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Die
Erfindung betrifft einen Bewegungssensor und ein Verfahren zu seinem
Betrieb gemäß den Oberbegriffen
der jeweiligen unabhängigen
Ansprüche.
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Bei
einem hier betroffenen und beispielsweise in der
DE 102 34 291 A1 beschriebenen
Bewegungssensor werden häufig
nach dem Dopplerprinzip arbeitende Radarsensoren eingesetzt, welche
im Mikrowellenbereich betrieben werden. Im einfachsten Fall weisen
diese Sensoren eine Hochfrequenz (HF)-Dauerstrichquelle auf, deren
Ausgangssignal zwischen einer ersten Antenne, der Sendeantenne, und
dem Lokaloszillator (LO)-Eingang eines Mischers aufgeteilt wird.
Häufig
ist die Dauerstrichquelle abschaltbar, womit aber keine Modulation
des Signals sondern nur ein Abschalten während inaktiver Perioden des
Sensorbetriebs realisiert wird. Das Signal einer zweiten Antenne,
der Empfangsantenne, wird dem Signaleingang des Mischers zugeführt. Am
Ausgang des Mischers wird das Dopplersignal abgegriffen. Die Dopplerfrequenz Δf ist für ein Radarsignal,
d. h. des vom ruhenden Radarsystem abgestrahlten und am bewegten
Objekt zum Radarsystem zurück
reflektierten Signals, durch die Gleichung Δf = 2vf/c gegeben, in welcher
c die Lichtgeschwindigkeit, f die Frequenz des Radarsignals und
v die radiale Geschwindigkeit des Zielobjekts darstellen. Ein positiver
Wert von Δf
bedeutet eine Bewegung des bewegten Objektes in Richtung des Radarsystems,
ein negativer Wert hingegen eine Bewegung vom Radarsystem weg.
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Soll
eine Erkennung der Bewegungsrichtung des Zielobjekts auf den Radarsensor
zu oder vom Radarsensor weg erfolgen, so müssen ein Mischer, der In-Phase-
und Quadraturkomponente (IQ) des Mischprodukts liefert (sog. „IQ-Mischer") und eine „Einseitenband"-Signalverarbeitung
verwendet werden. In einer digitalen Auswerteeinheit kann man wiederum
bekanntermaßen
die Fouriertransfomierten der digitalisierten In-Phase- und Quadratur-Komponenten
des mit dem Lokaloszillator einer vorgegebenen Frequenz gemischten
Eingangssignals bilden und daraus das resultierende „Einseitenband'-Spektrum bilden.
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Die
Sensitivität
des Radarsensors ist am größten für radiale
Bewegungen und verringert sich auf null für tangentiale Bewegungen, wobei
nur sich bewegende Objekte erkannt werden. Dieses Verhalten ist
für einen
Bewegungssensor prinzipiell erwünscht,
damit statische Ziele (vor allem Radarziele) systembedingt ausgeblendet
werden. Allerdings muss die untere Geschwindigkeitsgrenze, ab der
bewegte Objekte erkannt werden, relativ gering sein, damit nicht
ein Eindringen in den Überwachungsbereich
aufgrund einer sehr langsamen Bewegung möglich ist.
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Gegenüber den
beschriebenen Radarsensoren kommen in den hier betroffenen Bewegungssensoren
auch sog. Passiv-Infrarot-(PIR-)Sensoren zum Einsatz, welche einen
pyroelektrischen Kristall aufweisen, der eine temperaturabhängige spontane elektrische
Polarisation zeigt. Die von dem zu detektierenden Objekt abgestrahlte
Infrarotstrahlung, die sich im Allgemeinen von der thermischen Emission des
Hintergrunds unterscheidet, wird üblicherweise durch eine Kunststofflinse
auf den pyroelektrischen Kristall fokussiert. Dadurch wird eine Änderung
der Temperatur des Kristalls hervorgerufen, wenn sich das Objekt
im Erfassungsbereich befindet. Da die Polarisation des pyroelektrischen
Kristalls schon nach kurzer Zeit von einer äußeren Ladung (z. B. Ionen aus
der Luft) kompensiert wird, können
mit einem pyroelektrischen Kristall nur kurzzeitige Temperaturänderungen
detektiert werden. In einem PIR-Bewegungssensor wird daher vor den
pyroelektrischen Kristall eine Anordnung von Infrarot-Linsen oder
Infrarot-Spiegeln angeordnet, so dass mehrere auf den Kristall fokussierte
Strahlkeulen ausgebildet werden und zwischen den Strahlkeulen „blinde" Bereiche auftreten.
