DE10133509C2

DE10133509C2 - Transmission of data via the power supply network

Info

Publication number: DE10133509C2
Application number: DE2001133509
Authority: DE
Inventors: Juergen Haible
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2001-07-10
Filing date: 2001-07-10
Publication date: 2003-05-22
Anticipated expiration: 2021-07-11
Also published as: DE10133509A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur effektiven Übertragung von Daten über das Stromversorgungsnetz. Die Vorrichtung enthält einen Übertrager (5), welcher mindestens eine Sekundärwicklung (wsec) und mindestens zwei in Reihe geschaltete Primärwicklungen (w1, w2...wN) aufweist, einen Verstärker (4) zur Verstärkung eines Signals (6), welcher mindestens zwei Teilverstärker (G1, G2...GN) enthält, welche jeweils zur Einprägung eines zu einem jeweiligen Anteil (A1, A2...AN) des Signals (6) proportionalen Stroms (i1, i2...iN) in eine der Primärwicklungen (w1, w2...wN) vorgesehen sind, erste Strommessmittel (7) zur Messung eines Eingangsstroms (iIn) des Verstärkers (4), Spannungsmessmittel zur Messung einer Ausgangsspannung (Vout) des Verstärkers (4) und eine erste Regelungseinheit (1) zur Impedanzanpassung, welche als Eingangsgrößen die Messwerte von Eingangsstrom (iIn) und Ausgangsspannung (Vout) aufweist und welche zur Bestimmung der jeweiligen Anteile (A1, A2...AN) vorgesehen ist.The invention relates to a device for the effective transmission of data via the power supply network. The device contains a transformer (5) which has at least one secondary winding (wsec) and at least two primary windings (w1, w2 ... wN) connected in series, an amplifier (4) for amplifying a signal (6) which has at least two Sub-amplifier (G1, G2 ... GN) contains, each for impressing a current (i1, i2 ... iN) proportional to a respective portion (A1, A2 ... AN) of the signal (6) into one of the primary windings (w1, w2 ... wN) are provided, first current measuring means (7) for measuring an input current (iIn) of the amplifier (4), voltage measuring means for measuring an output voltage (Vout) of the amplifier (4) and a first control unit (1) for impedance matching, which has the measured values of input current (iIn) and output voltage (Vout) as input variables and which is intended to determine the respective proportions (A1, A2 ... AN).

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Übertragung von Daten über das Stromversorgungsnetz.The invention relates to a device for transmitting Power grid data.

Es ist bereits bekannt, die Stromversorgungsleitungen von de zentral angeordneten elektrischen oder elektronischen Geräten zusätzlich zur Übermittlung von Daten zu verwenden. Derartige Systeme werden oft auch als Powerline-Systeme bezeichnet (Powerline-Kommunikation, abgekürzt PLC). Bei diesen Systemen sind Sendeverstärker vorgesehen, in denen die über das Strom versorgungsnetz zu übertragenden Daten verstärkt werden. Die Energieversorgung dieser Sendeverstärker erfolgt ebenfalls aus dem Stromversorgungsnetz. Diese zusätzliche Leistungsauf nahme ist in der Regel begrenzt und soll daher möglichst ef fektiv mit hohem Wirkungsgrad in Sendeleistung umgesetzt wer den. Ein besonderes Problem stellt hierbei die in weiten Be reichen schwankende Last (Netzimpedanz) dar. Bisher wurden als Sendeverstärker oftmals ungeregelte Verstärker benutzt. Alternativ dazu ist es auch bekannt, eine Verstärkungsrege lung des Sendeverstärkers mittels einer Messung und Rückfüh rung der Ausgangsspannung und/oder des Ausgangsstromes durch zuführen. Da die Anschlussimpedanz einer derartigen Power line-Einrichtung starken Schwankungen unterworfen ist, muss eine derartige Regelung derart ausgelegt sein, dass unter al len Umständen ein Überschreiten der Leistungsaufnahme des Sendeverstärkers vermieden wird. Dies führt dazu, dass vor handene Leistungsreserven nicht effektiv ausgenutzt werden.It is already known that the power supply lines from de centrally located electrical or electronic devices to be used in addition to the transmission of data. such Systems are often referred to as powerline systems (Powerline communication, abbreviated PLC). With these systems Transmitter amplifiers are provided in which the current supply network to be transmitted. The Power is also supplied to these transmit amplifiers from the power supply network. This additional performance Acceptance is usually limited and should therefore be as ef as possible fectively implemented with high efficiency in transmission power the. A particular problem here arises in the broad range of represent fluctuating loads (network impedance) Uncontrolled amplifiers are often used as transmit amplifiers. Alternatively, it is also known to have a gain rain the transmitter amplifier by means of a measurement and feedback tion of the output voltage and / or the output current respectively. Since the connection impedance of such a power line device is subject to strong fluctuations such a regulation should be designed such that under al If the power consumption of the Transmitting amplifier is avoided. This causes that before available performance reserves cannot be used effectively.

Aus DE 199 34 335 C1 ist eine Anpassschaltung mit transforma torischen Signalwandlern zum Einspeisen von Signaldaten in Energieleitungen bekannt. Aus US 5 218 317 ist eine Schal tungsanordnung bekannt, bei der ein Eingangssignal zur gere gelten Verstärkung in mehrere parallele Verstärkerzweige auf geteilt wird. Aus DE 198 15 040 A1 ist eine Vorrichtung zur Signalübertragung über Stromversorgungsleitungen bekannt, bei der mehrere Signalteile kombiniert und über Koppler in die Stromleitungen eingekoppelt werden.DE 199 34 335 C1 describes an adaptation circuit with transforma toric signal converters for feeding signal data into Power lines known. From US 5 218 317 is a scarf device arrangement known, in which an input signal to the device apply amplification to several parallel amplifier branches is shared. DE 198 15 040 A1 describes a device for Signal transmission via power lines known which combines several signal parts and into the Power lines are coupled.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, wie eine Über tragung von Daten über das Stromversorgungsnetz effektiver vorgenommen werden kann. The invention is based on this prior art based on the task of showing a way like an over Carrying data over the power grid more effectively can be made.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale.This object is achieved by the features specified in claim 1.

