DE102004043680A1 - Electrical circuit for the generation of a control signal for a switch in an oscillating switching converter - Google Patents

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Abstract

The control circuit [1] produces a signal [S1] with a switching amplitude when the inductive energy storage element [L1] reaches a predetermined magnetised condition. The charging or discharging of a capacitor [C5] is dependent on the comparison of an input voltage [V5] and a reference [Vref] and this produces the output control signal when the voltage exceeds the reference.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erzeugung eines Ansteuersignals für einen Schalter in einem freischwingenden Schaltwandler und eine Ansteuerschaltung zur Erzeugung eines solchen Ansteuersignals.The The present invention relates to a method for producing a Drive signal for a switch in a free-running switching converter and a Drive circuit for generating such a drive signal.

Ein Schaltbild eines freischwingenden Schaltwandlers nach dem Stand der Technik ist in 1a dargestellt. Der dargestellte Wandler ist als Sperrwandler ausgebildet und weist einen Transformator TR mit einer Primärspule L1 und einer Sekundärspule L2 auf, wobei die Primärspule L1 in Reihe zu einem durch ein Ansteuersignal S1 angesteuerten Halbleiterschalter T1 geschaltet ist. Das Ansteuersignal S1 wird durch eine Ansteuerschaltung 10 erzeugt und steht an einem Ausgang 7 dieser Ansteuerschaltung zur Verfügung. Über der Reihenschaltung mit dem Schalter T1 und der Primärwicklung L1 liegt eine Eingangsspannung Vin an, die an einem Eingangskondensator Cin zur Verfügung steht und die beispielsweise unter Verwendung eines Brückengleichrichters BR1 aus einer Netzwechselspannung Vn erzeugt wird. An die Sekundärspule L2 ist eine Gleichrichteranordnung D1, C1 angeschlossen, an der eine Ausgangsspannung Vout des Schaltwandlers zur Verfügung steht.A circuit diagram of a free-running switching converter according to the prior art is in 1a shown. The converter shown is designed as a flyback converter and has a transformer TR with a primary coil L1 and a secondary coil L2, wherein the primary coil L1 is connected in series with a driven by a drive signal S1 semiconductor switch T1. The drive signal S1 is controlled by a drive circuit 10 generated and is at an exit 7 this drive circuit available. Above the series connection with the switch T1 and the primary winding L1 there is an input voltage Vin, which is available at an input capacitor Cin and which is generated, for example, using a bridge rectifier BR1 from an alternating mains voltage Vn. To the secondary coil L2, a rectifier arrangement D1, C1 is connected, at which an output voltage Vout of the switching converter is available.

Um die Ausgangsspannung Vout auf einen vorgegebenen Sollwert zu regeln, ist es hinlänglich bekannt, mit Einschalten des Schalters T1 ein von der Eingangsspannung Vin abhängiges Rampensignal zu erzeugen, dieses Rampensignal mit einem von der Ausgangsspannung Vout abhängigen Regelsignal zu vergleichen und den Schalter T1 zu öffnen, wenn das Rampensignal den Wert des Regelsignals erreicht. Ein Wiedereinschalten des Schalters erfolgt abhängig vom Magnetisierungszustand der Primärspule L1, beispielsweise dann, wenn die Primärspule L1 nach dem Öffnen des Schalters T1 zum ersten Mal vollständig entmagnetisiert ist.Around to regulate the output voltage Vout to a predetermined desired value, is it well known with the switch T1 on, one of the input voltage Vin dependent Ramp signal to produce this ramp signal with one of the Output voltage Vout dependent Compare control signal and to open the switch T1, if the ramp signal reaches the value of the control signal. A restart of the switch is dependent from the magnetization state of the primary coil L1, for example, then when the primary coil L1 After opening of the switch T1 is completely demagnetized for the first time.

Das Regelsignal repräsentiert bei diesem Verfahren ein Maß für die erforderliche Leistungsaufnahme. Steigt das Regelsignal an, so erhöht sich die Einschaltdauer des Schalters und die Leistungsaufnahme steigt. Über das von der Eingangsspannung abhängige Rampensignal werden Änderungen der Eingangsspannungen berücksichtigt. Sinkt die Eingangsspannung beispielsweise ab, so verringert sich die Steigung des Rampensignals, wodurch bei gleichbleibendem Regelsignal die Einschaltdauer ebenfalls erhöht wird.The Represents control signal in this method, a measure of the required Power. If the control signal increases, then it increases the turn-on time of the switch and the power consumption increases. About the dependent on the input voltage Ramp signal changes the input voltages. If the input voltage drops, for example, the voltage decreases Slope of the ramp signal, whereby at constant control signal the duty cycle also increased becomes.

Bisher bekannte Ansteuerschaltungen, beispielsweise eine Ansteuerschaltung des Typs TDA 16846 der Infineon Technologies AG, die in dem Datenblatt TDA16846, TDA16846-2 Version 1.3, July 2003, beschrieben ist, benötigen zur Erzeugung des Rampensignals und des Regelsignals je einen Kondensator, was anhand von 1a erläutert wird. Das Zusammenwirken des Rampensignals V2 und des Regelsignals V4 zur Erzeugung des Ansteuersignals S1 ist in 1b veranschaulicht.Previously known drive circuits, for example a TDA 16846 drive circuit from Infineon Technologies AG, which is described in the data sheet TDA16846, TDA16846-2 Version 1.3, July 2003, require one capacitor each for generating the ramp signal and the control signal 1a is explained. The interaction of the ramp signal V2 and the control signal V4 for generating the drive signal S1 is in 1b illustrated.

Ein erster Kondensator C2 ist über einen Widerstand R2 an die Eingangsspannung Vin angeschlossen und dient zur Erzeugung des Rampensignals V2 an einem Anschluss 2 der Ansteuerschaltung. Hierzu wird der Kondensator C2 während der Ausschaltdauer Toff des Schalters T1 durch die Ansteuerschaltung 10 auf einen Referenzwert, beispielsweise Bezugspotential GND, entladen und bei geschlossenem Schalter über den Widerstand R2 aufgeladen, wobei der Ladestrom und damit die Steilheit der über dem Kondensator anliegenden Spannung V2, die das Rampensignal bildet, von der Eingangsspannung Vin abhängig ist.A first capacitor C2 is connected via a resistor R2 to the input voltage Vin and serves to generate the ramp signal V2 at a terminal 2 the drive circuit. For this purpose, the capacitor C2 during the off period Toff of the switch T1 by the drive circuit 10 to a reference value, such as reference potential GND, discharged and charged with the switch closed via the resistor R2, wherein the charging current and thus the slope of the voltage across the capacitor V2, which forms the ramp signal, is dependent on the input voltage Vin.

Ein zweiter Kondensator C4 dient zur Erzeugung eines Regelsignals V4 an einem Anschluss 4 der Ansteuerschaltung 10. Dieser Kondensator C4 wird über eine in der Ansteuerschaltung 10 vorhandene interne Ladeschaltung aufgeladen, um das Regelsignal V4, welches der Spannung über dem zweiten Kondensator C4 entspricht, zu erhöhen, wenn die Ausgangsspannung Vout kleiner als ein vorgegebener Sollwert ist, und der Kondensator C4 wird entladen, um das Regelsignal zu verringern, wenn die Ausgangsspannung Vout größer als der Sollwert wird. Die Information über den Wert der Ausgangsspannung Vout kann sekundärseitig oder primärseitig erzeugt werden. In dem dargestellten Beispiel ist eine grundsätzlich aus dem obigen Datenblatt bekannte Primärregelung vorhanden, d.h. die Information über die Ausgangsspannung Vout wird primärseitig erzeugt. Hierfür ist eine an die Primärspule L1 induktiv gekoppelte Hilfsspule L3 vorhanden, die über Eingänge 3, 6 an die Ansteuerschaltung 10 angeschlossen ist und die auch zur Bereitstellung einer Versorgungsspannung Vcc an einem Anschluss 8 der Ansteuerschaltung in Verbindung mit einer Gleichrichternordung D3, C3 dient.A second capacitor C4 is used to generate a control signal V4 at a terminal 4 the drive circuit 10 , This capacitor C4 is connected via one in the drive circuit 10 existing internal charging circuit charged to increase the control signal V4, which corresponds to the voltage across the second capacitor C4, when the output voltage Vout is less than a predetermined setpoint, and the capacitor C4 is discharged to reduce the control signal when the output voltage Vout becomes greater than the setpoint. The information about the value of the output voltage Vout can be generated on the secondary side or on the primary side. In the illustrated example, a primary control known in principle from the above data sheet is present, ie the information about the output voltage Vout is generated on the primary side. For this purpose, an inductively coupled to the primary coil L1 auxiliary coil L3 is present, via inputs 3 . 6 to the drive circuit 10 is connected and which also provides a supply voltage Vcc to a terminal 8th the drive circuit in conjunction with a rectifier order D3, C3 is used.

Das Vorsehen je eines Kondensators zur Bereitstellung des Rampensignals und des Regelsignals stellt einen nicht unwesentlichen Kostenfaktor dar, da diese Kondensatoren üblicherweise nicht integrierbar sind. Für die externen Kondensatoren sind außerdem zwei separate Anschlüsse, der üblicherweise als integrierte Schaltung ausgebildeten Ansteuerschaltung, erforderlich.The Provision of a capacitor for providing the ramp signal and the control signal represents a not inconsiderable cost factor, as these capacitors usually are not integrable. For The external capacitors are also two separate terminals, usually designed as an integrated circuit drive circuit required.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren zur Erzeugung eines Ansteuersignals für einen Schalter in einem freischwingenden Schaltwandler zur Verfügung zu stellen, für das lediglich ein kapazitives Speicherelement erforderlich ist, sowie eine Ansteuerschaltung zur Durchführung eines solchen Verfahrens zur Verfügung zu stellen.The aim of the present invention is therefore to provide a method for generating a drive signal for a switch in a free-running switching converter, for the single Lich a capacitive storage element is required, as well as to provide a drive circuit for performing such a method.