Durchquert ein Objekt oder eine Person die Strahlkeulen mit den
dazwischen befindlichen „blinden" Bereichen, wird
am Ausgang des PIR-Bewegungssensors ein Wechselspannungssignal erzeugt. Dementsprechend
ist die Sensitivität
des PIR- Bewegungssensors
am größten für tangentiale
Bewegungen und verringert sich auf Null für radiale Bewegungen.
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Da
die Ursachen für
Fehlalarme aufgrund der unterschiedlichen Detektionsprinzipien ebenfalls unterschiedlich
sind, werden Radarsensoren bekanntermaßen auch mit den genannten
PIR-Sensoren kombiniert. Solche kombinierten Bewegungssensoren sind
kommerziell von vielen verschiedenen Anbietern erhältlich.
Die 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau
eines solchen Bewegungssensors und illustriert den oben beschriebenen
Stand der Technik.
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Die
Kombination von zwei oder mehreren Detektionsprinzipien in einem
Sensor wird zusammen mit einer häufig
recht aufwändigen
Signalverarbeitung eingesetzt, weil die Anforderungen an Bewegungssensoren,
insbesondere in Alarmsystemen, recht hoch sind. So müssen Bewegungssensoren eindringende
Personen von Haustieren und anderen sich bewegenden Objekten unterscheiden
können, um
Fehlalarme zu vermeiden. Dazu werden spezielle und zum Teil recht
umfangreiche Verfahren und Algorithmen zur Signalverarbeitung eingesetzt.
Auch dürfen
Bewegungssensoren nicht durch lokale Temperaturänderungen in ihrem Erfassungsbereich,
z.B. aufgrund von sich einschaltenden Heizungen oder Änderungen
der Sonneneinstrahlung, die nicht von einer vorgesehenen Temperaturkompensation
erkannt werden können,
einen Alarm auslösen.
Gleichzeitig sind vor allem kombinierte PIR-Radar-Sensoren heute
Massenprodukte, die zu sehr geringen Herstellungskosten produziert
werden müssen,
um marktfähig
zu sein.
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Soll
zusätzlich
die Winkelposition des Ziels aus der Phasendifferenz der Empfangssignale
bestimmt werden, dann muss ein genannter IQ-Mischer verwendet werden,
damit die Niedrigfrequenz-(NF-)Signale überhaupt eine messbare Phasenreferenz
besitzen. Bei parallelen Empfangspfaden und moduliertem Sendesignal
kann der Phasenbezug der Signale zueinander auch ohne einen IQ-Mischer
mittels synchronen Abtastens der NF-Signale aller Empfangsantennen erhalten
werden. Im Fall des Dauerstrichbetriebs der Quelle ohne Modulation
und Beschränkung
der Auswertung auf Dopplersignale müssen allerdings immer IQ-Mischer
verwendet werden, um die Phasendifferenz vorzeichenrichtig zu erhalten,
denn das Vorzeichen ist abhängig von
der Bewegungsrichtung des zu sensierenden Objektes in Bezug auf
den Bewegungssensor. Ansonsten wäre
bei der Winkelbestimmung keine Unterscheidung zwischen einer Bewegung
auf den Sensor zu oder vom Sensor weg und zwischen einer Position
links oder rechts von der Mittelachse der jeweiligen Empfangsantenne
möglich.
Auch bei Auswertung des Amplitudenverhältnisses von Empfangsantennen,
die eine gerichtete Strahlcharakteristik besitzen und in unterschiedliche
Richtungen weisen, ist ein IQ-Mischer
nicht notwendig. Dann entfällt
allerdings auch wieder die Erkennung der Bewegungsrichtung.
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Im
Stand der Technik finden sich weiterhin Radar-Bewegungssensoren,
die auf der Basis von modulierten Signalen (z.B. Zwei-Frequenz-Umschaltung
oder Puls-Doppler-Modulation)
arbeiten. Im Gegensatz zur oben beschriebenen Abschaltfunktion wird
in diesen Sensoren das Empfangssignal in einer Weise weiterverarbeitet,
dass durch die Modulation zusätzliche
Informationen über
die Radarziele gewonnen werden können.
In erster Linie liefern diese Sensoren neben initialer Detektion
und Geschwindigkeitsinformation auch noch eine Abstandsinformation des
detektierten Objekts. Damit sind sie in der Lage, nicht nur die
Anwesenheit eines sich bewegenden Objekts zu detektieren, sondern
können
auch unbewegliche Objekte oder sogar mehrere Objekte gleichzeitig
erkennen, die sich in verschiedenen Entfernungen vom Bewegungssensor
befinden. Solche Bewegungssensoren werden beispielsweise in automatischen
Türöffnern eingesetzt,
häufig
ohne kombinierten PIR-Sensor.