Zur optimalen Anpassung des Verstärkers an die jeweilige Lastimpedanz wird ein Übertrager mit angezapfter Primärwicklung verwendet. Dabei wird jeder Abgriff der Primärwicklung von einem separaten Leistungsverstärker gespeist. Die Primärwicklungen werden nicht umgeschaltet, sondern das Signal wird stufenlos zwischen den einzelnen Teilverstärkern "übergeblendet". Das wird dadurch erreicht, dass der Verstärker erste Multiplizierer aufweist, welche jeweils zur Bildung eines ersten Produkts aus dem Signal und den jeweiligen Anteilen des Signals proportionalen Stroms vorgesehen sind, wobei das jeweilige erste Produkt als Eingangssignal für die Teilverstärker vorgesehen ist. Das Ausgangssignal ist somit eine Linearkombination aus unterschiedlichen Einzelpfaden, bestehend aus Teilverstärker und Übertrager-Teilwindung, welche jeweils für eine bestimmte Lastimpedanz optimiert sind. Um eine rückwirkungsfreie Mischung der einzelnen Anteile im Übertrager zu erreichen, sind alle Verstärker als "Stromquellen" (d. h. mit hoher Ausgangsimpedanz) ausgelegt. Dadurch kann der Sendeverstärker als Gesamtheit ohne Umschalten an einen weiten Bereich von Lastimpedanzen angepasst werden, und dabei die zur Verfügung stehende Leistungsreserven optimal ausnutzen. Diese Anpassung erfolgt automatisch mittels eines Regelkreises.For optimal adaptation of the amplifier to the respective Load impedance is a transformer with tapped Primary winding used. Every tap is the Primary winding from a separate power amplifier fed. The primary windings are not switched, but the signal is stepless between the individual Partial amplifiers "faded". This is achieved that the amplifier has first multipliers, which in each case to form a first product from the signal and current proportional to the respective portions of the signal are provided, wherein the respective first product as Input signal for the sub-amplifier is provided. The output signal is thus a linear combination different individual paths, consisting of partial amplifiers and transformer partial winding, each for a specific one Load impedance are optimized. To a non-reactive To achieve mixing of the individual shares in the transformer, are all amplifiers as "current sources" (i.e. with high Output impedance). This allows the transmitter amplifier as a whole without switching to a wide range of Load impedances can be adjusted, and the available ones Make optimal use of the available power reserves. This adjustment takes place automatically by means of a control loop.

Zur Erhöhung der Linearität des Verstärkers, um Ungleichheiten der verschiedenen Teilverstärker auszugleichen und zur Verringerung der Verstärker-Ausgangsimpedanz kann eine Gegenkopplung realisiert werden, indem dem Verstärker ein Summierer vorgeschaltet wird, welcher zur Bildung einer Summe aus dem Signal und der mit einem negativen Faktor gewichteten Ausgangspannung vorgesehen ist, wobei die Summe als Eingangssignal für den Verstärker vorgesehen ist.To increase the linearity of the amplifier to Compensate for inequalities in the different sub-amplifiers and to reduce amplifier output impedance negative feedback can be realized by the amplifier a summer is connected upstream, which to form a Sum of the signal and that with a negative factor weighted output voltage is provided, the sum is provided as an input signal for the amplifier.

Es wird vorgeschlagen, zur Amplitudenregelung eine zweite Regelungseinheit vorzusehen, wobei die zweite Regelungs einheit als Eingangsgröße den Messwert der Ausgangsspannung aufweist und zur Bestimmung eines Koeffizienten vorgesehen ist, und dass ein zweiter Multiplizierer vorgesehen ist, wobei der zweite Multiplizierer zur Bildung eines zweiten Produkts aus dem Signal und dem Koeffizienten vorgesehen ist. Ein Zusammenwirken beider Regelungseinheiten führt dann zu einem Verstärker, der sich in weiten Bereichen übersteuerungssicher mit optimalem Wirkungsgrad und voller Ausnutzung der im Design vorgesehenen Leistungsreserven auf schwankende Lastimpedanzen einstellt.It is proposed to use a second one for amplitude control Provide control unit, the second control unit as the input variable the measured value of the output voltage has and provided for determining a coefficient and that a second multiplier is provided wherein the second multiplier to form a second Product from the signal and the coefficient is provided. Interaction between the two control units then leads to an amplifier that is widely used Overdrive-proof with optimal efficiency and full Utilization of the performance reserves provided in the design fluctuating load impedances.

Zur Vereinfachung der Struktur können die ersten Multiplizierer und die Teilverstärker eine schaltungstechnische Einheit bilden. Alternativ zur Überwachung der Stromaufnahme des Verstärkers können zweite Strommessmittel zur Messung eines Stroms durch die Lastimpedanz vorgesehen sein, wobei dann die erste Regelungseinheit als Eingangsgröße den Messwert des Stroms durch die Lastimpedanz aufweist. In einer möglichen Realisierung sind die ersten und der zweite Multiplizierer und die Teilverstärker als Operational Transconductance Amplifier (OTA) ausgebildet.To simplify the structure, the first Multiplier and the sub-amplifier one form a technical circuit unit. As an alternative to Monitoring the current consumption of the amplifier can be second Current measuring means for measuring a current through the Load impedance may be provided, then the first Control unit as the input variable the measured value of the current due to the load impedance. In one possible Realization are the first and second multipliers and the sub-amplifiers as operational transconductance Amplifier (OTA) trained.

Die beschriebene stufenlose Überblendung zwischen unterschiedlich angepassten Teilverstärkern ermöglicht zusammen mit einer herkömmlichen Amplitudenregelung eine umfassende Kontrolle über Strom- und Spannungsbereich des Gesamtverstärkers. Damit wird eine Anpassung an in weiten Bereichen variierende Lastimpedanzen möglich, wobei die von der Schaltungsauslegung vorgesehene Maximalleistung in jedem Fall (und nicht nur bei besonderen Grenzfällen) mit optimiertem Wirkungsgrad für das Sendesignal zur Verfügung steht. Der Einsatz von Teilverstärkern mit hoher Ausgangsimpedanz ermöglicht dabei eine Mischung der gewichteten Einzelpfade direkt im Übertrager, ohne Zusatzaufwand wie Umschaltungen, Kommutierung, etc.The described continuous transition between differently adapted sub-amplifiers together with a conventional amplitude control comprehensive control over the current and voltage range of the Total amplifier. This will allow an adjustment to be made in wide Range varying load impedances possible, the of the maximum power provided in each circuit Case (and not only in special borderline cases) optimized efficiency for the transmission signal stands. The use of sub-amplifiers with high Output impedance enables a mix of weighted individual paths directly in the transformer, without Additional effort such as switching, commutation, etc.

Ein herkömmlicher Verstärker kann bei festgelegter Versorgungsspannung und festgelegter maximaler Stromaufnahme nur eine einzige Lastimpedanz optimal treiben: Ist die Lastimpedanz zu niedrig, tritt ab einer bestimmten Ausgangsspannungs-Amplitude eine Strombegrenzung ein, so dass der Spannungshub am Verstärkerausgang nicht voll ausgenutzt werden kann. Damit ist der Wirkungsgrad schlecht, denn ein Teil der zur Verfügung stehenden Spannung fällt auch noch im Scheitelpunkt des Ausgangssignals über den Ausgangstransistoren, und nicht an der Last, ab. Ist andererseits die Lastimpedanz zu hoch, so nimmt der Verstärker auch bei voller Ausgangsamplitude noch nicht seinen maximal erlaubten Strom auf. Der Wirkungsgrad wird damit zwar nicht verschlechtert, der Verstärker lässt jedoch zur Verfügung stehende Energiereserven ungenutzt. Optimale Verhältnisse ergeben sich nur genau dann, wenn die Lastimpedanz gerade so groß ist, dass die Strombegrenzung gleichzeitig mit Erreichen der maximal möglichen Spannungsamplitude auftritt. Daher muss die Lastimpedanz - z. B. mittels eines Übertragers - auf diese optimale Last transformiert werden. Dies ist jedoch mit einem festen Wicklungsverhältnis nur für eine einzige Lastimpedanz, und nicht für schwankende Impedanzen, möglich.A conventional amplifier can be fixed Supply voltage and specified maximum current consumption Only drive one load impedance optimally: Is that Load impedance too low, occurs from a certain Output voltage amplitude a current limit, so that the voltage swing at the amplifier output is not fully used can be. So the efficiency is bad, because a Part of the available voltage also falls in the Peak of the output signal over the Output transistors, and not on the load. On the other hand, if the load impedance is too high, the load increases Not an amplifier even at full output amplitude its maximum allowed current. The efficiency will this does not worsen, but the amplifier leaves available energy reserves unused. Optimal conditions only arise if the Load impedance is just so great that the current limit simultaneously with reaching the maximum possible Voltage amplitude occurs. Therefore, the load impedance - z. B. by means of a transformer - to this optimal load be transformed. However, this is fixed Winding ratio only for a single load impedance, and not possible for fluctuating impedances.