Dieses Ziel wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine Ansteuerschaltung nach Anspruch 5 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.This The object is achieved by a method according to claim 1 and by a drive circuit solved according to claim 5. Advantageous embodiments of the invention are the subject of the dependent claims.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Erzeugung eines Ansteuersignals für einen die Leistungsaufnahme eines induktiven Speicherelements regelnden Schalter in einem freischwingenden Schaltwandler, der Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung aufweist, unter Verwendung eines kapazitiven Speicherelements weist während einer Ansteuerperiode des Schalters folgende Verfahrensschritte auf:

  • – Erzeugen eines Einschaltpegels des Ansteuersignals, wenn das induktive Energiespeicherelement einen vorgegebenen Magnetisierungszustand erreicht,
  • – Laden oder Entladen des kapazitiven Speicherelements ausgehend von einem Anfangswert mit einem von der Eingangsspannung abhängigen Strom und Vergleichen einer über dem kapazitiven Speicherelement anliegenden Spannung mit einem Referenzwert,
  • – Erzeugen eines Ausschaltpegels des Ansteuersignals, wenn die Spannung über dem Speicherelement den Referenzwert erreicht,
  • – Entladen oder Laden des kapazitiven Speicherelements mit einem wenigstens zeitweise von der Ausgangsspannung abhängigen Strom bis zu einer nächsten Erzeugung eines Einschaltpegels des Ansteuersignals.
The method according to the invention for generating a drive signal for a switch regulating the power consumption of an inductive storage element in a free-running switching converter having input terminals for applying an input voltage and output terminals for providing an output voltage using a capacitive storage element has the following method steps during a drive period of the switch:
  • Generating a switch-on level of the drive signal when the inductive energy storage element reaches a predetermined magnetization state,
  • Charging or discharging of the capacitive storage element from an initial value with a current dependent on the input voltage and comparing a voltage across the capacitive storage element with a reference value,
  • Generating a turn-off level of the drive signal when the voltage across the storage element reaches the reference value,
  • - Discharging or charging of the capacitive storage element with a at least temporarily dependent on the output voltage current to a next generation of a switch-on of the drive signal.

Der Strom während der Dauer des Ausschaltpegels des Ansteuersignals ist dabei vorzugsweise von einer Abweichung zwischen der Ausgangsspannung und einem Sollwert abhängig, um die Ausgangsspannung auf diesen Sollwert einzuregeln. Sinkt bei dem erfindungsgemäßen Verfahren die Eingangsspannung gegenüber einem vorherigen Wert ab, so verlängert sich die Zeitdauer bis das kapazitive Speicherelement auf den vorgegebenen Referenzwert aufgeladen/entladen ist, wodurch sich die Einschaltdauer des Schalters verlängert, um bei sinkender Eingangs spannung die Leistungsaufnahme konstant zu halten. Die Einschaltdauer ist darüber hinaus über die Ausgangsspannung veränderlich, indem sich bei einer Änderung der Ausgangsspannung, bzw. bei einer Änderung einer Abweichung der Ausgangsspannung gegenüber einem Sollwert, der Entladestrom/Ladestrom während der Ausschaltdauer ändert, was zu einem niedrigeren oder höheren Anfangswert für den nächsten die Einschaltdauer bestimmenden Entladezyklus führt.Of the Electricity during the duration of the turn-off level of the drive signal is preferably from a deviation between the output voltage and a setpoint dependent, to adjust the output voltage to this setpoint. Sinks the method according to the invention the Input voltage opposite from a previous value, the time duration is extended to the capacitive storage element to the predetermined reference value charged / discharged, which increases the on-time of the switch extended, at a decreasing input voltage, the power consumption constant to keep. The duty cycle is also variable via the output voltage, by getting in a change the output voltage, or a change in a deviation of the output voltage across from a setpoint that changes the discharge current / charge current during the off period, which to a lower or higher initial value for the next the duty cycle determines discharge cycle.

Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme eines induktiven Speicherelements regelnden Schalter in einem freischwingenden Schaltwandler, der Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung aufweist, weist folgende Merkmale auf:

  • – eine Detektorschaltung, die dazu ausgebildet ist, einen vorgegebenen Magnetisierungszustandes des induktiven Speicherelements zu erkennen und einen ersten Signalpegel des Ansteuersignals bei Detektion dieses Magnetisierungszustandes zu erzeugen,
  • – ein kapazitives Speicherelement,
  • – eine Vergleicheranordnung, die dazu ausgebildet ist, eine Spannung über dem kapazitiven Speicherelement mit einer Referenzspannung zu vergleichen und einen zweiten Signalpegel des Ansteuersignals zu erzeugen, wenn die Spannung über dem kapazitiven Speicherelement die Referenzspannung erreicht,
  • – eine Lade- und Entladeschaltung für das kapazitive Speicherelement, die dazu ausgebildet ist, während einer Dauer des ersten Signalpegels des Ansteuersignals das kapazitive Speicherelement mit einem von der Eingangsspannung abhängigen Strom zu entladen oder zu laden und während einer Dauer des zweiten Signalpegels des Ansteuersignals das kapazitive Spei cherelement mit einem von der Ausgangsspannung abhängigen Strom zu laden oder zu entladen.
The drive circuit according to the invention for a switch which regulates the power consumption of an inductive storage element in a free-running switching converter which has input terminals for applying an input voltage and output terminals for providing an output voltage has the following features:
  • A detector circuit which is designed to detect a predetermined magnetization state of the inductive storage element and to generate a first signal level of the drive signal upon detection of this magnetization state,
  • A capacitive storage element,
  • A comparator arrangement configured to compare a voltage across the capacitive storage element with a reference voltage and to generate a second signal level of the drive signal when the voltage across the capacitive storage element reaches the reference voltage,
  • A charge and discharge circuit for the capacitive storage element, which is designed to discharge or charge the capacitive storage element with a current dependent on the input voltage during a duration of the first signal level of the drive signal, and the capacitive one during a duration of the second signal level of the drive signal Memory element with a voltage dependent on the output voltage to charge or discharge.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.The Invention will be explained in more detail with reference to figures.

1 zeigt einen freischwingenden Schaltwandler mit einer Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme regelnden Schalter nach dem Stand der Technik. 1 shows a free-running switching converter with a drive circuit for a power-regulating switch according to the prior art.

2 zeigt einen Schaltwandler mit einer Ansteuerschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. 2 shows a switching converter with a drive circuit according to a first embodiment of the invention.

3 veranschaulicht die Funktionsweise der Ansteuerschaltung gemäß 2 anhand zeitlicher Verläufe ausgewählter Signale. 3 illustrates the operation of the drive circuit according to 2 on the basis of time courses of selected signals.

4 zeigt einen Schaltwandler mit einer Ansteuerschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 4 shows a switching converter with a drive circuit according to another embodiment of the present invention.

5 zeigt ein schaltungstechnisches Realisierungsbeispiel für die Ansteuerschaltung gemäß 4. 5 shows a circuit implementation example for the drive circuit according to 4 ,

6 veranschaulicht die Funktionsweise der Ansteuerschaltung gemäß 4 anhand zeitlicher Verläufe ausgewählter Signale. 6 illustrates the operation of the drive circuit according to 4 based on time cher curves of selected signals.

In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Komponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.In denote the figures, unless otherwise indicated, like reference numerals same components and signals with the same meaning.

2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 1 zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme eines freischwingenden Schaltwandlers re gelnden Schalters T1. Zum besseren Verständnis der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung sind neben der Ansteuerschaltung 1 in 2 auch die übrigen Komponenten des Schaltwandlers dargestellt, der in dem Beispiel als Sperrwandler ausgebildet ist. 2 shows a first embodiment of a drive circuit according to the invention 1 for controlling a the power consumption of a free-running switching converter re-regulating switch T1. For a better understanding of the operation of the drive circuit according to the invention are in addition to the drive circuit 1 in 2 also the other components of the switching converter shown, which is formed in the example as a flyback converter.

Dieser Schaltwandler weist einen Transformator TR auf, dessen Primärspule L1 in Reihe zu dem Schalter T1 geschaltet ist. Über der Reihenschaltung der Primärspule L1 und dem Schalter T1 liegt eine Eingangsspannung Vin an, die in dem Beispiel durch einen Brückengleichrichter BR1 und einem dem Brückengleichrichter BR1 nachgeschalteten Eingangskondensator Cin aus einer Netzwechselspannung Vn erzeugt ist. Sekundärseitig weist der Schaltwandler neben der Sekundärspule L2 des Transformators TR eine Gleichrichteranordnung D1, C1 auf, über der eine Ausgangsspannung Vout zur Versorgung einer (gestrichelt eingezeichneten) Last Z abgreifbar ist.This Switching converter has a transformer TR, whose primary coil L1 is connected in series with the switch T1. Above the series connection of the primary coil L1 and the switch T1 is applied to an input voltage Vin, which in the example by a bridge rectifier BR1 and a bridge rectifier BR1 downstream input capacitor Cin from an AC line voltage Vn is generated. On the secondary side has the switching converter next to the secondary coil L2 of the transformer TR a rectifier arrangement D1, C1, above which an output voltage Vout for supplying a (dashed lines drawn) load Z can be tapped is.

Bei dem dargestellten Sperrwandler nimmt die Primärspule L1 des Transformators TR bei leitend angesteuertem Schalter T1 Energie durch die Eingangsspannung Vin auf und gibt diese bei anschließend sperrendem Schalter T1 an die Sekundärseite zur Spannungsversorgung der Last Z ab. Die Energieaufnahme der Primärspule L1 und damit die Leistungsaufnahme des Schaltwandlers ist dabei umso größer, je länger der Schalter T1 während eines Ansteuerzyklus eingeschaltet ist. Mit Ansteuerzyklus ist nachfolgend eine Zeitdauer bezeichnet, während der der Schalter T1 für eine Einschaltdauer eingeschaltet und nachfolgend für eine Ausschaltdauer ausgeschaltet ist. Die Leistungsaufnahme des Wandlers ist bei gegebener Einschaltdauer umso höher, je größer die Eingangsspannung Vin ist.at the illustrated flyback converter takes the primary coil L1 of the transformer TR in the case of a switched-on switch T1 Energy due to the input voltage Vin on and gives this at then blocking switch T1 to the secondary side to Power supply of the load Z from. The energy consumption of the primary coil L1 and thus the power consumption of the switching converter is the greater, depending longer the switch T1 during a drive cycle is turned on. With drive cycle is below a period of time during the switch T1 for a duty cycle is turned on and then for a turn-off is off. The power consumption of the converter is given Switch-on time higher, the bigger the Input voltage Vin is.