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Es
ist nun wünschenswert,
einen beschriebenen Radar-Bewegungssensor um eine tangentiale Winkelbestimmung
zu erweitern, wobei die beschriebenen im Stand der Technik vorhandenen
Nachteile vermieden werden.
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Vorteile der
Erfindung
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Der
vorliegenden Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, den Sendepfad
und den Empfangspfad eines Radar-Bewegungssensors umzukehren und anstelle
einer Sendeantenne und mehreren Empfangsantennen (welche die von
der Sendeantenne abgestrahlten und vom Ziel reflektierten Signale empfangen)
wenigstens zwei Sendeantennen und wenigstens eine Empfangsantenne
vorzusehen, wobei zwischen den wenigstens zwei Sendeantennen eine
Umschaltung eingesetzt wird.
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Aufgrund
der Reziprozität
ergeben sich an der Empfangsantenne, in Abhängigkeit von der jeweiligen
Sendeantenne, die gleichen Amplituden- und Phasenverhältnisse
wie sie sich für
mehrere Empfangsantennen und eine Sendeantenne ergeben würden, sofern
der Aufbau der Antennen und die Abstände zueinander nicht verändert werden.
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Die
bevorzugt sequentielle Umschaltung wird deshalb durchgeführt, da
die gleichzeitig abgestrahlten Signale der wenigstens zwei Sendeantennen
miteinander interferieren würden
und dadurch das Messsignal erheblich abgefälscht würde. Die Umschaltung auf der
Sendeseite hat weiterhin den Vorteil, dass nur ein Signalpfad im
Empfangszweig benötigt
wird. Bei Verwendung von IQ-Mischern werden demnach pro Signalpfad
vier Mischerdioden eingespart.
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Die
durch den Umschalter bedingten Signalverluste können durch eine Signalquelle
mit höherer Ausgangsleistung
oder durch einen der Quelle nachgeschalteten Verstärker relativ
preisgünstig
kompensiert werden, so dass die maximale im entsprechenden Frequenzbereich
zugelassene Sendeleistung immer erreicht werden kann. Zudem ist
die Umschaltung auf der Sendeseite von der Rauschbilanz her günstiger
als eine Umschaltung zwischen den Empfangsantennen nach dem Stand
der Technik und ermöglicht
die Verwendung eines einfachen Umschalters in einem 2-kanaligen
System mit Summen- und Differenz-Strahlkeulen, der preisgünstig durch
einen Koppler gebildet werden kann. Im Gegensatz dazu würde ein äquivalenter
Aufbau mit Strahlformung plus Umschaltung auf der Empfangsseite
durch Fehlanpassung der Koppler-Eingänge in seinen Eigenschaften
verschlechtert werden. Daher müssten entweder
eine Parallelverarbeitung der Empfangssignale, d.h. ein zweiter
Mischer und NF-Pfad, oder ein aufwändiger Umschalter eingesetzt
werden, bei dem der jeweils abgeschaltete Kontakt zusätzlich mit
einem schaltbaren Abschluss terminiert wird. Beide Maßnahmen
würden
zu höheren
Kosten und höherem
Platzbedarf führen.
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Als
Sendeantennen werden entweder gleichartige Antennen mit näherungsweise
isotroper Charakteristik bevorzugt in der Azimut-Ebene eingesetzt oder
eine oder mehrere Antennen verbunden mit einer Strahlformung. Die
Winkelbestimmung erfolgt im ersten Fall bevorzugt über hochauflösende Winkelschätzverfahren,
welche die Korrelationseigenschaften der Signale und des Rauschens
an den Antennenelementen ausnutzen (z.B. MUSIC, ESPRIT und MODE),
im zweiten Fall über
Auswertung von Amplituden-/Leistungs- und/oder Phasenverhältnissen
der Signale der Strahlkeulen.
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Der
erfindungsgemäße Aufbau
des Bewegungssensors ist technisch einfach und daher preisgünstig realisierbar.
Bevorzugt ist daher eine Realisierung mit nur zwei Sendeantennen
vorgesehen.
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Auf
eine vorbeschriebene Modulation kann bei den hier betroffenen Bewegungssensoren üblicherweise
verzichtet werden, da nur bewegte Objekte detektiert werden sollen.
