Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bestimmen bzw.
Einstellen von Koeffizienten eines Entzerrers, insbesondere eines
Zeitbereichsentzerrers, sowie eine entsprechende Entzerreranordnung.The
The present invention relates to a method for determining or
Setting coefficients of an equalizer, in particular one
Zeitbereichsentzerrers, and a corresponding equalizer arrangement.
Zeitbereichsentzerrer
werden zum Entzerren von Empfangssignalen beispielsweise bei Datenübertragung
mittels diskreter Multitonmodulation (DMT) eingesetzt. Die diskrete
Multitonmodulation kann allgemein zur Übertragung von Daten insbesondere über linear
verzerrende Kanäle
herangezogen werden. Sie weist bezüglich Flexibilität bei der
Anpassung der Datenrate oder des Sendespektrums an den Übertragungskanal oder
die Störumgebung
im Allgemeinen Vorteile gegenüber
Einträgerverfahren
auf und wird beispielsweise für den
digitalen Rundfunk (DAB, Digital Audio Broadcast), das digitale
Fernsehen (DVB, Digital Video Broadcast) unter der Bezeichnung OFDM
(Orthogonal Frequency Division Multiplex) sowie für Datenübertragung
beispielsweise nach dem ADSL-Standard (Asymmetric Digital Subscriber
Line) sowie dem VDSL-Standard (Very High Bit Rate Digital Subscriber
Line) eingesetzt.time domain equalizer
be used to equalize received signals, for example, during data transmission
using discrete multitone modulation (DMT). The discreet
Multitone modulation can generally be used to transfer data, in particular via linear
distorting channels
be used. She points out in terms of flexibility in the
Adapting the data rate or the transmission spectrum to the transmission channel or
the interference environment
in general, advantages over
Einträgerverfahren
and for example for the
digital broadcasting (DAB, Digital Audio Broadcast), the digital
Television (DVB, Digital Video Broadcast) under the name OFDM
(Orthogonal Frequency Division Multiplex) and for data transmission
For example, according to the ADSL standard (Asymmetric Digital Subscriber
Line) and the VDSL standard (Very High Bit Rate Digital Subscriber
Line) used.
Ein
derartiges DMT-Übertragungssystem
ist in 7 schematisch
dargestellt. Dabei werden serielle Sendedaten a in einem Seriell/Parallel-Wandler 35 zu
Datenblöcken
zusammengefasst, welche eine vorgegebene Anzahl von Bits umfassen,
und parallel blockweise einem Kodierer 1 zugeführt. In
dem Kodierer 1 wird jeweils eine vorgegebene Anzahl von
zu übertragenden
Bits des Datenblocks einem Frequenzwert zugeordnet, wobei die Bits
jeweils eine komplexe Zahl bestimmen, so dass sich hier ein komplexer
Frequenzwert ergibt. Verbreitet wird hier beispielsweise das Verfahren
der Quadraturamplitudenmodulation (QAM) zur Bestimmung der komplexen
Frequenzwerte verwendet. Die Anzahl von Bits pro Frequenzwert hängt dabei
insbesondere vom Rauschverhalten des Übertragungskanals ab und kann
von Frequenzwert zu Frequenzwert verschieden sein. Hierdurch ergeben
sich für
jeden Block N komplexe Frequenzwerte, welche dann in einer Einrichtung 2 mit
Hilfe einer inversen diskreten Fourier-Transformation in den Zeitbereich transformiert
werden. Die nach dieser Transformation erhaltenen Werte stellen
dann die Abtastwerte eines Sendesignals dar. Wird wie üblich für N eine
Zweierpotenz (N = 2l;l ϵ {1, 2,
...}) gewählt,
kann für
die inverse diskrete Fourier-Transformation die inverse schnelle
Fourier-Transformation (IFFT, Inverse Fast Fourier Transform) verwendet
werden, wodurch der Realisierungsaufwand erheblich reduziert werden
kann.Such a DMT transmission system is in 7 shown schematically. In this case, serial transmission data a in a serial / parallel converter 35 are combined into data blocks comprising a predetermined number of bits and in parallel block by block to an encoder 1 fed. In the encoder 1 In each case, a predetermined number of bits of the data block to be transmitted are assigned to a frequency value, the bits each determining a complex number, so that a complex frequency value results here. For example, the method of quadrature amplitude modulation (QAM) is used here for determining the complex frequency values. The number of bits per frequency value depends in particular on the noise behavior of the transmission channel and may differ from frequency value to frequency value. This results in N complex frequency values for each block, which are then in a device 2 be transformed into the time domain using an inverse discrete Fourier transform. The values obtained after this transformation then represent the samples of a transmission signal. If, as usual, a power of two (N = 2 1 , 1 ε {1, 2,...}) Is chosen for N, then the inverse discrete Fourier transformation can be used for the inverse discrete Fourier transformation Inverse fast Fourier transform (IFFT, Inverse Fast Fourier Transform) can be used, whereby the implementation effort can be significantly reduced.
Die
verwendeten Frequenzen sind dabei üblicherweise äquidistant
verteilt und betragen wobei f die Frequenz, i eine
Nummer der jeweiligen Frequenz und T die Zeitdauer eines Blocks
darstellt. Die Anzahl der sich ergebenden Abtastwerte des Sendesignals
für einen
Block, welcher auch als DMT-Rahmen bezeichnet wird, beträgt nach
der inversen diskreten Fourier-Transformation 2·N.The frequencies used are usually equidistantly distributed and amount where f is the frequency, i is a number of the respective frequency and T is the time duration of a block. The number of resulting samples of the transmission signal for a block, which is also referred to as DMT frame, after the inverse discrete Fourier transform is 2 · N.
Diese
parallelen Abtastwerte werden in einem Parallel/Seriell-Wandler 3 in
ein serielles Sendesignal umgewandelt, wobei die letzten M Werte
(M < N) eines Blocks
an den Blockanfang nochmals angehängt werden, was als „Cyclic
Prefix" bzw. als
Guardintervall bezeichnet wird. Durch das Guardintervall kann in
einem entsprechenden Empfänger
ein periodisches Signal vorgetäuscht
werden, wenn ein durch den Übertragungskanal
verursachter Einschwingvorgang nach M Abtastwerten entsprechend
einer Zeit vonabgeklungen ist. Hierdurch
lässt sich
ein Entzerrungsaufwand bei in dem Empfänger vorgesehenen Entzerrern,
welche später
noch detailliert erläutert
werden, stark reduzieren, da nach einer Demodulation im Empfänger nur
mit dem inversen Frequenzgang des Übertragungskanals multipliziert
werden muss, um lineare Verzerrungen des Übertragungskanals zu kompensieren,
wobei für
jede Frequenz eine komplexe bzw. vier reelle Multiplikationen durchgeführt werden
müssen.These parallel samples are used in a parallel to serial converter 3 The last M values (M <N) of a block are appended to the beginning of the block, which is referred to as "cyclic prefix" or "guard interval." The guard interval can simulate a periodic signal in a corresponding receiver when a transient caused by the transmission channel occurs after M samples corresponding to a time of has subsided. In this way, an equalization effort can be greatly reduced in equalizers provided in the receiver, which will be explained in more detail later, since after demodulation in the receiver, only the inverse frequency response of the transmission channel has to be multiplied in order to compensate for linear distortions of the transmission channel Frequency one complex or four real multiplications must be performed.
Die
von dem Parallel/Seriell-Wandler 3 ausgegebene serielle
Folge von Abtastwerten wird von einem digitalen Sendefilter 36 gefiltert
und durch einen Digital/Analog-Wandler 37 in ein analoges
Sendesignal umgewandelt, welches durch einen Leitungstreiber („Line Driver") 38 verstärkt und über einen Übertragungskanal 4 übertragen
wird. Der Übertragungskanal 4 umfasst
dabei bei der schematischen Darstellung in 7 zum einen eine entsprechende Übertragungsleitung,
zum anderen auch zur galvanischen Trennung erforderliche Übertrager
auf Sende- und Empfängerseite
und möglicherweise
vorgesehene analoge Sende- und Empfangsfilter.That of the parallel / serial converter 3 output serial sequence of samples is from a digital transmission filter 36 filtered and through a digital / analog converter 37 converted into an analogue transmission signal, which by a line driver ("Line Driver") 38 amplified and via a transmission channel 4 is transmitted. The transmission channel 4 includes in the schematic representation in 7 on the one hand a corresponding transmission line, on the other hand also required for galvanic isolation Transmitter on the transmitting and receiving side and possibly provided analog transmitting and receiving filters.
Durch
die Übertragung über den Übertragungskanal 4 wird
das analoge Sendesignal verzerrt. Zudem wird bei realen Übertragungskanälen ein
Rauschen r hinzugefügt,
was in 7 durch einen
Addierer 40 symbolisiert ist.Through the transmission over the transmission channel 4 the analogue transmission signal is distorted. In addition, in real transmission channels, a noise r is added, which in 7 through an adder 40 is symbolized.