Bisher wurden Verstärker in der Regel so entworfen, dass sie Lasten bis zu einer bestimmten minimalen Impedanz treiben konnten, bis eine bestimmte Grenze der Stromaufnahme überschritten wurde. Im Bedarfsfall konnte, bei weiter verringerter Lastimpedanz, die Ausgangsspannungs-Amplitude zurückgenommen werden, um Verzerrungen oder Beschädigung zu vermeiden. Im einfachsten Fall konnte auch ein Serienwiderstand in Größe der minimal erlaubten Lastimpedanz am Verstärkerausgang eingefügt werden. Wurde der Verstärker mit geringerer Last (höherer Lastimpedanz) betrieben, so nahm die eingespeiste (Nutz-)Leistung entsprechend ab; der Verstärker näherte sich dem Leerlaufbetrieb. Zwar sank dabei die Ausgangsspannung gegenüber der Volllast nicht ab, es wurden jedoch Leistungsreserven des Designs verschenkt, da von der Energiebilanz gesehen bei hoher Leitungsimpedanz eine höhere Ausgangsspannung (und damit in der Regel eine höhere Reichweite und geringere Fehlerrate) möglich wäre.So far, amplifiers have usually been designed to be Drive loads up to a certain minimum impedance could until a certain limit of power consumption was exceeded. If necessary, could continue at reduced load impedance, the output voltage amplitude withdrawn to avoid distortion or damage avoid. In the simplest case, one could Series resistance in the size of the minimum permitted load impedance be inserted at the amplifier output. Became the amplifier operated with a lower load (higher load impedance), so took the fed-in (useful) power accordingly; the Amplifier approached idle mode. Although it dropped the output voltage versus full load doesn't depend on it however, design performance reserves were wasted because seen from the energy balance with a high line impedance higher output voltage (and thus usually a higher Range and lower error rate) would be possible.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und erläutert.The invention is described below with reference to the figures illustrated embodiments described in more detail and explained.

Es zeigen:Show it:

Fig. 1 die grundsätzliche Idee und gleichzeitig ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, Fig. 1 shows the basic idea and at the same time an embodiment of the invention,

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel mit zwei Teilverstärkern, Fig. 2 shows an embodiment with two amplifier stages,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel mit mittenangezapftem Übertrager, bei dem die Mittelanzapfung auf positivem Potential liegt und die beiden Enden der Übertragerwicklung abwechselnd von einem Transistorpaar in Richtung Masse durchgesteuert werden und Fig. 3 shows an embodiment with a tapped transformer, in which the center tap is at positive potential and the two ends of the transformer winding are alternately controlled by a pair of transistors in the direction of ground and

Fig. 4 eine Detaillierung eines Ausschnitts des Ausführungsbeispiels von Fig. 3. FIG. 4 shows a detail of a section of the exemplary embodiment from FIG. 3.

Fig. 1 zeigt die grundsätzliche Idee und gleichzeitig die Struktur eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Dabei sind die einzelnen Bestandteile relativ allgemein gehalten und als Blockschaltbild dargestellt. Die Leitung L des Netzes mit der Lastimpedanz ZLast ist an die Sekundärwicklung wsec eines Übertragers 5 geschaltet. In der Leitung L und durch die Lastimpedanz ZLast fließt der Strom iLast. An der Last ZLast und an der Sekundärwicklung wsec liegt die Ausgangsspannung Vout an. Die Primärseite des Übertragers 5 besteht aus mindestens zwei in Reihe geschalteten Primärwicklungen w1, w2 . . . wN. Die Schaltung des Ausführungsbeispiels weist drei Primärwicklungen w1, w2, wN auf. Die gegen Masse gnd geschaltete Primärwicklung besitzt mindestens zwei, im Ausführungsbeispiel drei Anzapfungen, in welche durch Teilverstärker G1, G2 . . . GN eines Verstärkers 4 jeweils ein Strom i1, i2 . . . iN eingeprägt wird. Der Verstärker 4, üblicherweise ein PLC- Sendeverstärker, weist erste Multiplizierer M1, M2 . . . MN auf. Die ersten Multiplizierer M1, M2 . . . MN erhalten von einer ersten Regelungseinheit 1 Anteile A1, A2 . . . AN. Die Stromversorgung des Verstärkers 4 ist mit dem Bezugszeichen 3 gekennzeichnet. Sie liefert einen Eingangsstrom iIn, der durch die Strommessmittel 7 gemessen wird. Der Messwert des Eingangstroms iIn wird an die erste Regelungseinheit 1 gegeben. Der Messwert der Ausgangsspannung Vout wird an die erste Regelungseinheit 1, an eine zweite Regelungseinheit 2, sowie mit einem negativen Faktor -k gewichtet an einen Summierer S gegeben. Die zweite Regelungseinheit 2 liefert einen Koeffizienten A0 an einen zweiten Multiplizierer M0. Fig. 1 shows the basic idea and at the same time the structure of a first embodiment of the invention. The individual components are kept relatively general and shown as a block diagram. The line L of the network with the load impedance ZLast is connected to the secondary winding wsec of a transformer 5 . The current iLast flows in line L and through the load impedance ZLast. The output voltage Vout is present at the load ZLast and at the secondary winding wsec. The primary side of the transformer 5 consists of at least two primary windings w1, w2 connected in series. , , wN. The circuit of the exemplary embodiment has three primary windings w1, w2, wN. The primary winding connected to ground has at least two, in the exemplary embodiment three taps, into which by means of sub-amplifiers G1, G2. , , GN of an amplifier 4 each have a current i1, i2. , , is imprinted. The amplifier 4 , usually a PLC transmission amplifier, has first multipliers M1, M2. , , MN on. The first multipliers M1, M2. , , MN receive 1 shares A1, A2 from a first control unit. , , ON. The power supply of the amplifier 4 is identified by the reference number 3 . It supplies an input current iIn which is measured by the current measuring means 7 . The measured value of the input current iIn is given to the first control unit 1 . The measured value of the output voltage Vout is given to the first control unit 1 , to a second control unit 2 and, with a negative factor -k, to a summer S. The second control unit 2 supplies a coefficient A0 to a second multiplier M0.