In hochwertigen Systemen für
Anwendungen, die eine besonders hohe Sicherheit erfordern, wie bspw.
bei der Überwachung von
industriellen Objekten, Banken, Flughäfen, militärischen Einrichtungen, etc.,
kann das erfindungsgemäße Messprinzip
aber auch im Zusammenhang mit modulierten Radarsignalen eingesetzt
werden.
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Der
erfindungsgemäße Bewegungssensor lässt sich
bevorzugt in Bewegungsmeldern zur Detektion von Personen oder Objekten
bzw. deren Bewegung für
unterschiedlichste Aufgaben eingesetzen, z.B. in Kraftfahrzeugen
zur Erfassung bspw. eines vorausfahrenden Fahrzeugs, in Alarmanlagen als
Sensoren für
das Eindringen von Personen in geschützte Bereiche, als automatische
Lichtschalter, als automatische Türöffner oder als automatische Schalter
für Wasserhähne, Toilettenspülungen oder Händetrockner
oder dgl.
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Zeichnung
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Die
Erfindung wird nachfolgend, unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung,
anhand von Ausführungsbeispielen
eingehender beschrieben, aus denen weitere Merkmale und Vorteile
der Erfindung hervorgehen.
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In
der Zeichnung zeigen im Einzelnen
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1 den
prinzipiellen Aufbau eines kombinierten PIR/Radar-Bewegungssensors
gemäß dem Stand
der Technik;
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2 zwei
schematische Darstellungen der Signalauswertung bei einem Radar- Bewegungssensor zur
Illustration zweier unterschiedlicher Prinzipien zur Auswertung
der Messsignale gemäß dem Stand der
Technik;
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3a,
b den prinzipiellen Aufbau zweier Ausführungsformen eines Radar-Bewegungssensors
gemäß dem Stand
der Technik;
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4 den
prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Radar-Bewegungssensors;
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5 den
prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Radar-Bewegungssensors
mit analoger Strahlformung mittels eines strahlformenden Elementes;
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6 den
prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Radar-Bewegungssensors
mit analoger Strahlformung auf der Grundlage von Summen- und Differenz-Strahlkeulen über ein
strahlformendes Element;
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7a–c drei
unterschiedliche Realisierungsmöglichkeiten
des erfindungsgemäßen Aufbaus
mit Summen-/Differenz-Strahlkeulen im Sendepfad nach 6;
und
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8 ein „holografisches" Konzept für das Radar-Frontend
eines erfindungsgemäßen Bewegungssensors.
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Beschreibung
von Ausführungsbeispielen
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In
der 1 ist der prinzipielle Aufbau eines kombinierten
PIR/Radar-Bewegungssensors gemäß dem Stand
der Technik gezeigt. Der Bewegungssensor umfasst eine im Transmit
Mode ,Tx' betriebene Radar-Sendeantenne 100 sowie
zwei Empfangseinheiten 105, 110, wobei es sich
bei der einen um eine im Receive Mode ,Rx' betriebene Radar-Empfangsantenne 105 und um
einen Passiv-Infrarot (PIR) Empfänger 110 handelt,
welcher das von einem Zielobjekt 115 abgestrahlte Infrarotlicht
erfasst. Das Zielobjekt 115 bewege sich in dem Beispiel
sowohl mit einer tangentialen Komponente v_tangential 120 als auch
einer radialen Komponente v_radial 125. Wie bereits erwähnt, zielt
die vorliegende Erfindung insbesondere auf die Messung der tangentialen
Winkelposition Θ 120 ab.
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Die
beiden Radar-Antennen 100, 105 werden von einer
Hochfrequenz-(HF-)Quelle 130 gespeist. Die HF-Quelle 130 liefert
in dem Ausführungsbeispiel
ein Dauerstrichsignal. An einem Verzweigungspunkt 135 findet
in an sich bekannter Weise eine Tx/LO(Lokaloszillator)-Aufteilung
statt. Der Verzeigungspunkt 135 wird beispielsweise durch
einen T-Teiler oder Wilkinson-Teiler realisiert. Von dem von der
Radar-Empfangsantenne 105 empfangenen
Signal wird mittels eines Mischers 140 eine Zwischenfrequenz
ZF 145 ausgekoppelt, welche das eigentliche Doppler-Signal,
und zwar ggf. eine In-Phase- und eine Quadraturkomponente umfassend,
darstellt.
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Das
Signal ZF und das vom PIR gelieferte Signal PIR 150 werden
einer Auswerteeinheit 155 zugeführt, welche ein Steuer- oder
Alarmsignal 160 ausgibt, je nach Anwendung ein Signal „Alarm
auslösen", „Licht
einschalten", oder
dgl.