Empfängerseitig
wird das über
den Übertragungskanal 4 übertragene
Signal mittels eines Analog/Digital-Wandlers 41 in ein
digitales Empfangssignal umgewandelt und mit einem Filter 42 digital
gefiltert. Das so gefilterte Signal wird durch einen Zeitbereichsentzerrer 5,
dessen Funktion später
erläutert
wird, entzerrt und durch einen Seriell/Parallel-Wandler blockweise DMT-Rahmen für DMT-Rahmen
parallel auf eine Einrichtung 7 zur diskreten Fourier-Transformation
gegeben. Der Seriell/Parallel-Wandler 6 entfernt dabei
das in dem Parallel/Seriell-Wandler 3 hinzugefügte Guardintervall
wieder. Auch die diskrete Fourier-Transformation in der Einrichtung 7 wird
bevorzugt als schnelle Fourier-Transformation
(FFT) realisiert.On the receiver side, this is done via the transmission channel 4 transmitted signal by means of an analog / digital converter 41 converted into a digital received signal and with a filter 42 digitally filtered. The signal thus filtered is through a time domain equalizer 5 , the function of which will be explained later, equalizes and, by a serial / parallel converter, blocks DMT frames for DMT frames in parallel to one device 7 given to the discrete Fourier transform. The serial / parallel converter 6 removes this in the parallel / serial converter 3 added guard interval again. Also, the discrete Fourier transform in the device 7 is preferably realized as a fast Fourier transform (FFT).
Das
so in den Frequenzbereich transformierte Signal wird durch einen
Frequenzbereichsentzerrer 8 entzerrt, wobei wie bereits
angesprochen die empfangenen (komplexen) Frequenzwerte mit dem inversen
Frequenzgang des Übertragungskanals 4 1/C(f)
multipliziert werden. Durch den Frequenzbereichsentzerrer 8 werden
Dämpfungs-
und Laufzeitverzerrungen ausgeglichen, so dass sich bei störungsfreier Übertragung
(r = 0) und idealen Verhältnissen
bezüglich
eines Einschwingverhaltens des Übertragungskanals
die durch den Kodierer 1 erzeugten komplexen Frequenzwerte
ergeben. Ein Entscheider 9 bestimmt hieraus entsprechende Empfangssymbole,
welche von einem Parallel/Seriell-Wandler 10 in entsprechende
serielle Empfangssymbole b umgewandelt werden, welche im Idealfall
keine Bitfehler den von dem Kodierer 1 erzeugten komplexen
Frequenzwerten entsprechen. Mit einem (nicht gezeigten) Dekodierer
können
aus den Empfangssymbolen b dann den Sendedaten a entsprechende Empfangsdaten
bestimmt werden.The thus transformed into the frequency domain signal is a frequency range equalizer 8th equalized, as already mentioned, the received (complex) frequency values with the inverse frequency response of the transmission channel 4 1 / C (f) are multiplied. Through the frequency domain equalizer 8th Damping and delay distortions are compensated, so that with interference-free transmission (r = 0) and ideal conditions with respect to a transient response of the transmission channel by the encoder 1 generated complex frequency values. A decision maker 9 determines from this corresponding reception symbols, which from a parallel / serial converter 10 be converted into corresponding serial receive symbols b, which in the ideal case no bit errors from the encoder 1 correspond to complex frequency values generated. By means of a decoder (not shown), received data corresponding to the transmission data a can be determined from the reception symbols b.
Durch
auf Sende- und Empfängerseite
verwendete Filter wie die Filter 36 und 42 sowie
aufgrund der Eigenschaften des Übertragungskanals 4 treten
beim Empfang der Daten relativ lange Einschwingvorgänge auf.
Daher wäre
ein entsprechend langes Guardintervall erforderlich, um ohne Zusatzaufwand
nur mit Hilfe des Frequenzbereichsentzerrers 8 die Entzerrung
durchzuführen.
Andererseits sinkt mit steigendem Verhältnis vondie Effektivität der Datenübertragung,
da das Guardintervall redundante Daten enthält, welche entsprechende Übertragungszeit
benötigen.
Daher ist für
eine möglichst
hohe Übertragungsrate
ein möglichst
kurzes Guardintervall wünschenswert.By using filters on the send and receive sides like the filters 36 and 42 as well as due to the characteristics of the transmission channel 4 When receiving the data relatively long transient occur. Therefore, a correspondingly long guard interval would be required to operate at no additional cost with the help of the frequency range equalizer 8th to perform the equalization. On the other hand decreases with increasing ratio of the effectiveness of the data transfer, as the guard interval contains redundant data, which require appropriate transmission time. Therefore, as short a guard interval as possible is desirable for the highest possible transmission rate.
Dies
soll nun am Beispiel eines ADSL-Systems näher erläutert werden. Beim ADSL-Übertragungsstandard
ist für
die Datenübertragung
von einer zentralen Vermittlungsstelle (Central Office, CO) zu einem
Teilnehmeranschluss (so genannte Downstream-Richtung) eine Blocklänge 2·N = 512
und eine Länge
des Guardintervalls M = 32 und von dem Teilnehmeranschluss zu der
zentralen Vermittlungsstelle (Upstream-Richtung) eine Blocklänge von
2·N =
64 bzw. 128 sowie eine Länge
des Guardintervalls von M = 4 bzw. M = 8 festgelegt. Die Länge M des
Guardintervalls beträgt
somit beim ADSL-Standard immerder Blocklänge 2·N, wodurch
die durch das Guardintervall verursachte Redundanz relativ gering
gehalten wird.This will now be explained in more detail using the example of an ADSL system. In the case of the ADSL transmission standard, for the data transmission from a central office (CO) to a subscriber line (so-called downstream direction), a block length is 2 * N = 512 and a guard interval length M = 32 and from the local loop to the central one Switching (upstream) a block length of 2 · N = 64 or 128 and a length of the guard interval of M = 4 or M = 8 set. The length M of the guard interval is thus always in the ADSL standard block length 2 x N, which keeps the redundancy caused by the guard interval relatively low.
Beispielsweise
ergibt sich in Upstream-Richtung mit einer Blocklänge von
64 und entsprechend 33 Frequenzen fi mit
einem Frequenzabstand von 4,3125 kHz ein Frequenzbereich von 0 bis
138 kHz. Dabei sind Sende- und empfangsseitig Filter erforderlich,
da über
den Übertragungskanal üblicherweise
gleichzeitig Sprachsignale übertragen
werden. Zur Unterdrückung
dieses Spektralbereichs, welcher unterhalb der für die ADSL-Datenübertragung
verwendeten Frequenzen liegt, und zur Unterdrückung der Spektralanteile oberhalb des
genutzten Frequenzbereichs dienen beispielsweise die Filter 36 und 42 oder
auch in 1 nicht dargestellte
analoge Sende- und/oder Empfangsfilter. Kurve 43 in 8 zeigt beispielhaft einen
möglichen
Dämpfungsverlauf
derartiger Filter, wobei die Dämpfung
d in Dezibel über
der Frequenz f aufgetragen ist. Bei einer beispielhaften Übertragungsleitung
mit einem Drahtdurchmesser von 0,4 mm und einer Länge von
3,5 km ergibt sich zusammen mit derartigen Sende- und Empfangsfiltern
eine Impulsantwort bei der Datenübertragung, welche
in 9 dargestellt wird.
Kurve 44 zeigt dabei die Impulsantwort h(t) über der
Zeit t, welche auf die Zeitdauer eines Blocks 2·N·T normiert ist. Da wie bereits
beschrieben bei einer Blocklänge
von 2·N
= 64 die Länge
des Guardintervalls 4 beträgt, wird deutlich, dass die
Dauer der Impulsantwort die Länge
des Guardintervalls bei weitem übersteigt.
Daher ist bei einem derartigen System eine fehlerfreie Übertragung
nur mit Verwendung des Frequenzbereichsentzerrers 8 nicht
möglich.For example, in the upstream direction with a block length of 64 and corresponding to 33 frequencies f i with a frequency spacing of 4.3125 kHz results in a frequency range from 0 to 138 kHz. In this case, the filter and the receiver side filters are required, since over the transmission channel usually simultaneously voice signals are transmitted. For example, the filters serve to suppress this spectral range, which is below the frequencies used for ADSL data transmission, and to suppress the spectral components above the frequency range used 36 and 42 or in 1 not shown analog transmission and / or reception filters. Curve 43 in 8th shows an example of a possible attenuation curve of such filters, wherein the attenuation d is plotted in decibels above the frequency f. In an exemplary transmission line with a wire diameter of 0.4 mm and a length of 3.5 km results in conjunction with such transmit and receive filters an impulse response in the data transmission, which in 9 is pictured. Curve 44 shows the impulse response h (t) over the time t, which depends on the Duration of a block 2 · N · T is normalized. As already described, with a block length of 2 × N = 64, the length of the guard interval 4 is clear that the duration of the impulse response exceeds the length of the guard interval by far. Therefore, in such a system, error-free transmission is only possible using the frequency-domain equalizer 8th not possible.