Die über das Stromversorgungsnetz zu übertragenden Daten liegen als noch unverstärktes Signal 6 am Eingang der Vorrichtung an. Das zu verstärkende Signal 6 wird ebenfalls auf den zweiten Multiplizierer M0 geschaltet. Verschaltungen der dargestellten Komponenten gegen Masse sind mit dem Bezugszeichen gnd gekennzeichnet.The data to be transmitted via the power supply network are present as an unamplified signal 6 at the input of the device. The signal 6 to be amplified is also switched to the second multiplier M0. Interconnections of the components shown to ground are identified by the reference symbol gnd.

Die Lastimpedanz ZLast ist diejenige Impedanz, die der Verstärker 4 am Netz zu treiben hat. Sie ist starken Schwankungen unterworfen. Die Ankopplung des Verstärkers 4 an diese Last ZLast erfolgt mit einem Übertrager 5, der mindestens eine Sekundärwicklung wsec und N, jedoch mindestens 2, Primärwicklungen w1, w2 . . . wN besitzt. Jeder Primärwicklung w1, w2 . . . wN ist ein eigener Teilverstärker G1, G2 . . . GN zugeordnet, welcher einen Strom i1, i2 . . . iN in die jeweilige Anzapfung des Übertragers 5 treibt. Die Teilverstärker G1, G2 . . . GN besitzen eine hohe Ausgangsimpedanz und sind daher durch das Verhältnis Ausgangsstrom/Eingangsspannung charakterisiert, welches formal die Dimension eines elektrischen Leitwerts G hat. Jedem dieser Teilverstärker G1, G2 . . . GN ist ein Multiplizierer M1, M2 . . . MN vorgeschaltet, mit dem die Verstärkung des jeweiligen Zweiges durch die veränderlichen Anteile A1, A2 . . . AN eingestellt werden kann. Es bietet sich an, schaltungstechnisch die Multiplizierer M1, M2 . . . MN und die Teilverstärker G1, G2 . . . GN mit Stromausgang zu einer Einheit zusammenzufassen; dies ist jedoch nicht prinzipiell notwendig.The load impedance ZLast is the impedance that the amplifier 4 has to drive on the network. It is subject to strong fluctuations. The amplifier 4 is coupled to this load ZLast using a transformer 5 which has at least one secondary winding wsec and N, but at least 2 primary windings w1, w2. , , wN owns. Each primary winding w1, w2. , , wN is a separate sub-amplifier G1, G2. , , GN assigned, which a current i1, i2. , , iN drives into the respective tap of the transformer 5 . The sub-amplifiers G1, G2. , , GN have a high output impedance and are therefore characterized by the ratio of output current / input voltage, which formally has the dimension of an electrical conductance G. Each of these sub-amplifiers G1, G2. , , GN is a multiplier M1, M2. , , MN upstream, with which the amplification of the respective branch by the variable components A1, A2. , , ON can be set. It lends itself to the multipliers M1, M2 in terms of circuitry. , , MN and the sub-amplifiers G1, G2. , , Combine GN with current output into one unit; in principle, however, this is not necessary.

Vor den Multiplizierern M1, M2 . . . MN der einzelnen Pfade befindet sich ein Summierer S, an dem das nochmals skalierte Signal 6 und eine Gegenkopplung zusammengefasst werden. Für die Gegenkopplung wird die Ausgangspannung Vout am Ausgang des Gesamtverstärkers über eine Gewichtung mit dem negativen Faktor -k zum Summierer S zurückgeführt. Die Ausgangsspannung Vout kann dabei, wie in Fig. 1 gezeigt, von der Sekundärwicklung wsec des Übertragers 5, von einer der Primärwicklungen w1, w2 . . . wN oder von einer zusätzlichen hier nicht dargestellten Sekundärwicklung abgegriffen werden. Diese Gegenkopplung erhöht - wie üblich - die Linearität des Verstärkers 4. Zusätzlich werden eventuelle Ungleichheiten der verschiedenen Teilverstärker G1, G2 . . . GN ausgeglichen. Die Hauptaufgabe besteht jedoch in der Verringerung der Ausgangsimpedanz des Verstärkers 4. Normalerweise ist eine niedrige Ausgangsimpedanz gewünscht, um eine Spannung ins Netz einprägen zu können. Für die rückwirkungsfreie Mischung der Ausgangsleistungen der einzelnen Teilverstärker G1, G2 . . . GN ist jedoch eine hohe Ausgangsimpedanz erforderlich: Jeder Teilverstärker G1, G2 . . . GN prägt einen Strom i1, i2 . . . iN in den Übertrager 5 ein, die Teilströme i1, i2 . . . iN addieren sich phasenrichtig um gemeinsam das Magnetfeld aufzubauen, ohne dass sich die Teilverstärker G1, G2 . . . GN gegenseitig belasten. Aus dieser Erfordernis an das Großsignal-Verhalten resultiert aber eine kleinsignalmäßig hohe Ausgangsimpedanz. Diese wird durch die Gegenkopplung verringert. Da die Gegenkopplung über alle Verstärkerzweige gemeinsam erfolgt, beeinflusst sie nicht die Aufteilung der Teilströme i1, i2 . . . iN, sondern nur deren gewichtete Summe. Eine Stabilitätsbetrachtung der so geschlossenen Rückkopplungsschleife lässt zusätzliche Vorteile an den für viele Netze typischen kapazitiven Impedanzen erwarten. Ein herkömmlicher Verstärker mit niederohmigem Spannungsausgang ist üblicherweise aus einer Spannungsverstärkungsstufe und einer Stromverstärkungsstufe (z. B. Emitterfolger) aufgebaut. Um bei geschlossener Gegenkopplungsschleife Stabilität zu erreichen wird ein dominanter Pol in der open-loop Übertragungsfunktion gefordert. Dazu wird in der Regel zwischen Spannungs- und Stromverstärkungsstufe ein Kondensator mit hinreichend großer Kapazität eingebaut, so dass der resultierende Pol bei weit tieferer Frequenz als alle durch parasitäre Kapazitäten in der Schaltung entstehenden Pole liegt ("dominanter Pol"). Treibt ein solcher herkömmlicher, niederohmiger Verstärker nun eine kapazitive Last, so ergibt sich durch die Verstärker- Ausgangsimpedanz und die Lastkapazität ein weiterer nicht zu vernachlässigender Pol. Die Vermeidung von Instabilität erfordert dann zusätzliche Maßnahmen. Im hier vorgestellten Verstärker 4 mit hochohmigem Ausgang und Gegenkopplung zur Verringerung der Ausgangsimpedanz fallen die beiden dominierenden Kapazitäten - Kompensations-Kapazität und Last- Kapazität - in einem Knoten zusammen, da die Emitterfolger- Stufe fehlt. Dieser Vorteil ist nicht neu (er tritt bei ähnlichen Verstärkern ohne Aufteilung in Einzelpfade ebenso auf), fällt aber hier praktisch zusätzlich mit ab. Falls die Lastimpedanz ZLast nicht kapazitiv ist, muss eine geringe kapazitive Grundlast am Verstärkerausgang vorgesehen werden. Ein zusätzlicher zweiter Multiplizierer M0 vor dem Summierer S der Gegenkopplung dient zur (Spannungs-)Amplitudenregelung des Verstärkers 4.In front of multipliers M1, M2. , , MN of the individual paths is a summer S, on which the again scaled signal 6 and a negative feedback are combined. For the negative feedback, the output voltage Vout at the output of the overall amplifier is fed back to the summer S via a weighting with the negative factor -k. The output voltage Vout can, as shown in FIG. 1, from the secondary winding wsec of the transformer 5 , from one of the primary windings w1, w2. , , wN or can be tapped from an additional secondary winding, not shown here. As usual, this negative feedback increases the linearity of the amplifier 4 . In addition, any inequalities between the various sub-amplifiers G1, G2. , , GN balanced. The main task, however, is to reduce the output impedance of amplifier 4 . A low output impedance is normally required in order to be able to impress a voltage into the network. For the non-reactive mixing of the output powers of the individual sub-amplifiers G1, G2. , , GN, however, requires a high output impedance: each sub-amplifier G1, G2. , , GN characterizes a current i1, i2. , , iN in the transformer 5 , the substreams i1, i2. , , iN add up in phase to build up the magnetic field together without the sub-amplifiers G1, G2. , , GN burden each other. However, this requirement for the large signal behavior results in a low output impedance in terms of small signals. This is reduced by the negative feedback. Since the negative feedback is common across all amplifier branches, it does not influence the division of the partial currents i1, i2. , , iN, but only their weighted sum. A stability analysis of the feedback loop closed in this way allows additional advantages to be expected from the capacitive impedances typical of many networks. A conventional amplifier with a low-resistance voltage output is usually constructed from a voltage amplification stage and a current amplification stage (e.g. emitter follower). In order to achieve stability when the negative feedback loop is closed, a dominant pole is required in the open-loop transfer function. For this purpose, a capacitor with a sufficiently large capacitance is generally installed between the voltage and current amplification stages, so that the resulting pole lies at a frequency which is far lower than all the poles arising in the circuit due to parasitic capacitances (“dominant pole”). If such a conventional, low-impedance amplifier now drives a capacitive load, the amplifier output impedance and the load capacitance result in a further pole that should not be neglected. Avoiding instability then requires additional measures. In the amplifier 4 presented here with a high-impedance output and negative feedback to reduce the output impedance, the two dominant capacitances - compensation capacitance and load capacitance - coincide in one node since the emitter follower stage is missing. This advantage is not new (it also occurs with similar amplifiers without division into individual paths), but practically also drops here. If the load impedance ZLast is not capacitive, a low capacitive base load must be provided at the amplifier output. An additional second multiplier M0 before the summer S of the negative feedback serves for (voltage) amplitude regulation of the amplifier 4 .

