Die
Erfindung betrifft ein Verfahren zur Phasenrauschkompensation, insbesondere
bei WCDMA-Signalen, und einen entsprechenden Messempfänger.The
The invention relates to a method for phase noise compensation, in particular
for WCDMA signals, and a corresponding measuring receiver.
Ein
Verfahren zum Abschätzen
von Parametern wie des Frequenzversatzes, des Phasenversatzes, eines
Zeitversatzes und von Verstärkungsfaktoren
eines CDMA-Signals
ist aus der DE 101
38 963 A1 bekannt. Das Verfahren benutzt die Hadamard-Transformation
und ist daher numerisch relativ aufwendig. Eine Unterscheidung zwischen
dem Rauschbeitrag des empfangenen Signals und dem Rauschbeitrag
des Analogteils des Messempfängers
findet nicht statt.A method of estimating parameters such as frequency offset, phase offset, skew, and gain factors of a CDMA signal is known from US Pat DE 101 38 963 A1 known. The method uses the Hadamard transform and is therefore relatively expensive numerically. A distinction between the noise contribution of the received signal and the noise contribution of the analog part of the measuring receiver does not take place.
Der
Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Phasenkompensation,
insbesondere bei WCDMA-Signalen,
anzugeben, das eine Abschätzung
des Eigenrauschanteils des Messempfängers ermöglicht und ohne größeren Aufwand
implementiert werden kann, und einen entsprechenden Messempfänger zu
schaffen.Of the
The invention is therefore based on the object, a method for phase compensation,
especially with WCDMA signals,
specify that an estimate
the inherent noise of the measuring receiver allows and without much effort
can be implemented, and a corresponding measurement receiver to
create.
Die
Aufgabe wird bezüglich
des Verfahrens durch die Merkmale des Anspruchs 1 und bezüglich des Messempfängers durch
die Merkmale des Anspruchs 11 gelöst. Die Unteransprüche enthalten
vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.The
Task is relative
the method by the features of claim 1 and with respect to the measuring receiver by
the features of claim 11 solved. The subclaims contain
advantageous developments of the invention.
Erfindungsgemäß werden
zunächst
die Phasenfehler für
jedes Symbol ermittelt, in dem der reale Phasenwert des Symbols
gemessen wird mit dem idealen Phasenwerts des Symbols verglichen
wird. Erfindungsgemäß wird der
Phasenfehler umso mehr korrigiert, je weniger der gemessene reale
Phasenwert von dem idealen Phasenwert abweicht und umgekehrt der
Phasenfehler umso weniger korrigiert, je weiter der gemessene reale
Phasenwert von dem idealen Phasenwert abweicht. Dieser Vorgehensweise
liegt die Erkenntnis zugrunde, dass kleine Phasenfehler tendenziell
eher von internen Komponenten insbesondere des Analogteils des Messempfängers verursacht
werden. Diese sind in hohem Maße
zu korrigieren, um zu vermeiden, dass diese Phasenfluktuationen
das Messergebnis beeinflussen. Relativ große Phasenfehler hingegen kommen
nur mit sehr geringer Wahrscheinlichkeit von internen Komponenten,
insbesondere dem lokalen Oszillator des Analogteils des Messempfängers, sondern
stammen mit hoher Wahrscheinlichkeit von dem zu vermessenden Messobjekt.
Diese Phasenfehler sollten möglichst
wenig korrigiert werden, um zu vermeiden, dass die Kompensation
das Messergebnis des Messobjekts verfälscht. Die wesentliche interne
Störgröße des Messempfängers ist
der lokale Oszillator in der Mischerstufe des Analogteils. Das von
diesem erzeugte Phasenrauschen ist in der Regel gaußerteilt,
d. h. geringe Phasenfluktuationen des Oszillatorsignals sind relativ
häufig,
größere Phasenfluktuationen
treten jedoch relativ selten auf.According to the invention
first
the phase errors for
Each symbol determines where the real phase value of the symbol
measured is compared with the ideal phase value of the symbol
becomes. According to the invention
Phase error is corrected the more the less the real measured
Phase value deviates from the ideal phase value and vice versa
The less corrected the phase error, the farther the measured real
Phase value deviates from the ideal phase value. This procedure
underlying the knowledge that small phase errors tend to be
rather caused by internal components, in particular the analog part of the measuring receiver
become. These are highly
to correct, to avoid that these phase fluctuations
affect the measurement result. On the other hand, relatively large phase errors occur
with very little probability of internal components,
in particular the local oscillator of the analog part of the measuring receiver, but
come with high probability of the measured object to be measured.
These phase errors should be as possible
Little be corrected to avoid the compensation
the measurement result of the DUT is corrupted. The essential internal
Disturbance of the measuring receiver is
the local oscillator in the mixer stage of the analog part. That from
this generated phase noise is usually gaussized,
d. H. low phase fluctuations of the oscillator signal are relative
often,
larger phase fluctuations
However, they are relatively rare.
Der
Erfindung liegt nun die Idee zugrunde, nicht alle Phasenfehler gleichmäßig zu behandeln,
d. h. nicht alle Phasenfehler vollständig zu kompensieren, sondern
die Phasenfehler nur entsprechend ihrer Auftrittswahrscheinlichkeit
zu korrigieren. Dies führt
dazu, dass geringe Phasenfehler, die mit hoher Wahrscheinlichkeit
von dem internen Lokaloszillator herrühren, fast vollständig kompensiert
werden, größere Phasenfehler jedoch,
die nur mit sehr geringer Wahrscheinlichkeit von dem internen Oszillator
und mit hoher Wahrscheinlichkeit von dem zu vermessenden Messobjekt
herrühren,
jedoch relativ wenig bzw. bei größeren Abweichungen
so gut wie gar nicht mehr kompensiert werden. Auf diese Weise wird
erreicht, dass im Wesentlichen nur die von den internen Komponenten,
insbesondere dem analogen Oszillator herrührende Phasenfehler kompensiert
werden, nicht jedoch die Phasenfehler des Messobjekts, die gerade
gemessen werden sollen.Of the
Invention is based on the idea not to treat all phase errors evenly,
d. H. not completely compensate for all phase errors, but
the phase errors only according to their probability of occurrence
to correct. this leads to
This causes low phase errors that are highly likely
from the internal local oscillator, almost completely compensated
but larger phase errors,
with very little probability of the internal oscillator
and with high probability of the measured object to be measured
originate,
but relatively little or larger deviations
almost no longer be compensated. This way will
achieved that essentially only those of the internal components,
compensated in particular the analog oscillator resulting phase error
but not the phase errors of the DUT that are currently
to be measured.
Es
ist vorteilhaft, die Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion des Phasenfehlers
zu ermitteln und dann jeden Phasenfehler genau um das Maß zu korrigieren,
dass der Wahrscheinlichkeit des Auftretens dieses Phasenfehlers
proportional ist. Tritt ein bestimmter Phasenfehler beispielsweise
mit einer Wahrscheinlichkeit von 90% auf, so wird der ermittelte
Phasenfehler z. B. um den Faktor. 0,9 kompensiert, d. h. der gemessene
Phasenwert wird bis auf 10% an den idealen Phasenwert herangeführt. Tritt
der gemessene Phasenfehler jedoch gemäß der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion
nur mit einer Wahrscheinlichkeit von beispielsweise 10% auf, so
wird dieser z. B. nur mit dem Faktor 0,1 kompensiert, d. h. es wird
so gut wie keine Korrektur vorgenommen.It
is advantageous, the probability density function of the phase error
to determine and then correct each phase error exactly by the measure,
that the probability of occurrence of this phase error
is proportional. Occurs a certain phase error, for example
with a probability of 90%, the determined
Phase error z. B. by the factor. 0.9 compensated, d. H. the measured
Phase value is brought up to 10% of the ideal phase value. kick
however, the measured phase error according to the probability density function
only with a probability of for example 10% on, so
this z. B. only compensated by the factor 0.1, d. H. it will
virtually no correction made.