Durch
den in 7 dargestellten
Zeitbereichsentzerrer 5 ist es möglich, den Einfluss eines derartigen langen
Einschwingvorgangs zu beseitigen oder stark zu verringern.By the in 7 illustrated time domain equalizer 5 It is possible to eliminate or greatly reduce the influence of such a long transient process.
Derartige
Zeitbereichsentzerrer sind beispielsweise aus Naofal Al-Dhahir,
J.M. Cioffi, IEEE Transaction on Communications, Vol. 44, No. 1,
1996, Seiten 56–64
bekannt. Diese Zeitbereichsentzerrer führen eine Faltung des durch
das digitale Filter 42 gefilterten digitalen Empfangssignals
mit einer Impulsantwort des Zeitbereichsentzerrers c(i), wobei i
ein Laufindex ist, durch. Die einzelnen Werte c(i) entsprechen Koeffizienten
des Zeitbereichsentzerrers.Such time domain equalizers are known, for example, from Naofal Al-Dahir, JM Cioffi, IEEE Transaction on Communications, Vol. 1, 1996, pages 56-64. These time domain equalizers perform a convolution of the digital filter 42 filtered digital received signal having an impulse response of the time domain equalizer c (i), where i is a running index. The individual values c (i) correspond to coefficients of the time domain equalizer.
Dabei
ist es nötig,
die Koeffizienten c(i) dem jeweiligen Übertragungskanal anzupassen. Üblicherweise wird
hierzu eine so genannte Trainingssequenz verwendet, das heißt es wird
eine Abfolge von Sendesignalwerten von dem Sender über den Übertragungskanal
zu dem Empfänger
gesendet, welche empfängerseitig bekannt
ist. Das Prinzip einer derartigen Koeffizientenbestimmung ist in 10 schematisch dargestellt.It is necessary to adapt the coefficients c (i) to the respective transmission channel. Usually, a so-called training sequence is used for this purpose, that is, a sequence of transmission signal values is sent from the transmitter via the transmission channel to the receiver, which is known on the receiver side. The principle of such a coefficient determination is in 10 shown schematically.
In 10 bezeichnet u(k) das in
den Zeitbereich transformierte und durch das Guardintervall erweiterte
zeitdiskrete Sendesignal, im vorliegenden Fall die vorgegebene Trainingssignalfolge.
Dieses Sendesignal wird über
den Übertragungskanal 4 mit
der Impulsantwort h(i) wie bereits beschrieben zu dem Empfänger übertragen,
wobei das Rauschen r(k) symbolisiert durch den Addierer 40 hinzugefügt wird.
Zu bemerken ist, dass in 10 zur
Vereinfachung der Darstellung die Digital/Analog- bzw. Analog/Digital-Wandlung nicht
dargestellt wurde. In dem Zeitbereichsentzerrer 5 wird
dann wie beschrieben das entstandene digitale Empfangssignal, in 10 mit y(k) bezeichnet,
mit der Impulsantwort des Zeitbereichsentzerrers, welche durch die
Koeffizienten c(i) gegeben ist, gefaltet. Des Weiteren wird empfängerseitig
die Trainingssignalfolge u(k) verzögert, um die Laufzeit vom Sender
zum Empfänger τ wie durch
ein Verzögerungsglied 46 symbolisiert
auszugleichen, und auf ein so genanntes Ersatzsystem 17 gegeben,
welches eine durch Koeffizienten d(i) vorgegebene Impulsantwort
aufweist. Das so erzeugte Signal wird in einem Subtrahierer 16 von
dem von dem Zeitbereichsentzerrer 5 ausgegebenen Signal
subtrahiert, um ein Fehlersignal ε(k)
zu erzeugen. k bezeichnet dabei allgemein einen Abtastindex. Die
Koeffizienten c(i) und d(i) werden dabei derart bestimmt, dass das
Fehlersignal ε(k)
minimiert wird. Hierdurch wird die Impulsantwort des letztendlich
dem Seriell/Parallel-Wandler 6 aus 7 zugeführten Signals, welcher durch
den Übertragungskanal 4 und
den Zeitbereichsentzerrer 5 bestimmt wird, derjenigen des
Ersatzsystems 17 angenähert.
Für diese
Impulsantwort wird lediglich die maximale Dauer von M + 1 vorgegeben,
d. h. das Ersatzsystem 17 weist maximal M + 1 Koeffizienten
d(i) auf, so dass eine mit der Länge
des Guardintervalls M verträgliche
Impulsantwort erzielt wird. Bei einer derartigen Impulsantwort kann
dann durch den Frequenzbereichsentzerrer 8 eine im Wesentlichen
vollständige
Entzerrung erfolgen.In 10 u (k) denotes the time-discrete transmission signal transformed into the time domain and extended by the guard interval, in the present case the predetermined training signal sequence. This transmission signal is transmitted via the transmission channel 4 with the impulse response h (i) to the receiver as already described, the noise r (k) being symbolized by the adder 40 will be added. It should be noted that in 10 to simplify the presentation, the digital / analog or analog / digital conversion was not shown. In the time domain equalizer 5 is then as described the resulting digital received signal, in 10 with y (k), is convolved with the impulse response of the time domain equalizer given by the coefficients c (i). Furthermore, at the receiver end, the training signal sequence u (k) is delayed to the transit time from the transmitter to the receiver τ as by a delay element 46 symbolized to balance and on a so-called replacement system 17 given which has an impulse response given by coefficients d (i). The signal thus generated is in a subtractor 16 from that of the time domain equalizer 5 is subtracted to produce an error signal ε (k). k generally denotes a scanning index. The coefficients c (i) and d (i) are determined such that the error signal ε (k) is minimized. This will ultimately be the impulse response of the serial to parallel converter 6 out 7 supplied signal passing through the transmission channel 4 and the time domain equalizer 5 is determined, that of the replacement system 17 approximated. For this impulse response, only the maximum duration of M + 1 is specified, ie the replacement system 17 has at most M + 1 coefficients d (i), so that an impulse response compatible with the length of guard interval M is achieved. In such an impulse response can then by the frequency domain equalizer 8th a substantially complete equalization done.
Die
Werte für
c(i) und d(i) können
dabei nach üblichen
Verfahren wie dem Least-Mean-Square-Verfahren (LMS-Verfahren) bestimmt
werden.The
Values for
c (i) and d (i) can
while usual
Procedures such as the Least Mean Square (LMS) method determined
become.
Nach
der Einstellung der Koeffizienten mit Hilfe der Trainingssequenz
bleiben diese unverändert.
Das Ersatzsystem 17 wird nach der Einstellung der Koeffizienten
nicht mehr benötigt.After setting the coefficients using the training sequence they remain unchanged. The replacement system 17 is no longer needed after setting the coefficients.
Dies
hat den Nachteil, dass bei Veränderungen
der Eigenschaften des Übertragungskanals
während der Übertragung
die Koeffizienten entsprechend nicht mehr den optimalen Verhältnissen
angepasst sind, was eine Bitfehlerrate erhöhen kann und gegebenenfalls
dazu führt,
dass eine Neueinstellung der Koeffizienten mit nochmaligem Senden
der Trainingssequenz vorgenommen werden muss. Des Weiteren werden üblicherweise periodische
Trainingssequenzen verwendet, während
bei einer Datenübertragung
stochastische Daten gesendet werden, so dass es sein kann, dass
die Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers 5 von vorneherein
nicht optimal für
die Übertragung
eingestellt sind.This has the disadvantage that with changes in the properties of the transmission channel during the transmission, the coefficients are no longer adapted to the optimal conditions, which can increase a bit error rate and possibly leads to a readjustment of the coefficients with retransmission of the training sequence must be made. Furthermore, periodic training sequences are commonly used, while stochastic data is transmitted in a data transmission so that the coefficients of the time domain equalizer may be transmitted 5 are not optimally set for transmission from the outset.
Es
ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren
zum Bestimmen von Koeffizienten eines Entzerrers sowie eine entsprechende
Entzerreranordnung bereitzustellen, wobei eine Anpassung an veränderte Übertragungseigenschaften
eines Übertragungskanals
möglich
ist, ohne eine Neuinitialisierung mittels einer Trainingssequenz
vornehmen zu müssen.
Des Weiteren soll das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsgemäße Entzerreranordnung
insbesondere für
stochastische Daten ein möglichst
optimales Verhalten aufweisen.It is therefore an object of the present invention to provide a method for determining coefficients of an equalizer and a corresponding equalizer arrangement, wherein an adaptation to changed transmission characteristics of a transmission channel is possible without having to make a reinitialization by means of a training sequence. Furthermore, the method according to the invention or the equalizer arrangement according to the invention should be as optimally as possible, in particular for stochastic data have behavior.