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Die 2 illustriert
zwei Prinzipien der Winkelauswertung anhand einer typischen Erweiterung des
Radarfrontends eines Radar-Bewegungssensors auf zwei oder mehrere
Antennenelemente mit Frequenzumsetzung und Auswertung der Empfangssignale
zur Ermittlung der azimutalen Winkelposition des jeweiligen Zielobjekts.
Der Phasenunterschied Δφ zwischen
den Signalen der Antennenelemente, der sich aus dem verzögerten Einfall
der elektromagnetischen Welle in Abhängigkeit vom Azimutwinkel Θ ergibt,
wird letztlich für
die Winkelauswertung verwendet. Das obere Teilbild zeigt die Auswertung
der Signale von Strahlkeulen mittels „analoger" Strahlformung. Die Strahlkeulen werden
dabei über
ein strahlformendes Element gebildet und ggf. z.B. über Phasenschieber
geschwenkt. Das rechts zwischen den beiden Teilbildern eingefügte dritte
Teilbild zeigt die Definition des genannten Azimut-Winkels. Die
Strahlformung an sich erfolgt bevorzugt durch Bildung von Summen-
und/oder Differenzsignalen der mit jeweils gleichen oder unterschiedlichen
Phasen- und Amplitudenfaktoren gewichteten Strahlkeulen wenigstens zweier
Sendeantennen.
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Die
hier dargestellte einstrahlende ebene Welle mit einer Wellenfront 200 fällt unter
dem gezeigten Azimutwinkel Θ ein,
wobei sich ein gezeigter Phasenunterschied Δφ ergibt. Die einfallende Welle 200 trifft
vorliegend auf zwei Antennenelemente 202, 204 auf
welche in einem Abstand a angeordnet sind. Die von den Antennenelementen 202, 204 gelieferten
Signale werden zunächst
einer ersten Funktionseinheit 205 zugeführt, welche in an sich bekannter Weise
eine genannte Strahlformung und Strahlschwenkung vornimmt. Aus den
von der ersten Funktionseinheit 205 gelieferen HF-Signalen
der einzelnen Strahlkeulen wird mittels einer entsprechenden Anzahl
von Mischern 210, 212 die genannte Zwischenfrequenz
ZF für
jede Strahlkeule ausgekoppelt. Eine zweite Funktionseinheit 215 führt nun
in ebenfalls an sich bekannter Weise eine Auswertung anhand des
Verhältnisses
der Signale der Strahlkeulen oder nach einem Winkelschätzverfahren
durch. Als Ergebnis 220 dieser Auswertung liegt schließlich die Winkelposition
des Zielobjektes als Azimutwinkel vor.
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Bei
der „analogen" Strahlformung werden demnach
mittels einer Gruppenantenne über
ein strahlformendes Element eine Mehrzahl von Strahlkeulen ausgebildet. Üblicherweise
besitzt das strahlformende Element, z.B. eine Rotman-Linse, Butler-Matrix
oder Blass-Matrix,
mehrere mit den Strahlkeulen korrespondierende Eingänge. Eine
andere Realisierungsmöglichkeit
ist ein Leistungsteiler mit Phasenschiebern, wobei nur eine Strahlkeule
ausgebildet wird, die in Abhängigkeit
von den Zuständen der
Phasenschieber in ihrer Winkelausrichtung geschwenkt wird. Weiterhin
ist es auch möglich,
für jede Strahlkeule
eine eigene Antenne zu verwenden oder als strahlformendes Element
eine dielektrische Linse o.ä.
einzusetzen. Die Strahlkeulen werden so ausgelegt, dass sie in unterschiedliche
azimutale Richtungen zeigen und dass eine Überlappung benachbarter Strahlkeulen
auftritt. Im Überlappungsbereich
der Strahlkeulen lässt
sich die azimutale Winkelposition des Zielobjektes aus dem Amplituden-
oder Leistungsverhältnis
der Signale in benachbarten Strahlkeulen bestimmen. Weiterhin kann
auch eine Auswertung der Phasen der Signale oder eine kombinierte
Auswertung von Amplituden (oder Leistungen) und Phasen erfolgen.
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Das
untere Teilbild in der 2 dagegen zeigt die Auswertung
der Signale von einzelnen Artennenelementen mittels „digitaler" Strahlformung. Eine
einfallende ebene Welle 225 trifft wiederum auf zwei Antennenelemente 226, 228 auf
welche wiederum in einem Abstand a angeordnet sind. Die von den beiden
Antennenelementen 226, 228 gelieferten Signale
werden zunächst
zwei Mischern 230, 232 zugeführt, wobei die genannte Zwischenfrequenz
ZF für jedes
Antennenelement 226, 228 ausgekoppelt wird. Die
ZF-Signale werden
einer Funktionseinheit 235 zugeführt, welche eine Phasenauswertung
und/oder eine digitale Strahlformung und/oder eine digitale Strahlschwenkung
vornimmt oder das Eingangssignal mittels eines hochauflösenden Winkelschätzverfahrens auswertet.