Zur Erzeugung des Ansteuersignals S1 für den Schalter T1 ist in der Ansteuerschaltung 1 lediglich ein kapazitives Speicherelement, in dem Beispiel ein Kondensator C5, erforderlich. An dieses kapazitive Speicherelement C5 ist eine Lade- und Entladeschaltung angeschlossen, die eine Ladestromquelle 13 zur Bereitstellung eines Ladestromes Ic und eine Entladestromquelle 14 zur Bereitstellung eines Entladestromes Id aufweist. Diese beiden Stromquellen 13, 14 sind gesteuerte Stromquellen, wobei die Ladestromquelle 13 durch ein von der Ausgangsspannung Vout abhängiges Signal Sout angesteuert ist, um einen von der Ausgangsspannung Vout abhängigen Ladestrom Ic zur Verfügung zu stellen. Die Entladestromquelle 14 ist durch ein von der Eingangsspannung Vin abhängiges Signal Sin angesteuert, um einen von der Eingangsspannung Vin abhängigen Entladestrom Id zur Verfügung zu stellen.To generate the drive signal S1 for the switch T1 is in the drive circuit 1 only a capacitive storage element, in the example a capacitor C5, required. To this capacitive storage element C5, a charging and discharging circuit is connected, which is a charging current source 13 for providing a charging current Ic and a discharge current source 14 for providing a discharge current Id. These two power sources 13 . 14 are controlled current sources, the charging current source 13 is driven by a dependent of the output voltage Vout signal Sout to provide a dependent of the output voltage Vout charging current Ic available. The discharge current source 14 is driven by a dependent of the input voltage Vin signal Sin to provide a dependent of the input voltage Vin discharge current Id available.

Das von der Eingangsspannung Vin abhängige Signal Sin ist vorzugsweise proportional zu der Eingangsspannung Vin und wird beispielsweise mittels eines Spannungsteilers R3, R4 aus der Eingangsspannung Vin erzeugt, was gestrichelt in 2 dargestellt ist.The signal Sin dependent on the input voltage Vin is preferably proportional to the input voltage Vin and is generated, for example, by means of a voltage divider R3, R4 from the input voltage Vin, which is shown in dashed lines in FIG 2 is shown.

Das von der Ausgangsspannung Vout abhängige Signal Sout gibt vorzugsweise eine Abweichung der Ausgangsspannung Vout gegenüber einem Sollwert wieder und wird beispielsweise durch einen Regler 30 erzeugt, der ein zu der Ausgangsspannung Vout proportionales Signal mit einem Sollwert Vr vergleicht und der das von der Ausgangsspannung Sout abhängige Signal aus der Differenz zwischen diesem Ausgangssignalwert und dem Sollwert Vr erzeugt.The signal Sout, which is dependent on the output voltage Vout, preferably represents a deviation of the output voltage Vout from a setpoint value and is produced, for example, by a regulator 30 which compares a signal proportional to the output voltage Vout with a target value Vr and which generates the signal dependent on the output voltage Sout from the difference between this output signal value and the target value Vr.

Ein Beispiel für eine solche Anordnung mit einem Regler 30 ist in 2 gestrichelt dargestellt. Ein Spannungsteiler R11, R21 dient dabei zur Erzeugung eines zu der Ausgangsspannung Vout proportionalen Signals, das zusammen mit einem den Sollwert repräsentierenden Signal Vr einem Regler 30 zugeführt ist, der das ausgangsspannungsabhängige Signal Sout erzeugt. Der Regler 30 besitzt beispielsweise ein proportionales Regelverhalten, ein integrales Regelverhalten, oder ein Proportional-Integral-Verhalten. Ein Regler mit einem Proportional-Verhalten erzeugt das Ausgangssignal Sout bekanntlich proportional zu der Differenz zwischen dem zu der Ausgangs spannung Vout proportionalen Signal und dem Sollwert Vr, ein Regler mit einem Integral-Verhalten integriert das Fehlersignal zur Erzeugung des Ausgangssignals Sout auf, und ein Regler mit einem Proportional-Integral-Verhalten erzeugt ein Ausgangssignal Sout mit einem Proportional- und einem Integralanteil.An example of such an arrangement with a regulator 30 is in 2 shown in dashed lines. A voltage divider R11, R21 serves to generate a signal proportional to the output voltage Vout, which together with a signal representing the desired value Vr a controller 30 is supplied, which generates the output voltage-dependent signal S out. The regulator 30 has, for example, a proportional control behavior, an integral control behavior, or a proportional-integral behavior. A controller with a proportional behavior generates the output signal Sout, as is known, proportionally to the difference between the signal proportional to the output voltage Vout and the setpoint value Vr, a controller with an integral behavior integrates the error signal to produce the output signal Sout, and a controller with a proportional-integral behavior generates an output signal Sout with a proportional and an integral component.

Die Lade- und Entladeschaltung bei der Ansteuerschaltung 1 gemäß 2 ist durch das Ansteuersignal S1 angesteuert, um das kapazitive Speicherelement C5 während der Einschaltdauer des Schalters T1 mit dem Entladestrom Id zu entladen und während der Ausschaltdauer des Schalters T1 mit dem Ladestrom Ic zu laden. Die Lade- und Entladeschaltung weist hierzu einen ersten Schalter 16 auf, der zwischen die Ladestromquelle 13 und das kapazitive Speicherelement C5 geschaltet ist, und weist einen zweiten Schalter 17 auf, der zwischen das kapazitive Speicherelement C5 und die Entladestromquelle 14 geschaltet ist. Die beiden Schalter 16, 17 sind komplementär zueinander angesteuert. Das Ansteuersignal S1 ist dem ersten Schalter 16 hierzu durch einen Inverter 15 invertiert zugeführt, während das Ansteuersignal S1 dem zweiten Schalter 17 unmittelbar zugeführt ist. In dem Beispiel wird davon ausgegangen, dass die beiden Schalter 16, 17 jeweils dann leiten, wenn deren Steuersignal einen High-Pegel annimmt, und dass der die Leistungsaufnahme regelnde Schalter T1 dann leitet, wenn das Ansteuersignal S1 einen High-Pegel annimmt. Der erste Schalter 16 ist dann bei einem Low-Pegel des Schalters T1, also während dessen Ausschaltdauer, leitend angesteuert, während der zweite Schalter 17 bei einem High-Pegel des Ansteuersignals S1, also während der Einschaltdauer des Schalters T1 leitend angesteuert ist.The charge and discharge circuit in the drive circuit 1 according to 2 is driven by the drive signal S1 to discharge the capacitive storage element C5 during the turn-on time of the switch T1 with the discharge current Id and to charge during the turn-off of the switch T1 with the charging current Ic. The charging and discharging circuit has for this purpose a first switch 16 on that between the charging source 13 and the capacitive storage element C5 is connected, and has a second switch 17 between the capacitive storage element C5 and the discharge current source 14 is switched. The two switches 16 . 17 are driven complementary to each other. The drive signal S1 is the first switch 16 for this by an inverter 15 inverted fed, while the drive signal S1 to the second switch 17 is fed directly. In the example it is assumed that the two switches 16 . 17 in each case when their control signal assumes a high level, and that the power consumption regulating switch T1 then conducts when the drive signal S1 assumes a high level. The first switch 16 is then at a low level of the switch T1, that is, during the off period, turned on, while the second switch 17 at a high level of the drive signal S1, that is, during the on-time of the switch T1 is turned on conductive.

Eine über dem kapazitiven Speicherelement C5 anliegende Spannung V5 ist einem Komparator 18 zugeführt, der diese Spannung V5 mit einer Referenzspannung Vref vergleicht, um ein Komparatorsignal S18 zu erzeugen. Dieses Komparatorsignal S18 ist dem Rücksetzeingang R eines RS-Flip-Flops 11 zugeführt, an dessen Ausgang das Ansteuersignal S1 für den Schalter T1 zur Verfügung steht. Optional ist zwischen dem Ausgang des Flip-Flops 11 und dem Ansteuereingang des in dem Beispiel als MOSFET ausgebildeten Schalters T1 eine Treiberstufe 19 geschaltet, um das am Ausgang des Flip-Flops 11 anliegende Logiksignal auf ein Signal mit einem zur Ansteuerung des Transistors T1 geeigneten Pegel umzusetzen. Das Flip-Flop 11 wird in dem Beispiel zurückgesetzt, um den Schalter T1 zu sperren, wenn das Komparatorsignal S18 einen High-Pegel annimmt.A voltage V5 applied across the capacitive storage element C5 is a comparator 18 which compares this voltage V5 with a reference voltage Vref to produce a comparator signal S18. This comparator signal S18 is the reset input R of an RS flip-flop 11 supplied to the output of which the drive signal S1 is available for the switch T1. Optionally is between the output of the flip-flop 11 and the drive input of the switch T1 formed as a MOSFET in the example, a driver stage 19 switched to the output of the flip-flop 11 applied logic signal to a signal with a suitable for driving the transistor T1 level. The flip-flop 11 is reset in the example to disable the switch T1 when the comparator signal S18 goes high.

Ein Setzen des Flip-Flops 11, und damit ein Einschalten des Schalters T1 erfolgt abhängig von einem Magnetisierungszustand der Primärspule L1. Zur Detektion dieses Magnetisierungszustandes weist der Transformator TR eine Hilfsspule L3 auf, die induktiv mit der Primärspule L1 gekoppelt ist, und die an eine Detektorschaltung 12 angeschlossen ist. Diese Detektorschaltung 12 ist beispielsweise derart ausgebildet, dass sie über die Hilfswicklung L3 den Zeitpunkt erkennt, zu dem die Primärspule L1 nach dem Öffnen des Schalters T1 zum ersten Mal vollständig entmagnetisiert ist, um zu diesem Zeitpunkt den Schalter T1 wieder einzuschalten. Aufbau und Funktionsweise einer solchen Detektorschaltung 12 zur Detektion des Magnetisierungszustandes der Primärspule L1 unter Verwendung einer Hilfsspule L3 ist hinlänglich bekannt, so dass auf weitere Ausführungen hierzu verzichtet werden kann.A setting of the flip-flop 11 , And thus turning on the switch T1 is dependent on a magnetization state of the primary coil L1. To detect this magnetization state, the transformer TR has an auxiliary coil L3, which is inductively coupled to the primary coil L1, and to a detector circuit 12 connected. This detector circuit 12 is for example designed such that it recognizes via the auxiliary winding L3 the time at which the primary coil L1 is completely demagnetized for the first time after the opening of the switch T1 in order to switch on the switch T1 again at this time. Structure and operation of such a detector circuit 12 for detecting the magnetization state of the primary coil L1 using an auxiliary coil L3 is well known, so that it can be dispensed with further explanations thereto.

Die Funktionsweise der Ansteuerschaltung 1 gemäß 2 wird nachfolgend anhand der zeitlichen Verläufe der Spannung V5 über dem Kondensator C5 und des Ansteuersignals S1 in 3 erläutert.The operation of the drive circuit 1 according to 2 will be described below with reference to the time profiles of the voltage V5 across the capacitor C5 and the drive signal S1 in 3 explained.