Zusätzlich zu
der Bewertung der Wahrscheinlichkeit des Auftretens des Phasenfehlers
kann noch eine Tiefpassfilterung vorgenommen werden. Die Tiefpassfilterung
ergibt sich automatisch, wenn es sich bei dem zu messenden Digitalsignal
um ein codegespreiztes CDMA-Signal handelt, das entspreizt werden
muss. Die bei der Entspreizung entstehende Mittelung über mehrere
Chips zur Gewinnung eines Symbol-Werts entspricht dann einer Tiefpassfilterung.
Dies ist insofern vorteilhaft, als das Spektrum des Phasenrauschens
des lokalen Oszillators, welcher die hauptsächliche interne Rauschquelle
darstellt, um das Träger-Signal
herum verteilt ist und nur in der Nähe des Träger-Signals mit hoher Amplitude
auftritt. Die Tiefpassfilterung im Basisband entspricht dann einer
Bandpassfilterung um die Mittenfrequenz des Trägersignals des lokalen Oszillators, was
dazu führt,
dass spektrale Komponenten, die relativ weit von dem Trägersignal
beabstandet sind, nicht mehr korrigiert werden. Dies ist sinnvoll,
denn diese sprektralen Rauschkomponenten mit großer Entfernung von dem Trägersignal
stammen mit hoher Wahrscheinlichkeit nicht von dem lokalen Oszillator,
sondern von dem zu vermessenden Messobjekt.In addition to the evaluation of the probability of the occurrence of the phase error, a low-pass filtering can still be performed. The low-pass filtering results automatically when the digital signal to be measured is a code-spread CDMA signal which must be despread. The resulting in the despreading over multiple chips to obtain a symbol value then corresponds to a low-pass filtering. This is advantageous in that the spectrum of the phase noise of the local oscillator, which is the main internal noise source, is around the carrier signal is distributed and occurs only in the vicinity of the carrier signal with high amplitude. The low-pass filtering in the baseband then corresponds to a band-pass filtering around the center frequency of the carrier signal of the local oscillator, with the result that spectral components which are relatively far away from the carrier signal are no longer corrected. This makes sense, since these spectral noise components with a long distance from the carrier signal are not likely to come from the local oscillator, but from the object to be measured.
Die
Korrektur kann in einem digitalen Signalprozessor dadurch vorgenommen
werden, dass zunächst das
codegespreizte digitale CDMA-Signal entspreizt wird, dann der Phasenfehler
und die zugehörigen
Kompensationswerte ermittelt werden und schließlich ein digitaler Oszillator
so angesteuert wird, dass das von ihm erzeugte Signal nach Multiplikation
mit dem Messsignal die gewünschte
Kompensation ergibt.The
Correction can be done in a digital signal processor
be that first the
code spread digital CDMA signal is despread, then the phase error
and the associated ones
Compensation values are determined and finally a digital oscillator
is controlled so that the signal generated by it after multiplication
with the measurement signal the desired
Compensation results.
Aus
der US 2003/0031241
A1 ist ein Verfahren zur Messung und Kompensation von Phasenrauschen eines
Spektrumanalysators bekannt, wobei an den Spektrumanalysator ein
Referenzsignal mit bekanntem Phasenrauschen angelegt wird und durch
Messung des Phasenrauschens das eigene Phasenrauschen des Spektrumanalysators
ermittelt und kompensiert werden kann.From the US 2003/0031241 A1 a method for measuring and compensating phase noise of a spectrum analyzer is known, wherein the spectrum analyzer a reference signal with known phase noise is applied and can be determined and compensated by measuring the phase noise of the own phase noise of the spectrum analyzer.
Aus
der US 2005/0261880
A1 ist ein Verfahren zur Kompensation des Rauschens eines
Spektrumanalysators bekannt, wobei die Korrektur auf einer bekannten
Abhängigkeit
des charakteristischen Rauschens von den Betriebsbedingungen des
Spektrumanalysators, wie der Verstärkungskorrektur beruht.From the US 2005/0261880 A1 A method is known for compensating the noise of a spectrum analyzer, wherein the correction is based on a known dependence of the characteristic noise on the operating conditions of the spectrum analyzer, such as the gain correction.
Aus
der US 2002/0071476
A1 ist ein Verfahren zur Kompensation der Phasenverzerrung
zwischen dem I- und Q-Übertragungspfad
innerhalb eines Senders einer CDMA-Mobilfunk-Basisstation bekannt. Dabei wird
der Phasenfehler zwischen dem I- und Q-Übertragungspfad gemessen und
bei Überschreitung
eines Grenzwerts mit Hilfe einer Phasenausgleichseinrichtung kompensiert.From the US 2002/0071476 A1 For example, there is known a method for compensating the phase distortion between the I and Q transmission paths within a transmitter of a CDMA mobile base station. In this case, the phase error between the I and Q transmission path is measured and compensated for exceeding a limit value with the aid of a phase compensation device.
Ein
Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung
näher erläutert. In
der Zeichnung zeigen:One
embodiment
The invention will be described below with reference to the drawing
explained in more detail. In
show the drawing:
1 ein
Blockschaltbild eines Empfängers,
der für
die Erfindung verwendet werden kann; 1 a block diagram of a receiver which can be used for the invention;
2 wesentliche
Fehlergrößen des
analogen Empfangsteils; 2 significant error quantities of the analog receiving part;
3 die
Schätzung
und Kompensation der Empfängerfehler; 3 the estimation and compensation of receiver errors;
4 ein
Blockschaltbild für
die Kompensation des Phasenrauschens; 4 a block diagram for the compensation of the phase noise;
5 das
Spektrum eines Lokaloszillators mit starkem Phasenrauschen; 5 the spectrum of a local oscillator with strong phase noise;
6 ein
Konstellationsdiagramm des verrauschten Empfangssignals einschließlich dem
Rauschen des lokalen Oszillators; 6 a constellation diagram of the noisy received signal including the noise of the local oscillator;
7 das
Spektrum des Phasenrauschens nahe am Träger und das korrigierte Signal; 7 the spectrum of the phase noise close to the carrier and the corrected signal;
8 die
Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung des Phasenfehlers; 8th the probability density distribution of the phase error;
9 die
Tiefpasscharakteristik des Mittelungsfilters; 9 the low-pass characteristic of the averaging filter;
10 den
Phasenfehler der Pilotsymbole, die berechneten Korrekturwerte und
den Phasenfehler des korrigierten Signals; 10 the phase error of the pilot symbols, the calculated correction values and the phase error of the corrected signal;
11 die
Amplitude der Phasenfehler des Empfängers, die berechneten Korrekturwerte
und den Phasenfehler des korrigierten Signals, 11 the amplitude of the phase errors of the receiver, the calculated correction values and the phase error of the corrected signal,
12 ein
Vergleich der EVM-Werte eines empfangenen Signals mit den EVM-Werten
des tatsächlich gesendeten
Signals, 12 a comparison of the EVM values of a received signal with the EVM values of the actually transmitted signal,
13 ein
detailliertes Blockschaltbild des Digitalteils des Empfängers mit
der Kompensation und 13 a detailed block diagram of the digital part of the receiver with the compensation and
14 ein
Diagramm zur Erläuterung
der Mittelung. 14 a diagram for explaining the averaging.