Die gesamte Anordnung enthält zwei Regelkreise mit ersten und zweiten Regelungseinheiten 1, 2, um das zu sendende Signal 6 optimal an eine bestimmte Lastimpedanz ZLast anpassen zu können. Mit Hilfe dieser beiden Regelkreise kann der Verstärker 4 optimal an in weiten Bereichen schwankende Lastimpedanzen ZLast angepasst werden. Dies wird im Folgenden beschrieben. Grundsätzlich kann das Ausgangssignal bei einem einzelnen, herkömmlichen Verstärker durch zwei Faktoren ungewollt begrenzt werden. Zum einen kann die Spannung einer Ausgangsschwingung begrenzt (abgeschnitten) werden. Dies geschieht dann, wenn die - gemäß dem Übersetzungsverhältnis des Übertragers transformierte - Ausgangsspannung mit ihrem Spitze-Spitze-Wert die Versorgungsspannung des Verstärkers erreicht. Bei relativ hoher Lastimpedanz geschieht dies bereits lange bevor die maximale Stromaufnahme des Verstärkers (und damit die maximale Leistungsaufnahme des Verstärkers) erreicht ist. Das Übersetzungsverhältnis des Übertragers ist dann zu hoch für die entsprechende Lastimpedanz gewählt. Zum andern kann, bei niedriger Lastimpedanz, der Verstärker an die Grenzen seiner Stromaufnahme (und damit seiner Leistungsaufnahme) geraten, ohne dass der Spitze-Spitze-Wert der Ausgangsspannung den Spielraum der Versorgungsspannung ausnutzt. In diesem Fall wird dann ein unnötig großer Teil der Leistungsaufnahme als Verlustleistung im Verstärker verbraucht. Das Übersetzungs verhältnis des Übertragers ist dann zu niedrig für die entsprechende Lastimpedanz gewählt. In beiden Fällen kann man durch eine Verstärkungsregelung verhindern, dass es zu einem harten Abschneiden der Signale oder zu einer Überlastung des Verstärkers kommt. Die Nicht-Ausnutzung der zur Verfügung stehenden Leistung wird dadurch allerdings nicht verbessert. Eine einfache, sehr grobe Lösung des Problems könnte in der Umschaltung von mehreren Übertragerwicklungen, je nach Lastimpedanz, bestehen. Eine Umschaltung während des laufenden Betriebs erzeugt jedoch Störungen, und es wäre eine relativ hohe Anzahl von Anzapfungen für einen quasi kontinuierlichen Übergang nötig. Die hier vorgestellte Lösung mit N Teilverstärkern G1, G2 . . . GN erlaubt dagegen ein kontinuierliches Überblenden von einem Pfad zum nächsten durch kontinuierliche Anpassung der Anteile A1, A2 . . . AN durch die erste Regelungseinheit 1. Dazu wird die Stromaufnahme und die Ausgangsspannung des Verstärkers 4 überwacht, damit der jeweilige Betriebszustand ermittelt und je nach "Stromauslastung" und "Spannungsauslastung" die Ansteuerung zu den jeweils am besten angepassten Teilverstärkern G1, G2 . . . GN hin verschoben. Dabei werden normalerweise zwei Teilverstärker G1, G2 . . . GN mit unterschiedlichen Anteilen (Ai und Ai + 1) aktiv sein, die anderen Anteile werden auf Null gesetzt. Es ergibt sich also eine gewichtete Aufteilung zwischen denjenigen Teilverstärkern G1, G2 . . . GN, welche von ihrer Optimierung der tatsächliche Lastimpedanz ZLast von oben und von unten am nächsten sind. Falls zufällig eine Lastimpedanz ZLast auftritt, auf die ein Teilverstärker G1, G2 . . . GN exakt optimiert ist, so wird nur dieser eine Teilverstärker G1, G2 . . . GN angesteuert werden. Auch mit der minimalen Anzahl von zwei Teilverstärkern G1, G2 . . . GN kann bereits ein beachtlicher Bereich von Lastimpedanzen ZLast mit gutem Wirkungsgrad abgedeckt werden. In diesem Fall erfolgt dann eine einfache Überblendung zwischen zwei Verstärkern G1, G2 . . . GN, z. B. mit A1 = 0 . . . 1 und A2 = 1 - A1. Alternativ zur Überwachung der Stromaufnahme des Verstärkers 4 kann auch direkt der Strom iLast durch die Lastimpedanz ZLast gemessen und für die Regelung mit der ersten Regelungseinheit 1 verwendet werden. Die zusätzliche (herkömmliche) Amplitudenregelung (wie oben beschrieben) mit der zweiten Regelungseinheit 2 dient zur Amplitudenregelung und Vermeidung eines harten Abschneidens der Signale. Die beiden Regelungen wirken zusammen, um die Sendeleistung zu optimieren: Der Regelkreis mit der ersten Regelungseinheit 1 führt die Impedanzanpassung durch, der Regelkreis mit der Regelungseinheit 2 erhöht die Ausgangsamplitude bis unterhalb des Begrenzungspunktes. Im Idealfall werden Strom- und Spannungsbegrenzung gleichzeitig erreicht.The entire arrangement contains two control loops with first and second control units 1 , 2 , in order to be able to optimally adapt the signal 6 to be transmitted to a specific load impedance ZLast. With the help of these two control loops, the amplifier 4 can be optimally adapted to load impedances ZLast which fluctuate in wide ranges. This is described below. Basically, the output signal can be unintentionally limited by two factors in a single, conventional amplifier. On the one hand, the voltage of an output oscillation can be limited (cut off). This happens when the output voltage - transformed according to the transmission ratio of the transformer - reaches the supply voltage of the amplifier with its peak-to-peak value. With a relatively high load impedance, this happens long before the maximum current consumption of the amplifier (and thus the maximum power consumption of the amplifier) is reached. The transmission ratio of the transformer is then chosen too high for the corresponding load impedance. On the other hand, at low load impedance, the amplifier can reach the limits of its current consumption (and thus its power consumption) without the peak-to-peak value of the output voltage taking advantage of the margin of the supply voltage. In this case, an unnecessarily large part of the power consumption is consumed as power loss in the amplifier. The transmission ratio of the transformer is then chosen too low for the corresponding load impedance. In both cases, gain control can prevent the signals from being cut off hard or the amplifier being overloaded. This does not improve the non-utilization of the available performance. A simple, very rough solution to the problem could be to switch over several transformer windings, depending on the load impedance. Switching during operation, however, creates disturbances, and a relatively high number of taps would be necessary for a quasi-continuous transition. The solution presented here with N sub-amplifiers G1, G2. , , GN, on the other hand, allows continuous crossfading from one path to the next by continuously adapting portions A1, A2. , , ON by the first control unit 1 . For this purpose, the current consumption and the output voltage of the amplifier 4 are monitored, so that the respective operating state is determined and, depending on the "current utilization" and "voltage utilization", the control of the sub-amplifiers G1, G2 which are best adapted in each case. , , GN postponed. Two sub-amplifiers G1, G2 are normally used. , , GN with different shares (Ai and Ai + 1) be active, the other shares are set to zero. This results in a weighted division between those sub-amplifiers G1, G2. , , GN, which are closest to the optimization of the actual load impedance ZLast from above and from below. If a load impedance ZLast occurs by chance, to which a sub-amplifier G1, G2. , , GN is precisely optimized, only this one sub-amplifier G1, G2. , , GN can be controlled. Even with the minimum number of two sub-amplifiers G1, G2. , , GN can already cover a considerable range of load impedances ZLast with good efficiency. In this case there is a simple cross-fading between two amplifiers G1, G2. , , GN, e.g. B. with A1 = 0. , , 1 and A2 = 1 - A1. As an alternative to monitoring the current consumption of the amplifier 4 , the current iLast can also be measured directly by the load impedance ZLast and used for control with the first control unit 1 . The additional (conventional) amplitude control (as described above) with the second control unit 2 serves to control the amplitude and to avoid hard clipping of the signals. The two controls work together to optimize the transmission power: the control circuit with the first control unit 1 carries out the impedance matching, the control circuit with the control unit 2 increases the output amplitude to below the limit point. Ideally, current and voltage limits are reached at the same time.