3 veranschaulicht den zeitlichen Verlauf der Kondensatorspannung V5 ab einem Zeitpunkt t0, zu dem der Schalter T1 durch das Ansteuersignal S1 eingeschaltet wird. Dieser Zeitpunkt t0 wird durch die Detektorschaltung 12 abhängig vom Magnetisierungszustand der Primärspule L1 vorgegeben, wobei darauf hinzuweisen ist, dass der Schalter T1 nicht notwendi gerweise bereits bei der ersten vollständigen Entmagnetisierung der Primärspule L1 nach dem Ausschalten des Schalters T1 wieder eingeschaltet werden muss, sondern dass vielmehr eine oder mehrere freie Trafoschwingungen – die sich dann ergeben, wenn der Schalter T1 nach der Entmagnetisierung der Primärspule L1 nicht sofort wieder eingeschaltet wird – vor einem nächsten Einschalten des Schalters T1 zugelassen werden können. 3 illustrates the timing of the capacitor voltage V5 from a time t0, to which the switch T1 is turned on by the drive signal S1. This time t0 is passed through the detector circuit 12 Depending on the magnetization state of the primary coil L1 given, it should be noted that the switch T1 is not necessarily switched on again at the first complete demagnetization of the primary coil L1 after switching off the switch T1, but rather that one or more free transformer oscillations - the then arise when the switch T1 after the demagnetization of the primary coil L1 is not immediately turned on again - can be allowed before the next turn on the switch T1.

Für die Darstellung in 3 wird davon ausgegangen, dass zum Zeitpunkt t0 bereits mehrere Ansteuerzyklen des Schalters T1 und damit bereits mehrere Ansteuerzyklen der Lade- und Entladeschaltung erfolgt sind, so dass die Kondensatorspannung V5 zum Zeitpunkt t0 einen Anfangswert ungleich Null besitzt. Mit Einschalten des Schalters T1 wird der Kondensator C5 ausgehend von diesem Anfangswert über die Entladestromquelle 14 mit einem Entladestrom Id entladen, der über das Eingangssignal Sin vorzugsweise proportional zu der Eingangsspannung Vin ist. Die Kondensatorspannung V5 sinkt dadurch linear ab, wobei die Steigung des Spannungsverlaufes proportional zu der Eingangsspannung Vin ist. Die Einschaltdauer Ton ist beendet, und der Schalter T1 wird geöffnet, wenn die Kondensatorspannung V5 bis auf den Referenzwert Vref abgesunken ist. Ab diesem Zeitpunkt, der den Beginn der Ausschaltdauer Toff markiert, wird der Kondensator V5 mit dem von der Ausgangsspannung Vout abhängigen Ladestrom Ic bis zum nächsten Einschaltzeitpunkt geladen. Im eingeschwungenen Zustand, bei konstanter Eingangsspannung Vin und gleichbleibendem von der Ausgangsspannung abhängigen Signal Sout steigt die Kondensatorspannung V5 während der Ausschaltdauer Toff wieder bis auf den Wert an, der zu Beginn des dargestellten, eine Einschaltdauer und eine Ausschaltdauer umfassenden Ansteuerzyklus vorlag. Die Einschaltdauer Ton während des nächsten Ansteuerzyklus entspricht dann der Einschaltdauer während des vorherigen Ansteuerzyklus.For the representation in 3 It is assumed that several drive cycles of the switch T1 and therefore already several drive cycles of the charge and discharge circuit have already taken place at the time t0, so that the capacitor voltage V5 has an initial value not equal to zero at the time t0. When the switch T1 is turned on, the capacitor C5 starts from this initial value via the discharge current source 14 with a discharge current Id, which is preferably proportional to the input voltage Vin via the input signal Sin. The capacitor voltage V5 thereby decreases linearly, wherein the slope of the voltage waveform is proportional to the input voltage Vin. The duty cycle Ton is completed, and the switch T1 is opened when the capacitor voltage V5 has dropped to the reference value Vref. From this point in time, which marks the beginning of the switch-off period Toff, the capacitor V5 is charged with the charging current Ic dependent on the output voltage Vout until the next switch-on time. In the steady state, with a constant input voltage Vin and constant dependent on the output voltage signal Sout, the capacitor voltage V5 during the off period Toff increases again to the value that was present at the beginning of the illustrated, a duty cycle and a Ausschaltdauer comprehensive drive cycle. The duty cycle Ton during the next drive cycle then corresponds to the duty cycle during the previous drive cycle.

Strichpunktiert ist in 3 der Fall dargestellt, dass sich das Ausgangssignal Sout während der Einschaltdauer derart ändert, dass der Ladestrom Ic größer wird. In diesem Fall steigt die Kondensatorspannung V5 während der Ausschaltdauer Toff auf einen größeren Wert als zu Beginn der vorherigen Einschaltdauer an. Dieser größere Wert bildet den Anfangswert für die Entladung des Kondensators während der nächsten Ansteuerperiode bzw. des nächsten Ansteuerzyklus. Aufgrund dieses höheren Anfangswertes ergibt sich bei gleicher Eingangsspannung Vin, und damit gleichem Entladestrom Id, eine größere Einschaltdauer Ton2, also eine größere Zeitdauer, bis der Kondensator V5 von dem erhöhten Anfangswert bis auf den Referenzwert Vref entladen ist. Über eine Erhöhung des Ladestromes Ic, abhängig von der Ausgangsspannung Vout ist damit eine Vergrößerung der Einschaltdauer Ton und damit eine Erhöhung der Leistungsaufnahme möglich. Das Regelsignal Sout ist in dem Beispiel gemäß 2 so gewählt, dass es zunimmt, wenn die Ausgangsspannung Vout abnimmt, um dadurch die Leistungsaufnahme zu erhöhen und einem weiteren Absinken der Ausgangsspannung Vout entgegenzuwirken bzw. um die Ausgangsspannung Vout auf den Sollwert einzuregeln.Dash-dot is in 3 the case illustrated that the output signal Sout changes during the duty cycle such that the charging current Ic is larger. In this case, during the turn-off period Toff, the capacitor voltage V5 rises to a value greater than the beginning of the previous turn-on duration. This larger value forms the initial value for the discharge of the capacitor during the next drive period or the next drive cycle. Because of this higher initial value results in the same input voltage Vin, and thus the same discharge current Id, a larger duty Ton2, so a longer period of time until the capacitor V5 is discharged from the increased initial value to the reference value Vref. By increasing the charging current Ic, depending on the output voltage Vout is thus an increase in the duty Ton and thus an increase in power consumption possible. The control signal Sout is in the example according to 2 is selected such that it increases when the output voltage Vout decreases to thereby increase the power consumption and to counteract a further decrease in the output voltage Vout or to adjust the output voltage Vout to the desired value.

Auch eine Verringerung der Eingangsspannung Vin kann bei der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 1 zu einer Vergrößerung der Einschaltdauer führen, wie ebenfalls in 3 durch die weitere strichpunktierte Linie veranschaulicht ist. Sinkt die Eingangsspannung Vin ab, so resultiert hieraus über die Entladestromquelle 14 eine Verringerung des Entladestromes Id während der Einschaltdauer, wodurch sich die Zeitdauer verlängert, bis die Kondensatorspannung V5 von dem Anfangswert auf den Referenzwert Vref abgesunken ist, was zu einer verlängerten Einschaltdauer Ton3 führt.A reduction of the input voltage Vin can also be used in the drive circuit according to the invention 1 lead to an increase in the duty cycle, as also in 3 is illustrated by the further dash-dotted line. If the input voltage Vin decreases, the result is the discharge current source 14 a decrease in the discharge current Id during the on-time, thereby increasing the time until the capacitor voltage V5 has dropped from the initial value to the reference value Vref, resulting in an extended on-time Ton3.

In dem Beispiel wird davon ausgegangen, dass der Kondensator während der Einschaltdauer entladen wird, bis die Referenzspannung erreicht ist, und während der Ausschaltdauer geladen wird. Die Referenzspannung bildet dabei den Minimalwert, den die Kondensatorspannung erreichen kann. Selbstverständlich besteht jedoch auch die Möglichkeit, über die Referenzspannung den Maximalwert der Kondensatorspannung vorzugeben, wobei der Kondensator dabei während der Einschaltdauer mit einem von der Eingangsspannung abhängigen Strom geladen und während der Ausschaltdauer mit einem von der Ausgangsspannung abhängigen Strom entladen werden muss.In In the example it is assumed that the capacitor during the Duty cycle is discharged until the reference voltage is reached is, and while the switch-off duration is loaded. The reference voltage forms the minimum value that the capacitor voltage can reach. Of course, there is but also the possibility of the Reference voltage to specify the maximum value of the capacitor voltage, the capacitor thereby during the duty cycle with a current dependent on the input voltage loaded and while the switch-off with a dependent of the output voltage current must be unloaded.

4 zeigt einen Schaltwandler mit einer Ansteuerschaltung 1 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel, bei dem die an die Primärspule L1 induktiv gekoppelte Hilfswicklung L3 des Transformators TR dazu dient, in einer zentralen Steuerschaltung 20 sowohl eine Information über die Eingangsspannung Vin als auch über die Ausgangsspannung Vout zu erhalten. Der Vorteil dieses Vorgehens besteht darin, dass der zentralen Steuerschaltung 20 die vorzugsweise als integrierte Schaltung ausgebildet ist, ein von der Eingangsspannung Vin abhängiges Signal und ein von der Ausgangsspannung Vout abhängiges Signal über einen einzigen gemeinsamen Eingang zugeführt werden kann. Hierdurch kann eine Anschlussklemme der integrierten Steuerschaltung 20 gespart werden, was sich positiv auf die Herstellungskosten auswirkt, da ein die Steuerschaltung enthaltender Chip in einem Gehäuse mit weniger Anschlussbeinen integriert werden kann. 4 shows a switching converter with a drive circuit 1 according to a further embodiment, in which the inductively coupled to the primary coil L1 auxiliary winding L3 of the transformer TR serves to, in a central control circuit 20 to obtain both information about the input voltage Vin and the output voltage Vout. The advantage of this approach is that the central control circuit 20 which is preferably designed as an integrated circuit, a dependent of the input voltage Vin signal and a dependent of the output voltage Vout signal can be supplied via a single common input. This allows a terminal of the integrated control circuit 20 be saved, which has a positive effect on the manufacturing costs, since a chip containing the control circuit can be integrated in a housing with fewer legs.