In
Messempfängern
können über eine
Messhardware Signale empfangen und demoduliert werden. Hierbei soll
die Signalqualität
und mögliche
Fehler eines gesendeten Signals eines Testobjektes (DUT – device under
test) bewertet werden. Der in 1 dargestellte
Empfänger 1 besteht
aus einem analogen Empfangsteil 2, einem Analog/Digital-Wandler 3 und
einem Signalverarbeitungsprozessor 4 zur Verarbeitung der
empfangenen Daten. Der analoge Empfangsteil 2 besteht aus
einem Vorverstärker 5,
einem Mischer 6 zur Mischung mit dem Oszillatorsignal eines
lokalen Oszillator 7 und einem Bandpass 8 auf
der Zwischenfrequenzebene 9.In measurement receivers, signals can be received and demodulated via measurement hardware. Here, the signal quality and possible errors of a transmitted signal of a test object (DUT - device under test) should be evaluated. The in 1 represented receiver 1 consists of an analogue receiver 2 , an analog / digital converter 3 and a signal processing processor 4 for processing the received data. The analogue receiver 2 consists of a preamplifier 5 , a mixer 6 for mixing with the oscillator signal of a local oscillator 7 and a bandpass 8th at the intermediate frequency level 9 ,
Ein
wichtiger Parameter zur Charakterisierung eines Signals ist der
Messwert des „Error
Vector Magnitude” im folgenden
EVM genannt. Dieser beschreibt die Abweichung eines gesendeten Signals
Ssent von einem idealen Signals Sideal. Der EVM-Wert des ausgewerteten Signals
beschreibt nicht nur die Eigenschaften des empfangenen Signals,
sondern enthält
auch die durch den Empfänger 1 eingebrachten
Störgrößen. Die Störungen kommen
in erster Linie vom analogen Empfangsteil 2 und setzen
sich wesentlich aus den folgenden Anteilen zusammen: Phasenrauschen Δφ(t) des
lokal Oszillators 7, Frequenzablage Δω(t) des lokal Oszillators 7,
Amplitudenrauschen n(t) des Empfangsverstärkers 5, Mischers 6 und
Bandpasses 8 sowie Abweichung der Abtastrate δ{t – k(T – Δτ) – ε} des Analog/Digital-Wandlers 3.An important parameter for characterizing a signal is the measured value of the "Error Vector Magnitude" in the following EVM. This describes the deviation of a transmitted signal S sent from an ideal signal S ideal . The EVM value of the signal being evaluated not only describes the characteristics of the received signal, but also includes that provided by the receiver 1 introduced disturbances. The disturbances come primarily from the analog receiver 2 and are essentially composed of the following components: phase noise Δφ (t) of the local oscillator 7 , Frequency offset Δω (t) of the local oscillator 7 , Amplitude noise n (t) of the receiving amplifier 5 , Mixer 6 and bandpasses 8th and deviation of the sampling rate δ {t - k (T - Δτ) - ε} of the analog / digital converter 3 ,
Diese
Störgrößen sind
in 2 veranschaulicht. Das Phasenrauschen Δφ(t) des
lokalen Oszillators 7 wird in dem Störgrößenmodell in dem Multiplizierer 10 und
die Frequenzablage Δω(t) des
lokalen Oszillators 7 wird in dem Multiplizierer 11 zugesetzt.
Das Amplitudenrauschen n(t) wird in dem Addierer 12 addiert
und die Abweichung der Abtastrate wird in dem Multiplizierer 13 berücksichtigt.These disturbances are in 2 illustrated. The phase noise Δφ (t) of the local oscillator 7 is in the disturbance model in the multiplier 10 and the frequency offset Δω (t) of the local oscillator 7 is in the multiplier 11 added. The amplitude noise n (t) is in the adder 12 is added and the deviation of the sampling rate is in the multiplier 13 considered.
Diese
durch den Empfänger 1 verursachte
Abweichung des empfangenen Signals Sreceived vom
gesendeten Signal Ssent beeinflusst das
Messergebnis der EVM-Werte und muss während der Demodulation im digitalen
Signalprozessors 4 berücksichtigt
und kompensiert werden. Dazu ist es notwendig, die Fehlerparameter
zu ermitteln und anhand dieser Parameter die Empfängerfehler
zu kompensieren.This by the receiver 1 caused deviation of the received signal S received from the transmitted signal S sent influences the measurement result of the EVM values and must during demodulation in the digital signal processor 4 be taken into account and compensated. For this it is necessary to determine the error parameters and to compensate for the receiver errors on the basis of these parameters.
Dies
ist in 3 veranschaulicht. Nach der Kompensation der zeitliche
Drift ε und
des Versatzes Δτ der Abtastrate
im Block 20 erfolgt im Block 21 die Kompensation
des Frequenzversatzes Δω. Anschließend erfolgt
im Block 22 die erfindungsgemäße Kompensation des Phasenrauschens Δφ(t), bevor
im Block 23 die Demodulation und die Reduktion des Gauß-Rauschens
erfolgt.This is in 3 illustrated. After compensation, the temporal drift ε and the offset Δτ of the sampling rate in the block 20 takes place in the block 21 the compensation of the frequency offset Δω. Subsequently, in the block 22 the compensation according to the invention of the phase noise Δφ (t), before in the block 23 the demodulation and the reduction of the Gaussian noise takes place.
Nach
der Kompensation der Empfängerfehler
kann aus dem korrigierten Signal im Block 24 ein ideales Referenzsignal
Sideal zur Berechnung des EVM-Wertes abgeleitet
werden. Je besser hierbei die Einflüsse des Empfängers 1 kompensiert
sind, desto genauer ist das angezeigte Messergebnis des Empfängers 1.
Von den in 3 aufgeführten Blöcken 20-23 zur
Kompensation der Empfängerfehler
soll hier nur der dritte Block 22 zur Kompensation des
Phasenrauschens Δφ(t) des
Lokaloszillators 7 betrachtet werden. Die dieser Kompensation
zugrunde liegenden Schätz-
und Kompensationsalgorithmen sind Gegenstand der vorliegenden Anmeldung.After compensation, the receiver error can be calculated from the corrected signal in the block 24 an ideal reference signal S ideal for calculating the EVM value are derived. The better this the influences of the receiver 1 are compensated, the more accurate the displayed measurement result of the receiver 1 , From the in 3 listed blocks 20 - 23 to compensate for the receiver error is here only the third block 22 to compensate for the phase noise Δφ (t) of the local oscillator 7 to be viewed as. The estimation and compensation algorithms on which this compensation is based are the subject of the present application.
Das
Phasenrauschen eines Messempfängers
zur Demodulation von Vektor-Signalen soll kompensiert werden. Nach
der Kompensation soll der Eigenanteil des Phasenrauschens des Messempfängers 1 spürbar gesenkt
werden. Das Verfahren soll für
den Empfang und die Auswertung von WCDMA-Signalen genutzt werden.The phase noise of a measuring receiver for the demodulation of vector signals should be compensated. After the compensation, the intrinsic component of the phase noise of the measuring receiver 1 be noticeably lowered. The method should be used for the reception and evaluation of WCDMA signals.