Fig. 2 zeigt eine mögliche praktische Realisierung der Struktur aus Fig. 1 für den Fall N = 2 (d. h. für den Fall, dass der Verstärker genau zwei Teilverstärker G1, G2 enthält). Die Stromversorgung und die Regelungen sind nicht mit dargestellt. Die in Fig. 2 dargestellte Schaltung enthält Widerstände R1 . . . R18, Kondensatoren C1 . . . C8, Dioden Da, Db, Transistorschaltungen T1 . . . T7, einen Übertrager 5b mit zwei Primärwicklungen w1, w2 und einer Sekundärwicklung wsec und ein Netz mit der Lastimpedanz ZLast. Verbindungen zur positiven Versorgungsspannung sind mit dem Bezugszeichen +VCC, Verbindungen zur Masse mit dem Bezugszeichen gnd gekennzeichnet. Als Multiplizierer M0, M1, M2 und als Verstärker G1, G2 mit hochohmigem Ausgang kommen zu "Leistungs-OTAs" modifizierte OTAs (Operational Transconductance Amplifier) T1 . . . T7 zum Einsatz. Die bekannte OTA-Struktur enthält bereits einen Multiplizierer (Differenzverstärker mit variablem Emitterstrom) und einen hochohmigen Ausgang (Stromspiegel, Kollektorströme von Transistoren). Die Ausgangsstufe der OTAs wird durch Verwendung unsymmetrischer Stromspiegel (in Fig. 2 durch parallele Transistoren T4, T6 angedeutet) zum "Leistungs- OTA". Der normalerweise bei OTAs sich einstellende Class-A- Betrieb wird durch geeignete Maßnahmen vermieden (z. B. durch die Widerstände mit den Bezugszeichen R17 und R18 in Fig. 2, oder durch zusätzliche gesteuerte Stromquellen) und in Richtung Class AB oder B verschoben. Die Gewichtung der beiden Teilverstärker G1, G2 (d. h. die Größe der Anteile A1 und A2) wird durch Aufteilung eines festen Stromes auf die beiden multiplizierenden OTA-Eingangsstufen T3, T5 erreicht. Eine direkte Steuerung der einzelnen OTA-Steuerströme bei mehr als zwei Teilverstärkern G1, G2 ist ebenfalls möglich. Für N = 2 bietet sich eine Überblendung mit einem einzelnen Anteil A2 = 1 - A1 an. Für die zusätzliche Amplitudenregelung mit dem Koeffizienten A0 ist ein weiterer OTA als Multiplizierer M0 vorgeschaltet. Auf eine Leistungsstufe und sogar auf die normale OTA-Ausgangsstufe kann verzichtet werden, wenn wie in Fig. 2 der OTA den Summationspunkt der Gegenkopplung mit niedrigem Spannungshub treibt (Direkte Stromeinspeisung in einen Virtual-Ground-Summenknoten). Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 eignet sich vor allem für eine Integration der Schaltung auf einem Chip. FIG. 2 shows a possible practical implementation of the structure from FIG. 1 for the case N = 2 (ie for the case that the amplifier contains exactly two sub-amplifiers G1, G2). The power supply and the regulations are not shown. The circuit shown in Fig. 2 contains resistors R1. , , R18, capacitors C1. , , C8, diodes Da, Db, transistor circuits T1. , , T7, a transformer 5 b with two primary windings w1, w2 and a secondary winding wsec and a network with the load impedance ZLast. Connections to the positive supply voltage are identified by the reference symbol + VCC, connections to the ground by the reference symbol gnd. As multipliers M0, M1, M2 and as amplifiers G1, G2 with a high-impedance output, "power OTAs" modified OTAs (Operational Transconductance Amplifiers) T1 are obtained. , , T7 used. The known OTA structure already contains a multiplier (differential amplifier with variable emitter current) and a high-resistance output (current mirror, collector currents from transistors). The output stage of the OTAs becomes "power OTA" by using asymmetrical current mirrors (indicated in FIG. 2 by parallel transistors T4, T6). The Class A operation normally occurring in OTAs is avoided by suitable measures (for example by the resistors with the reference symbols R17 and R18 in FIG. 2, or by additional controlled current sources) and shifted in the direction of Class AB or B. The weighting of the two sub-amplifiers G1, G2 (ie the size of the components A1 and A2) is achieved by dividing a fixed current between the two multiplying OTA input stages T3, T5. Direct control of the individual OTA control currents with more than two sub-amplifiers G1, G2 is also possible. For N = 2, there is a crossfade with a single portion A2 = 1 - A1. For the additional amplitude control with the coefficient A0, another OTA is connected upstream as a multiplier M0. A power stage and even the normal OTA output stage can be dispensed with if, as in FIG. 2, the OTA drives the summation point of the negative feedback with a low voltage swing (direct current feed into a virtual ground summation node). The exemplary embodiment according to FIG. 2 is particularly suitable for integrating the circuit on a chip.

