DE10061988C2 - Device and method for calculating a correlation between a received signal and a reference signal and simulator - Google Patents

Device and method for calculating a correlation between a received signal and a reference signal and simulator

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DE10061988C2 DE2000161988 DE10061988A DE10061988C2 DE 10061988 C2 DE10061988 C2 DE 10061988C2 DE 2000161988 DE2000161988 DE 2000161988 DE 10061988 A DE10061988 A DE 10061988A DE 10061988 C2 DE10061988 C2 DE 10061988C2
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Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen und Verfahren zum Berechnen einer Korrelation zwischen einem Empfangssignal und einem Referenzsignal, wobei das Empfangs­ signal eine verschobene und durch eine multiplikative Fa­ ding-Funktion überlagerte Version des Referenzsignals ist. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung damit auf die Simulation von mit Fading-Signalen beaufschlagten Code-Tracking-Loops, welche in Satellitennavigationssystemen eingesetzt werden, um eine Synchronisation und Entspreizung empfangener Codesequenzen herbeizuführen.The present invention relates to devices and Method for calculating a correlation between a Received signal and a reference signal, the receive signal a shifted and by a multiplicative Fa thing function is a superimposed version of the reference signal. In particular, the present invention relates to this on the simulation of faded signals Code tracking loops used in satellite navigation systems used to synchronize and despread cause received code sequences.

Direct Sequence Spread Spectrum (auch als DS-SS bezeichnet) basierte CDMA-Systeme (CDMA = Code Division Multiple Access = Codemultiplex), wie z. B. der Mobilfunkstandard IS-95 so­ wie die Satellitennavigationssysteme GPS und das zukünftige Gallileo, verwenden zur Synchronisation und Entspreizung empfangener Codeworte bzw. Codesequenzen sogenannte Code- Tracking-Loops (Codeverfolgungsschleifen), von denen bei­ spielhaft zwei Ausführungsformen dargestellt sind.Direct Sequence Spread Spectrum (also known as DS-SS) based CDMA systems (CDMA = Code Division Multiple Access = Code division multiplex), such as. B. the cellular standard IS-95 so like the satellite navigation systems GPS and the future Gallileo, use for synchronization and de-spreading received code words or code sequences so-called code Tracking loops (code tracking loops), of which at playfully two embodiments are shown.

Fig. 3a zeigt eine Delay-Locked Loop (DLL), während Fig. 3b eine Tau-Dither Loop (TDL) darstellt. Es wird auf Fig. 3a Bezug genommen, um die Funktionsweise der in Fig. 3a gezeig­ ten DLL kurz darzustellen. Wie es bekannt ist, wird in CDMA- Systemen senderseitig ein Nachrichtenbit dazu verwendet, um eine Codesequenz zu modulieren. Die Codesequenz ist typi­ scherweise eine Folge von Einsen und Nullen, wobei die Ein­ sen und Nullen einer Codesequenz auch als Chips bezeichnet werden. Bits eines Nachrichtenkanals werden nach und nach dazu verwendet, die Codesequenz für diesen Nachrichtenkanal zu modulieren. Dies führt dazu, daß die Energie dieses Nachrichtenkanals über den gesamten zur Verfügung stehenden Fre­ quenzkanal "verschmiert" oder "gespreizt" wird. Dasselbe Prozedere wird mit den Bits eines anderen Nachrichtenkanals durchgeführt. Der andere Nachrichtenkanal unterscheidet sich von dem einen Nachrichtenkanal dadurch, daß seine Codese­ quenz unterschiedlich zu der des einen Nachrichtenkanals ist. Beide Codesequenzen müssen möglichst orthogonal sein, so daß eine Extraktion eines Nachrichtenkanals im Empfänger gelingen kann. Allgemein werden als Codesequenzen sogenannte Pseudo-Noise-Sequenzen verwendet, damit eine möglichst gleichmäßige Verteilung der Energie der Nachrichtenkanäle über den gesamten zur Verfügung stehenden Frequenzkanal so­ wie eine gute Extraktion erreichbar ist. FIG. 3a shows a delay-locked loop (DLL), while FIG. 3b shows a tau-dither loop (TDL). Referring to Fig. 3a to the functioning of gezeig th in Fig. 3a DLL represent short. As is known, a message bit is used on the transmitter side in CDMA systems to modulate a code sequence. The code sequence is typically a sequence of ones and zeros, the ones and zeros of a code sequence also being referred to as chips. Bits of a message channel are gradually used to modulate the code sequence for that message channel. This means that the energy of this message channel is "smeared" or "spread" over the entire available frequency channel. The same procedure is carried out with the bits of another message channel. The other message channel differs from the one message channel in that its code sequence is different from that of the one message channel. Both code sequences must be as orthogonal as possible so that extraction of a message channel in the receiver can be successful. So-called pseudo-noise sequences are generally used as code sequences, so that the most uniform possible distribution of the energy of the message channels over the entire available frequency channel and good extraction can be achieved.