Hierzu
wird das statistische Verhalten des Phasenrauschens des Messempfängers 1 ermittelt.
Die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des gemessenen Phasenfehlers
ergibt üblicherweise
eine Normalverteilung nach Gauß,
die in 8 dargestellt ist. Die Standardabweichung σ dieser Glockenkurve
wird bestimmt und als Korrekturparameter für das Phasenrauschen des Empfängers 1 genutzt.
Da das Phasenrauschen des Empfängers 1 bandbegrenzt
ist, soll auch nur das Rauschen innerhalb einer Bandbreite nahe
am Träger
kompensiert werden. Hierbei ist zu beachten, dass Phasenrauschen,
welches von einem zu vermessenden Signal des Messobjekts (DUT) kommt,
nicht kompensiert werden darf. Die Unterscheidung, ob der Rauschanteil
vom Messobjekt (DUT) oder vom Empfänger 1 selber kommt,
wird hier anhand der Bandbreite und der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion
des Rauschens vorgenommen.This is the statistical behavior of the phase noise of the measuring receiver 1 determined. The probability density function of the measured phase error usually gives a Gaussian normal distribution, which in 8th is shown. The standard deviation σ of this bell curve is determined and used as correction parameter for the phase noise of the receiver 1 used. Because the phase noise of the receiver 1 band limited, only the noise within a bandwidth close to the carrier should be compensated. It should be noted that phase noise, which comes from a signal to be measured of the DUT, may not be compensated. The distinction of whether the noise component from the DUT or from the receiver 1 itself comes is made here on the basis of the bandwidth and the probability density function of the noise.
Wie
in 4 gezeigt, wird das empfangene WCDMA-Signal im
Block 30 entwürfelt
und die Pilotsymbole werden im Block 31 entspreizt. Durch
den Vorgang des Entspreizens wird ein Mittelungsfilter gebildet, dessen
Länge vom
Spreizfaktor des Pilotkanals (SF = 256) abhängt. Dieses führt gleichzeitig
zu einer Tiefpassfilterung. Aus den so gewonnen Pilotsymbolen kann
der Phasenfehler der durch das Phasenrauschen des lokalen Oszillators 7 erzeugt
wurde, im Block 32 ermittelt werden.As in 4 shown, the received WCDMA signal in the block 30 dice and the pilot symbols are in the block 31 despreads. By the process of despreading, an averaging filter is formed whose length depends on the spreading factor of the pilot channel (SF = 256). This leads at the same time to a low-pass filtering. From the pilot symbols thus obtained, the phase error caused by the phase noise of the local oscillator 7 was generated, in the block 32 be determined.
Zur
Berechnung des Korrekturwertes wird dieser Fehler im Block 33 mit
der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Phasenrauschens gewichtet.
Anschließend
wird durch lineare Interpolation das Phasenprofil für einen
numerischen Oszillator (NCO) und die Werte des numerischen Oszillators
im Block 34 (NCO) berechnet. Mit Hilfe des numerischen
Oszillators (NCO) kann nun das Phasenrauschen des WCDMA-Signals im Block 35 kompensiert
werden.To calculate the correction value, this error is in the block 33 weighted with the probability density function of the phase noise. Then, by linear interpolation, the phase profile for a numerical oscillator (NCO) and the values of the numerical oscillator in the block 34 (NCO) calculated. With the help of the numerical oscillator (NCO), the phase noise of the WCDMA signal in the block 35 be compensated.
Zur
Demodulation von vektormodulierten Signalen ist die Messung des „Error
Vector Magnitude” (EVM)
eine wichtige Größe. Für eine genaue
messtechnische Erfassung der Messgröße EVM ist es wichtig, dass
das empfangene Signal durch das Eigenrauschen des Empfängers 1 so
gering wie möglich
beeinflusst wird. Ist das Eigenrauschen des Messempfängers 1 größer oder
gleich dem Rauschen des zu messenden Objektes (DUT), so wird das
Messergebnis verfälscht.
Die Rauschanteile eines Messempfängers 1 können in Phasenrauschen Δφ(t) und
Amplitudenrauschen n(t) unterteilt werden. Bei Messempfängern mit
einem stark rauschbehaftetem Lokaloszillator 7 überwiegt
der Anteil des Phasenrauschens. Um diesen Anteil des Rauschens zu
kompensieren, muss er zunächst
erfasst und anschließend
in einem Fehlermodell berücksichtigt und
korrigiert werden.For the demodulation of vector-modulated signals, the measurement of the "Error Vector Magnitude" (EVM) is an important factor. For accurate metrological detection of the measured variable EVM, it is important that the received signal due to the inherent noise of the receiver 1 as little as possible. Is the inherent noise of the measuring receiver 1 greater than or equal to the noise of the object to be measured (DUT), the measurement result is falsified. The noise components of a measuring receiver 1 can be divided into phase noise Δφ (t) and amplitude noise n (t). For measuring receivers with a strongly noisy local oscillator 7 the proportion of phase noise predominates. To compensate for this amount of noise, it must first be recorded and then taken into account and corrected in a fault model.
Das
Phasenrauschen des Empfängers 1 wird
in erster Linie durch das Phasenrauschen des lokalen Oszillators 7 des
Empfängers 1 charakterisiert.
Dieses ist für
den gewählten
Oszillator charakteristisch. Im Frequenzbereich äußert es sich als ein Spektrum,
dass mit steigendem Abstand zur Träger-Frequenz abfällt, wie dies
in 5 gezeigt ist. Zur Charakterisierung dieses Spektrums
wird üblicherweise
die Leistung bezogen auf die Trägerleistung
(dBc) der Spektrallinien in einem bestimmten Abstand zum Träger 36 angegeben.The phase noise of the receiver 1 is primarily due to the phase noise of the local oscillator 7 Recipient 1 characterized. This is characteristic of the chosen oscillator. In the frequency domain, it manifests itself as a spectrum that decreases as the distance to the carrier frequency increases, as in 5 is shown. To characterize this spectrum is usually the power relative to the carrier power (dBc) of the spectral lines at a certain distance from the carrier 36 specified.
Aus 5 ist
ersichtlich, dass die Amplitude des Phasenrauschens für niedrige
Frequenzen relative groß und
für größere Frequenzablagen
relative klein ist. Die Phasenrauschleistung innerhalb eines Trägerabstandes
von ±5
kHz ist mit –20
dBc am größten. Für die Genauigkeit
einer EVM-Messung ist die Amplitude des Phasenrauschens ausschlaggebend.
So ist es das Ziel, das Phasenrauschen des lokalen Oszillators 7 in
der Nähe
des Trägers
zu korrigieren.Out 5 It can be seen that the amplitude of the phase noise is relatively large for low frequencies and relatively small for larger frequency shelves. The phase noise power within a carrier spacing of ± 5 kHz is greatest at -20 dBc. For the accuracy of an EVM measurement, the amplitude of the phase noise is crucial. So it is the goal, the phase noise of the local oscillator 7 correct near the wearer.