Als Ergebnis 240 dieser Auswertung liegt wiederum die Winkelposition
des Zielobjekts als Azimutwinkel vor.
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Bei
der „digitalen" Strahlformung werden demnach
als Signale insbesondere Phasendifferenzen von einzelnen Elementen
oder Gruppen von Antennenelementen separat verarbeitet und ausgewertet.
Die Signale können
auf verschiedene Art und Weise ausgewertet werden. Zunächst ist
es möglich, die
gleichen Verfahren wie bei der „analogen' Strahlformung/Strahlschwenkung auch „digital" zu implementieren,
z.B. das Schwenken einer Strahlkeule im Winkel mit Maximumsuche
(bspw. mittels eines bekannten Bartlett-Beamformers) oder das Ausbilden mehrere
Strahlkeulen an festen Winkelpositionen und die Auswertung der Amplituden/Phasenverhältnisse.
Außerdem
können
auf den Signalen der Einzelelemente leistungsfähigere DOA- („direction
of arrival") Algorithmen
aufsetzen, wie z.B. das an sich bekannte „Null-Steering" oder die Verwendung
hochauflösender
Winkelschätzverfahren
(z.B. ,MUSIC', ,ESPRIT'). Bei diesen Winkelschätzverfahren
zur Bestimmung des Einfallswinkels der Signale von einer oder mehreren
Quellen an einer Gruppenantenne werden bekanntermaßen insbesondere
die Korrelationseigenschaften der Signale und des Rauschens an den
Antennenelementen ausgenutzt.
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Wenn
eine Phasenauswertung der Empfangssignale zur Winkelbestimmung verwendet
wird, wie bei der „digitalen
Strahlformung",
dann muss wegen der Signalumschaltung ein IQ-Mischer eingesetzt
werden, um eine Phasenreferenz des Mischsignals auf den LO zu erhalten.
Bildet man daraus in an sich bekannter Weise ein Einseitenband-Spektrum, so
erhält
man die Dopplerfrequenz-Linie δ(Δf)·ejφ mit einem
Phasenfaktor. Die Phase φ setzt
sich bekanntermaßen
aus Anteilen zusammen, die von der Entfernung und der azimutalen
Winkellage abhängen. Die
Umschaltung zwischen den Antennenelementen muss so schnell erfolgen,
dass sich der Entfernungsanteil der Phase nur in vernachlässigbarer
Weise ändert.
Aus der Phasendifferenz Δφ = φ1 – φ2 der Signale zweier benachbarter Empfangsantennen
(2 unten) kann man die Winkelablage aus der Formel Θ = arcsin(λ/a·Δφ/2π) berechnen.
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Der
prinzipielle Aufbau eines Antennenfrontends nach dem Stand der Technik
(
DE 102 34 291 A1 )
wird nun anhand der beiden in der
3a und
3b dargestellten Ausführungsformen beschrieben. In der
3a wird über eine
Sendeantenne
300 der zu überwachende Bereich bestrahlt.
Das vom Zielobjekt reflektierte Signal wird über vorliegend zwei Empfangsantennen
305,
310 empfangen.
Die Signale der Empfangsantennen
305,
310 werden über Mischer
315,
320 (ggf.
mit Vorverstärker)
und eine (nicht gezeigte) Signalverarbeitung der Zwischenfrequenz/Basisbandsignale
schließlich
digitalisiert und der Winkelbestimmung (siehe
1 und
2)
zugeführt.
Dabei werden sowohl Einzelelemente mit näherungsweise isotroper Antennencharakteristik sowie
auch Antennen, die jeweils nur eine Strahlkeule ausbilden, eingesetzt.
In
3b ist zusätzlich eine Umschaltung
325 zwischen
den zwei Empfangsantennen
330,
335 vorgesehen.
Dadurch wird nur ein einziger Mischer-/Zwischenfrequenzpfad
340 benötigt.
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Die 4 zeigt
eine erfindungsgemäße Realisierung
des Antennenfrontends eines winkelgebenden Radar-Bewegungssensors.