Diese
Aufgabe wird gelöst
durch ein Verfahren nach Anspruch 1 bzw. eine Entzerreranordnung
nach Anspruch 15. Die abhängigen
Ansprüche
definieren vorteilhafte oder bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung.These
Task is solved
by a method according to claim 1 or an equalizer arrangement
according to claim 15. The dependent
claims
define advantageous or preferred embodiments of the present invention
Invention.
Erfindungsgemäß wird zum
Bestimmen von Koeffizienten eines Entzerrers in einer Empfangsvorrichtung,
wobei der Entzerrer zur Entzerrung eines über einen Übertragungskanal empfangenen
Empfangssignals ausgestaltet ist und wobei die Empfangsvorrichtung
Mittel zum Bestimmen von Empfangsdaten aus dem Empfangssignal, beispielsweise
einen Entscheider, umfasst, vorgeschlagen, dass aus den Empfangsdaten
ein rekonstruiertes Sendesignal bestimmt wird und dass die Koeffizienten
in Abhängigkeit
von dem, Empfangssignal und dem zugeordneten Sendesignal bestimmt
werden.According to the invention is for
Determining coefficients of an equalizer in a receiving device,
the equalizer for equalizing a received over a transmission channel
Receive signal is configured and wherein the receiving device
Means for determining received data from the received signal, for example
a decision maker, who suggested that from the reception data
a reconstructed transmission signal is determined and that the coefficients
dependent on
determined by the received signal and the associated transmission signal
become.
Es
werden also die Empfangsdaten gleichsam als entsprechende Sendedaten
angenommen, was bei im Wesentlichen fehlerfreier Übertragung
möglich
ist, und diese zusammen mit dem Empfangssignal zum Einstellen der
Koeffizienten verwendet.It
Thus, the receive data as it were as appropriate transmission data
assumed, what with essentially error-free transmission
possible
is, and this together with the received signal for setting the
Coefficients used.
Unter
Empfangsdaten sind hier nicht notwendigerweise bereits vollständig zur
weiteren Verarbeitung aufbereitete Daten zu verstehen. Es kann sich
beispielsweise auch um Empfangssymbole eines DMT-Übertragungsverfahrens
handeln, welche noch dekodiert werden müssen, um Empfangsdaten im engeren
Sinne zu erhalten.Under
Reception data is not necessarily already complete here
further processing processed data. It may be
for example, reception symbols of a DMT transmission method
act, which still have to be decoded to receive data in the narrower
To get meaning.
Hierfür ist im
Allgemeinen wichtig, dass die Koeffizienten bereits so gut eingestellt
sind, dass die Empfangsdaten in der Tat im Wesentlichen den Sendedaten
entsprechen. Daher werden in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung die Koeffizienten zunächst anhand einer bekannten
Trainingssequenz, welche an die Empfangsvorrichtung gesendet wird,
voreingestellt, und dann wie oben beschrieben abhängig von dem
Empfangssignal und dem rekonstruierten Sendesignal feineingestellt
bzw. während
des Betriebs der Empfangsvorrichtung adaptiert.This is in the
Generally important that the coefficients are already set so well
are that the reception data, in fact, essentially the transmission data
correspond. Therefore, in a preferred embodiment
the invention, the coefficients initially using a known
Training sequence, which is sent to the receiving device,
preset, and then as described above depending on the
Received signal and the reconstructed transmission signal fine tuned
or during
the operation of the receiving device adapted.
Der
Entzerrer kann insbesondere ein Zeitbereichsentzerrer sein. Erfolgt
eine Übertragung über den Übertragungskanal
mittels eines Mehrträgermodulationsverfahren,
kann das rekonstruierte Sendesignal mittels einer inversen Fourier-Transformation aus
den Empfangsdaten bestimmt werden.Of the
In particular, equalizer may be a time domain equalizer. He follows
a transmission over the transmission channel
by means of a multicarrier modulation method,
can the reconstructed transmission signal by means of an inverse Fourier transform
the reception data are determined.
Die
Koeffizienten können
insbesondere bestimmt werden, indem das rekonstruierte Sendesignal
von einem Hilfssystem verarbeitet wird, welches eine vorgegebene
Länge seiner
Impulsantwort aufweist, und eine Differenz zwischen dem Empfangssignal
und einem Ausgangssignal des Hilfssystems minimiert wird. Dies kann
adaptiv beispielsweise mit Hilfe eines LMS- oder RLS-Algorithmus
erfolgen. Es ist jedoch auch eine direkte Berechnung möglich.The
Coefficients can
be determined in particular by the reconstructed transmission signal
is processed by an auxiliary system which has a predetermined
Length of his
Impulse response, and a difference between the received signal
and an output signal of the auxiliary system is minimized. This can
adaptive, for example, using an LMS or RLS algorithm
respectively. However, a direct calculation is also possible.
Bevorzugter
Anwendungsbereich der Erfindung ist die ADSL-Datenübertragung, sie ist aber allgemein bei
Datenübertragungen über einen
verzerrenden Übertragungskanal
anwendbar.preferred
Scope of the invention is the ADSL data transmission, but it is in general
Data transfers over one
distorting transmission channel
applicable.
Ist
zusätzlich
zu dem Zeitbereichsentzerrer ein Frequenzbereichsentzerrer vorgesehen,
so ist es bevorzugt, dessen Koeffizienten ebenfalls adaptiv anzupassen,
um eine optimale Abstimmung des Frequenzbereichsentzerrers auf den
Zeitbereichsentzerrer zu gewährleisten.is
additionally
a frequency domain equalizer is provided to the time domain equalizer,
so it is preferable to adapt its coefficients also adaptively,
for an optimal tuning of the frequency range equalizer on the
To ensure time domain equalizers.
Mit
dem erfindungsgemäßen Verfahren
bzw. mit einer entsprechend ausgestalteten Entzerreranordnung ist
es möglich,
Koeffizienten eines Entzerrers während
des Betriebs der entsprechenden Empfangsvorrichtung zu adaptieren,
ohne dass eine Trainingssequenz gesendet werden muss. Somit ist
eine Anpassung der Koeffizienten an Veränderungen des Übertragungskanals
problemlos möglich.With
the method according to the invention
or with a suitably designed equalizer arrangement
it is possible
Coefficients of an equalizer during
to adapt the operation of the corresponding receiving device,
without having to send a training sequence. Thus is
an adaptation of the coefficients to changes in the transmission channel
easily possible.
Die
Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung
anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele
näher erläutert. Es
zeigen:The
Invention will now be described with reference to the accompanying drawings
using preferred embodiments
explained in more detail. It
demonstrate:
1 ein
Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung, 1 a block diagram of an embodiment of the present invention,
2 ein
detaillierteres Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Einrichtung
zum Bestimmen von Koeffizienten von Entzerrern, 2 a more detailed block diagram of a device according to the invention for determining coefficients of equalizers,
3 ein
Blockdiagramm eines Frequenzbereichsentzerrers aus 2, 3 a block diagram of a frequency domain equalizer 2 .
4 Simulationen
des Signal-Störabstandes, 4 Simulations of the signal-to-noise ratio,
5 eine
Simulation des Verlaufs eines einem Zeitbereichsentzerrer aus 1 und 2 zugeordneten
quadratischen Fehlers, 5 a simulation of the course of a time domain equalizer 1 and 2 associated quadratic error,
6 Simulationen
des Verlaufs eines einem Frequenzbereichsentzerrer aus 1 und 2 zugeordneten
quadratischen Fehlers, 6 Simulating the course of a frequency domain equalizer 1 and 2 associated quadratic error,
7 ein
Mehrkanalübertragungssystem
gemäß dem Stand
der Technik, 7 a multi-channel transmission system according to the prior art,
8 eine
Dämpfungskurve
eines Sende- oder Empfangsfilters aus 7, 8th an attenuation curve of a transmit or receive filter 7 .
9 eine
beispielhafte Impulsantwort eines Übertragungskanals aus 7,
und 9 an exemplary impulse response of a transmission channel 7 , and
10 eine
herkömmliche
Anordnung zum Einstellen von Koeffizienten eines Zeitbereichsentzerrers. 10 a conventional arrangement for adjusting coefficients of a time domain equalizer.
In 1 ist
ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung dargestellt. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Erfindung
als empfängerseitige
Erweiterung des bereits in der Beschreibungseinleitung unter Bezugnahme
auf 7 erläuterten Übertragungssystem
bzw. der bereits unter Bezugnahme auf 10 erläuterten
Anordnung zur Bestimmung von Koeffizienten eines Zeitbereichsentzerrers
ausgestaltet. Insbesondere wird die Erfindung im Rahmen eines DMT-Übertragungssystems erläutert. Die
bereits in der Beschreibungseinleitung erörterten Eigenschaften derartiger
Systeme werden hier nicht nochmals dargestellt. Im Gegensatz zu
der bereits diskutierten 7 sind in dem in 1 dargestellten Übertragungssystem
zur Vereinfachung Komponenten wie Analog/Digital-Wandler, Digital/Analog- Wandler oder Leitungstreiber
nicht explizit dargestellt. In tatsächlichen Realisierungen sind
diese jedoch im Allgemeinen ebenfalls vorhanden. Gleiche Elemente
wie in den bereits in der Beschreibungseinleitung erläuterten
Figuren tragen auch in den im Folgenden erläuterten Figuren die gleichen
Bezugszeichen.In 1 Fig. 2 is a block diagram of a preferred embodiment of the present invention. In the present embodiment, the invention as a receiver-side extension of the already in the introduction to the description with reference to 7 explained transmission system or the already with reference to 10 explained arrangement for determining coefficients of a Zeitbereichsentzerrers designed. In particular, the invention will be explained in the context of a DMT transmission system. The properties of such systems already discussed in the introduction to the description will not be shown again here. In contrast to the already discussed 7 are in the in 1 illustrated transmission system for simplicity components such as analog / digital converters, digital / analog converter or line driver is not explicitly shown. In actual implementations, however, these are generally also present. The same elements as in the already explained in the introduction figures wear the same reference numerals in the figures explained below.