Die
empfangenen Symbole Sreceived werden durch
das Phasenrauschen des lokalen Oszillators 7 von ihren
idealen Konstellationspunkten ausgelenkt, was in 6 dargestellt
ist. Die Standardabweichung der Phase von einem idealen QPSK Konstellationsdiagramm
beträgt
hier ca. 6 Grad. Dieses führt
zu einer Verschlechterung des EVM-Wertes durch den analogen Empfänger. Die
Verschlechterung des EVM-Wertes durch das eigene Phasenrauschen
beträgt
hier ca. 12%. Da in der Praxis Signale mit einem EVM-Wert von bis
zu wenigstens 8% vermessen werden sollen, ist dieser Wert für die Eigenstörung des
Geräts
viel zu groß.The received symbols S received are due to the phase noise of the local oscillator 7 deflected from their ideal constellation points, resulting in 6 is shown. The standard deviation of the phase from an ideal QPSK constellation diagram is about 6 degrees. This leads to a deterioration of the EVM value by the analog receiver. The deterioration of the EVM value due to the inherent phase noise amounts to approx. 12%. Since signals with an EVM value of up to at least 8% are to be measured in practice, this value is much too large for the device's own interference.
Die
idealen Konstellationspunkte sind in 6 mit dem
Bezugszeichen 70a, 70b, 70c und 70d versehen.
Das Phasenrauschen führt
nun zu einem Phasenfehler. In 6 sind beispielhaft
ein Fall eines relativ kleinen Phasenfehlers Δφ1 und
der Fall eines relativ großen
Phasenfehlers Δφ2 dargestellt. Dargestellt sind außerdem die
zugehörigen
Kompensationswerte φcomp,1 und φcomp,2.
Diese werden anhand der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion, welche
in 8 dargestellt ist, ermittelt. Bei der inThe ideal constellation points are in 6 with the reference number 70a . 70b . 70c and 70d Mistake. The phase noise now leads to a phase error. In 6 By way of example, a case of a relatively small phase error Δφ 1 and the case of a relatively large phase error Δφ 2 are shown. Also shown are the associated compensation values φ comp, 1 and φ comp, 2 . These are calculated using the probability density function, which is shown in 8th is shown determined. At the in
8 dargestellten
Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion handelt es sich um die Gaussverteilung.
Beträgt Δφ1 beispielsweise ca. 3°, so beträgt die zugehörige Auftrittswahrscheinlichkeit
90%. Der zugehörige Kompensationswert φcomp,1 ist nun proportional zu dieser Auftrittswahrscheinlichkeit.
Es gilt in diesem Beispiel φcomp,1 = 0,9·Δφ1. (1) 8th The probability density function shown is the Gaussian distribution. For example, if Δφ 1 is approximately 3 °, the associated probability of occurrence is 90%. The associated compensation value φ comp, 1 is now proportional to this probability of occurrence. It applies in this example φ comp, 1 = 0.9 · Δφ 1 , (1)
Der
Phasenfehler Δφ1 wird also zu 90% kompensiert.The phase error Δφ 1 is therefore compensated to 90%.
Beträgt der Phasenfehler Δφ2 beispielsweise ca. 13°, so ist die zugehörige Auftrittswahrscheinlichkeit 10%.
Es ergibt sich somit ein Kompensationswert von φcomp,2 = 0,1·Δφ2. (2) If the phase error Δφ 2 is approximately 13 °, for example, the associated occurrence probability is 10%. This results in a compensation value of φ comp, 2 = 0.1 · Δφ 2 , (2)
Während der
relativ kleine Phasenfehler Δφ1 somit zu 90% kompensiert wird, wird der
relativ große Phasenfehler Δφ2 nur zu 10% kompensiert. Kleine Phasenfehler,
die mit hoher Wahrscheinlichkeit von den internen Komponenten des
Analogteils des Messempfängers 1,
insbesondere von dem lokalen Oszillator 7 herrühren, werden
daher fast vollständig
kompensiert, während
relativ große
Phasenfehler, die mit hoher Wahrscheinlichkeit nicht von den internen
Komponenten des Messempfängers 1,
sondern von dem Messobjekt DUT herrühren, kaum kompensiert werden.
Das Phasenrauschen des Messobjekts DUT bleibt für die Auswertung daher fast
vollständig
erhalten.While the relatively small phase error Δφ 1 is thus compensated to 90%, the relatively large phase error Δφ 2 is only compensated to 10%. Small phase errors, most likely from the internal components of the analog part of the test receiver 1 , in particular from the local oscillator 7 Therefore, they are almost completely compensated, while relatively large phase errors, which are highly unlikely from the internal components of the measuring receiver 1 , but originate from the measurement object DUT, can hardly be compensated. The phase noise of the DUT remains for the ejector therefore almost completely preserved.
Um
den Einfluss des Phasenrauschens des Empfängers 1 auf das empfangene
Signal zu minimieren, kann dieses leicht kompensiert werden, wenn
man das statistische Verhalten des Rauschens kennt. Hierbei ist
zu beachten, dass der Kompensationsalgorithmen Signalverzerrungen
des tatsächlich
gesendeten Signals nicht kompensiert. Über das Phasenrauschverhalten
ist bekannt, dass es bandbegrenzt ist. Daraus folgt, dass eine Kompensation
der Phasenfehler auch nur in einem begrenzten Frequenzbereich erfolgen
sollte. 7 zeigt die Unterdrückung des
Phasenrauschens durch eine Phasenrauschkompensation des empfangenen
Signals. In einem Frequenzbereich von 0.5 bis 5 kHz Frequenzablage
konnte hier eine mittlere Dämpfung
des Phasenrauschens von 7 dB erreicht werden. Dieses führt zu einer
Verbesserung des geräteeigenen
EVM-Wertes von 12% auf 5%. Phasenrauschen außerhalb dieser Frequenzablage
kommt nicht vom lokalen Oszillator 7 des Empfängers 1,
sondern vom Testsignal und darf deshalb nicht kompensiert werden.To the influence of the phase noise of the receiver 1 To minimize the received signal, this can be easily compensated for by knowing the statistical behavior of the noise. It should be noted here that the compensation algorithm does not compensate for signal distortions of the actually transmitted signal. About the phase noise behavior is known that it is band-limited. It follows that a compensation of the phase errors should also take place only in a limited frequency range. 7 shows the suppression of the phase noise by phase noise compensation of the received signal. In a frequency range of 0.5 to 5 kHz frequency offset, a mean attenuation of the phase noise of 7 dB could be achieved. This leads to an improvement of the device's own EVM value from 12% to 5%. Phase noise outside this frequency bin does not come from the local oscillator 7 Recipient 1 but from the test signal and therefore may not be compensated.
Der
Phasenfehler des Signals des lokalen Oszillators 7 ist
normal verteilt. Die Standardabweichung des Phasenfehlers ist 6
Grad, was in 8 dargestellt ist. Die Wahrscheinlichkeit
des Auftretens eines Phasenfehlers kann ebenfalls bei der Korrektur
eines Phasenfehlers berücksichtigt
werden. Phasenfehler die kleiner als die Standardabweichung sind,
kommen mit hoher Wahrscheinlichkeit vom Messempfänger 1 selbst und können kompensiert
werden. Die Phasenfehler die außerhalb
der Standardabweichung liegen, kommen mit hoher Wahrscheinlichkeit
vom empfangenen Signal und dürfen
nicht oder nur zu einem geringfügigen
Anteil kompensiert werden.The phase error of the signal of the local oscillator 7 is distributed normally. The standard deviation of the phase error is 6 degrees, which is in 8th is shown. The probability of the occurrence of a phase error can also be taken into account in the correction of a phase error. Phase errors that are smaller than the standard deviation are most likely to come from the measuring receiver 1 itself and can be compensated. The phase errors that lie outside the standard deviation are most likely to come from the received signal and may not be compensated or only to a minor extent.
