L1, L2, L3 comparatively high phase currents I _L1 , I _L2 , I _{L3 be} generated - in 4 illustrated by way of the current flowing in the motor phase _L3 phase current I _L3 . On the one hand, these phase currents I _L1 , I _L2 , I _L3 cause a comparatively high heat loss in the circuit breakers 14a . 14b . 14c and 17a . 17b . 17c , in the engine 2 but on the other hand only a very small torque value M ₀ .

Wie aus 4 hervorgeht, wird das Vorzeichen der Drehstromfrequenz f periodisch gewechselt mit einer Wechselfrequenz f, die 1/20 des Drehstromfrequenzwertes f₀, nämlich etwa 10 Hz, entspricht. Der Vorzeichenwechsel der Drehstromfrequenz f hat zur Folge, dass die Reihenfolge, in der die Oszillation der Strangströme I_L1, I_L2 und I_L3 zeitlich aufeinander folgt, umgekehrt wird. Dies wiederum führt im Motor 2 zu einer Umkehrung der Drehfeldrichtung und – hiermit verbunden – zu einem Vorzeichenwechsel des Drehmoments M. Im zeitlichen Mittel über die Wechselperiode 1/f_w ist somit das Drehmoment M exakt 0, so dass das Antriebssystem 1 auch bei einem sehr schwachen mechanischen Gegenmoment im Niederlastmodus 22 nicht zu laufen beginnt.How out 4 shows, the sign of the three-phase frequency f is periodically changed with an alternating frequency f, which corresponds to 1/20 of the three-phase frequency value f ₀ , namely about 10 Hz. The sign change of the three-phase frequency f has the consequence that the sequence in which the oscillation of the phase currents I _L1 , I _L2 and I _L3 successive in time is reversed. This in turn leads in the engine 2 to a reversal of the rotating field direction and - associated with this - to a change of sign of the torque M. In the time average over the change period 1 / f _w thus the torque M is exactly 0, so that the drive system 1 even with a very weak mechanical counter torque in low load mode 22 does not start to run.

Um unerwünschte Ausgleichsströme beim Umschalten der Drehstromfrequenz f zu vermeiden, wird der Effektivwert U_eff der Phasenspannungen U_L1, U_L2, U_L3 vor jedem Vorzeichenwechsel der Drehstromfrequenz f in einer zeitlich linearen Rampe von dem Normalwert U_eff,0 auf den Wert Null gefahren. Nach dem Vorzeichenwechsel der Drehstromfrequenz f wird der Effektivwert U_eff – wiederum zeitlich linear – auf den Normalwert U_eff,0 zurückgefahren.To avoid unwanted equalizing currents when switching the three-phase frequency f, the effective value U _{eff of} the phase voltages U _L1 , U _L2 , U _L3 is moved to the value zero before each sign change of the three-phase frequency f in a linear ramp from the normal value U _{eff, 0} . After the sign change of the three-phase current f, the rms value U _eff - again in a time-linear manner - is reduced to the normal value U _{eff, 0} .

In einem weiteren Anwendungsbeispiel ist das Antriebssystem 1 als Antrieb für einen Triebwagen einer U-Bahn oder Straßen-Bahn vorgesehen. In diesem Fall wird als Lastkenngröße X ein Lastsollwert herangezogen, der beispielsweise der Stellung eines „Gaspedals” oder eines entsprechenden Befehlsgebers entspricht. Der zugehörige Grenzwert X₀ entspricht hierbei beispielsweise einer voreingestellten Leerlauflast des Motors 2. Der Motor 2 wird in diesem Fall also während des Leerlaufs im Niederlastmodus 22 gefahren, bei einer Beschleunigung des Motors 2 dagegen im Hochlastmodus 21.In another application example is the drive system 1 intended as a drive for a railcar of a subway or tram. In this case, the load parameter X used is a load setpoint which, for example, corresponds to the position of an "accelerator pedal" or a corresponding command generator. The associated limit value X ₀ corresponds, for example, to a preset idling load of the engine 2 , The motor 2 In this case, during idle, it will be in low load mode 22 driven, with an acceleration of the engine 2 while in high load mode 21 ,

