DE10115625A1

DE10115625A1 - Leistungsfaktor-Korrektureinrichtung

Info

Publication number: DE10115625A1
Application number: DE10115625A
Authority: DE
Inventors: Timothy David Strand; Matthew Littlefair
Original assignee: Nordson Corp
Current assignee: Nordson Corp
Priority date: 2000-03-31
Filing date: 2001-03-29
Publication date: 2001-11-08
Also published as: US20010036094A1; US6359799B2; GB0007921D0; GB0107763D0; GB2365149A; GB2365149B

Abstract

Eine Energieversorgung, die für die Verwendung mit Entladungslampen geeignet ist, weist wenigstens eine Leistungsfaktor-Korrektureinheit zum Anschließen an eine Drei-Phasen-Eingangsversorgung auf. Jede Einheit weist drei einzelne Phasen-Schaltungen zum Anschließen zwischen den jeweiligen Paaren von Phasen auf, wobei jede Schaltung einen Konverter aufweist. Die Ausgänge der drei einzelnen Phasen-Schaltungen sind in Reihe miteinander verbunden. Die Einheit weist ferner ein Steuer- bzw. Regelmittel zum Verändern des Tastverhältnisses bzw. der (relativen) Einschaltdauer der Konverter unter Verwendung eines jeweiligen Referenzsignals auf, das mit der Eingangsspannung des entsprechenden Konverters synchronisiert und umgekehrt proportional zu einer gemessenen momentanen Eingangsspannung an den entsprechenden Konverter ist. Jedes Referenzsignal ist sinusförmig und das Steuer- bzw. Regelmittel variiert das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer von jedem der Konverter proportional zu dem Quadrat des entsprechenden sinusförmigen Referenzsignals. Der von jedem Konverter entnommene Strom ist sinusförmig, auch wenn die Grundwelle Störungen enthält.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Leistungsfaktor-Korrektur und insbesondere eine Leistungsfaktor-Korrektureinrichtung zur Verwendung mit einer Energieversorgung, die eine variable Ausgangsspannung zur Verfügung stellt.

Es ist wichtig, den Leistungsfaktor einer Schaltung zu maximieren, da jede Unausge glichenheit, die dem Stromnetz durch industrielle Energieverwender zugefügt bzw. dargeboten wird, von der Elektrizitätsversorgungsgesellschaft gemessen wird.

Die Verwendung von Erhöhungs-Leistungsfaktor-Korrekturschaltungen ist bekannt, um diesem Problem zu begegnen. Es ist jedoch nicht leicht möglich, die Ausgangsspan nung solcher Schaltungen unter diejenige von der Versorgung zu reduzieren. Ferner können sie unzuverlässig sein, da sie die Verwendung von Elektrolytkondensatoren erfordern, die dazu tendieren, auszutrocknen und zu versagen.

Um die nichtlineare Verzerrung zu minimieren, die auf die Eingangsversorgung ausge übt wird, sollte die Korrektureinrichtung darauf zielen, einen Strom zu entnehmen, der eine sinusförmige Wellenform aufweist, die mit der Versorgung synchronisiert ist, wo bei eine ausgeglichene Last präsentiert wird. Ferner erfordern internationale Regelun gen, dass ein Energieversorger bestimmte Grenzen für harmonischen Strom bzw. si nusförmigen Strom einhält.

Des Anmelders Ziel war es, eine Korrektureinrichtung zu ersinnen, die eine variable Ausgangsspannung bereitstellt, während diese Anforderungen erfüllt werden.

Ein herkömmlicher Ansatz für das Problem der Leistungsfaktor-Korrektur ist ein zwei stufiges Verfahren. Ein Beispiel eines zweistufigen Verfahrens ist in US 5003453, er teilt für Tighe et al., gezeigt, in der jede der drei Phasen individuell erhöht wird unter Verwendung einer Hochleistungsfaktor-Korrekturschaltung, die durch eine Rückkopp lung gesteuert wird, um eine entsprechende Ausgangsgleichspannung zu erzeugen, und wobei dann jede dieser Gleichspannungen durch einen DC/DC-Konverter bzw. Gleichspannung/Gleichspannung-Konverter auf einen gewünschten Wert hinunter kon vertiert wird. Die resultierenden drei Gleichspannungen werden dann parallel kombi niert.

Viele Konvertierungsverfahren, einschließlich vieler zweistufiger Konvertierungsverfah ren, weisen ein Steuerungssystem auf, das auf der Basis des Spitzenwertes der Ein gangsspannung betrieben wird, der von dem effektiven Mittelwert der Spannung be rechnet wird. Dieser Ansatz gibt jedoch offensichtlich ein unkorrektes Ergebnis, da die Spitzenmessung nur durch Verwendung des Ergebnisses von dem vorherigen Netzzyklus erhalten werden kann.

US 5731969, erteilt für Small, zeigt ein analoges System, das drei Leistungsfaktor- Konverter zum Empfangen jeweiliger Phasen des Gleichstrom- bzw. Gleichspan nungssignals aufweist. Der Ausgang von jedem Konverter wird an einen entsprechen den Transformator geführt. Die Transformatoren sind tatsächlich in Reihe geschaltet. Für jeden Transformator ist ein Paar von Dioden zur Verfügung gestellt, um eine ge wünschte Ausgangspolarität zu erzeugen. Um die Konverter zu steuern, wird eine rein analoge Einrichtung verwendet. Genauer ausgeführt, wird der Eingang zu jedem Kon verter vermindert, reguliert und optional von einer PLL-Schaltung bzw. Phasen- Regelkreis-Schaltung verarbeitet, um sicherzustellen, dass das Ergebnis eine Sinus welle ist. Die resultierenden Ausgänge (einer je Konverter) werden jeweils mit einem Signal "Fehlersignal" multipliziert, und dann einem jeweiligen Modulator zugeführt, der ein jeweiliges gepulstes Ausgangssignal erzeugt, das einen Anteil von Ausgangsimpul sen proportional zu seinem Eingang aufweist. Die gepulsten Ausgangssignale werden verwendet, um die jeweiligen Konverter zu steuern. Das Fehlersignal wird von der Dif ferenz zwischen einem Referenzsignal und einem Ausgang der in Reihe geschalteten Summe der drei Konverter hergeleitet. Dieses System leidet unter einer Anzahl von Nachteilen. Da die Steuerung auf einer Rückkopplungsschleife von dem Ausgang der Summe der Konverter basiert, wird das System einer spezifischen Welligkeit unterlie gen. Ferner gibt es keinen natürlichen Weg, die Spannung zu begrenzen, die auf die Transformatoren an den Ausgängen der Konverter angelegt wird, so dass, ohne dass die Transformatoren derart spezifiziert werden, um in einem weiten Bereich von Bedin gungen tolerant zu sein - was ihre Größe und die Kosten erhöht -, das vorgeschlagene System für Hochleistungsanwendungen (z. B. Abgeben eines Ausgangs von mehreren Kilowatt) ungeeignet sein wird. Ferner wird, falls eine der Phasen einem Rauschen unterliegt, dieser Effekt auf die anderen Phasen übertragen, da das Fehlersignal geteilt wird.