Empfangsseitig ist nur eine Empfangsantenne 400 mit einem Mischer-
und Signalverarbeitungspfad 405 vorgesehen. Dafür werden
sendeseitig mehrere (vorliegend zwei) Sendeantennen 410, 415 eingesetzt,
zwischen denen mittels eines Umschalters 420 umgeschaltet wird.
Als Sendeantennen 410, 415 können Einzelelemente mit näherungsweise
isotroper Antennencharakteristik („digitale" Strahlformung) oder Antennen, die jeweils
nur eine Strahlkeule ausbilden („analoge" Strahlformung), verwendet werden.
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Die
Verluste des Umschalters 420 können im erfindungsgemäßen Aufbau
gemäß 4 relativ
einfach durch eine höhere
Ausgangsleistung der HF-Quelle 425 oder ggf. durch einen
Verstärker
kompensiert werden, so dass die von der jeweiligen Frequenzzulassung
spezifizierte maximale abgestrahlte Leistung erreicht wird. Damit
ist die Rauschbilanz des erfindungsgemäßen Aufbaus günstiger
als die eines äquivalenten
Aufbaus nach dem Stand der Technik gemäß 3b.
Wenn man annimmt, dass an der Empfangsantenne 400 das Signal-Rauschverhältnis (S/N)
vom von der Antenne 400 empfangenen thermischen Umgebungsrauschen
dominiert wird, ergibt sich die Verschlechterung des S/N direkt
aus der Rauschzahl des Umschalters 420, die wiederum mindestens
gleich dem ohmschen Verlustfaktor des Umschalters 420 ist.
In einem preisgünstigen
Bewegungssensor, der im Frequenzbereich von 10 GHz arbeitet, lässt sich
ein einfacher Umschalter mit Bipolar- oder Feldeffekttransistoren
oder pin-Dioden realisieren, so dass Verluste in einer Größenordnung von
etwa 2–3
dB auftreten. Damit verschlechtert sich das S/N des äquivalenten
Aufbaus nach dem Stand der Technik (3b)
entsprechend um 2–3
dB gegenüber
dem erfindungsgemäßen Aufbau
gemäß 4.
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Ein
weiteres Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen Bewegungssensors
zeigt die 5. Der Bewegungssensor umfasst
in diesem Ausführungsbeispiel
drei Sendeantennen 500–510,
welche mit einem strahlformenden Element 515 verbunden sind.
Das strahlformende Element 515 ermöglicht eine „analoge" Strahlformung. Die
Strahlformung erfolgt beispielsweise mittels eines strahlformenden Funktionselementes 515,
mit dem die wenigstens zwei Sendeantennen 500–510 zusammenwirken, wobei
für jede
Strahlkeule ein eigenes Eingangstor des strahlformenden Funktionselements
verwendet wird. Das jeweilige strahlformende Funktionselement 515 kann
durch einen Koppler, eine planare Linsenstruktur und eine bereits
genannte Butler- oder Blass-Matrix gebildet sein. In einer anderen
Ausgestaltung kann das strahlformende Funktionselement 515 auch
durch eine dielektrische Linse gebildet sein, als deren Eingangstore
eigene Sendeantennen für jede
Strahlkeule verwendet werden.
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Mittels
eines Dreifachumschalters 520 wird zwischen den möglichen
Strahlkeulen der Sendeantennen 500–510 bevorzugt sequentiell
umgeschaltet. Die Anzahl der Strahlkeulen hängt von der Anwendung des Bewegungssensors
ab, typisch sind es zwei bis ca. zehn. In 5 sind beispielhaft
zwei Strahlkeulen 525, 530 gezeigt. Die Anzahl
der Antennenelemente (in der 5 drei)
ist normalerweise größer oder
gleich der Anzahl der erwünschten Strahlkeulen.
Auch hier können
die Verluste des Umschalters 520 und des strahlformenden
Elements 515 wieder durch die HF-Quelle 535 bzw.
durch einen (nicht gezeigten) Verstärker kompensiert werden und
wirken sich daher nicht auf das S/N aus, wie es in einen äquvalenten
Aufbau nach Stand der Technik (Strahlformung und Umschaltung auf
der Empfangsseite) der Fall wäre.
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Eine
besonders einfache Strahlformung besteht aus der Bildung der Summe
und der Differenz der Strahlkeulen zweier Sendeantennenelemente 600, 605,
wie in der 6 gezeigt. Die beiden Antennenelemente 600, 605 werden
mittels eines summen- und differenzbildenden Funktionsmoduls 610 betrieben.