Zur
Kompensation des Phasenrauschens wird, wie in 4 gezeigt,
das empfangene WCDMA-Signal entwürfelt,
die CPICH-Pilotsymbole entspreizt. Anschließend wird der Phasenfehler
geschätzt
und die Korrekturwerte zur Kompensation des Phasenfehlers werden
berechnet. Anhand der Korrekturwerte wird dann ein numerisch gesteuerter
Oszillator (NCO) berechnet, mit dem abschließend das Phasenrauschen kompensiert wird.To compensate for the phase noise, as in 4 , descrambles the received WCDMA signal that despreads CPICH pilot symbols. Subsequently, the phase error is estimated and the correction values for compensating the phase error are calculated. Based on the correction values, a numerically controlled oscillator (NCO) is calculated, with which the phase noise is finally compensated.
In
einem empfangenen WCDMA-Signal liegen die gespreizten Daten als „Chips” vor. Die
Chiprate beträgt
z. B. 3.84 MHz. Um ein Breitbandsignal zu erhalten und um die Information
der Kennung einer Basisstation mit zu übertragen, sind diese Daten „verwürfelt” (scrambled
data). Für
die Bestimmung der CPICH-Symbole muß diese Verwürfelung
aufgehoben werden. Das Signal wird dazu im Block 30 mit
einem passenden Scrambling Code entwürfelt.In a received WCDMA signal, the spread data is present as "chips". The chip rate is z. B. 3.84 MHz. In order to obtain a wideband signal and to transmit the information of the identifier of a base station, these data are "scrambled data". To determine the CPICH symbols, this scrambling must be canceled. The signal is in the block 30 descrambled with a matching scrambling code.
In
einem WCDMA-Signal werden in einem ausgewählten Codekanal (CPICH) Pilotsymbole
gesendet, deren Phasenlage bekannt ist. Zum Demodulieren dieser
Symbole muß das
Signal mit einem bekannten Spreizcode entspreizt werden. Das Entspreizen
eines Symbols ist im Wesentlichen eine Skalarproduktbildung aus
Spreizcode und dem empfangenen Signal. Diese Bildung des Skalar-Produkts
führt zu
einer Mittelung des Phasenrauschens des empfangenen Signals über die
Länge des
skalaren Produktvektors (N = 256).In
A WCDMA signal becomes pilot symbols in a selected code channel (CPICH)
sent, the phase position is known. To demodulate this
Symbols must
Signal are despread with a known spreading code. The despreading
of a symbol is essentially a dot product
Spread code and the received signal. This formation of the scalar product
leads to
an averaging of the phase noise of the received signal over the
Length of the
scalar product vector (N = 256).
Diese
Mittelung führt
zu einer Tiefpassfilterung durch eine si-Funktion, was in 9 gezeigt
ist. Anhand des Spreizfaktors (SF = N = 256), und der Chiprate von
3.84 MHz, kann die Pilotsymboldauer zu 66.6 μs bestimmt werden. Die Filterkurve
im Frequenzbereich entspricht somit einer si-Funktion mit den Nullstellen bei 15
kHz und einer 3 dB Eckfrequenz von ca. 6 kHz.This averaging leads to a low-pass filtering by an si-function, which results in 9 is shown. On the basis of the spreading factor (SF = N = 256), and the chip rate of 3.84 MHz, the pilot symbol duration can be determined to be 66.6 μs. The filter curve in the frequency domain thus corresponds to a si function with the zeros at 15 kHz and a 3 dB corner frequency of about 6 kHz.
Die
durch die Entspreizung hervorgerufene Tiefpassfilterung bewirkt,
dass spektrale Komponenten des Rauschspektrums in der Nähe der Trägerfrequenz
des lokalen Oszillators 7 wesentlich stärker in die Phasenkorrektur
einbezogen werden, als spektrale Komponenten im großen Abstand
zu der Trägerfrequenz.
Die Tiefpassfilterung hat zur Folge, dass der Rauschanteil des lokalen
Oszillators 7 wesentlich stärker in die vorstehend beschriebene
Phasenfehlerkompensation einbezogen wird, als der Rauschanteil des
Messobjekts DUT. Die vorstehend beschriebene Maßnahme der Phasenkompensation
in Abhängigkeit
von der Auftrittswahrscheinlichkeit des Phasenfehlers und die durch
die Entspreizung entstehende Tiefpassfilterung ergänzen sich
also gegenseitig.The low pass filtering caused by despreading causes spectral components of the noise spectrum to be close to the carrier frequency of the local oscillator 7 be much more involved in the phase correction, as spectral components at a great distance from the carrier frequency. The low-pass filtering has the consequence that the noise component of the local oscillator 7 is much more involved in the phase error compensation described above, than the noise component of the measurement object DUT. The above-described measure of the phase compensation as a function of the probability of occurrence of the phase error and the low-pass filtering resulting from the despreading therefore complement one another.
Da
die Phasenlage der gesendeten Pilotsymbole bekannt ist, kann der
Phasenfehler der Pilotsymbole leicht aus der Phasenabweichung des
empfangenen Pilotsymbols zu einer erwarteten idealen Phasenlage
berechnet werden: Δφk =
phase(Pilotk) – phase(1 + j) k ∊ [0...K – 1] (4) Since the phase of the transmitted pilot symbols is known, the phase error of the pilot symbols can be easily calculated from the phase deviation of the received pilot symbol to an expected ideal phase position: Δφ k = phase (pilot k ) - phase (1 + j) k ε [0 ... K - 1] (4)
Mit
Hilfe der Standardabweichung σ des
Phasenrauschens und dem bestimmten Phasenfehler Δφk der
empfangenen Pilotsymbolen wird eine Korrekturkurve für den Phasenfehler
berechnet. Hierzu wird der Wert des Phasenfehlers mit dem Wert der
Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion gewichtet.With the aid of the standard deviation σ of the phase noise and the determined phase error Δφ k of the received pilot symbols, a correction curve for the phase error is calculated. For this purpose, the value of the phase error is weighted with the value of the probability density function.
Die
korrigierte Phase des empfangenen Signals ergibt sich als die Differenz
aus dem Symbolphasenfehler des empfangenen Signals und dem Kompensationswert. φcorreced(k) = Δφ(k) – φcomp(k)
k ∊ [0...K – 1]
K → NmbOfPilots (6) The corrected phase of the received signal results as the difference between the symbol phase error of the received signal and the compensation value. φ correced (k) = Δφ (k) - φ comp (k) k ε [0 ... K - 1] K → NmbOfPilots (6)
Die
Gewichtung des Phasenfehlers mit einer Gauss-Verteilungsfunktion stellt sicher, dass
nur die Phasenabweichungen kompensiert werden, die mit großer Wahrscheinlichkeit
vom Messempfänger
kommen. Phasenfehler, die groß bezogen
auf die Standartabweichung σ sind,
werden entsprechend wenig kompensiert, da es sich hier mit hoher
Wahrscheinlichkeit um ein Verhalten des Testsignals und nicht das
Verhalten des Messempfängers
handelt. Phasenabweichungen die klein bezogen auf die Standardabweichung
des Phasenfehlers sind, kommen mit großer Wahrscheinlichkeit vom
Messempfänger 1 und
werden entsprechen stark kompensiert.The weighting of the phase error with a Gaussian distribution function ensures that only the phase deviations that are likely to come from the measuring receiver are compensated. Phase errors, which are large relative to the standard deviation σ, are correspondingly less compensated, since this is with high probability a behavior of the test signal and not the behavior of the test receiver. Phase deviations that are small relative to the standard deviation of the phase error are likely to come from the measuring receiver 1 and are compensated accordingly.