US 460680, erteilt für Payne et al., schlägt ein System vor, in dem jeder Konverter ein Paar von Eingangsphasen erhält und nach einer Regelung dieses an einen jeweiligen Induktor 24 anlegt, der mit dem mittleren Abgriff der Primärseite eines entsprechenden Transformators verbunden ist. Ein Pulsmodulator ist vorgesehen, um Verbindungen zu dem Transformator zu schalten, um Stromfluss zu steuern, um im wesentlichen propor tional zu dem Momentanwert des Gleichstrom- bzw. Gleichspannungs-Eingangs zu sein. Die Ausgänge der drei Transformatoren werden parallel zusammengeführt. Zu den Nachteilen dieses Systems zählt daher, dass drei Induktoren erforderlich sind. Ferner weist das System keinen Mechanismus zum Kompensieren auf, falls die Ein gangsspannungen von Sinuskurven abweichen.

Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab, eine Leistungsfaktor-Korrektureinheit zur Verfügung zu stellen.

Die Erfindung zielt insbesondere darauf ab, eine Energieversorgung bereitzustellen, die für die Verwendung mit Entladungslampen geeignet ist, die nicht eine konstante Spannung erfordern, da sie anfangs aufgeheizt werden müssen, und statt dessen eine Spannung aufnehmen, die typischerweise zwischen 40 und 2000 V variiert.

Gemäß der Erfindung weist eine Leistungsfaktor-Korrektureinheit zum Verbinden mit einer Dreiphasen-Eingangsversorgung drei einzelne Phasenschaltungen zum Verbin den zwischen einem jeweiligen Paar der Phasen auf, wobei jede Schaltung einen Kon verter aufweist. Die Ausgänge der drei einzelnen Phasenschaltungen sind in Reihe geschaltet. Die Einheit weist ferner ein Steuermittel auf zum Variieren des Tastverhält nisses bzw. der (relativen) Einschaltdauer der Konverter, im wesentlichen synchron mit der jeweiligen Phase der Versorgung. Insbesondere variiert das Steuer- bzw. Regelmit tel das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer von jedem der Konverter unter Verwendung eines jeweiligen Referenzsignals synchronisiert mit der Eingangsspan nung des entsprechenden Konverters und umgekehrt proportional zu einer gemesse nen momentanen Eingangsspannung für den entsprechenden Konverter.

Vorzugsweise ist jedes Referenzsignal sinusförmig und das Steuer- bzw. Regelmittel variiert das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer von jedem der Konverter proportional dem Quadrat des jeweiligen sinusförmigen Referenzsignals. Es können jedoch auch andere Wellenformen verwendet werden, falls die Wellenform des ge wünschten Eingangsstromes nicht sinusförmig ist.

Die Bereitstellung einer separaten Schaltung je Phase von einer Drei-Phasen- Versorgung ermöglicht es, die obengenannten Erfordernisse für harmonischen Strom bzw. für sinusförmigen Strom zu erfüllen. Jede Schaltung nimmt einen sinusförmigen Strom von der Versorgung auf, der im wesentlichen in Phase mit der Versorgungs spannung ist. Dieses Schaltungsdesign ist relativ stabil und kostengünstig für den Her steller. Falls die Drei-Phasen-Versorgung einen Sternpunktleiter aufweist, kann dieser benutzt werden, jedoch ist dies nicht essentiell.

Da die Steuerung bzw. Regelung auf der momentanen Eingangsspannung basiert, ist die Steuerung bzw. Regelung gemäß der vorliegenden Erfindung eher vorwärts ge koppelt als rückgekoppelt, was die Gefahr von Welligkeit in dem Ausgang sehr stark reduziert.

Ferner brauchen die Konverter nicht die Spitzenwerte der Leitungen bzw. Grundwellen zu messen.

Ferner können das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer der Konverter auf einen Maximalwert begrenzt werden, um sicherzustellen, dass die Betriebserfordernis se des Transformators nicht überschritten werden.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet das Steuer- bzw. Regelmittel die Nulldurchgangspunkte der Versorgungsspannung als eine Referenz für die Erzeugung der Referenzsignale.

Verschiedene Konverter-Konfigurationen wurden für die Verwendung in der Implemen tierung der Einheit in Betracht gezogen. Unter Berücksichtigung von Faktoren, wie Ein fachheit, Zuverlässigkeit, Gerätebeanspruchung, der Implementierung des Steuer- bzw. Regelmittels, der geforderten Ausgangsspannungsveränderung, paralle ler/serieller Verbindung der Einheiten und EMV-(elektromagnetische Verträglichkeit)- Erfordernisse, ist eine Halb-Brücken-Vorwärts-Konverter-Topologie bevorzugt. Diese Konfiguration hat eine niedrigere Bauteilzahl als eine Voll-Brücken-Topologie und er zeugt eine bessere Nutzung der Schalteinrichtungen des Konverters. Jedoch können andere Konfigurationen verwendet werden, um bestimmte Bedingungen zu erfüllen.