Wie
bei dem bereits besprochenen Kommunikationssystem von 7 werden
auch bei dem in 1 dargestellten Kommunikationssystem
serielle Sendedaten a einem Seriell/Parallel-Wandler 35,
einem Kodierer 1, einer Einrichtung 2 zur inversen
Fourier-Transformation und einem Parallel/Seriell-Wandler 3 zugeführt, um
ein Sendesignal mit Sendesymbolen u(k) zu erzeugen. Dieses wird über einen Übertragungskanal 4 mit einer
Impulsantwort h(i), wobei i ein Laufindex ist, welcher einen entsprechenden
Abtastzeitpunkt bezeichnet, übertragen,
wodurch empfängerseitig
ein Empfangssignal mit einer Folge von Empfangssymbolen y(k) erzeugt wird.
Die Empfangssymbole y(k) werden wie bereits in der Beschreibungseinleitung
detailliert erläutert
in einem Zeitbereichsentzerrer 5 mit der Impulsantwort
des Zeitbereichsentzerrers, welche durch seine Koeffizienten c(i)
gegeben ist, gefaltet. Die Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers 5 werden,
wie weiter unten detailliert erläutert
werden wird, derart eingestellt, dass eine Impulsantwort des aus Übertragungskanal 4 und
Zeitbereichsentzerrer 5 bestehenden Abschnitts kürzer ist
als eine Länge
M eines in dem Parallel/Seriell-Wandler 3 hinzugefügten Cyclic
Prefix bzw. Guardintervalls. Das so entzerrte Signal wird wiederum
wie bereits in der Beschreibungseinleitung unter Bezugnahme auf 7 erläutert einem
Seriell/Parallel-Wandler 6, in welchem das Guardintervall
entfernt wird, einer Einrichtung 7 zur diskreten Fourier-Transformation,
einem Frequenzbereichsentzerrer 8, einem darauf folgenden
Entscheider 9 und schließlich einem Parallel/Seriell-Wandler 10 zugeführt, um
Empfangssymbole b(k) zu erzeugen. Aus den Empfangssymbolen b(k)
können
dann mittels eines dem Kodierer 1 entsprechenden Dekodierers
bei fehlerfreier Übertragung
die Sendedaten a wiedergewonnen werden.As with the already discussed communication system of 7 are also at the in 1 represented communication system serial transmission data a a serial / parallel converter 35 , a coder 1 , a facility 2 for inverse Fourier transform and a parallel / serial converter 3 supplied to generate a transmission signal with transmission symbols u (k). This is via a transmission channel 4 with an impulse response h (i), where i is a scroll index, which designates a corresponding sampling instant, whereby a receive signal with a sequence of received symbols y (k) is generated on the receiver side. The reception symbols y (k) are explained in detail in a time domain equalizer as already described in the introduction to the description 5 with the impulse response of the time domain equalizer given by its coefficients c (i). The coefficients of the time domain equalizer 5 will be set, as will be explained in detail below, that an impulse response of the transmission channel 4 and time domain equalizer 5 existing section is shorter than a length M one in the parallel / serial converter 3 Added cyclic prefix or guard interval. The thus equalized signal is in turn as already in the introduction to the description with reference to 7 explains a serial / parallel converter 6 in which the guard interval is removed, a device 7 for discrete Fourier transform, a frequency domain equalizer 8th , a subsequent decision maker 9 and finally a parallel / serial converter 10 supplied to generate receive symbols b (k). From the received symbols b (k) can then by means of a coder 1 corresponding decoder error-free transmission, the transmission data a are recovered.
Die
Bestimmung der Koeffizienten c(i) des Zeitbereichsentzerrers 5 erfolgt
vom grundlegenden Prinzip her wie in der Beschreibungseinleitung
unter Bezugnahme auf 10 beschrieben. Die Sendesymbole
u(k) werden mit einer entsprechenden Verzögerung, welche der Laufzeit über den Übertragungskanal 4 entspricht, auf
ein Ersatzsystem 17 mit einer durch Koeffizienten d(i)
gegebenen Impulsantwort gegeben, wobei die Länge der Impulsantwort des Ersatzsystems
maximal der Länge
M des im Parallel/Seriell-Wandler 3 hinzugefügten Guardintervalls
plus eins entspricht. Das Ausgangssignal bzw. die entsprechenden
Ausgangssymbole des Ersatzsystems 17 werden von den Ausgangssymbolen
des Zeitbereichsentzerrers 5 in einem Subtrahierer 16 subtrahiert,
um ein Fehlersignal ε(k)
zu erhalten. Die Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers 5 und
die Koeffizienten des Ersatzsystems 17 werden nun so eingestellt,
dass das Fehlersignal ε(k)
minimal wird.The determination of the coefficients c (i) of the time domain equalizer 5 takes place from the fundamental principle as in the introduction to the description with reference to 10 described. The transmit symbols u (k) are provided with a corresponding delay, which is the transit time over the transmission channel 4 corresponds to a replacement system 17 given an impulse response given by coefficients d (i), the length of the impulse response of the replacement system being at most equal to the length M of the parallel-to-serial converter 3 added guard interval plus one. The output signal or the corresponding output symbols of the replacement system 17 are from the output symbols of the time domain equalizer 5 in a subtractor 16 subtracted to obtain an error signal ε (k). The coefficients of the time domain equalizer 5 and the coefficients of the replacement system 17 are now set so that the error signal ε (k) is minimal.
Bei
dem in 1 dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispielen
wird zur Einstellung der Koeffizienten c(i) und d(i) zunächst eine
empfängerseitig
bekannte Trainingssequenz als Sendesymbole u(k) über den Übertragungskanal 4 gesendet.
Empfängerseitig
sind die entsprechenden Sendesymbole u(k) in einem Speicher 14 gespeichert
und werden über
einen Schalter 15 auf das Ersatzsystem gegeben. Sind durch
die Trainingssequenz die Koeffizienten c(i) und d(i) eingestellt
worden, wird zur weiteren Einstellung der Koeffizienten bzw. zu
einer Adaption der Koeffizienten während des Betriebs der Empfangsvorrichtung
der Schalter 15 umgeschaltet. Daraufhin werden dem Ersatzsymbol 17 rekonstruierte
Sendesymbole u'(k)
zugeführt,
welche aus den Empfangssymbolen b(k) durch einen Seriell/Parallel-Wandler
11, eine Einrichtung 12 zur inversen diskreten Fourier-Transformation
und einen Parallel/Seriell-Wandler 13 gebildet
werden. Die Einrichtungen 11, 12 und 13 sind
dabei entsprechend den Einrichtungen 35, 2 bzw. 3 ausgebildet.
Insbesondere wird in dem Parallel/Seriell-Wandler 13 ein Guardintervall
der Länge
M hinzugefügt,
welches dem Guardintervall entspricht, welches im Parallel/Seriell-Wandler 3 hinzugefügt wird.At the in 1 shown preferred embodiments is to adjust the Koeffizi enten c (i) and d (i) first a receiver-side known training sequence as transmission symbols u (k) over the transmission channel 4 Posted. On the receiver side, the corresponding transmit symbols u (k) are in a memory 14 stored and are via a switch 15 given to the replacement system. If the coefficients c (i) and d (i) have been set by the training sequence, the switch is set for the further adjustment of the coefficients or for an adaptation of the coefficients during the operation of the receiving device 15 switched. Thereupon become the substitute symbol 17 reconstructed transmit symbols u '(k) supplied from the receive symbols b (k) by a serial / parallel converter 11, a device 12 for inverse discrete Fourier transform and a parallel / serial converter 13 be formed. The facilities 11 . 12 and 13 are doing according to the facilities 35 . 2 respectively. 3 educated. In particular, in the parallel / serial converter 13 added a guard interval of length M, which corresponds to the guard interval, which in the parallel / serial converter 3 will be added.