Das Funktionsmodul 610 wird sowohl von einem Differenzsignal 615 als
auch einem Summensignal 620 gespeist, wobei mittels eines
Umschalters 625 zwischen diesen beiden Funktionsmodi umgeschaltet
wird. In dieser Ausgestaltung ist eine einfache und damit besonders
vorteilhaft auf einfachen Mikrocontrollern (oder als Analogschaltung)
implementierbare Winkelauswertung über das an sich bekannte „Monopuls-Verfahren" (z.B. M. I. Skolnik,
Introduction to Radar Systems, 2nd ed. McGraw-Hill
Int. Editions, Singapore 1980, pp. 160–167) möglich. Prinzipiell handelt
es sich hier wieder um eine Strahlformung, daher gelten auch hier
die vorhergehend beschriebenen Vorteile gegenüber dem Stand der Technik.
Die Realisierung der Summen-/Differenzbildung ist vorliegend besonders
einfach.
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Drei
mögliche
Ausführungsbeispiele
der Summen-/Differenzbildung zeigen die 7a–7c. Entweder wird wie in der 7a ein 180°-Koppler 700 oder ein
90°-Koppler 705 (7b) mit zusätzlicher Phasenverzögerung 710 verwendet,
oder in einem Zweig wird ein 180°-Phasenschieber 715 eingesetzt
(7c). Die Verluste des Phasenschiebers 715 können mittels
eines Dämpfungsglieds 720 im
jeweils anderen Zweig ausgeglichen werden, so dass beide Antennenelemente 725, 730 mit
der gleichen Leistung abstrahlen. Ein weiterer Vorteil zeigt sich
bei Betrachtung des jeweiligen Umschalters 735, 740. Man
kann zeigen, z.B. mit Hilfe einer Schaltungssimulation, dass der
abgeschaltete Eingang der Koppler 700, 705 jeweils
offen, d.h. elektrisch leerlaufend, gelassen werden kann. Obwohl
der jeweilige Koppler 700, 705 dann an seinem
isolierten Port nicht abgeschlossen ist, ändert sich sein Verhalten für die Signalfluss-Richtung
nicht, lediglich die Anpassung von den Sendeantennen 725, 730 in
den jeweiligen Koppler 700, 705 hinein gesehen
verschlechtert sich, was jedoch keine Rolle spielt. Hingegen müssen in einem äquivalenten
Aufbau mit Summen/Differenzbildung im Empfangspfad nach dem Stand
der Technik (z.B. vorgenannter Artikel von M. I. Skolnik, dortige 8)
beide Ausgänge
des jeweiligen Kopplers 700, 705, an denen Summen-
und Differenzsignal abgegriffen werden, abgeschlossen werden, um
eine gute Anpassung der Eingänge
zu gewährleisten. Dies
kann entweder durch parallele Mischer- und Signalverarbeitungspfade
oder durch einen Umschalter mit integrierten, schaltbaren Terminierungen
realisiert werden. Ein solcher Umschalter ist allerdings vergleichsweise
komplex aufgebaut und daher kostspielig.
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In
der
8 ist schließlich
eine Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Bewegungssensors gezeigt,
bei der das in der
EP
987561 A2 beschriebene holografische Konzept in einem Bewegungssensor
mit Winkeldetektion und „digitaler" Strahlformung vorteilhaft
eingesetzt wird. In diesem Ausführungsbeispiel
sind jeweils mehrere (n) Sendeantennen
800,
805 (n
vorliegend gleich 2) und mehrere (m) Empfangsantennen
810,
815 (m
vorliegend gleich 2) angeordnet. Mittels jeweils angeordneter Umschalter
820,
825 wird
eine Umschaltung sowohl zwischen den beiden Sendeantennen
800,
805 als
auch zwischen den beiden Empfangsantennen
810,
815 durchgeführt. Man
erreicht damit eine effektive Apertur, die einer Empfangsantenne
mit m·n
Elementen entspricht. Ein solches Konzept ist dann vorteilhaft, wenn
eine größere Anzahl
von Antennenelementen eingesetzt werden soll, um ein Radarsystem
mit hoher Winkelauflösung
und ggf. auch hoher Reichweite zu realisieren, z.B. zur Überwachung
von Sicherheitsbereichen, wie z.B. von Flughäfen, militärischen Bereichen, Atom- oder
Chemieanlagen usw.
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Die
vorbeschriebenen Antennenfrontends lassen sich sowohl in einfachen
Radar-Bewegungsmeldern
einsetzen, welche mit Dauerstrichsignalen arbeiten, sowie in komplexeren
Systemen, in denen modulierte Signale eingesetzt werden. Weiterhin
lassen sich Radar-Bewegungssensoren mit PIR-Bewegungssensoren in
der genannten Weise kombinieren.