Vorzugsweise kann das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer von jedem der drei Konverter unter Verwendung eines einzelnen externen Steuer- bzw. Regel signales modifiziert werden, so dass die Summe der Ausgänge der Konverter proporti onal modifiziert wird.

Jede einzelne Phasenschaltung kann einen Transformator und einen Brückengleich richter aufweisen, um den Ausgang des Transformators gleichzurichten. Der Gleich richter minimiert Kupferverluste in dem Transformator. Vorzugsweise wird eine Diode über den Gleichrichterausgang geschaltet. Die Kombination einer Diode in dieser Wei se mit einem Brückengleichrichter stellt sicher, dass die Sekundärwicklung des Trans formators keinen Laststrom während der Ausschaltzeit des Konverters führt. Diese Konfiguration überwindet auch das Problem der Transformator-Kernsättigung infolge von sekundärseitiger Spannungs- bzw. Volt-Zeit-Unausgeglichenheit, wie es der Fall wäre bei Voll-Wellen-Gleichrichtung. Ferner verbessert die Ausgangsdiode die Schal tungseffizienz während der Ausschaltzeiten.

Wie oben ausgeführt, sind die Ausgänge der einzelnen Phasenschaltungen in Reihe verbunden. In einer bevorzugten Anordnung schließt die Einheit einen einzelnen Aus gangsfilter ein, das mit dem kombinierten Ausgang der drei einzelnen Phasenschaltun gen verbunden ist. Dies hat den Vorteil, dass das Ausgangsfilter nur eine kleine Ände rung in dem Tastverhältnis bzw. der (relativen) Einschaltdauer infolge der Summierung der drei schaltenden Wellenformen sieht.

Die vorliegende Erfindung stellt ferner eine Energieversorgung zur Verfügung zum An schluss an eine Drei-Phasen-Eingangsversorgung, wobei die Energieversorgung ein oder mehrere Einheiten der oben beschriebenen Form aufweist. Eine derartige Ausbil dung einer modularen Energieversorgung ermöglicht Versorgungen, die einen weiten zu implementierenden Energie- bzw. Leistungsbereich abdecken, und reduziert die Anzahl von verschiedenen Designvarianten, die dafür erforderlich sind. Um zum Bei spiel eine Ultraviolett-Bogenentladungsröhre zu betreiben, kann die erforderliche Ge samtleistung von 3 kW bis 36 kW schwanken in Abhängigkeit von der Röhrenlänge und dem Typ. In einer Spannungsversorgung, die eine Mehrzahl von Einheiten aufweist, weisen die Steuer- bzw. Regelmittel für die Einheiten vorzugsweise drei gemeinsame bzw. übliche Steuer- bzw. Regelschaltungen auf, wobei jede die gleiche einzelne Pha senschaltung von jeder Einheit steuert bzw. regelt, wobei die Anzahl der erforderlichen Steuer- bzw. Regelschaltungen minimiert wird. Falls die Energieversorgung für den Betrieb einer Gasentladungslampe ausgelegt ist, weist sie bevorzugt einen Niederfre quenzinverter auf, der mit dem gemeinsamen Ausgang der einen oder der mehreren Einheiten verbunden ist, so dass der Inverter eine niederfrequente Rechteckwelle an dem Energieversorgungsausgang erzeugt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend beispielhaft und mit Bezug nahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert, in denen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Energieversorgung und eine Gasentladungslam pe zeigt;

Fig. 2 die Energieversorgung und die Lampe gemäß Fig. 1, wobei die Energie versorgung in drei Einheiten der Erfindung aufgeschlüsselt ist, einen Nie derfrequenzinverter und eine Zündvorrichtung zeigt;

Fig. 3 ein Blockdiagramm von einer der in Fig. 2 gezeigten Einheiten zeigt;

Fig. 4a bis 4c Beispiele von Wellenformen zeigen, die jeweils an den Ausgängen der ein zelnen bzw. Einzel-Phasen-Schaltungen 14a bis c von Fig. 3 erzeugt werden und Fig. 4d veranschaulicht eine Kombination der Wellenformen von Fig. 4a bis c, so wie sie an das Ausgangsfilter von Fig. 3 angelegt wird;

Fig. 5 die Wellenform von Fig. 4d über eine 20 ms Periode zeigt;

Fig. 6 das Ergebnis des Kombinierens von drei Wellenformen zeigt, wobei jede mit den anderen beiden nicht in Phase ist;

Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm eines Halb-Brücken-Vorwärts-Konverters zur Verwendung in einer Leistungsfaktor-Korrektureinheit bzw. einem Leis tungsfaktor-Korrekturmodul gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfin dung zeigt;

Fig. 8 ein Blockdiagramm zeigt, das die Verbindung einer Steuer- bzw. Regel schaltung mit den einzelnen Phasen-Schaltungen 14a bis c darstellt; und

Fig. 9 eine Energieversorgung zeigt, die zehn miteinander verbundene Einheiten aufweist.

Fig. 1 veranschaulicht eine Energieversorgung 6 mit einer Dreiphasen- Eingangsversorgung bzw. einem Dreiphasen-Eingangsnetz 4. Die Versorgung bzw. das Netz 4 besteht aus drei separaten Phasen 1, 2 und 3. Der Ausgang der Energie versorgung 6 ist mit einer Entladungslampe 8 verbunden.