In dieser Anwendung unterscheiden sich der Hochlastmodus 21 und der Niederlastmodus 22 insbesondere durch die Einstellung der Pulstaktfrequenz f_PWM. Im Hochlastmodus 21 betreibt die Steuereinheit 5 den Pulsstromrichter 4 mit einer konstanten Pulstaktfrequenz f_PWM von beispielsweise 500 Hz. Im Niederlastmodus 22 wird die Pulstaktfrequenz f_PWM in einem Bereich zwischen 500 Hz und 5000 Hz nach Maßgabe einer Temperaturkenngröße geregelt. Als Temperaturkenngröße wird hierbei z. B. eine im Bereich eines Leistungsschalters 14a, 14b, 14c oder 17a, 17b, 17c gemessene Temperatur herangezogen.In this application, the high load mode is different 21 and the low load mode 22 in particular by setting the pulse clock frequency f _PWM . In high load mode 21 operates the control unit 5 the pulse converter 4 at a constant pulse clock frequency f _PWM of, for example, 500 Hz. In the low load mode 22 the pulse clock frequency f _PWM is controlled in a range between 500 Hz and 5000 Hz in accordance with a temperature characteristic. As a temperature parameter here z. B. one in the area of a circuit breaker 14a . 14b . 14c or 17a . 17b . 17c measured temperature used.

In einer vereinfachten Variante des vorstehend beschriebenen Anwendungsbeispiels wird die Pulstaktfrequenz f_PWM im Niederlastmodus 22 auf einen konstanten, gegenüber dem Hochlastmodus 21 erhöhten Wert von z. B. 2000 Hz hochgesetzt.In a simplified variant of the application example described above, the pulse clock frequency f _PWM in the low load mode 22 to a constant, compared to the high load mode 21 increased value of z. B. 2000 Hz high.

Claims

Method for controlling a drive system ( 1 ) with a pulse converter ( 4 ) and at least one downstream asynchronous motor ( 2 ), wherein the pulse converter ( 4 ) at low engine load of the asynchronous motor ( 2 ) with a tilting slip (s _K ) of the asynchronous motor ( 2 ) is exceeded, characterized in that at low engine load, the direction of rotation of the asynchronous motor ( 2 ) generated magnetic rotating field (F) is changed periodically alternating.

Method according to claim 1, wherein the asynchronous motor ( 2 ) is operated at low engine load with a rotating field frequency (n ₁ ), the rotor speed (n) of the asynchronous motor ( 2 ) exceeds by at least 20%.

Method according to claim 1, wherein the asynchronous motor ( 2 ) is operated at 100% slip (s) at low engine load.

Method according to claim 1 or 3, wherein the asynchronous motor ( 2 ) is operated at low engine load in engine standstill with a rotating field frequency (n ₁ ) between 30 Hz and 300 Hz, in particular with about 200 Hz.

The method of claim 1, wherein the rotational direction of the rotating field (F) with an alternating frequency (f _W ) is changed, which corresponds to between 1/10 and 1/30, in particular 1/20 of the rotating field frequency (n ₁ ).

The method of claim 1 or 5, wherein at each change of the rotating field direction, an effective value (U _eff ) of the or each phase voltage (U _L1 , U _L2 , U _L3 ) is briefly moved to the value zero.

The method of claim 6, wherein the RMS value (U _eff ) before each change of the rotating field direction substantially linearly from a predetermined normal value (U _{eff, 0} ) to the value zero, and after the change of the rotating field direction substantially linearly from zero back to the normal value (U _{eff, 0} ) is driven.

Method according to one of claims 1 to 7, wherein the effective value (U _eff ) is controlled or regulated such that the temperature of the power semiconductors ( 14a . 14b . 14c . 17a . 17b . 17c . 15a . 15b . 15c . 18a . 18b . 18c ) of the pulse converter ( 4 ) does not fall below a predetermined limit temperature at low engine load or does not exceed a predetermined Grenztemperaturhub compared to a maximum temperature in a previous high-load phase.

Method according to one of claims 1 to 8, wherein the pulse clock frequency (f _PWM ) is controlled or regulated such that the temperature of the power semiconductors ( 14a . 14b . 14c . 17a . 17b . 17c . 15a . 15b . 15c . 18a . 18b . 18c ) of the pulse converter ( 4 ) does not fall below a predetermined limit temperature at low engine load or does not exceed a predetermined Grenztemperaturhub compared to the maximum temperature in a previous high-load phase.