Fig. 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel mit geänderter Topologie, welche auch mit Standardbausteinen zu realisieren ist. Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung enthält einen Übertrager 5c mit Primärwicklungen w1a . . . wNa, w1b . . . wNb, einer Mittelanzapfung MA und einer Sekundärwicklung wsec, Transistoren Q1a . . . QNa, Q1b . . . QNb, Widerstände R1a . . . RNa, R1b . . . RNb, einen Invertierer INV und bereits in Fig. 1 und Fig. 2 dargestellte Komponenten, die hier mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet sind. Das Signal der Gegenkopplung ist mit dem Bezugszeichen GK bezeichnet. Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltung wird das bekannte Push- Pull-Prinzip mit mittenangezapftem Übertrager 5c verwendet, bei dem die Mittelanzapfung MA auf positivem Potential +VCC liegt und die beiden Enden der Übertragerwicklung abwechselnd von einem Transistorpaar in Richtung Masse durchgesteuert werden. Dazu wird das Ansteuersignal des einen Transistors mit einem invertierenden Verstärker um hundertachtzig Grad phasengedreht. Zur variablen Impedanzanpassung werden nun mehrere Transistorpaare verwendet, die an weiteren Anzapfungen des Übertragers 5c - symmetrisch zur Mittelanzapfung MA - angeschlossen sind. Auch bei dieser Anordnung ist der Verstärkerausgang (Kollektoren der Transistoren) zunächst hochohmig (Stromquelle), so dass eine rückwirkungsarme Überlagerung der Teilströme erfolgen kann. Bezüglich Gegenkopplung GK und Stabilität gilt das oben ausgeführte. In Fig. 3 wurden jeweils beide Hälften eines Transistorpaares mit je einem eigenen Multiplizierer, aber dem gleichen Anteil Ai (i von 1 bis N), gezeichnet. Um Multiplizierer zu sparen, kann die Multiplikation statt dessen auch für jedes Transistorpaar gemeinsam erfolgen. Es wird dann für jedes Transistorpaar ein eigener invertierender Verstärker zur Phasendrehung notwendig, was in vielen Fällen geringeren Aufwand bedeutet. Diese Möglichkeit, und ähnliche Variationen der Linearkombination der Einzelsignale, sind ebenfalls Teil der Erfindung. Fig. 3 shows a further embodiment with a different topology, which can be realized with standard components. The circuit shown in Fig. 3 contains a transformer 5 c with primary windings w1a. , , wNa, w1b. , , wNb, a center tap MA and a secondary winding wsec, transistors Q1a. , , QNa, Q1b. , , QNb, resistors R1a. , , RNa, R1b. , , Components RNb, an inverter INV and already in Fig. 1 and Fig. 2 shown, here indicated with the same reference numerals. The signal of the negative feedback is denoted by the reference symbol GK. In the circuit shown in Fig. 3, the known push-pull principle with tapped transformer 5 c is used, in which the center tap MA is at positive potential + VCC and the two ends of the transformer winding are alternately controlled by a pair of transistors towards ground. For this purpose, the drive signal of one transistor is phase-shifted by one hundred and eighty degrees with an inverting amplifier. Several transistor pairs are now used for variable impedance matching, which are connected to further taps of the transformer 5 c - symmetrically to the center tap MA. With this arrangement, too, the amplifier output (collectors of the transistors) is initially high-resistance (current source), so that the partial currents can be superimposed with little repercussions. With regard to negative feedback GK and stability, the above applies. In Fig. 3 both halves of a pair of transistors were drawn, each with its own multiplier, but the same proportion Ai (i from 1 to N). In order to save multipliers, the multiplication can instead take place together for each transistor pair. It is then necessary for each transistor pair to have its own inverting amplifier for phase rotation, which in many cases means less effort. This possibility, and similar variations of the linear combination of the individual signals, are also part of the invention.