Die in Fig. 2 gezeigte Energieversorgung weist drei identische Einheiten bzw. Module 10 und eine Niederfrequenzinverter- und Zünd-Schaltung 12 auf. Jede Einheit kann beispielsweise derart ausgebildet sein, um 3,6 kW zu liefern. Die drei Einheiten 10 sind miteinander in Reihe geschaltet, um die Niederfrequenzinverter- und Zünd-Schaltung 12 zu versorgen. Die Inverterschaltung ist vorgesehen, um den Gleichstrom- bzw. Gleichspannungs-Ausgang der Einheiten in eine niederfrequente Rechteckwelle zu konvertieren, die geeignet ist, die Entladungsröhre zu betreiben, die zum Beispiel eine ultraviolette Bogenentladungsröhre sein kann. Die Zündung der Röhre wird erreicht durch Verwendung der Zünd-Schaltung. Diese kann physikalisch getrennt von der E nergieversorgung angeordnet sein, was höhere zu verwendende Zündspannungen erlaubt und die Verdrahtung vereinfacht, die von der Energieversorgung zu der Röhre 8 erforderlich ist. Eine Reduzierung in der Länge der Kabel zwischen der Zündvorrich tung und der Röhre reduziert die Last der Zünd-Schaltung und daher deren gesamte Größe.

Fig. 3 zeigt in größerer Ausführlichkeit eine der Einheiten 10 von Fig. 2. Die Einheit schließt drei separate Schaltungen 14a bis c ein. Schaltung 14a ist zwischen den Pha sen 1 und 2 der Eingangsversorgung bzw. des Eingangsnetzes, Schaltung 14b ist zwi schen den Phasen 2 und 3 und Schaltung 14c zwischen den Phasen 3 und 1 verbun den. Jede Schaltung entnimmt einen sinusförmigen Strom von dem Netz bzw. der Ver sorgung, die im wesentlichen in Phase mit der Netzspannung bzw. Versorgungsspan nung ist. In Fig. 3 sind die drei Schaltungen 14a bis c in Reihe miteinander verbun den, um den gewünschten Ausgang zu erzeugen. In Abhängigkeit von der Implemen tierung der Schaltung können jedoch die Ausgänge parallel miteinander verbunden sein.

Jede Schaltung 14a bis c erzeugt einen gleichgerichteten Rechteckwellen-Ausgang (siehe Fig. 4). Die Konfiguration der Schaltungen wird nachfolgend detailliert erläutert. In Fig. 3 sind die Ausgänge der drei Schaltungen 14a bis c in Reihe miteinander ver bunden und werden durch ein einzelnes Ausgangsfilter für die Einheiten gefiltert. Dies schließt einen Induktor 22 ein, der in Reihe mit dem Modulausgang und einer Kapazität bzw. einem Kondensator 24 geschaltet ist, der über den Ausgang geschaltet ist. Die Induktivität des Induktors kann zum Beispiel 1 mH und die Kapazität des Kondensators 6_ìF betragen. Die Verwendung eines einzelnen Ausgangsfilters ist vorteilhaft, da das Ausgangsfilter nur eine kleine Änderung in dem Tastverhältnis bzw. der (relativen) Ein schaltdauer infolge der Addition der drei schaltenden Wellenformen wahrnimmt. Wenn die Lampe kalt gestartet wird, wird das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer für jede der einzelnen Phasenschaltungen 14 konstant gehalten, was hilft, den gesam ten Welligkeitsstrom in dem Induktor 22 zu reduzieren. So wie die Lampentemperatur ansteigt, schaltet das Steuer- bzw. Regelmittel von den einzelnen Phasen-Schaltungen auf ein phasenverschobenes Tastverhältnis- bzw. Einschaltdauer-Schema.

Fig. 4a bis c zeigt 0,001 s Beispiele von typischen Ausgangswellenformen 16, 18 und 20, die jeweils von den einzelnen Phasen-Schaltungen 14a bis c erzeugt worden sind. Deren Kombination, so wie sie an das Ausgangsfilter 22, 24 von Fig. 3 angelegt ist, ist in Fig. 4d gezeigt. Diese Wellenform ist in Fig. 5 über eine 20 ms Periode gezeigt.

Die hinter dem Verbinden von drei einzelnen Phasen-Schaltungen 14a bis c stehende Mathematik, um eine konstante Spannung mit einer konstanten Strombelastung (das heißt eine konstante Leistung) zu erzeugen, wird nachfolgend dargelegt. Anfangs, als eine Einleitung, betrachten wir den Fall, dass die Stromversorgung bzw. das Stromnetz sinusförmig ist mit einer Spitzenspannung von V_p, und schreiben den Spitzen- Eingangsstrom in jeden Konverter als I_p.

Die Energieversorgung in Dreieckschaltung weist drei Eingänge zu den jeweiligen Konvertern auf, die wir hier als Phase A, Phase B und Phase C bezeichnen werden:

A = (2.Pi.F.t) 1

B = (2.Pi.F.t) + (2.Pi/3) 2

C = (2.Pi.F.t) + (4.Pi/3) 3

Substituieren von Gleichung 1 in Gleichungen 2 und 3 liefert:

B = A + 2.Pi/3 4

C = A + 4.Pi/3 5

Wir bezeichnen die zeitabhängige Eingangsspannung an den Konverter, der die Phase A empfängt, als Vain und die zeitabhängigen Eingangsspannungen an die anderen zwei Konverter werden in entsprechender Weise jeweils als Vbin und Vcin bezeichnet. Für einen Moment wird Vain als sinusförmig angenommen:

Vain = Vp.Sin(A) 6

Für die Phase A werde Strom geliefert, um die harmonischen Anforderungen zu erfül len:

Iain = Ip.Sin(A) 7

Leistung der Phase A lautet:

Pain = Vain.Iain 8

Substituieren der Gleichungen 6 und 7 in die Gleichung 8 liefert:

Pain = Vp.Ip.Sin²(A) 9

Angenommen, der Lampenstrom ist ein konstanter Wert, der hier als II bezeichnet wird. Wir bezeichnen die von dem Konverter für die Phase A ausgegebene Leistung Paout und die von diesem Konverter ausgegebene Spannung als Vaout. Wir werden die ent sprechenden Größen für die anderen zwei Konverter als Pbout und Vbout (für den Konverter, der die Phase B als Eingang erhält) und Pcout und Vcout (für den Konver ter, der die Phase C erhält) bezeichnen. Dann gilt, da die Konverter in Reihe geschaltet sind:

Paout = Vaout.II 10

Der Einfachheit halber sei angenommen, dass für das Konvertierungsverfahren gilt:
Pin = Pout (das heißt 100% Wirkungsgrad beim Konvertieren der Eingangsleistung Pin an den Satz von Konvertern in die Ausgangsleistung Pout), so dass

Paout = Pain 11

Substituieren von Gleichung 9 in Gleichung 11 liefert:

Paout = Vp.Ip.Sin²(A) 12

Substituieren von Gleichung 10 in Gleichung 12 und Wiederanordnen der Ausdrücke liefert:

Vaout = Vp.Ip.Sin²(A)/II 13

Entsprechend gilt für die Phasen B und C

Vbout = Vp.Ip.Sin²(B)/II 14

Vcout = Vp.Ip.Sin²(C)/II 15

Falls die Konverter-Schaltungen in Reihe verbunden sind, dann ist die gesamte Aus gangsspannung Vtot die Summe der Gleichungen 13, 14 und 15:

Vtot = Vaout + Vbout + Vcout 16

Substituieren von Gleichungen 13, 14 und 15 liefert:

Vtot = Vp.Ip.(Sin²(A) + Sin²(B) + Sin²(C))/II 17

Wiederanordnen von Gleichung 17 liefert:

Vtot = (Vp.Ip/II).(Sin²(A) + Sin²(B) + Sin²(C)) 18

Substituieren von K = Vp.I_p/II als eine Konstante liefert:

Vtot = K.(Sin²(A) + Sin²(B) + Sin²(C)) 19

Substituieren von 2.Sin²(x) = 1 - Cos2x liefert:

Vtot = (K/2).((1 - Cos2A) + (1 - Cos2B) + (1 - Cos2C)) 20

Sammeln der Ausdrücke liefert:

Vtot = (3.K/2) - (K/2).(Cos2A + Cos2B + Cos2C) 21

Substituieren von Z = Cos2A + Cos2B + Cos2C liefert:

Vtot = (3.K/2) - (K.Z/2) 22

Bestimmen von Z mit Gleichungen 4 und 5, das heißt B = A + 2.Pi/3 und C = A + 4.Pi/3, liefert:

Z = Cos2A + Cos(2A + 4.Pi/3) + Cos(2A + 8.Pi/3) 23

feststellend, dass Cos(2A + 8.Pi/3) = Cos(2A + 2.Pi/3) ist, liefert:

Z = Cos2A + Cos(2A + 2.Pi/3) + Cos(2A + 4.Pi/3) 24

Substituieren von Cos(x + y) = Cos(x).Cos(y) - Sin(x).Sin(y) liefert:

Z = Cos2A + Cos2A.Cos(2.Pi/3) - Sin2A.Sin(2.Pi/3) + Cos2A.Cos(4.Pi/3) - Sin2A.Sin(4.Pi/3) 25

Sammeln der Ausdrücke liefert:

Z = Cos2A.(1 + Cos(2.Pi/3) + Cos(4.Pi/3)) - Sin2A.(Sin(2.Pi/3) + Sin(4.Pi/3)) 26

Auswerten liefert:

Z = Cos2A.(1 + (-0.5) + (-0.5)) - Sin2A.(0.866 + (-0.866)) 27

Z = Cos2A.(0) - Sin2A.(0) 28

Z = 0 29

Von Gleichung 22, Vtot = (3.K/2) - (K.Z/2) und Substituieren von Gleichung 29 liefert:

Vtot = (3.K/2) 30

Substituieren von K

Vtot = (3.Vp.Ip)/(2.II) 31

Gleichung 31 bedeutet, dass für eine konstante Spitzeneingangsspannung und einen konstanten Spitzeneingangsstrom mit einem konstanten Laststrom die Lastspannung konstant sein wird.

Wie oben erläutert, erfordert Gleichung 7, dass jeder Konverter einen Grundstrom von der Versorgung aufnimmt, der proportional der Eingangsspannung ist. Dies kann er reicht werden durch Verwendung eines Vorwärts-Konverters, dessen Tastverhältnis bzw. (relative) Einschaltdauer sinusförmig variiert und mit der Stromversorgung für diesen Konverter synchronisiert ist. Dies kann dadurch erreicht werden, dass die Kon verter durch Steuerung von internen Schaltern in einen leitenden "ein"-Zustand auf der Basis von gepulsten Signalen geschaltet werden, die eine Periode aufweisen, die viel niedriger ist als die Periode der Grundwelle bzw. Leitung (z. B. eine Periode von 4 × 10⁴ Sekunden), und die die Konverter "ein"-schalten für einen Anteil der Zeit, der über die Pulsperiode gemittelt linear abhängig von der Eingangsspannung des Konverters ist. Diese über irgendeine gegebene Pulsperiode gemittelte "ein"-Periode ist somit das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer des Konverters für diese Pulsperiode. Gleichung 6 geht davon aus, dass die eingehende Stromversorgung eine sinusförmige Charakteristik aufweist. Jedoch wird dies normalerweise nicht der Fall sein, da es eine auf die Stromversorgung einwirkende Störung geben wird infolge von anderen nicht sinusförmigen Ladungen. Die gesamte Ausgangsspannung Vtot wird dann nicht kon stant sein. Basierend auf praktischen Ergebnissen kann die Welligkeit in Vtot höchs tens 10% der Gesamtspannung sein.

Aus diesem Grund schlägt die vorliegende Erfindung vor, dass Kompensation ange wendet wird, um den Effekt der Störung durch Messung der eingehenden Netzspan nungen bzw. Versorgungsspannungen Vain, Vbin und Vcin zu beseitigen. Intern wird eine sinusförmige Referenz für alle drei Phasen A, B und C erzeugt. Mit anderen Wor ten, kann das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer (Anteil der "ein"- Periode, gemittelt über die Pulsperiode) von einer reinen Sinusform variiert werden, um die Störung zu kompensieren. Dies kann durch eine Messung der Zeit bewerkstelligt werden, seit der diese Phase in Bezug auf die Frequenz der Stromversorgung die Null linie durchquert hat. Zum Beispiel ist für Phase A diese sinusförmige Referenz als Sin(Ar) bezeichnet, wobei Ar definiert ist als tz.freq, wobei tz die Zeit seit dem letzten Nulldurchgangspunkt der Phase A ist und freq eine von dem Leitungssignal bzw. dem Grundwellensignal (das im Allgemeinen hergeleitet wird und nicht im Voraus bekannt ist) abgeleitete Frequenz ist. Die sinusförmigen Referenzen sind in entsprechender Weise, jedoch unabhängig, von den anderen zwei Phasen B und C von den Nulldurch gangspunkten dieser Phasen hergeleitet und werden jeweils als Sin(Br) und Sin(Cr) bezeichnet.