Der Anschluss der integrierten Steuerschaltung 20, an welchem die Hilfswicklung L3, in dem Beispiel über einen Widerstand R1, angeschlossen ist, trägt das Bezugszeichen 3. Das Ansteuersignal S1 für den Schalter T1 steht an einem Ausgang 7 der integrierten Steuerschaltung 20 zur Verfügung, der zur Erzeugung des Ansteuersignals S1 erforderliche Kondensator C5 der Ansteuerschaltung 1 ist an einen Anschluss 5 der integrierten Steuerschaltung 20 angeschlossen. Ein Anschluss 8 der Steuerschaltung 20 dient zur Zuführung einer Versorgungsspannung Vcc, die über eine Gleichrichteranordnung mit einer Diode D3 und einem Kondensator C3 aus einer Spannung über der Hilfs wicklung L3 erzeugt wird, und ein weiterer Anschluss 6 dient zum Anlegen des Bezugspotentials GND.The connection of the integrated control circuit 20 to which the auxiliary winding L3, in the example via a resistor R1, is connected, bears the reference numeral 3 , The drive signal S1 for the switch T1 is at an output 7 the integrated control circuit 20 available, the capacitor C5 required for generating the drive signal S1 of the drive circuit 1 is at a connection 5 the integrated control circuit 20 connected. A connection 8th the control circuit 20 is used to supply a supply voltage Vcc, which is generated via a rectifier arrangement with a diode D3 and a capacitor C3 from a voltage across the auxiliary winding L3, and another terminal 6 is used to apply the reference potential GND.

Der innere Aufbau dieser Steuerschaltung 20, die im Vergleich zu der Steuerschaltung 10 gemäß 1a zur Erzeugung des Ansteuersignals S1 nur einen Kondensator C5 benötigt und damit mit einer externen Anschlussklemme weniger als die bekannten Steuerschaltung auskommt, ist in 5a dargestellt.The internal structure of this control circuit 20 that compared to the control circuit 10 according to 1a for the generation of the drive signal S1 requires only one capacitor C5 and thus makes do with an external terminal less than the known control circuit, is in 5a shown.

Diese Steuerschaltung weist entsprechend dem Ausführungsbeispiel in 2 einen Komparator 18 auf, der die Spannung V5 über dem an den Eingang 5 angeschlossenen Kondensator C5 mit der Referenzspannung Vref vergleicht. Die Ausgangsstufe der Steuerschaltung 20 bildet ein RS-Flip-Flop 11 mit einer optional nachgeschalteten Treiberstufe 19. Dem Rücksetz-Eingang R dieses Flip-Flops 11 ist das Komparatorsignal S18 zugeführt. Dem Setz-Eingang S dieses Flip-Flops 11 ist ein Detektorsignal S12 zugeführt, das die Einschaltzeitpunkte für das Ansteuersignal S1 vorgibt und das von einer Detektorschaltung 12, die an den Eingang 3 der Hilfswicklung L3 angeschlossen ist, erzeugt ist.This control circuit has according to the embodiment in 2 a comparator 18 on which the voltage V5 is above that at the input 5 connected capacitor C5 with the reference voltage Vref compares. The output stage of the control circuit 20 forms an RS flip-flop 11 with an optionally downstream driver stage 19 , The reset input R of this flip-flop 11 is the comparator signal S18 supplied. The set input S of this flip-flop 11 a detector signal S12 is supplied, which specifies the turn-on times for the drive signal S1 and that of a detector circuit 12 at the entrance 3 the auxiliary winding L3 is connected, is generated.

Eine an den Kondensator C5 angeschlossene Lade- und Entladeschaltung weist eine Entladestromquelle CS1 auf, die einen von der Eingangsspannung Vin abhängigen Entladestrom I1 bei leitend angesteuertem Schalter T1 erzeugt. Die Lade- und Entladeschaltung weist weiterhin eine Ladestromquelle CS2 auf, die einen von der Ausgangsspannung Vout abhängigen Ladestrom I2 während der Ausschaltdauer des Schalters T1 erzeugt. Die Erzeugung des von der Eingangsspannung Vin abhängigen Entladestromes I1 und des von der Ausgangsspannung Vout abhängigen Ladestromes I2 wird nachfolgend erläutert. Die Hilfswicklung L3 ist in Reihe zu dem Widerstand R1 und in Reihe zu einer Parallelschaltung mit zwei antiparallel geschalteten Dioden D11, D21 zwischen Klemmen für Bezugspotential GND geschaltet. Über der Hilfswicklung L3, die induktiv mit der Primärwick lung L1 gekoppelt ist, liegt bei leitend angesteuertem Schalter T1, wenn also über der Primärwicklung L1 annähernd die gesamte Eingangsspannung Vin anliegt, eine Spannung an, die wenigstens annähernd proportional zu der Eingangsspannung Vin ist. Der Wicklungssinn der Hilfswicklung L3 ist in bezug auf den Wicklungssinn der Primärwicklung L1 in dem Beispiel gemäß 4 und 5 so gewählt, dass die bei eingeschaltetem Schalter T1 über der Hilfswicklung L3 anliegende Spannung V3 über den Widerstand R1 zu einem Strom I3 in der in 5a eingezeichneten Richtung in die Steuerschaltung 20 führt. Die bei diesen Stromverhältnissen in Flussrichtung gepolte Diode D11 wird dann von einem Strom I1 durchflossen, der dem in die Steuerschaltung 20 fließenden Strom I3 entspricht. Diese Diode D11 und die Entladeschaltung CS1 bilden einen in 5a nicht näher dargestellten Stromspiegel der so ausgebildet ist, dass der Diode D11 durchfließende Strom I11 dem Entladestrom I1 der Entladestromquelle CS1 entspricht bzw. proportional zu diesem Strom ist.A charging and discharging circuit connected to the capacitor C5 has a discharge current source CS1 which generates a discharge current I1 dependent on the input voltage Vin when the switch T1 is activated. The charging and discharging circuit further comprises a charging current source CS2 which generates a charging current I2 dependent on the output voltage Vout during the switch-off period of the switch T1. The generation of the discharge current I1 dependent on the input voltage Vin and the charging current I2 dependent on the output voltage Vout will be explained below. The auxiliary winding L3 is in series with the resistor R1 and in series with a Pa Rallelschaltung with two antiparallel connected diodes D11, D21 connected between terminals for reference potential GND. About the auxiliary winding L3, which is inductively coupled to the primary Wick development L1, is at a conductive selected switch T1, ie when applied across the primary winding L1 approximately the entire input voltage Vin, a voltage which is at least approximately proportional to the input voltage Vin. The winding sense of the auxiliary winding L3 is in relation to the winding sense of the primary winding L1 in the example according to 4 and 5 chosen so that the voltage applied to the switch T1 via the auxiliary winding L3 voltage V3 via the resistor R1 to a current I3 in the in 5a drawn direction in the control circuit 20 leads. The diode D11, which is polarized in the flow direction at these current conditions, is then traversed by a current I1 which flows into the control circuit 20 flowing current I3 corresponds. This diode D11 and the discharge circuit CS1 form an in 5a Current mirror not shown is formed so that the diode D11 flowing through current I11 corresponds to the discharge current I1 of the discharge current source CS1 and is proportional to this stream.

Ein Ausführungsbeispiel für die Realisierung eines solchen Stromspiegels ist in 5b dargestellt. Die Diode D11 ist in dem Beispiel als MOSFET ausgebildet, der als Diode verschaltet ist. Die Entladestromquelle CS1 ist ebenfalls als MOSFET ausgebildet, dessen Gate-Anschluss an den Gate-Anschluss der MOS-Diode D11 angeschlossen ist. Der die MOS-Diode D11 durchfließende Strom I11 entspricht dem Entladestrom I1, wenn die beiden Transistoren ein gleiches Flächenverhältnis besitzen. Der Proportionalitätsfaktor zwischen dem Diodenstrom I11 und dem Entladestrom I1 kann in hinlänglich bekannter Weise über das Flächenverhältnis der beiden Stromspiegeltransistoren eingestellt werden. Die Kopplung der Diode D11 und der Entladestromquelle CS1 ist in 5a gestrichelt eingezeichnet.An embodiment for the realization of such a current mirror is in 5b shown. The diode D11 is formed in the example as a MOSFET, which is connected as a diode. The discharge current source CS1 is also formed as a MOSFET whose gate terminal is connected to the gate terminal of the MOS diode D11. The current flowing through the MOS diode D11 current I11 corresponds to the discharge current I1 when the two transistors have an equal area ratio. The proportionality factor between the diode current I11 and the discharge current I1 can be adjusted in a well-known manner over the area ratio of the two current mirror transistors. The coupling of the diode D11 and the discharge current source CS1 is in 5a dashed lines.

Bei sperrend angesteuertem Schalter T1 wird in der Sekundärwicklung L2 des Transformators eine Spannung induziert, die im Wesentlichen der Ausgangsspannung Vout entspricht. Diese in der Sekundärwicklung L2 induzierte Spannung führt zu einer Spannung über der Hilfswicklung L3, deren Polung im Vergleich zu der Spannung während der Einschaltdauer umgekehrt ist. Während der Ausschaltdauer fließt dann ein Strom I3 entgegen der in 5a eingezeichneten Richtung. Dieser Strom I3 führt zu einem Strom I21 durch die weitere Diode D21, die antiparallel zu der Diode D11 gepolt ist. Diese Diode D21 bildet mit der Ladestromquelle CS2 einen in 5a nicht im Detail dargestellten Stromspiegel, der so ausgebildet ist, dass der Ladestrom I2 während der Ausschaltdauer dem Strom I21 durch die Diode D21 entspricht bzw. proportional zu diesem Diodenstrom I21 ist.In the case of a blocking-actuated switch T1, a voltage which substantially corresponds to the output voltage Vout is induced in the secondary winding L2 of the transformer. This induced in the secondary winding L2 voltage leads to a voltage across the auxiliary winding L3, the polarity is reversed compared to the voltage during the duty cycle. During the off period then flows a current I3 opposite to in 5a marked direction. This current I3 leads to a current I21 through the further diode D21, which is polarized antiparallel to the diode D11. This diode D21 forms with the charging current source CS2 in 5a not shown in detail current mirror, which is designed so that the charging current I2 during the turn-off corresponds to the current I21 through the diode D21 and is proportional to this diode current I21.

Allgemein gilt für die Ansteuerschaltung gemäß 5a, dass der Betrag des Stromes I3 während der Einschaltdauer umso größer ist, je größer die Eingangsspannung Vin ist und dass der Ladestrom I2 umso größer ist, je größer die Ausgangsspannung Vout ist.Generally applies to the drive circuit according to 5a in that the greater the input voltage Vin, the greater the magnitude of the current I3 during the switch-on time, and the greater the output voltage Vout, the greater the charge current I2.