Erfolgte
die Einstellung der Koeffizienten c(i) und d(i) mit Hilfe der Trainingssequenz
hinreichend genau, entsprechen zunächst die Empfangssymbole b(k)
den von dem Kodierer 1 ausgegebenen Symbolen, so dass die
rekonstruierten Sendsymbole u'(k)
den Sendesymbolen u(k) entsprechen. Anhand dieser rekonstruierten
Sendesymbole u'(k)
kann eine weitere Adaption auch während des laufenden Betriebs
erfolgen, wodurch beispielsweise auf allmähliche Änderungen der Übertragungseigenschaften
des Übertragungskanals 4 reagiert
werden kann.If the setting of the coefficients c (i) and d (i) was carried out with sufficient accuracy using the training sequence, the reception symbols b (k) initially correspond to those of the encoder 1 outputted symbols, so that the reconstructed send symbols u '(k) correspond to the send symbols u (k). On the basis of these reconstructed transmission symbols u '(k), a further adaptation can also take place during operation, as a result of, for example, gradual changes in the transmission characteristics of the transmission channel 4 can be reacted.
Im
Folgenden sollen nun Möglichkeiten
für die
Bestimmung der Koeffizienten c(i) und d(i) derart, dass das Fehlersignal ε(k) minimal
wird, diskutiert werden. Zur Vereinfachung werden dabei die folgenden
Vektoren definiert: In the following, options for determining the coefficients c (i) and d (i) in such a way that the error signal ε (k) becomes minimal will now be discussed. For simplicity, the following vectors are defined:
Dabei
bezeichnet L eine Anzahl von betrachteten Werten des Fehlersignals,
Nez eine Anzahl von Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers, M
die Länge
des Guardintervalls und ν einen
Laufzeitparameter, welcher eine konstante Laufzeit am Eingang des
Ersatzsystems berücksichtigt.
Der Fehlervektor ε bestimmt
sich dabei nach der Beziehung ε =
Y·c – U·d (7) Where L is a number of considered values of the error signal, Nez is a number of coefficients of the time domain equalizer, M is the length of the guard interval, and ν is a runtime parameter which takes into account a constant delay at the input of the replacement system. The error vector ε is determined by the relationship ε = Y · c - U · d (7)
Aufgabe
ist es nun, die Werte der Komponenten der Vektoren c und d so zu
bestimmen, dass der Fehlervektor ε möglichst
klein wird. Dabei wird üblicherweise
das Kriterium des kleinsten quadratischen Fehlers verwendet, also ε2 minimiert.
Hierzu muss allerdings mindestens noch eine Randbedingung vorgegeben
werden, um die triviale Lösung
mit dem Nullvektor für
die Vektoren c und d auszuschließen.The task is now to determine the values of the components of the vectors c and d such that the error vector ε becomes as small as possible. In this case, the criterion of the smallest quadratic error is usually used, that is, ε 2 is minimized. For this, however, at least one additional boundary condition must be given in order to exclude the trivial solution with the zero vector for the vectors c and d.
Als
Randbedingung kann beispielsweise der n-te Koeffizient des Ersatzsystems
17,0 ≤ n ≤ M, also die n-te
Komponente des Vektors d, fest auf 1 gesetzt werden. Dann kann die
entsprechende n-te Spalte der Matrix U als Einzelvektor vorgezogen
werden, und es ergibt sich für
den Fehlervektor die Gleichung ε =
Y·c – U1n·d1n – un (g)wobei
der Vektor un die n-te Spalte der Matrix
U darstellt, die Matrix U1n sich aus der
Matrix U durch Streichung der n-ten
Spalte und der Vektor d1n aus dem Vektor
d durch Streichung des n-ten Elements erhalten wird.As a constraint, for example, the n-th coefficient of the replacement system 17.0 ≤ n ≤ M, that is, the n-th component of the vector d, can be fixed to 1. Then the corresponding n-th column can be preferred to the matrix U as a single vector, and the equation for the error vector results ε = Y · c - U1 n · d1 n - u n (G) where the vector u n represents the nth column of the matrix U, the matrix U1 n is obtained from the matrix U by deleting the nth column and the vector d1 n from the vector d by deleting the nth element.
Zur
weiteren Vereinfachung kann man die Matrizen Y und Un zu
einer gemeinsamen Matrix Z und die beiden Vektoren c und d1n zu einem einzigen Vektor w gemäß Z = [Y U1n] (9) w = [c d1n]T (10)zusammenfassen.For further simplification, the matrices Y and U n can be made into a common matrix Z and the two vectors c and d1 n into a single vector w according to FIG Z = [Y U1 n ] (9) w = [c d1 n ] T (10) sum up.
Es
ist nun also der Ausdruck ε =
Z·w – un (11)zu
minimieren.So it is the expression ε = Z · w - u n (11) to minimize.
Die
Lösung
dieser Optimierungsaufgabe führt
zu der Lösung w = (ZT·Z)–1·ZT·un (12)wobei
ZT die Transponierte der Matrix Z bedeutet.
Hierdurch können
beispielsweise mit einer Trainingssequenz der Länge L die Koeffizienten c(i)
und d(i) bestimmt werden. Auch während
des Betriebs des Systems aus 1 ist entsprechend
mit L Symbolen bzw. Abtastwerten des rekonstruierten Sendesignals
u'(k) eine derartige
Bestimmung möglich.The solution of this optimization task leads to the solution w = (z T · Z) -1 · Z T · u n (12) where Z T is the transpose of the matrix Z. In this way, for example, with a training sequence of length L, the coefficients c (i) and d (i) can be determined. Also during operation of the system off 1 is correspondingly possible with L symbols or samples of the reconstructed transmission signal u '(k) such a determination.
Die
in Gleichung (12) angegebene Beziehung kann auch zur adaptiven Einstellung
der Koeffizienten in jedem Abtasttakt verwendet werden. Ein entsprechendes
detaillierteres Blockschaltbild der hierfür relevanten Abschnitte des
Systems aus 1 ist in 2 dargestellt.
Dabei wird in 2 mit NDMT die
vollständige Länge eines
DMT-Blocks zuzüglich
des Guardintervalls, welche gleich 2·N + M ist, bezeichnet.The relationship given in equation (12) can also be used to adaptively adjust the coefficients in each sampling clock. A corresponding more detailed block diagram of the relevant sections of the system from 1 is in 2 shown. It will be in 2 N DMT denotes the full length of a DMT block plus the guard interval, which is equal to 2 x N + M.
Wie
in 2 dargestellt, wird das über den Übertragungskanal 4 aus 1 empfangene
Signal y(k) in einem Speicher 18 zwischengespeichert, welcher
NDMT + Nez Speicherplätze aufweist. Empfangene Symbolwerte
des Empfangssignals werden in dem Speicher 18 jeweils in
den ersten Speicherplatz eingetragen, die weiteren bereits im Speicher
vorhandenen Elemente werden dabei um ein Element verschoben, während das
letzte Element gelöscht
wird. Mit den ersten Nez Werten, welche in dem Speicher 18 gespeichert
sind, wird zunächst
mit dem Zeitbereichsentzerrer 5 ein erster entzerrter Abtastwert
ermittelt, welcher in einem Speicher 39 mit NDMT Speicherplätzen gespeichert
wird. Dieser Speicher 39 kann mit dem Seriell/Parallel-Wandler 6 aus 1 kombiniert
sein.As in 2 this is shown via the transmission channel 4 out 1 received signal y (k) in a memory 18 cached, which has N DMT + Nez memory locations. Received symbol values of the received signal are stored in the memory 18 entered in the first memory, the other elements already in the memory are thereby shifted by one element, while the last element is deleted. With the first Nez values being stored in the memory 18 are stored first with the time domain equalizer 5 determines a first equalized sample which is stored in memory 39 is stored with N DMT memory locations. This store 39 can with the serial / parallel converter 6 out 1 be combined.
Dies
wird fortgesetzt, bis alle Elemente y(k) eines jeweiligen DMT-Rahmens
empfangen wurden, welche nach Abschluss dieses Empfangs in entzerrter
Form in dem Speicher 39 gespeichert sind. Die aktuellsten 2·N Werte,
das heißt
der DMT-Rahmen ohne das Guardintervall, welche in dem Speicher 39 gespeichert
sind, werden wie bereits beschrieben mit der Einrichtung 7 zur
diskreten Fourier-Transformation in den Frequenzbereich transformiert
und durch den Frequenzbereichsentzerrer 8 entzerrt. Die
so durch den Frequenzbereichsentzerrer 8 entzerrten Werte
werden auf den Entscheider 9 gegeben, welcher den empfangenen
und entzerrten Frequenzwerten, falls keine Fehler auftreten, die
tatsächlich
gesendeten komplexen Frequenzwerte, welche durch den Kodierer 1 aus 1 erzeugt
wurden, zuordnen. Diese werden durch ein Verzögerungsglied 21 zur
einfacheren Verarbeitung um die Dauer eines DMT-Rahmens verzögert und
wie beschrieben mit der Einrichtung 12 zur inversen diskreten
Fourier-Transformation und den Parallel/Seriell-Wandler 13 weiter verarbeitet.