Dies
ist in 10 veranschaulicht. Es zeigt
sich, dass für
große
Phasenfehler, der Korrekturwert (Kurve 41) gegen 0 strebt,
und somit der Phasenfehler des empfangenen Signals (Kurve 40)
mit dem des korrigierten Signals (Kurve 42) übereinstimmt
und das Messergebnis nicht durch die Kompensation verfälscht wird.
Für kleine
Phasenfehler, die im Bereich hoher Phasenrauschwahrscheinlichkeit
des Empfängers
liegen, wird das Phasenrauschen des Empfängers weitgehend kompensiert.This is in 10 illustrated. It can be seen that for large phase errors, the correction value (curve 41 ) tends to 0, and thus the phase error of the received signal (curve 40 ) with that of the corrected signal (curve 42 ) and the measurement result is not corrupted by the compensation. For small phase errors, which are in the range of high phase noise probability of the receiver, the phase noise of the receiver is largely compensated.
Dadurch
ist gewährleistet,
dass durch die Korrektur ein Phasenfehler des Messobjekts (DUT)
vom Eigenrauschen des Empfängers
unterschieden werden kann. Ein durch das Messobjekt hervorgerufener
Phasenfehler wird nicht wegkorrigiert. Lediglich der Einfluss des
eigenen Phasenrauschens des Empfängers 1 wird
reduziert. Der Phasenfehler des Messobjekts beeinflusst direkt den
Messwert EVM und muss daher so genau wie möglich für das Messobjekt bestimmt werden.
Der Einfluss des Messempfängers 1 wird
hierbei so gering wie möglich
gehalten.This ensures that a phase error of the DUT can be distinguished from the inherent noise of the receiver by the correction. A phase error caused by the measurement object is not corrected away. Only the influence of the own phase noise of the receiver 1 is reduced. The phase error of the DUT directly influences the measured value EVM and must therefore be determined as precisely as possible for the DUT. The influence of the measuring receiver 1 is kept as low as possible.
Nach
der Bestimmung der Korrekturwerte zur Kompensation des Phasenrauschens
für die
Pilotsymbole wird ein kontinuierliches Phasenprofil berechnet, mit
dem das empfangene Signal so kompensiert werden kann, dass sich
der Einfluss des Phasenrauschens auf das EVM minimiert. Die Korrekturwerte
liegen jedoch nur an den Symbolzeitpunkten der Pilotsymbole vor.
Um zu einem kontinuierlichen Phasenkompensationsprofil zu gelangen, werden
diese Korrekturwerte stückweise
linear interpoliert. Hierbei ist zu beachten, dass das Integral über die
Korrekturphase dem Wert des zu korrigierenden Symbolphasenwertes
entspricht.To
the determination of the correction values for compensation of the phase noise
for the
Pilot symbols is calculated using a continuous phase profile, with
the received signal can be compensated so that
minimizes the influence of phase noise on the EVM. The correction values
are however only present at the symbol times of the pilot symbols.
In order to arrive at a continuous phase compensation profile, be
these correction values piecewise
linear interpolated. It should be noted that the integral over the
Correction phase the value of the symbol phase value to be corrected
equivalent.
Das
stückweise
lineare Phasenprofil ist durch die folgende Parameter charakterisiert:
- fk
- – lineare Anstieg des Phasenprofils
- φk
- – Anfangswert des linearen
Phasenprofils
- K
- – Zahl der Pilotsymbole
- SF
- – Spreizfaktor der Pilotsymbole
(SF = 256)
- T
- – Dauer eines Pilotsymbols
in chips (T = 256 chips)
- φchip(t)
- – stückweise lineares Phasenprofil
The piecewise linear phase profile is characterized by the following parameters: - f k
- - linear increase of the phase profile
- φ k
- - Initial value of the linear phase profile
- K
- - Number of pilot symbols
- SF
- - Spreading factor of the pilot symbols (SF = 256)
- T
- - Duration of a pilot symbol in chips (T = 256 chips)
- φ chip (t)
- - piecewise linear phase profile
Wird
basierend auf dieser Berechnung ein typisches Phasenprofil (Kurve 60 in 11)
kompensiert (Kurve 61 in 11) so
ist ersichtlich, dass sich die Amplitude der Phasenfehler verringert
aber aufgrund der Gewichtung mit der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion
nicht vollständig
kompensiert wird. Phasenfehler mit hohen Frequenzen werden aufgrund
des Mittelungsfilters nicht kompensiert.Based on this calculation, a typical phase profile (curve 60 in 11 ) compensates (curve 61 in 11 ) it can be seen that the amplitude of the phase errors is reduced but not fully compensated due to the weighting with the probability density function. Phase errors with high frequencies are not compensated due to the averaging filter.
Mit
dem so gewonnen Phasenprofil zur Kompensation des Phasenrauschens,
wird ein numerisch berechnetes Oszillatorsignal erzeugt, mit dem
das empfangene Signal Sreceived komplex
multipliziert wird, um das korrigierte Signal Scorrected (Kurve 62 in 11)
zu erhalten. Scorrected =
Sreceived·exp{–j·αchip(t)} (8) With the phase profile thus obtained for the compensation of the phase noise, a numerically calculated oscillator signal is generated, with which the received signal S received complex is multiplied to the corrected signal S corrected (curve 62 in 11 ) to obtain. S corrected = S received · Exp {j · α chip (t)} (8)
Die
statistische Auswertung in 12 zeigt,
dass die beschrieben Methode zur Reduktion der Einflüsse des
Phasenrauschens auf das EVM tatsächlich
funktioniert. Hierzu wurden Testsignale (DUT – Signale) mit verschiedenen
EVM-Werten erzeugt. Es kann gezeigt werden, dass ohne Kompensation
des Phasenrauschens (Kurve 51), die EVM-Werte oberhalb
der tatsächlichen
EVM Werte Referenzkurve 50 liegen. Wird die Phasenkompensation
eingeschaltet, so liegen die angezeigten EVM Werte (Kurve 52)
relativ gut auf der Referenzkurve. Zu Abweichungen kommt es erst
unterhalb eines EVM-Werts, der sich bei einem Phasenrauschen gleich
dem Eigenrauschen des Empfängers 1 ergibt.The statistical evaluation in 12 shows that the described method to reduce the effects of phase noise on the EVM actually works. For this test signals (DUT signals) with different EVM values were generated. It can be shown that without phase noise compensation (curve 51 ), the EVM values above the actual EVM values reference curve 50 lie. If the phase compensation is switched on, the displayed EVM values (curve 52 ) relatively well on the reference curve. Deviations only occur below an EVM value which, in the case of phase noise, equals the self-noise of the receiver 1 results.
Zum
besseren Verständnis
der Erfindung zeigt 13 ein Ausführungsbeispiel eines Blockschaltbilds der
erfindungsgemäßen Funktion
des digitalen Signalprozessors 4, wobei darauf hingewiesen
wird, dass der digitale Signalprozessor 4 neben den erfindungsgemäßen Funktionen
auch noch eine Vielzahl anderer Funktionen hat, auf die hier nicht
eingegangen wird.For a better understanding of the invention shows 13 an embodiment of a block diagram of the inventive function of the digital signal processor 4 It should be noted that the digital signal processor 4 in addition to the functions of the invention also has a variety of other functions, which will not be discussed here.