Mit der Energieversorgung, die für eine minimale Eingangs-Spitzenspannung Vpmin ausgelegt ist, können die erwarteten momentanen Eingangsspannungen Vexa, Vexb und Vexc für jede der drei Phasen zu jedem Augenblick wie folgt berechnet werden:

Vexa = Vpmin . Sin(Ar) 32

Vexb = Vpmin . Sin(Br) 33

Vexc = Vpmin . Sin(Cr) 34

Kompensation für jede individuelle Phase Compa, Compb und Compc kann dann wie folgt berechnet werden:

Compa = Vexa/Vain 35

Compb = Vexb/Vbin 36

Compc = Vexa/Vcin 37

Angenommen, die einzelnen Phasen-Schaltungen sind Vorwärts-Konverter, dann wür de das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer für jede Phase Duta, Dutb und Dutc für eine sinusförmige Eingangsspannung wie folgt lauten:

Duta = Sin(Ar) 38

Dutb = Sin(Br) 39

Dutc = Sin(Cr) 40

Weiter verallgemeinert, unter Berücksichtigung des Erfordernisses, Kompensationen für Störungen in der Eingangsspannung anzuwenden, steuert bzw. regelt das Ausfüh rungsbeispiel dafür die Konverter unter Verwendung eines kompensierten Tastverhält nisses bzw. einer kompensierten (relativen) Einschaltdauer Dutac, Dutbc und Dutcc (das heißt Anteil der "ein"-Zeit) für jede entsprechende Phase wie folgt:

Dutac = Duta . Compa 41

Dutbc = Dutb . Compb 42

Dutcc = Dutc . Compc 43

Substituieren von Gleichungen 32 bis 40 resultiert in dem Folgenden:

Dutac = Vpmin . Sin(Ar) . Sin(Ar)/Vain 44

Dutbc = Vpmin . Sin(Br) . Sin(Br)/Vbin 45

Dutcc = Vpmin . Sin(Cr) . Sin(Cr)/Vcin 46

Mit den wie oben beschrieben kompensierten Tastverhältnissen bzw. (relativen) Ein schaltdauern sind die korrigierten Ausgangsspannungen von jeder der drei Phasen- Schaltungen Vaoutc, Vboutc, Vcoutc, wie folgt:

Vaoutc = Vain . Dutac 47

Vboutc = Vbin . Dutbc 48

Vcoutc = Vcin . Dutcc 49

Substituieren der Gleichungen 44 bis 46 resultiert in dem Folgenden:

Vaoutc = Vpmin . Sin(Ar) . Sin(Ar) 50

Vboutc = Vpmin . Sin(Br) . Sin(Br) 51

Vcoutc = Vpmin . Sin(Cr) . Sin(Cr) 52

Das Ausführungsbeispiel ermöglicht bevorzugt das Rückstellen eines Steuer- bzw. Regelparameters in den Bereich von 0 bis 1, der hier als Dutreq bezeichnet wird, durch ein externes Steuer- bzw. Regelsignal. Das Ausführungsbeispiel verwendet diese Pa rameter, um die Schaltphase von jedem der Konverter durch Multiplizieren von jeweils Dutac, Dutbc und Dutcc mit dem Wert Dutreq einzustellen. Dies hat den Effekt, dass die Ausgangsspannung der Einheit variiert wird (proportional zu Dutreq) zwischen 0 und der maximalen Ausgangsspannung der Einheit. Insbesondere erzeugt es Span nungen Vaoutd, Vboutd und Vcoutd wie folgt:

Vaoutd = Vaoutc . Dutreq 53

Vboutd = Vboutc . Dutreq 54

Vcoutd = Vcoutc . Dutreq 55

Substituieren der Gleichungen 50 bis 52 liefert:

Vaoutd = Dutreq . Vpmin . Sin(Ar) . Sin(Ar) 56

Vboutd = Dutreq . Vpmin . Sin(Br) . Sin(Ar) 57

Vcoutd = Dutreq . Vpmin . Sin(Cr) . Sin(Cr) 58

Aus den Gleichungen 13 bis 15 und der Konstante K = Vp.Ip/II folgt:

Vaout = K . Sin(A) . Sin(A) 59

Vbout = K . Sin(B) . Sin(B) 60

Vcout = K . Sin(C) . Sin(C) 61

Gleichungen 59 bis 61 basieren auf der ursprünglichen Voraussetzung, dass die Stromversorgung sinusförmig ist, während Gleichungen 56 bis 58 auf einer nicht- sinusförmigen Versorgung basieren, jedoch unter Verwendung einer intern erzeugten sinusförmigen Referenz, wie oben beschrieben.

Um in der Lage zu sein, die Gleichungen 56 bis 58 mit den Gleichungen 59 bis 61 gleichzustellen, definieren wir einen Wert M durch den Ausdruck:

K = Dutreq . Vpmin . M 62

Da Dutreq, Vpmin und K allesamt Konstanten sind, ist auch M eine Konstante, die ei nen fest skalierenden Faktor darstellt, der üblicherweise mit Dutreq integriert werden würde.

Durch Kompensation der Störung der eingehenden Stromversorgung wird der Ausgang wieder eine Konstante sein. Wie bei allen Leistungsfaktor-Steuerungen bzw. -Regelungen, die die Versorgung als Teil ihrer Referenz verwenden, wird jedoch eine Störung in dem eingehenden Versorgungsstrom vorliegen. Diese Störung wird natür lich mit einer resistiven Last auftreten und durch die relevanten Spezifikationen als ak zeptabel betrachtet.