Die von dem Parallel/Seriell-Wandler 13 ausgegebenen Werte
werden in einem Speicher 20 gespeichert und auf das Ersatzsystem 17 gegeben,
wobei von jeweils M + 1 Werten der n-te Wert ausgenommen wird. Der
Speicher 20 weist insgesamt die Länge M + 1 + v auf. Die Ausgangswerte
werden dann wie bereits beschrieben in dem Subtrahierer 16 von
den entsprechenden Ausgangswerten des Speichers 39, das
heißt des
Zeitbereichsentzerrers 5 subtrahiert, wobei der n-te Wert
des rekonstruierten Ausgangssignals entsprechend Gleichung (7) bzw.
(10) direkt subtrahiert wird. Für
Einstellung bzw. Berechnung der Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers 5 sowie
des Hilfssystems 17, hier als Berechnungseinrichtung 19 dargestellt,
werden die zuvor für
dir Faltung mit den Entzerrerkoeffizienten herangezogenen Eingangswerte
benötigt,
welche wie in 2 dargestellt wiederum dem Speicher 18 entnommen
werden können.
Diese sind nun die letzten Nez-Werte im Speicher 18.This continues until all of the elements y (k) of a respective DMT frame have been received which, after completion of this reception, are in an equalized form in the memory 39 are stored. The most recent 2 x N values, that is, the DMT frame without the guard interval stored in the memory 39 are stored, as already described with the device 7 transformed into the frequency domain for discrete Fourier transform and through the frequency domain equalizer 8th equalized. The way through the frequency domain equalizer 8th equalized values are on the decision maker 9 given the received and equalized frequency values, if no errors occur, the actually transmitted complex frequency values which are output by the encoder 1 out 1 were created. These are by a delay element 21 delayed for easier processing by the duration of a DMT frame and as described with the device 12 for inverse discrete Fourier transform and the parallel / serial converter 13 further processed. That of the parallel / serial converter 13 output values are stored in memory 20 saved and on the replacement system 17 given, of each M + 1 values of the n-th value is excluded. The memory 20 has a total length M + 1 + v. The output values are then in the subtractor as already described 16 from the corresponding output values of the memory 39 that is the time domain equalizer 5 subtracts, wherein the n-th value of the reconstructed output signal according to equation (7) or (10) is subtracted directly. For setting or calculating the coefficients of the time domain equalizer 5 and the auxiliary system 17 , here as calculation device 19 The input values previously used for the convolution with the equalizer coefficients, which are as shown in FIG 2 again represented the memory 18 can be removed. These are now the last Nez values in memory 18 ,
Abgesehen
von der durch Gleichung (12) gegebenen Berechnung können die
Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers auch mit anderen bekannten
Algorithmen zur Bestimmung von Filterkoeffizienten adaptiert werden.
Ein häufig
eingesetzter Algorithmus, welcher einfach zu realisieren ist, ist
der so genannte LMS-Algorithmus (Least Mean Square). Bei diesem
Algorithmus berechnet sich ein neuer Koeffizientenvektor c(k) zum Abtastzeitpunkt
k aus dem vorhergehenden Koeffizientenvektor c(k – 1) gemäß c(k) = c(k – 1) – μ·ε(k – NDMT)·y(k – NDMT) (13) Apart from the calculation given by equation (12), the coefficients of the time domain equalizer can also be adapted with other known algorithms for determining filter coefficients. A frequently used algorithm, which is easy to implement, is the so-called LMS algorithm (Least Mean Square). In this algorithm, a new coefficient vector c (k) at the sampling time k is calculated from the previous coefficient vector c (k-1) according to FIG c (k) = c (k - 1) - μ · ε (k - N DMT ) · Y (k - N DMT ) (13)
Eine
entsprechende Berechnung ist auch für den Koeffizientenvektor d
möglich. μ stellt dabei
eine Stellgröße dar,
welche auf einen konstanten Wert gesetzt wird oder allmählich verkleinert
wird.A
corresponding calculation is also for the coefficient vector d
possible. μ represents
a manipulated variable,
which is set to a constant value or gradually reduced
becomes.
Nach
Bearbeitung aller Werte eines DMT-Rahmens für die Adaption der Koeffizienten
des Zeitbereichsentzerrers 5 werden diese neuen Koeffizienten
dann für
die Faltung der Eingangswerte übernommen. Die
Faltung kann jedoch ebenso mit den sich laufend verändernden
Koeffizienten durchgeführt
werden.After processing all values of a DMT frame for the adaptation of the coefficients of the time domain equalizer 5 these new coefficients are then taken over for the convolution of the input values. However, convolution can also be performed with the coefficients that are constantly changing.
Der
LMS-Algorithmus ist zwar einfach zu implementieren, weist aber im
vorliegenden Fall wegen der schlechten Konditionierung der in Gleichung
(9) definierten Matrix Z ein relativ schlechtes Konvergenzverhalten
auf. Ein besseres Konvergenzverhalten weist im vorliegenden Fall
beispielsweise der RLS-Algorithmus (Recursive-Least-Squares-Algorithmus)
auf. Dieser ist zum Beispiel in S. Haykin, „Adaptive Filter Theory", 4. Auflage, Prentice
Hall Information and System Sciences Series, 2001 beschrieben. In
diesem Werk finden sich auch weitere Informationen zum LMS-Algorithmus.Of the
Although the LMS algorithm is easy to implement, it does have it
present case because of the poor conditioning of the equation
(9) defined matrix Z has a relatively poor convergence behavior
on. A better convergence behavior shows in the present case
for example the RLS algorithm (recursive least squares algorithm)
on. This is for example in S. Haykin, "Adaptive Filter Theory", 4th edition, Prentice
Hall Information and System Sciences Series, 2001. In
This work also contains further information on the LMS algorithm.
Wenn
wie beschrieben die Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers 5 laufend
adaptiert werden, ist es vorteilhaft, auch Koeffizienten des Frequenzbereichsentzerrers 8 zu
adaptieren, um eine optimale Abstimmung des Frequenzbereichsentzerrers 8 auf
den Zeitbereichsentzerrer 5 zu gewährleisten. Dies kann beispielsweise mittels
des LMS-Algorithmus anhand der Werte vor und nach dem Entscheider 9 vorgenommen
werden, wie dies durch einen Subtrahierer 22 in 2 angedeutet
ist.As described, the coefficients of the time domain equalizer 5 it is advantageous to also adapt coefficients of the frequency domain equalizer 8th adapt to optimal tuning of the frequency range equalizer 8th on the time domain equalizer 5 to ensure. This can be done, for example, by means of the LMS algorithm on the basis of the values before and after the decision maker 9 be made as by a subtractor 22 in 2 is indicated.
In 3 ist
ein mögliches
Ausführungsbeispiel
für den
Frequenzbereichsentzerrer 8 und einer entsprechenden Adaptionseinrichtung
detaillierter dargestellt. Dabei zeigt 3 die Entzerrung
für den μ-ten Frequenzkanal,
wie inIn 3 is one possible embodiment for the frequency domain equalizer 8th and a corresponding adapter device shown in more detail. It shows 3 the equalization for the μ-th frequency channel, as in
1 und 2 dargestellt
werden die N Frequenzkanäle
parallel entzerrt. Der Frequenzbereichsentzerrer 8 weist
für jeden
Frequenzkanal einen komplexen Koeffizienten mit Realteil αμ und
Imaginärteil βμ auf. Die
Entzerrung des μ-ten Frequenzkanals
erfolgt dann, wie in 3 durch Multiplizierer 23–26,
einen Subtrahierer 27 und einen Addierer 28, welchen
aus der Einrichtung 7 zur diskreten Fourier-Transformation
ein Realteil des jeweiligen Frequenzwerts Yμ und
ein Imaginärteil
des jeweiligen komplexen Frequenzwerts Yμ sowie die
entsprechenden Koeffizienten αμ und βμ durch
die Einrichtung 45 zur Koeffizienteneinstellung zugeführt werden,
dargestellt, gemäß Re{U ^μ} = αμ Re{Yμ} – βμ Im{Yμ} (14) Im{U ^μ} = βμ Re{Yμ}
+ αμ Im{Yμ} (15)wobei U ^μ der
jeweilige komplexe Frequenzwert nach dem Entzerrer ist. 1 and 2 shown the N frequency channels are rectified in parallel. The frequency domain equalizer 8th has a complex coefficient with real part α μ and imaginary part β μ for each frequency channel . The equalization of the μ-th frequency channel then takes place as in 3 through multipliers 23 - 26 , a subtractor 27 and an adder 28 , which from the institution 7 for discrete Fourier transformation a real part of the respective frequency value Y μ and an imaginary part of the respective complex frequency value Y μ and the corresponding coefficients α μ and β μ by the device 45 supplied to the coefficient setting, shown, according to Re {U ^ μ } = α μ Re {Y μ } - β μ Im {Y μ } (14) In {U ^ μ } = β μ Re {Y μ } + α μ Im {Y μ } (15) where U ^ μ is the respective complex frequency value after the equalizer.