An
den Analog/Digital-Wandler 3 schließt sich ein erster digitaler
Mischer bzw. Multiplizierer 80 an, der das von dem Analog/Digital-Wandler 3 auf
Zwischenfrequenzebene erzeugte Digitalsignal durch Multiplikation mit
einem von einem ersten numerisch gesteuerten Oszillator 81 erzeugten
Oszillatorsignal in das Basisband mischt. Dort wird zunächst eine
Frequenzkompensation vorgenommen, indem das codegespreizte CDMA-Signal
in der Einheit zum Entspreizen 82 entspreizt wird. Anschließend erfolgt
in einer Einheit zur Frequenzschätzung 83 eine
Schätzung
des Frequenzversatzes Δf.
In Abhängigkeit
von dem Frequenzversatz Δf
wird ein Steuersignal erzeugt, welches einen zweiten numerisch steuerbaren
Oszillator 84 ansteuert. Die Ansteuerung erfolgt dabei
so, dass der zweite numerisch gesteuerte Oszillator 84 ein Oszillatorsignal
erzeugt, welches durch Mischung mit dem Basisbandsignal in dem Multiplizierer 85 ein.
frequenzkorrigiertes Basisbandsignal erzeugt, bei welchem der Frequenzversatz Δf kompensiert
ist.To the analog / digital converter 3 closes a first digital mixer or multiplier 80 to that of the analog to digital converter 3 digital signal generated at intermediate frequency level by multiplication with one of a first numerically controlled oscillator 81 generated oscillator signal in the baseband mixes. There, a frequency compensation is first made by the code-spread CDMA signal in the unit for despreading 82 is despread. This is then done in a frequency estimation unit 83 an estimate of the frequency offset Δf. In dependence on the frequency offset .DELTA.f, a control signal is generated which comprises a second numerically controllable oscillator 84 controls. The control takes place in such a way that the second numerically controlled oscillator 84 generates an oscillator signal which, by mixing with the baseband signal in the multiplier 85 one. generates frequency-corrected baseband signal in which the frequency offset .DELTA.f is compensated.
Anschließend erfolgt
die erfindungsgemäße Kompensation
des Phasenversatzes Δφ. In einer
zweiten Einheit zum Entspreizen 86 wird das digitale CDMA-Signal
wiederum entspreizt und der Phasenfehler Δφ in der Einheit 87 ermittelt.
In der Einheit 88 werden die entsprechenden Kompensationswerte Δφcomp erzeugt, welche einen dritten numerisch
steuerbaren Oszillator 89 ansteuern. Die Ansteuerung erfolgt
dabei so, dass das Basisbandsignal durch Multiplikation mit dem
Oszillatorsignal des dritten numerisch steuerbaren Oszillators 89 in
einem Mischer 90 bezüglich
des Phasenfehlers kompensiert wird. Der dritte numerisch steuerbare
Oszillator 89 ist kein Oszillator in dem Sinne, dass dieser
ein zyklisch oszillierendes Signal erzeugt. Von dem dritten numerisch
steuerbaren Oszillator 89 wird vielmehr ein Phasensignal
erzeugt, welches um Null herum schwankt. Ist das Signal negativ,
so werden positive Phasenfehler kompensiert. Ist das Signal positiv,
werden negative Phasenfehler in dem Multiplizierer 90 kompensiert.Subsequently, the inventive compensation of the phase offset Δφ. In a second unit for despreading 86 In turn, the digital CDMA signal is despread and the phase error Δφ in the unit 87 determined. In the unit 88 the corresponding compensation values Δφ comp are generated, which are a third numerically controllable oscillator 89 drive. The control takes place in such a way that the baseband signal is multiplied by the oscillator signal of the third numerically controllable oscillator 89 in a mixer 90 is compensated for the phase error. The third numerically controllable oscillator 89 is not an oscillator in the sense that it produces a cyclic oscillating signal. From the third numerically controllable oscillator 89 Rather, a phase signal is generated which fluctuates around zero. If the signal is negative, positive phase errors are compensated. If the signal is positive, negative phase errors will be in the multiplier 90 compensated.
14 veranschaulicht
den in der Formel (7) angegebenen Sachverhalt der Interpolation
des Phasenprofils. Die Kompensationswerte φk = φcomp(k) werden nur für die Symbolzeitpunkte ermittelt.
Für die
dazwischen liegenden Chipzeitpunkte müssen die Kompensationswerte
der Symbole interpoliert werden. Dabei wäre es zunächst naheliegend, entsprechen
der Kurve 100 unmittelbar linear zwischen den Symbolkompensationswerten
zu interpolieren. Sinnvollerweise sollte aber der Mittelwert des
Interpolationsintervalls bzw. das numierte Integral über das
Integrationsintervall gerade dem korrigierten Phasenwerts zum Symbolzeitpunkt entsprechen.
Es ist daher sinnvoll, die Interpolationsgrenzen entsprechend der Kurven 101 so
zu verschieben, dass die Intervallgrenzen zwischen den Symbolwerten
liegen. Dies wird in der Formel (7) durch den Summanden T8 (fk – fk+1)erreicht. 14 illustrates the matter of the interpolation of the phase profile given in formula (7). The compensation values φ k = φ comp (k) are only determined for the symbol times. For the dazwi The chip compensation points must be used to interpolate the compensation values of the symbols. It would be obvious at first, correspond to the curve 100 to interpolate directly linearly between the symbol compensation values. It makes sense, however, for the mean value of the interpolation interval or the numbered integral over the integration interval to correspond to the corrected phase value at the symbol time. It therefore makes sense to set the interpolation limits according to the curves 101 to shift so that the interval limits lie between the symbol values. This is indicated in formula (7) by the summand T 8th (f k - f k + 1 ) reached.
Die
Erfindung ist nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Der
digitale Signalprozessor 4 kann auch anders als in der 13 dargestellt
aufgebaut sein. Es ist nicht unbedingt nötig die Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion
als Grundlage für
das Maß der
Korrektur des Phasenfehlers zu verwenden. Grundsätzlich ist es auch möglich, ein
hartes Entscheidungskriterium zu verwenden, in dem unterhalb eines vorgegebenen
Schwellwerts der Phasenfehler vollständig korrigiert wird und oberhalb
des Schwellwerts keine Korrektur des Phasenfehlers erfolgt. Diese
harte Entscheidungsschwelle kann auch durch mehrere Entscheidungsschwellen
ersetzt werden, so dass sich eine abgestufte Phasenkorrektur ergibt.
Die abgestufte Vorgehensweise hat gegenüber der kontinuierlichen Berechnung
unter Verwendung der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion entsprechend der Formel (5)
den Vorteil eines geringeren Rechenaufwands, jedoch den Nachteil relativ
harter Übergänge. Wird
nur eine Entscheidungsschwelle verwendet, so ist es sinnvoll diese
bei der Standardabweichung σ der
Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion
anzusetzen.The invention is not limited to the illustrated embodiment. The digital signal processor 4 can be different as well in the 13 be constructed shown. It is not absolutely necessary to use the probability density function as the basis for the amount of phase error correction. In principle, it is also possible to use a hard decision criterion in which the phase error is completely corrected below a predetermined threshold value and no correction of the phase error takes place above the threshold value. This hard decision threshold can also be replaced by several decision thresholds, resulting in a graded phase correction. The graduated approach has the advantage of less computational effort over the continuous computation using the probability density function according to the formula (5), but the disadvantage of relatively hard transitions. If only one decision threshold is used, then it makes sense to apply this to the standard deviation σ of the probability density function.