Die zwei Lösungen, die durch die Mathematik dargestellt worden sind, erlauben eine Wahl zwischen sinusförmigem Eingangsstrom oder konstanter Ausgangsspannung, falls die Stromversorgung gestört ist. Durch Beschränkung des Bereiches der zulässi gen Kompensation kann die Leistungsfaktor-Steuerung bzw. -Regelung die Höhe der Störung festlegen, die korrigiert werden kann, bevor eine wellige Spannung in dem Ausgang auftritt. Sollte die Störung der Versorgungsspannung überhöht sein, kann die Leistungsfaktor-Steuerung bzw. -Regelung entscheiden, nicht tätig zu sein, und statt dessen anfordern, dass eine geeignete Versorgung zur Verfügung gestellt wird.

Dieses Verfahren der Kompensation ist nur beschränkt durch die minimale Betriebs spannung, die für die einzelnen Phasen-Schaltungen gefordert wird. Tatsächlich ist es möglich, die Leistungsfaktor-Steuerung bzw. -Regelung von einer Drei-Phasen- Rechteckwellen-Eingangsversorgung zu betreiben, die eine Spannung aufweist, die größer ist als die minimale Betriebsspannung, was eine absurde Situation darstellt, da es nur notwendig ist, eine solche Versorgung gleichzurichten.

Fig. 6 zeigt das Ergebnis des Kombinierens von drei Phasen 26, 28 und 30 und des iterativen Bestimmens der Gleichungen, von denen obige Gleichung 31 entwickelt wurde. Der 1,5-Multiplikator, der Gleichung 31 inhärent ist, wird durch die in Fig. 6 dargestellte kombinierte Ausgabe 32 gezeigt. Die Iteration modelliert den Steuer- bzw. Regelalgorithmus, der für jede Schaltung 14a bis c innerhalb jeder Einheit 10 benötigt wird. Verschiedene Modellierungstechniken wurden entwickelt, um die einzelnen Schaltungen 14a bis c und die kombinierten Ausgaben aller drei darzustellen, um kor rekte Betriebsweise in der Praxis der Einheit 10 sicherzustellen.

Fig. 7 zeigt eine Implementierung eines Halb-Brücken-Vorwärts-Konverters zur Ver wendung in jeder der einzelnen Phasen-Schaltungen 14. Versorgungstrennungskon densatoren C3, C8, C29 und C30 sind über den Moduleingang 34 geschaltet. Diese Kondensatoren sind über den Eingang eines Brückengleichrichters geschaltet, der die Dioden D1 bis D4 aufweist. Der Ausgang des Brückengleichrichters ist wiederum an eine Halbbrücke geschaltet, die IGBTs (Bipolartransistoren mit isoliertem Gate) Q1 und Q2 aufweist. Das Schalten von Q1 und Q2 wird gesteuert durch ein Steuer- bzw. Re gelmittel 36 (siehe Fig. 8), das verbunden ist mit den Leitungen 38 und 40 und der Versorgungsleitung 42.

Die Primärwicklung des Transformators TR1 wird verbunden zwischen dem Mittelpunkt von IGBTs Q1 und Q2 und dem von den Kondensatoren C29 und C30. Die Sekundär wicklung ist verbunden mit dem Eingang eines Ausgangs-Brücken-Gleichrichters, der die Dioden D7 bis D10 aufweist. Die Diode D11 ist über den Ausgang des Ausgangs- Brücken-Gleichrichters verbunden.

Die in Fig. 7 dargestellte Konverterschaltung beinhaltet verschiedene Modifikationen in Bezug auf eine typische Halb-Brücken-Anordnung. Bereitstellung von Versorgungs- Trennungskondensatoren auf der Gleichstrom- bzw. Gleichspannungsseite des Brü ckengleichrichters, der durch die Dioden D1 bis D4 gebildet wird, verhindert, dass die Brücken-Gleichrichtung einen Effekt auf den Eingangsstrom hat. Die trennenden Kon densatoren werden auch als Teil des durch L1, L2, L3, L4, C1 und C2 gebildeten EMV- Filters für durchgeschaltete Störungen verwendet. Die Verwendung des durch D7 bis D10 gebildeten Brückengleichrichters für eine Ausgangs-Gleichrichtung verbessert Kupferverluste in dem Transformator. Kombinierung dieses Gleichrichters mit der Aus gangsdiode D11 stellt sicher, dass die Sekundärseite des Transformators TR1 keinen Laststrom während der Aus-Zeit führt. Die Verwendung von optisch isolierten Treibern IC1 und IC2 trennt die Steuerschaltungen bzw. Regelschaltungen von den Schaltein richtungen. Auch die Energieversorgung für die IGBT-Treiber ist von der Primärseite des Transformators TR1 entwickelt durch R5 bis 8, C4 bis 7, D12 und D13, wobei die Notwendigkeit für elektrisch getrennte bzw. gleitende Versorgungen beseitigt wird. Die ser Ansatz ist ökonomisch, da er die Notwendigkeit für individuelle Transformatoren für die optisch isolierten Treiber vermeidet.

Die Verbindung des Steuer- bzw. Regelmittels 36 und der drei einzelnen Phasen- Schaltungen 14a bis c ist in Fig. 8 gezeigt. Die Ausgänge der einzelnen Phasen- Schaltungen sind in diesem Diagramm der Übersichtlichkeit halber nicht dargestellt. Das Steuer- bzw. Regelmittel weist bevorzugt einen Mikroprozessor mit in Software implementierten Steuer- bzw. Regelalgorithmen auf. Die Steuer- bzw. Regelalgorith men erzeugen die internen sinusförmigen Signale, welche, in Kombination mit gemes senen Werten für Vain, Vbin und Vcin, verwendet werden, um die drei gepulsten Signale zu erzeugen, welche die gewünschte Schaltphase für jede Schaltung bereitstellen, wenn sie letztendlich verwendet werden, um das Schalten der Transistoren (Q1 und Q2) in den drei einzelnen Phasen-Schaltungen zu steuern bzw. zu regeln.