In Fig. 4 ist ein Ausschnitt des Ausführungsbeispiels von Fig. 3 als mögliche Realisierung weiter detailliert. Es ist stellvertretend für alle Ausgangspfade ein einzelner Transistor Q1a mit seinem Multiplizierer LM dargestellt. Des Weiteren sind dargestellt Widerstände R1a, Rin, Rk, Rt1, Rt2, Rbias1, Rbias2, Rb, Dioden D1 . . . D4, Transistoren BI, BO und ein Verstärker U3A. Die Verbindungen zu anderen Teilverstärkern sind mit dem Bezugszeichen TV, die Verbindungen zur Primärwicklung des Übertragers mit dem Bezugszeichen ÜW bezeichnet. Die übrigen Bezugszeichen sind entsprechend Fig. 1 bis Fig. 3 verwendet. Die Hälfte eines Zweifach-OTA mit integrierter Pufferstufe (z. B. Baureihe LM13700 oder NE5517) reicht zusammen mit dem Ausgangstransistor für den aktiven Teil eines halben . Teilverstärkers aus. Für die Multiplikation wird der Anteil A1 in Form eines Steuerstroms zugeführt. Die Einstellung des Ruhestroms für Class AB oder Class B Betrieb erfolgt über zwei Widerstände Rbias1, Rbias2, die Temperaturkompensation über 3 Dioden D1, D2, D3. Der mit dem Bezugszeichen Rb bezeichnete Widerstand schützt den Transistor Q1a und den Treiber des OTAs vor Überstrom, die Diode D4 schützt den Transistor Q1a vor Rückspannung aus dem Übertrager. Das zu verstärkende Signal 6 und das Gegenkopplungssignal GK werden für alle Teilverstärker gemeinsam an den Widerständen Rt1 bzw. Rt2 zusammengeführt. Die Phasendrehung für jeweils eine Hälfte der Transistorpaare erfolgt durch einfaches Vertauschen der positiven und negativen Eingänge der OTAs. Die Steuerströme können beiden Hälften eines Teilverstärkers zu gleichen Teilen durch einfaches Parallelschalten der OTA- Steuereingänge zugeführt werden.In FIG. 4 is a detail of the embodiment of Fig. 3 in further detail a possible realization. A single transistor Q1a with its multiplier LM is shown as a representative of all output paths. Resistors R1a, Rin, Rk, Rt1, Rt2, Rbias1, Rbias2, Rb, diodes D1 are also shown. , , D4, transistors BI, BO and an amplifier U3A. The connections to other sub-amplifiers are identified by the reference symbol TV, the connections to the primary winding of the transformer by the reference symbol ÜW. The remaining reference numerals corresponding to FIG. 1 to FIG. Used 3. Half of a double OTA with integrated buffer stage (e.g. series LM13700 or NE5517) together with the output transistor is enough for the active part of a half. Amplifier. The component A1 is supplied in the form of a control current for the multiplication. The quiescent current for Class AB or Class B operation is set via two resistors Rbias1, Rbias2, and temperature compensation via 3 diodes D1, D2, D3. The resistor denoted by the reference symbol Rb protects the transistor Q1a and the driver of the OTA from overcurrent, the diode D4 protects the transistor Q1a from reverse voltage from the transformer. The signal 6 to be amplified and the negative feedback signal GK are combined for all sub-amplifiers at the resistors Rt1 and Rt2. The phase shift for half of the transistor pairs takes place by simply swapping the positive and negative inputs of the OTAs. The control currents can be supplied to both halves of a sub-amplifier in equal parts by simply connecting the OTA control inputs in parallel.

Zusammenfassend betrifft die Erfindung somit eine Vorrichtung zur effektiven Übertragung von Daten über das Stromversorgungsnetz. Die Vorrichtung enthält einen Übertrager 5, welcher mindestens eine Sekundärwicklung wsec und mindestens zwei in Reihe geschaltete Primärwicklungen w1, w2 . . . wN aufweist, einen Verstärker 4 zur Verstärkung eines Signals 6, welcher mindestens zwei Teilverstärker G1, G2 . . . GN enthält, welche jeweils zur Einprägung eines zu einem jeweiligen Anteil A1, A2 . . . AN des Signals 6 proportionalen Stroms i1, i2 . . . iN in eine der Primärwicklungen w1, w2 . . . wN vorgesehen sind, erste Strommessmittel 7 zur Messung eines Eingangsstroms im des Verstärkers 4, Spannungsmessmittel zur Messung einer Ausgangspannung Vout des Verstärkers 4 und eine erste Regelungseinheit 1 zur Impedanzanpassung, welche als Eingangsgrößen die Messwerte von Eingangsstrom im und Ausgangsspannung Vout aufweist und welche zur Bestimmung der jeweiligen Anteile A1, A2 . . . AN vorgesehen ist.In summary, the invention thus relates to a device for the effective transmission of data via the power supply network. The device contains a transformer 5 , which has at least one secondary winding wsec and at least two primary windings w1, w2 connected in series. , , wN has an amplifier 4 for amplifying a signal 6 , which has at least two sub-amplifiers G1, G2. , , Contains GN, each of which is used to impress a portion A1, A2. , , ON of the signal 6 proportional current i1, i2. , , iN in one of the primary windings w1, w2. , , wN are provided, first current measuring means 7 for measuring an input current in the amplifier 4 , voltage measuring means for measuring an output voltage Vout of the amplifier 4 and a first control unit 1 for impedance matching, which has the measured values of input current in and output voltage Vout as input variables and which for determining the respective shares A1, A2. , , AN is provided.

Claims

1. Device for impedance-matched feeding of a signal ( 6 ) in a line (L) with a load impedance (ZLast), the device
a transformer ( 5 ) which has at least one secondary winding (wsec) and at least two primary windings (w1, w2... wN) connected in series,
an amplifier ( 4 ) for amplifying the signal ( 6 ), which contains at least two sub-amplifiers (G1, G2... GN), each for impressing a respective portion (A1, A2... AN) of the Signals ( 6 ) proportional current (i1, i2 ... iN) are provided in one of the primary windings (w1, w2 ... wN),
first current measuring means ( 7 ) for measuring an input current (iIn) for the operation of the amplifier ( 4 ),
Means for tapping an output voltage (Vout) of the amplifier ( 4 ) and
a first control unit ( 1 ), which has the measured values of input current (iIn) and output voltage (Vout) as input variables and which for the impedance-dependent determination and provision of the respective components (A1, A2 ... AN) for setting the gain in the Partial amplifiers (G1, G2.. GN) is provided, so that by continuously adjusting the proportions (A1, A2... AN) the control to the most suitable partial amplifiers (G1, G2.. GN) is moved there
having.

2. Device according to claim 1, characterized in that the amplifier ( 4 ) has first multipliers (M1, M2 ... MN), each of which forms a first product from the signal ( 6 ) and the respective portions (A1, A2 ... AN) are provided, the respective first product being seen as an input signal for the sub-amplifiers (G1, G2 ... GN).

3. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the amplifier ( 4 ) is preceded by a summer (S) which is used to form a sum of the signal ( 6 ) and the output voltage (weighted by a negative factor (-k) ( Vout) is provided, the sum being provided as an input signal for the amplifier ( 4 ).

4. Device according to one of the preceding claims, characterized in
that it has a second control unit ( 2 ) for amplitude control, the second control unit ( 2 ) having the measured value of the output voltage (Vout) as an input variable and is provided for determining a coefficient (A0),
and that a second multiplier (M0) is provided, where the second multiplier (M0) for forming a second product from the signal ( 6 ) and the coefficient (A0) is provided.

5. Device according to one of the preceding claims, characterized, that the first multipliers (M1, M2 ... MN) and the part amplifier (G1, G2 ... GN) a circuitry unit form.

6. Device according to one of the preceding claims, characterized in that second current measuring means for measuring a current (iLast) through the load impedance (ZLast) are provided and that the first control unit ( 1 ) as an input variable the measured value of the current (iLast) through the load impedance (ZLast) has.

7. Device according to one of the preceding claims, characterized, that the first and second multipliers and the part amplifiers (G1, G2 ... GN) as operational transconductance Amplifiers are formed.

8. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the device for impedance-matched feeding egg nes signal ( 6 ) is provided in power supply lines for the transmission of data in a powerline communication system.