Die Lade- und Entladeschaltung gemäß 5a weist außerdem eine weitere Ladestromquelle auf, die einen wenigstens annährend konstanten Ladestrom Ir11 liefert und die in dem Beispiel als Ohmscher Widerstand R11 ausgebildet ist, der zwischen ein positives Versorgungspotential V+ und den Kondensator C5 geschaltet ist. Diese Stromquelle sorgt für einen konstanten Ladestrom des Kondensators C5, dem sich die Lade- und Entladeströme I2, I1, der Lade- und Entladestromquelle CS2, CS1 überlagern.The charging and discharging circuit according to 5a also has a further charging current source, which supplies an at least approximately constant charging current Ir11 and which is formed in the example as an ohmic resistor R11, which is connected between a positive supply potential V + and the capacitor C5. This current source ensures a constant charging current of the capacitor C5, to which the charging and discharging currents I2, I1, the charging and discharging current source CS2, CS1 overlap.

Die Regelung der Ausgangsspannung Vout auf einen Sollwert erfolgt über eine weitere Entladestromquelle CS3, die abhängig von einem Vergleich zwischen dem Strom I21 durch die Diode D21 während der Ausschaltdauer Toff und einem Referenzstrom Iref ein- und ausschaltbar ist und die in eingeschaltetem Zustand einen konstanten Entladestrom I4 liefert. Übersteigt der Betrag des während der Ausschaltdauer fließenden Stromes I21, der von der Ausgangsspannung Vout abhängig ist, den Re ferenzwert Iref, so wird der Kondensator C5 über die weitere Entladestromquelle CS3 mit dem Entladestrom I4 entladen. Dieser Entladestrom I4 wirkt gegen den Ladestrom I2 der Ladestromquelle CS2 und den Ladestrom IR11 der konstanten Ladestromquelle V+, R11. Der zusätzliche Entladestrom I4 ist vorzugsweise so gewählt, dass er größer als der konstante Ladestrom Ir11 ist. Der zusätzliche Entladestrom I4 bewirkt, dass die Kondensatorspannung V5 während der Ausschaltdauer weniger stark ansteigt, wodurch der Anfangswert für die Entladung während des nächsten Steuerzyklus geringer ist, woraus eine geringere Einschaltdauer Ton während des nächsten Ansteuerzyklus resultiert. Aufgabe der weiteren Entladestromquelle CS3 ist es, die Einschaltdauer Ton so zu regeln, dass der während der Ausschaltdauer die Hilfswicklung L3 durchfließende Strom I3 kleiner als der Referenzwert Iref ist, bzw. diesem Referenzwert Iref entspricht, was gleichbedeutend damit ist, dass die Ausgangsspannung Vout unterhalb eines vorgegebenen Sollwertes liegt bzw. dem Sollwert entspricht. Der Referenzstrom ist in Kenntnis der Spannungsverhältnisse an der Hilfswicklung und dem Wert des Widerstandes R1 gewählt.The Control of the output voltage Vout to a setpoint via a further discharge current source CS3, which depends on a comparison between the current I21 through the diode D21 during the off period Toff and a reference current Iref on and off and the in switched-on state provides a constant discharge current I4. exceeds the amount of during the turn-off duration flowing Current I21, which is dependent on the output voltage Vout, the reference value Iref, the capacitor C5 is over the discharge further discharge current source CS3 with the discharge current I4. This discharge current I4 acts against the charging current I2 of the charging current source CS2 and the charging current IR11 of the constant charging current source V +, R11. Of the additional Discharge current I4 is preferably selected to be greater than the constant charging current is Ir11. The additional discharge current I4 causes that the capacitor voltage V5 during the off period less rises sharply, whereby the initial value for the discharge during the next control cycle is lower, resulting in a lower duty cycle sound during the next Drive cycle results. Task of further discharge current source CS3 is to regulate the on-time tone so that the during the Switching off the auxiliary winding L3 flowing through current I3 less than is the reference value Iref, or corresponds to this reference value Iref, which is synonymous with the fact that the output voltage Vout below a predetermined setpoint or corresponds to the setpoint. Of the Reference current is aware of the voltage conditions on the auxiliary winding and the value of resistor R1.

6 veranschaulicht die Funktionsweise der Ansteuerschaltung gemäß der 4 und 5 für unterschiedliche Lastverhältnisse anhand der zeitlichen Verläufe der Kondensatorspannung V5, der Spannung V1 über dem Schalter T1, dem Strom I1 durch den Schalter T1 und dem Ansteuersignal S1. Bei einer kleinen Leistungsaufnahme erreicht die Kondensatorspannung V5 nur vergleichsweise geringe Werte oberhalb der Referenzspannung Vref, so dass nach einem Einschalten des Schalters zu einem Zeitpunkt t1 die Kondensatorspannung V5 den Referenzwert Vref nach einer vergleichsweise kurzen Einschaltdauer Ton zu einem Zeitpunkt t2 erreicht. Ein erneutes Einschalten des Schalters erfolgt zu einem Zeitpunkt t3, wenn die Primärspule L1 nach dem Öffnen des Schalters T1 zum ersten Mal vollständig energiefrei ist. In der Steuerschaltung 20 gemäß 5a entspricht dies dem Zeitpunkt, zu dem die Polarität des die Hilfswicklung L3 durchfließenden Stromes I3 wechselt. 6 illustrates the operation of the drive circuit according to the 4 and 5 for different load conditions based on the time profiles of the capacitor voltage V5, the Voltage V1 across the switch T1, the current I1 through the switch T1 and the drive signal S1. At a low power consumption, the capacitor voltage V5 reaches only comparatively low values above the reference voltage Vref, so that after switching on the switch at a time t1, the capacitor voltage V5 reaches the reference value Vref after a comparatively short duty cycle Ton at a time t2. A renewed switching on of the switch takes place at a time t3, when the primary coil L1 is completely energy-free for the first time after the opening of the switch T1. In the control circuit 20 according to 5a this corresponds to the time at which the polarity of the current flowing through the auxiliary winding L3 current I3 changes.

Dieser Wechsel der Polarität des Stromes I3 wird durch eine als Komparator ausgebildete Detektorschaltung 12, die die Spannung über den antiparallel geschalteten Dioden D11, D21 mit Bezugpotential GND vergleicht, erkannt, um bei einem Wechsel der Polarität das Flip-Flop 11 zu setzen, und einen Einschaltpegel des Ansteuersignals S1 zu erzeugen.This change in the polarity of the current I3 is performed by a detector circuit designed as a comparator 12 , which compares the voltage across the antiparallel-connected diodes D11, D21 with reference potential GND, detected in order to change the polarity of the flip-flop 11 and to generate a turn-on level of the drive signal S1.

Bei einer mittleren Leistungsaufnahme der Last, was anhand der zeitlichen Verläufe zwischen den Zeitpunkten t4 und t6 im mittleren Teil von 6 dargestellt ist, steigt die Kondensatorspannung V5 auf größere Werte an, woraus eine größere Einschaltdauer zwischen den Zeitpunkten t4 und t5 resultiert. Ein Wiedereinschalten zum Zeitpunkt t6 erfolgt, wenn die Primärspule L1 zum ersten Mal energiefrei ist, was dem Zeitpunkt entspricht, zu dem die über dem Schalter T1 anliegende Spannung absinkt.At an average power consumption of the load, which is based on the time courses between the times t4 and t6 in the middle part of 6 is shown, the capacitor voltage V5 increases to larger values, resulting in a larger duty cycle between the times t4 and t5 results. A restarting at the time t6 takes place when the primary coil L1 is energy-free for the first time, which corresponds to the time at which the voltage applied across the switch T1 drops.

Die zeitlichen Verläufe für eine sehr große Leistungsaufnahme sind im rechten Teil der 6 dargestellt. Die Kondensatorspannung V5 für solche großen Leistungsaufnahmen ist auf den Wert des positiven Versorgungspotentials V+ begrenzt, wobei durch dieses Versorgungspotential V+ die maximale Einschaltdauer Ton zwischen Zeitpunkten t7 und t8 vorgegeben ist.The temporal courses for a very large power consumption are in the right part of the 6 shown. The capacitor voltage V5 for such large power consumption is limited to the value of the positive supply potential V +, which is predetermined by this supply potential V + the maximum duty cycle Ton between times t7 and t8.

Die in 5a dargestellte Ansteuerschaltung 20 weist darüber hinaus eine Funktion zur Erkennung einer zu geringen Eingangsspannung Vin, bzw. einer zu geringen Netzspannung Vn (4), auf. Unterschreitet diese Netzspannung Vn einen bestimmten Wert, so muss das Schaltnetzteil bzw. der Schaltwandler ausgeschaltet werden, um eine Überlastung der Eingangsdrossel und des Brückengleichrichters zu vermeiden.In the 5a shown drive circuit 20 moreover has a function for detecting a too low input voltage Vin, or a too low line voltage Vn ( 4 ), on. If this mains voltage Vn falls below a certain value, the switching power supply or the switching converter must be switched off in order to avoid overloading the input choke and the bridge rectifier.