Der
Entscheider 9 ordnet dann den Werten U ^μ entsprechende
Werte Uμ zu,
welche bei hinreichend optimaler Entzerrung und ansonsten fehlerfreier Übertragung
den von dem Kodierer 1 in 1 erzeugten
komplexen Frequenzwerten entsprechen.the decider 9 then assigns to the values U μ μ corresponding values U μ , which with sufficiently optimal equalization and otherwise error-free transmission from the encoder 1 in 1 correspond to complex frequency values generated.
Wie
bereits unter Bezugnahme auf 2 angedeutet,
werden zur Adaption der Koeffizienten αμ und βμ durch
einen Subtrahierer 22 die Differenz zwischen den Werten
vor und nach dem Entscheider 9 gebildet, hier als ΔUμ bezeichnet,
wobei die Differenzbildung in 3 getrennt
nach Real- und Imaginärteil
erfolgt. Die Adaption der Koeffizienten αμ und βμ kann
dann wiederum nach dem LMS-Algorithmus gemäß α(κ + 1) = α(κ) – g(Re{ΔUμ}
Re{Yμ}
+ Im{ΔUμ}
Im{Yμ}) (16) β(κ + 1) = β(κ) – g(Im{ΔUμ} Re{Yμ} – Re{ΔUμ}
Im{Yμ}) (17) erfolgen,
wobei κ eine
Indexvariable und g – ähnlich μ in Gleichung
(13) – eine
geeignete Stellgröße darstellt, welche
konstant gewählt
werden kann oder auch allmählich
verkleinert werden kann.As already with reference to 2 are indicated, to adapt the coefficients α μ and β μ by a subtractor 22 the difference between the values before and after the decider 9 formed here as ΔU μ , wherein the difference in 3 separated according to real and imaginary part. The adaptation of the coefficients α μ and β μ can then in turn according to the LMS algorithm according to α (κ + 1) = α (κ) - g (Re {ΔU μ } Re {Y μ } + In {ΔU μ } In {Y μ }) (16) β (κ + 1) = β (κ) - g (Im {ΔU μ } Re {Y μ } - Re {ΔU μ } In {Y μ }) (17) where κ is an index variable and g - similar to μ in equation (13) - represents a suitable manipulated variable, which can be chosen constant or can be gradually reduced.
Dabei
können
in der Einrichtung 45 zur Adaption der Koeffizienten αμ und βμ Zwischenspeicher
eingerichtet sein, um Realteil und Imaginärteil von Yμ zwischenzuspeichern.It can in the device 45 for the adaptation of the coefficients .alpha..sub.μ and .beta..sub.μ latches, be set up in order to buffer the real part and the imaginary part of Y.sub.y.
Die
Leistungsfähigkeit
des erfindungsgemäßen Verfahrens
zum Einstellen der Koeffizienten bzw. der dargestellten Entzerreranordnung
soll nun anhand von Simulationen gezeigt werden. Dabei wurde ein Übertragungskanal
zu Grunde gelegt, welcher die in 9 gezeigte
in der Beschreibungseinleitung erläuterte Impulsantwort aufweist.The performance of the method according to the invention for adjusting the coefficients or the illustrated equalizer arrangement will now be shown by means of simulations. This was based on a transmission channel, which the in 9 shown in the introduction explained explained impulse response.
Dann
wurde mit einer periodischen Trainingssequenz wie bereits beschrieben
eine erste Einstellung der Koeffizienten sowohl des Zeitbereichsentzerrers
als auch des Frequenzbereichsentzerrers vorgenommen, wobei der LMS-Algorithmus verwendet
wurde.Then
was described with a periodic training sequence as already described
a first adjustment of the coefficients of both the time domain equalizer
and the frequency domain equalizer using the LMS algorithm
has been.
Eine
Kurve 29 in 4 zeigt den Signal-Störabstand
s in Dezibel über
der Frequenz f.A curve 29 in 4 shows the signal-to-noise ratio s in decibels above the frequency f.
Die
weitere Einstellung erfolgte mit dem oben beschriebenen Verfahren
mit Hilfe stochastischer Datensignale. Kurve 30 zeigt dabei
eine Berechnung der Koeffizienten in einem Schritt mit Hilfe von
Gleichung (12), während
Kurve 31 den Signal-Störabstand
bei einer iterativen Einstellung sowohl des Zeitbereichs- als auch
des Frequenzbereichsentzerrers zeigt. Wie deutlich zu sehen ist,
sind die Kurven 30 und 31 annähernd identisch und zeigen
eine Verbesserung des Signal-Störabstands
um etwa 20 dB.The further adjustment was made using the method described above with the aid of stochastic data signals. Curve 30 shows a calculation of the coefficients in one step by means of equation (12), while curve 31 shows the signal-to-noise ratio in an iterative adjustment of both the time domain and frequency domain equalizers. As you can see clearly, the curves are 30 and 31 approximately identical and show an improvement of the signal-to-noise ratio by about 20 dB.
Den
Verlauf des quadratischen Fehlers ε(k)2 während der
Adaption der Koeffizienten des Zeitbereichsentzerrers zeigt Kurve 32 in 5,
wobei die Zeit t auf die Dauer eines DMT-Rahmens T normiert ist. Wie 5 zeigt,
verringert sich der quadratische Fehler von etwa –55 dB auf
etwa –70
dB, wobei der stationäre Endwert
nach etwa 600 DMT-Rahmen, was bei üblichen ADSL-Datenübertragungen
einer Zeit von etwa 140 ms entspricht, erreicht.The course of the quadratic error ε (k) 2 during the adaptation of the coefficients of the time domain equalizer is shown by the curve 32 in 5 , wherein the time t is normalized to the duration of a DMT frame T. As 5 shows, the quadratic error decreases from about -55 dB to about -70 dB, with the steady state end value reaching about 600 DMT frames, which corresponds to a time of about 140 ms in conventional ADSL data transmissions.
6 zeigt
das entsprechende Einlaufverhalten des Frequenzbereichsentzerrers,
wobei hier der quadratische Fehler nach dem Frequenzbereichsentzerrer
in Dezibel dargestellt ist. Kurve 33 zeigt das Verhalten für den sechsten
Frequenzkanal (i = 6 in Gleichung (1)), während Kurve 34 das
Verhalten für
den fünfundzwanzigsten
Frequenzkanal zeigt. Die Kanäle
6–31 wurden
für die
Datenübertragung
verwendet. Auch hier ist nach etwa 600 DMT-Rahmen ein stationärer Wert erreicht. 6 shows the corresponding running-in behavior of the frequency domain equalizer, here the quadratic error after the frequency domain equalizer is shown in decibels. Curve 33 shows the behavior for the sixth frequency channel (i = 6 in equation (1)) while curve 34 shows the behavior for the twenty-fifth frequency channel. Channels 6-31 were used for data transmission. Here, too, a stationary value has been reached after about 600 DMT frames.
Diese
Simulationen zeigen, dass durch das erfindungsgemäße Verfahren
bzw. eine erfindungsgemäße Entzerreranordnung
eine wesentliche Verbesserung des Signal-Störabstands sowie eine Verringerung
der entsprechenden quadratischen Fehler erreicht werden kann. Hierdurch
ist eine zuverlässige
Datenübertragung
bei der diskreten Multitonmodulation auch mit relativ kurzen Guardintervallen
möglich.These
Simulations show that by the method according to the invention
or an equalizer arrangement according to the invention
a significant improvement of the signal-to-noise ratio and a reduction
the corresponding quadratic error can be achieved. hereby
is a reliable one
data transfer
in discrete multitone modulation, even with relatively short guard intervals
possible.
Wie
bereits angesprochen können
verschiedene Algorithmen zur Einstellung der Koeffizienten verwendet
werden. Auch wäre
es beispielsweise möglich,
in 1 dem Entscheider 9 noch einen Dekodierer nachzuschalten,
wodurch der Parallel/Seriell-Wandler 10 bereits die dekodierten
Empfangsdaten ausgeben würde.
Dementsprechend müsste
vor der Einrichtung 12 zur inversen Fourier-Transformation
wieder ein entsprechender Kodierer angeordnet sein, um die korrekten
rekonstruierten Sendewerte u'(k)
zu erhalten.As already mentioned, different coefficients setting algorithms can be used. Also it would be possible, for example, in 1 the decision maker 9 still downstream of a decoder, whereby the parallel / serial converter 10 already output the decoded received data. Accordingly, before the institution would have to 12 for inverse Fourier transform, a corresponding coder may again be arranged to obtain the correct reconstructed transmission values u '(k).
Die
verschiedenen Einrichtungen zur (inversen) Fourier-Transformation, Dekodierer,
Speicher etc. können
in getrennten Bausteinen, aber auch in gemeinsamen integrierten
Schaltungen oder durch digitale Signalprozessoren realisiert sein.The
various means for (inverse) Fourier transform, decoder,
Memory etc. can
in separate building blocks, but also in common integrated ones
Circuits or be realized by digital signal processors.