Fig. 9 zeigt die Verbindung der Module 10, welche benötigt werden, um eine 36 kW (2000 V 18A oder 1400 V 24A Versorgung) Stromversorgung zu erzeugen, mit dem In verter 12, der als eine separate Einheit ausgebildet ist, die in der Lage ist, die gesamte Spannung und den (gesamten) Laststrom zu handhaben. Die Steuer- bzw. Regellogik, die nötig ist, um die Einheiten 10 zu betreiben, kann innerhalb des Inverters aufge nommen sein.

Jede einzelne Phasen-Schaltung 14a bis c innerhalb eines Moduls 10 kann unter Ver wendung eines gemeinsamen Steuer- bzw. Regelmittels für jede einzelne Phase be trieben werden, wobei die Anzahl der benötigten Steuer- bzw. Regelmittel auf drei re duziert wird. Separate Steuer- bzw. Regelmittel (nicht gezeigt) sind für den Inverter bereitgestellt. Die eingehende Versorgungsspannung wird über eine Stromschienen- Verbindung an die Module 10 verteilt und deren Ausgänge können unter Verwendung einer separaten Stromschienen-Anordnung oder einer herkömmlichen Verdrahtung angeschlossen werden.

Claims

1. Leistungsfaktor-Korrektureinheit zum Anschließen an eine Drei-Phasen- Eingangsversorgung, wobei die Einheit aufweist:
drei einzelne Phasenschaltungen zum Anschließen zwischen jeweiligen Paaren von Phasen, wobei jede Schaltung einen Konverter aufweist, und
ein Steuer- bzw. Regelmittel zum Verändern des Tastverhältnisses der (relati ven) Einschaltdauer von jedem der Konverter unter Verwendung eines jeweili gen Referenzsignals, das synchronisiert ist mit der Eingangsspannung an den entsprechenden Konverter und umgekehrt proportional zu einer gemessenen momentanen Eingangsspannung an den entsprechenden Konverter ist,
wobei die Ausgänge der drei einzelnen Phasen-Schaltungen in Reihe zusam mengefügt sind.

2. Einheit nach Anspruch 1, in der jedes Referenzsignal sinusförmig ist und das Steuer- bzw. Regelmittel das Tastverhältnis bzw. die (relative) Einschaltdauer von jedem der Konverter proportional zum Quadrat des jeweiligen sinusförmigen Referenzsignals variiert.

3. Einheit nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei das Steuer- bzw. Regelmittel derart angeordnet ist, um jedes Referenz signal mit der Eingangsspannung an den entsprechenden Konverter zu syn chronisieren unter Verwendung der Nulldurchgangspunkte der Eingangsspan nung an den entsprechenden Konverter als eine Referenz.

4. Einheit nach Anspruch 1, Anspruch 2 oder Anspruch 3, in der das Steuer- bzw. Regelmittel derart angeordnet ist, um die Frequenz von jedem Referenzsignal derart zu steuern bzw. zu regeln, um gleich zu sein mit einer gemessenen Frequenz der Eingangsspannung des entsprechenden Kon verters.

5. Einheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jeder Konverter ein Halbbrücken-Vorwärts-Konverter ist.

6. Modul nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei jede einzelne Phasen-Schaltung einen Transformator und einen Brü ckengleichrichter einschließt, um den Ausgang des Transformators gleichzu richten.

7. Einheit nach Anspruch 6, wobei eine Diode über den Gleichrichterausgang geschaltet ist.

8. Modul nach einem der vorhergehenden Ansprüche, in dem das Steuer- bzw. Regelmittel derart angeordnet ist, um das Tastverhält nis bzw. die (relative) Einschaltdauer für jeden der Konverter basierend auf ei nem externen Steuer- bzw. Regelsignal zu variieren.

9. Einheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche, in der das Steuer- bzw. Regelmittel derart angeordnet ist, um ein Signal aus zugeben, das die Ungeeignetheit der Versorgungsspannung anzeigt, falls eines der Tastverhältnisse bzw. der (relativen) Einschaltdauern einen vorbestimmten Wert passiert.

10. Einheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Konverter einen Satz von Trennkondensatoren an dem Eingang auf weist, wobei der Ausgang der Trennkondensatoren einem Dioden- Brückengleichrichter zugeführt wird, wobei der Ausgang des Dioden- Brückengleichrichters Schaltern zugeführt wird, die durch das Steuer- bzw. Re gelmittel gesteuert bzw. geregelt werden.

11. Einheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ein einzelnes Ausgangsfilter einschließen, das mit dem kombinierten Aus gang der drei einzelnen Phasen-Schaltungen verbunden ist.

12. Energieversorgung zum Anschließen an eine Drei-Phasen- Eingangsversorgung, wobei die Energieversorgung ein oder mehrere Einheiten gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.

13. Energieversorgung nach Anspruch 12, die eine Mehrzahl von Einheiten nach einem der Ansprüche 1 bis 11 aufweist, wobei das Steuer- bzw. Regelmittel für die Einheiten drei gemeinsame Steuer- bzw. Regelschaltungen aufweist, wobei jede die gleiche einzelne Phasen- Schaltung von jeder Einheit steuert bzw. regelt.

14. Energieversorgung nach Anspruch 12 oder 13 zum Betreiben einer Gasentla dungslampe, wobei die Energieversorgung einen Niederfrequenz-Inverter auf weist, der mit dem kombinierten Ausgang der einen oder der mehreren Einhei ten verbunden ist, so dass der Inverter eine Niederfrequenz-Rechteckwelle an dem Ausgang der Energieversorgung erzeugt.

15. Leistungsfaktor-Korrektureinheit, die im wesentlichen, wie unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, ausgebildet ist.

16. Energieversorgung, die im wesentlichen, wie unter Bezugnahme auf die Zeich nungen beschrieben, ausgebildet ist.