Die Bewertung der Netzspannung Vn erfolgt in der Steuerschaltung 20 indirekt in der nachfolgend erläuterten Weise:
Wie oben ausgeführt ist, wird während der Einschaltdauer Ton des Leistungstransistors T1 in der Hilfswicklung L3 eine positive Spannung induziert, die proportional der Eingangsspannung Vin am Eingangskondensator Cin und damit proportional zum Effektivwert der Netzspannung Vn ist. Der extern an den Anschluss 3 angeschlossene und in Reihe zu der Hilfswicklung geschaltete Widerstand R1 ist dabei so dimensioniert und auf die Parameter der Hilfswicklung L3 abgestimmt, dass der in die Steuerschaltung fließende Strom stets größer als ein vorgegebener Schwellenwert Iref2 ist, wenn die Netzspannung Vn größer als ein vorgegebener Minimalwert ist. Dieser in die Steuerschaltung fließende Strom wird in nicht näher dargestellter Weise mit dem Schwellenwert Iref2 verglichen, um ein Ein-/Ausschalt-Flip-Flop 22 anzusteuern. Ein Ausgangssignal S22 dieses Flip-Flops 22 bestimmt den Betriebszustand der Steuerschaltung, wobei das Flip-Flop 22 in dem Beispiel zurückgesetzt wird, um die Steuerschaltung auszuschalten, wenn der Eingangsstrom I3 den Referenzstrom unterschreitet. Das Ausschalten der Steuerschaltung 20 erfolgt in nicht näher dargestellter Weise beispielsweise durch Unterbrechen der Ansteuerschaltung der Schaltungskomponenten der Steuerschaltung. Um den Schalter T1 sofort bei Unterschreiten der Netzspannung Vn zu sperren besteht darüber hinaus die Möglichkeit, das Ausgangssignal S22 mit dem Komparatorsignal zu verknüpfen und das hieraus resultierende Signal dem Rücksetzeingang des Flip-Flops 11 zuzuführen, was gestrichelt in 5a dargestellt ist. Mit 23 ist dabei ein Inverter bezeichnet, dem das Betriebszustandssignal S22 zugeführt ist, und mit 24 ist ein Oder-Gatter bezeichnet, das das Komparatorsignal S18 und das invertierte Betriebszustandssignal verknüpft.The evaluation of the mains voltage Vn takes place in the control circuit 20 indirectly as explained below:
As stated above, a positive voltage is induced during the turn-on duration Ton of the power transistor T1 in the auxiliary winding L3, which is proportional to the input voltage Vin at the input capacitor Cin and thus proportional to the effective value of the mains voltage Vn. The external to the connection 3 connected and connected in series with the auxiliary winding resistor R1 is dimensioned and tuned to the parameters of the auxiliary winding L3 that the current flowing in the control circuit current is always greater than a predetermined threshold Iref2 when the mains voltage Vn is greater than a predetermined minimum value. This current flowing in the control circuit current is compared in a manner not shown with the threshold value Iref2 to an on / off flip-flop 22 head for. An output signal S22 of this flip-flop 22 determines the operating state of the control circuit, the flip-flop 22 is reset in the example to turn off the control circuit when the input current I3 falls below the reference current. Turning off the control circuit 20 takes place in a manner not shown, for example, by interrupting the drive circuit of the circuit components of the control circuit. In order to disable the switch T1 immediately below the mains voltage Vn there is also the possibility to link the output signal S22 with the comparator signal and the resulting signal to the reset input of the flip-flop 11 to feed what is dashed in 5a is shown. With 23 In this case, an inverter is designated, to which the operating state signal S22 is supplied, and with 24 is an OR gate, which combines the comparator signal S18 and the inverted operating state signal.

Nach einem Ausschalten der Steuerschaltung 20 erfolgt ein Wiedereinschalten dann, wenn eine Versorgungsspannung Vcc, die bezugnehmend auf 4 durch Aufladen des Spannungsversorgungs-Kondensators C3 durch eine nicht dargestellte externe oder interne Start-Up-Stromquelle erzeugt wird, einen vorgegebenen Wert übersteigt. Die Auswertung dieser Versorgungs spannung Vcc erfolgt durch eine Detektorschaltung 25, die an den Setz-Eingang S des Ein-/Ausschalt-Flip-Flops angeschlossen ist.After switching off the control circuit 20 a reconnection occurs when a supply voltage Vcc referencing 4 is generated by charging the power supply capacitor C3 by an external or internal start-up power source, not shown, exceeds a predetermined value. The evaluation of this supply voltage Vcc is performed by a detector circuit 25 which is connected to the set input S of the on / off flip-flop.

Während der Einschaltzeit muss dann wieder ein Strom I3 fließen, der mindestens dem Referenzwert Iref2 entspricht. Dieser Referenzwert Iref2 ist vorzugsweise so gewählt, dass er dem Referenzwert Iref entspricht, auf den der während der Ausschaltdauer (Entmagnetisierungsdauer) aus der Steuerschaltung 20 fließende Strom geregelt wird. Der Grund dafür ist, dass bei einem Weitbereichsnetzteil der Betrag der Spannung an der Hilfswicklung L3 und damit der Betrag des Stromes durch den Widerstand R1 bei der kleinsten Netzspannung (üblicherweise ca. 90 V AC) während der Einschaltdauer von T1 und der Ausschaltdauer von T1 etwa gleich groß ist.During the switch-on time, a current I3 must again flow which corresponds at least to the reference value Iref2. This reference value Iref2 is preferably selected such that it corresponds to the reference value Iref, to that during the switch-off duration (demagnetization duration) from the control circuit 20 flowing electricity is regulated. The reason for this is that, in a wide-range power supply, the amount of voltage on the auxiliary winding L3 and thus the amount of current through the resistor R1 at the lowest mains voltage (typically about 90 V AC) during the turn-on time of T1 and the turn-off time of T1 about equal is great.

Bei einem sogenannten Weitbereichsnetzteil, das für Spannungen mit Effektivwerten zwischen 90V und 270V eine geregelte Ausgangsspannung Vout liefern soll, wird die Steuerschaltung abgeschaltet, wenn die Netzspannung auf Werte unter 90V absinkt. Ist die Hilfswicklung beispielsweise so gewählt, dass der Spannungsabfall über der Hilfswicklung bei einer Netzspannung von 90V einen Wert von 15V annimmt und gilt für den Strom-Schwellenwert Iref2=1mA, so muss der Widerstand R1=15kΩ betragen, um an der Netzspannungsgrenze gerade einen Strom von 1mA in die Steuerschaltung zu bewirken.at a so-called wide-range power supply, which is suitable for voltages with rms values between 90V and 270V provide a regulated output voltage Vout should, the control circuit is switched off when the mains voltage drops below 90V. Is the auxiliary winding, for example chosen so that the voltage drop over the auxiliary winding at a mains voltage of 90V a value of 15V accepts and applies to the current threshold Iref2 = 1mA, the resistor R1 must be 15kΩ, at the mains voltage limit just a current of 1mA in the To effect control circuit.

Ein so genanntes Schmalbereichsnetzteil, das für Spannungen zwischen 180V und 270V ausgelegt ist, muss ausschalten, wenn die Netzspannung den Wert 180V unterschreitet. Die Steuerschaltung 20 kann hierfür auf einfache angepasst werden, ohne die Regelung der Ausgangsspannung Vout zu beeinflussen.A so-called narrow range power supply, which is designed for voltages between 180V and 270V, must switch off, if the mains voltage falls below the value 180V. The control circuit 20 can be adapted to simple, without affecting the regulation of the output voltage Vout.

Betrachtet man die obige Dimensionierung des Widerstandes R1 derart, dass bei einer Netzspannung von 90V während der Einschaltdauer ein Strom von 1mA fließt, so fließt bei einer Netzspannung von 180V ein Strom von 2 mA, da in der Messwick lung 30V induziert werden. Der Widerstand R1 müsste angepasst, und in dem Beispiel doppelt so groß gewählt werden, um bereits bei einer Netzspannung von 180V nur noch einen Strom von 1mA in die Steuerschaltung hervorzurufen und die Steuerschaltung bei Unterschreiten dieser Minimal-Netzspannung abzuschalten.considered the above dimensioning of the resistor R1 such that at a mains voltage of 90V during the ON period a current of 1mA flows, so flows at a mains voltage of 180V a current of 2 mA, since 30V are induced in the Messwick ment. The resistor R1 would have adjusted, and in the example twice as large to be already at a mains voltage of 180V only a current of 1mA in the control circuit cause and the control circuit falls below this Disconnect minimum mains voltage.

Um jedoch die Regelung der Ausgangsspannung, die während der Ausschaltdauer erfolgt, nicht zu beeinflussen, d.h. um bei unveränderter Ausgangsspannung Vout trotzdem einen Strom I3, der dem Referenzstrom Iref entspricht, zu erhalten, muss während dieser Zeit der an die Klemme angeschlossene Widerstand einen Wert von 15kOhm haben.Around However, the regulation of the output voltage, which takes place during the off period, not to be influenced, i. at unchanged output voltage Vout nevertheless a current I3 which corresponds to the reference current Iref, to receive during this time the resistor connected to the terminal has a value of 15kOhm have.

Um während der Einschaltdauer einen Widerstand von 30kΩ und während der Ausschaltdauer einen Widerstand von 15kΩ zu erreichen, wird eine Widerstandsanordnung verwendet, die neben dem Widerstand R1 eine parallel zu diesem Widerstand geschaltete Reihenschaltung mit einer Diode D2 und einem weiteren Widerstand R1p umfasst, wobei der weitere Widerstand bei Berücksichtigung des obigen Zahlenbeispiels einen Wert von R1p=30kΩ besitzt und wobei die Diode D2 so geschaltet ist, dass dieser Widerstand R1p nur während der Ausschaltdauer von einem Strom durchflossen ist.Around while the on-time has a resistance of 30kΩ and during off-time one Resistance of 15kΩ too reach, a resistor arrangement is used, in addition to the resistor R1 is a series circuit connected in parallel with this resistor comprising a diode D2 and a further resistor R1p, wherein the further resistance when considering of the above numerical example has a value of R1p = 30kΩ and wherein the diode D2 is connected so that this resistor R1p only during the off period is traversed by a current.

Mit diesem Vorgehen kann also für jeden Anwendungsfall und jedes Spannungsverhältnis der Spannung Vout zu dem minimal erlaubten Wert der Eingangsspannung Vin bzw. der Netzspannung Vn der Widerstand R1 angepasst werden.With This procedure can therefore for every application and every voltage ratio of the voltage Vout too the minimum allowed value of the input voltage Vin or the mains voltage Vn be adapted to the resistor R1.

1010
Ansteuerschaltung nach dem Stand derdrive circuit according to the state of
Techniktechnology
1111
RS-Flip-FlopRS flip-flop
1212
Detektorschaltungdetector circuit
1313
LadestromquelleCharging current source
1414
Entladestromquelledischarging current
1515
Inverterinverter
16, 1716 17
Schalterswitch
1818
Komparatorcomparator
1919
Treiberschaltungdriver circuit
2020
Steuerschaltungcontrol circuit
3, 5, 6, 7, 83, 5, 6, 7, 8
Anschlüsse der SteuerschaltungConnections of the control circuit
3030
Reglerregulator
BR1BR1
BrückengleichrichterBridge rectifier
C1C1
Kondensatorcapacitor
C2, C4C2, C4
Kondensatorencapacitors
C3C3
Kondensatorcapacitor
C5C5
Kondensatorcapacitor
CinCin
Eingangskondensatorinput capacitor
CS1CS1
Entladestromquelledischarging current
CS2CS2
LadestromquelleCharging current source
CS3CS3
Entladestromquelledischarging current
D1D1
Diodediode
D11, D21D11, D21
Diodendiodes
D2D2
Diodediode
D3D3
Diodediode
GNDGND
Bezugspotentialreference potential
I1I1
Entladestromdischarge
I11, I21I11, I21
Diodenströmediode currents
I2I2
Ladestromcharging current
I4I4
Entladestromdischarge
Icic
Ladestromcharging current
Idid
Entladestromdischarge
Ir11IR11
Ladestromcharging current
L1L1
Primärwicklung, PrimärspulePrimary winding, primary coil
L2L2
Sekundärwicklung, SekundärspuleSecondary winding, secondary coil
L3L3
Hilfsspule, HilfswicklungAuxiliary coil auxiliary winding
R1R1
Widerstandresistance
R11, R21R11, R21
Spannungsteilervoltage divider
R11R11
Widerstand, LadestromquelleResistance, Charging current source
R1p1p
Widerstandresistance
R3, R4R3, R4
Spannungsteilervoltage divider
S1S1
Ansteuersignalcontrol signal
S12S12
Detektorsignaldetector signal
S18S18
Komparatorsignalcomparator
SinSin
eingangsspannungsabhängiges Signalinput voltage-dependent signal
SoutSout
ausgangsspannungsabhängiges Signaloutput voltage-dependent signal
T1T1
Schalter, n-Kanal-MOSFETSwitch, n-channel MOSFET
ToffToff
Ausschaltdaueroff time
Ton, Ton2, Ton3Volume, Tone2, tone3
Einschaltdauerduty
TRTR
Transformatortransformer
V+V +
Versorgungspotentialsupply potential
V2, V4V2, V4
Kondensatorspannungencapacitor voltages
V5V5
Kondensatorspannungcapacitor voltage
VinVin
Eingangsspannunginput voltage
VNVN
NetzwechselspannungAC line voltage
VoutVout
Ausgangspannungoutput voltage
VrVr
Sollwertsetpoint
VrefVref
Referenzspannungreference voltage

Claims (7)

Verfahren zur Erzeugung eines Ansteuersignals (S1) für einen die Leistungsaufnahme eines induktiven Speicherelements (L1) regelnden Schalter (T1) in einem freischwingenden Schaltwandler, der Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung (Vin) und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Vout) aufweist, unter Verwendung eines kapazitiven Speicherelements (C5), wobei das Verfahren während einer Ansteuerperiode des Schalters (T1) folgende Verfahrensschritte umfasst: – Erzeugen eines Einschaltpegels des Ansteuersignals (S1), wenn das induktive Energiespeicherelement (L1) einen vorgegebenen Magnetisierungszustand erreicht, – Laden oder Entladen des kapazitiven Speicherelements (C5) ausgehend von einem Anfangswert mit einem von der Eingangsspannung (Vin) abhängigen Strom (Id; I1) und Vergleichen einer über dem kapazitiven Speicherelement (C5) anliegenden Spannung (V5) mit einem Referenzwert (Vref), – Erzeugen eines Ausschaltpegels des Ansteuersignals (S1), wenn die Spannung (V5) über dem Speicherelement (C5) den Referenzwert (Vref) erreicht, – Entladen oder Laden des kapazitiven Speicherelements (C5) mit einem wenigstens zeitweise von der Ausgangsspannung (Vout) abhängigen Strom (Ic; I2) bis zu einer nächsten Erzeugung eines Einschaltpegels des Ansteuersignals (S1).Method for generating a drive signal (S1) for a the power consumption of an inductive storage element (L1) regulating switch (T1) in a free-running switching converter, the input terminals for applying an input voltage (Vin) and Output terminals for providing an output voltage (Vout) having a capacitive storage element (C5), the process being during a driving period of the switch (T1) following steps includes: - Produce a turn-on level of the drive signal (S1) when the inductive Energy storage element (L1) a predetermined magnetization state reached, - Load or discharging the capacitive storage element (C5) starting from an initial value with a current dependent on the input voltage (Vin) (Id; I1) and comparing one over the voltage applied to the capacitive storage element (C5) (V5) a reference value (Vref), - Generate a switch-off level the drive signal (S1) when the voltage (V5) above the Memory element (C5) reaches the reference value (Vref), - unloading or charging the capacitive storage element (C5) with at least one temporarily dependent on the output voltage (Vout) current (Ic; I2) up to one next Generation of a switch-on level of the drive signal (S1). Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das kapazitive Speicherelement permanent von einem wenigstens annähernd konstanten Ladestrom (Ir11) geladen wird, wobei diesem Ladestrom (Ir11) während der Einschaltdauer (Ton) des Ansteuersignals (S1) ein von der Eingangsspannung (Vin) abhängiger Entladestrom (I1) und während der Ausschaltdauer (Toff) des Ansteu ersignals (S1) ein von der Ausgangsspannung (Vout) abhängiger Ladestrom (I2) überlagert ist.The method of claim 1, wherein the capacitive Memory element permanently from an at least approximately constant Charging current (Ir11) is charged, this charge current (Ir11) during the Duty cycle (sound) of the drive signal (S1) on of the input voltage (Vin) dependent Discharge current (I1) and during the turn-off duration (Toff) of the Ansteu ersignals (S1) from the output voltage (Vout) dependent Charging current (I2) superimposed is. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem dem konstanten Ladestrom (Ir11) während der Ausschaltdauer (Toff) des Schalters (T1) ein weiterer konstanter Entladestrom (I3) während einer Zeitdauer überlagert ist, während der die Ausgangsspannung (Vout) einen vorgegebenen Wert übersteigt.Method according to claim 2, wherein the constant Charging current (Ir11) during the turn-off (Toff) of the switch (T1) another constant discharge (I3) during superimposed over a period of time, while the output voltage (Vout) exceeds a predetermined value. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Schaltwandler als Sperrwandler ausgebildet ist, wobei das induktive Speicherelement (L1) eine Primärspule eines Transformators (TR) ist, an die eine Hilfsspule induktiv gekoppelt ist, wobei eine Information über die Eingangsspannung (Vin) aus einem Strom (I11) durch die Hilfsspule (L3) während der Einschaltdauer (Ton) und eine Information über die Ausgangsspannung (Vout) aus einem Strom durch die Hilfsspule (L3) während der Ausschaltdauer (Toff) erzeugt wird.Method according to one of the preceding claims, wherein the switching converter is designed as a flyback converter, wherein the inductive storage element (L1) a primary coil of a transformer (TR) is, to which an auxiliary coil is inductively coupled, wherein information about the Input voltage (Vin) from a current (I11) through the auxiliary coil (L3) during the duty cycle (sound) and information about the output voltage (Vout) from a current through the auxiliary coil (L3) during the switch-off period (Toff) is produced. Ansteuerschaltung für einen die Leistungsaufnahme eines induktiven Speicherelements (L1) regelnden Schalters (T1) in einem freischwingenden Schaltwandler, der Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung (Vin) und Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Vout) aufweist, die folgende Merkmale aufweist: – eine Detektorschaltung (12), die dazu ausgebildet ist, einen vorgegebenen Magnetisierungszustandes des induktiven Speicherelements (L1) zu erkennen und einen ersten Signalpegel des Ansteuersignals (S1) bei Detektion dieses Magnetisierungszustandes zu erzeugen, – ein kapazitives Speicherelement (C5), – eine Vergleicheranordnung (18), die dazu ausgebildet ist, eine Spannung (V5) über dem kapazitiven Speicherelement (C5) mit einer Referenzspannung (Vref) zu vergleichen und einen zweiten Signalpegel des Ansteuersignals (S1) zu erzeugen, wenn die Spannung (V5) über dem kapazitiven Speicherelement (C5) die Referenzspannung (Vref) erreicht, – eine Lade- und Entladeschaltung für das kapazitive Speicherelement (C5), die dazu ausgebildet ist, während einer Dauer des ersten Signalpegels des Ansteuersignals (S1) das kapazitive Speicherelement (C5) mit einem von der Eingangsspannung (Vin) abhängigen Strom zu entladen oder zu laden und während einer Dauer des zweiten Signalpegels des Ansteuersignals (S1) das kapazitive Speicherelement (C5) mit einem von der Ausgangsspannung (Vout) abhängigen Strom zu laden oder zu entladen.A control circuit for a power consumption of an inductive storage element (L1) regulating switch (T1) in a free-running switching converter having input terminals for applying an input voltage (Vin) and output terminals for providing an output voltage (Vout), comprising: - a detector circuit ( 12 ), which is designed to detect a predetermined magnetization state of the inductive storage element (L1) and to generate a first signal level of the drive signal (S1) upon detection of this magnetization state, - a capacitive storage element (C5), - a comparator arrangement ( 18 ) which is adapted to compare a voltage (V5) across the capacitive storage element (C5) with a reference voltage (Vref) and to generate a second signal level of the drive signal (S1) when the voltage (V5) across the capacitive storage element ( C5) reaches the reference voltage (Vref), - a capacitive storage element charging and discharging circuit (C5) adapted to charge the capacitive storage element (C5) with one of the input voltage during a duration of the first signal level of the drive signal (S1) (Vin) dependent current to discharge or charge and during a period of the second signal level of the drive signal (S1) to charge or discharge the capacitive storage element (C5) with a dependent of the output voltage (Vout) current. Ansteuerschaltung nach Anspruch 5, bei dem die Lade- und Entladeschaltung durch das Ansteuersignal (S1) angesteuert ist und eine Ladestromquelle (13) zur Bereitstellung eines Ladestroms (Ic) und eine Entladestromquelle (14) zur Bereitstellung eines Entladestroms (Id) aufweist.Drive circuit according to Claim 5, in which the charging and discharging circuit is activated by the drive signal (S1) and a charging current source ( 13 ) for providing a charging current (Ic) and a discharge current source ( 14 ) for providing a discharge current (Id). Ansteuerschaltung nach Anspruch 5 oder 6, die einen Eingang (3) zum Anschließen einer induktiv an die Primärspule (L1) gekoppelten Hilfsspule (L3) aufweist und die eine Auswerteschaltung zur Ermittlung eines während einer Einschaltdauer und während einer Ausschaltdauer des Ansteuersignals an diesem Eingang (3) fließenden Stromes aufweist, wobei diese Auswerteschaltung an die Lade- und Entladeschaltung gekoppelt ist.Drive circuit according to Claim 5 or 6, having an input ( 3 ) for connecting an inductively coupled to the primary coil (L1) auxiliary coil (L3) and the one evaluation circuit for determining a during a turn-on and during a turn-off of the drive signal at this input ( 3 ) has flowing current, said evaluation circuit is coupled to the charging and discharging circuit.
DE200410043680 2004-09-09 2004-09-09 Electrical circuit for the generation of a control signal for a switch in an oscillating switching converter Ceased DE102004043680A1 (en)

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CN111668813A (en) * 2020-07-08 2020-09-15 深圳市必易微电子有限公司 Overvoltage protection circuit and overvoltage protection method of switching power supply and switching power supply

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Title
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