Ein am Empfänger anliegendes Signal stellt eine Überlagerung einer Vielzahl von durch Nachrichtenbits modulierten Codese­ quenzen dar. Ein Empfänger muß daher, um einen Nachrichten­ kanal aus dem Empfangssignal extrahieren zu können, eine Korrelation des Empfangssignals mit einer Referenzcodese­ quenz bzw. einem Referenzcodewort bzw. einem Referenzsignal durchführen. Ist das Referenzcodewort, das im Empfänger zur Korrelation verwendet wird, gleich dem Empfangscodewort, das im Sender durch den Nachrichtenkanal moduliert worden ist, so wird sich ein sehr gutes Korrelationsergebnis zwischen dem Empfangssignal und dem Referenzcodewort ergeben. Waren die Codesequenzen im Sender und im Empfänger unterschied­ lich, so ergibt sich im Empfänger eine sehr schlechtes Kor­ relationsergebnis, was mit anderen Worten bedeutet, daß der Senderkanal, nach dem ein Empfänger sucht, im Empfangssignal nicht enthalten ist.A signal present at the receiver represents an overlay a variety of codes modulated by message bits sequences. A recipient must therefore send a message to be able to extract channel from the received signal Correlation of the received signal with a reference code quenz or a reference code word or a reference signal carry out. Is the reference code word used in the receiver for Correlation is used, equal to the receive code word that has been modulated in the transmitter by the message channel, so there will be a very good correlation result between the received signal and the reference code word. Were the code sequences in the transmitter and in the receiver differ Lich, there is a very bad correction in the receiver relation result, which in other words means that the Sender channel that a receiver is looking for in the receive signal is not included.

Voraussetzung für eine erfolgreiche Korrelation des Emp­ fangssignals und des Referenzcodeworts ist jedoch, daß der Empfänger synchron zum Empfangssignal läuft, d. h. daß eine Korrelation zeitlich so ausgeführt wird, daß z. B. das erste Chip eines Empfangssignals auch mit dem ersten Chip des Re­ ferenzcodeworts korreliert wird. Prerequisite for a successful correlation of the Emp catch signal and the reference code word is that Receiver runs synchronously with the received signal, i. H. that a Correlation is carried out in time so that, for. B. the first Chip of a received signal also with the first chip of the Re reference code word is correlated.  

Nachdem der Abstand zwischen dem Sender und dem Empfänger normalerweise nicht bekannt ist, ist es von vorneherein nicht möglich, zu wissen, wann eine modulierte Codesequenz zu Ende ist und die nächste modulierte Codesequenz beginnt. Es existieren für diesen Zweck aufwendige Suchalgorithmen, um zu Beginn des Empfangsvorgangs gewissermaßen eine Grob­ korrelation dahingehend zu erreichen, daß der Versatz zwi­ schen dem empfangenen Signal und dem Referenzsignal bzw. Re­ ferenzcodewort im Empfänger im Bereich von weniger einem halben Chip ist. Dieser Vorgang wird auch als Signal- Akquisition bezeichnet.After the distance between the transmitter and the receiver is usually not known, it is a priori not possible to know when a modulated code sequence is over and the next modulated code sequence begins. There are complex search algorithms for this purpose, a roughly at the beginning of the reception process correlation to achieve that the offset between the received signal and the reference signal or Re Reference code word in the receiver in the range of less than one half chip is. This process is also called a signal Referred to as acquisition.

Um nun im laufenden Betrieb eine dauerhafte Feinsynchronisa­ tion zu erreichen, derart, daß die Flanke eines Chips im Empfangssignal mit der Flanke des entsprechenden Chips im Referenzsignal möglichst gut übereinstimmt, werden die in den Fig. 3a und 3b gezeichneten Codeverfolgungsschleifen eingesetzt. Wie es bekannt ist, werden diese Codeverfol­ gungsschleifen auch dazu verwendet, die Laufzeit des Signals von einem Satelliten zum Empfänger und damit die Entfernung, d. h. den sog. Pseudorange, zwischen Satellit und Empfänger präzise zu ermitteln.In order to achieve a permanent fine synchronization during operation, such that the edge of a chip in the received signal matches the edge of the corresponding chip in the reference signal as well as possible, the code tracking loops shown in FIGS . 3a and 3b are used. As is known, these code tracking loops are also used to precisely determine the transit time of the signal from a satellite to the receiver and thus the distance, ie the so-called pseudorange, between satellite and receiver.

Ein Empfangssignal erreicht die in Fig. 3a gezeigte DLL an einem Eingang 100 und wird einem Früh-Korrelator (Early Cor­ relator) 102 sowie einem Spätkorrelator (Late Correlator) 104 sowie einem Entspreizungskorrelator (Despreading Corre­ lator) 106 zugeführt.A received signal reaches the DLL shown in FIG. 3a at an input 100 and is supplied to an early correlator (Early Cor relator) 102 and a late correlator (Late Correlator) 104 and a despreading correlator (Despreading Corre lator) 106 .

Zu beachten ist, daß die Korrelation zweier Signale im hier gebrauchten mathematischen Sinne neben der Multiplikation dieser zwei Signale auch eine anschließende Integration er­ fordert. Diese wird bei der dargestellten DLL und TDL durch den Data-Demodulator bzw. durch eine entsprechende Auslegung der Bandpassfilter (BPF) erreicht (zusätzlich zum Code auf­ modulierte Datenbits werden im Falle des Früh- und des Spät- Korrelators durch die nachgeschalteten Square-Law-Detektoren eliminiert). Folglich ist in diesem Sinne die gesamte Kette aus Multiplikation und Data-Demodulator bzw. BPF als Korre­ lator anzusehen.It should be noted that the correlation of two signals in the here used mathematical sense in addition to multiplication of these two signals also a subsequent integration he calls. This is carried out in the DLL and TDL shown the data demodulator or by an appropriate design the bandpass filter (BPF) is reached (in addition to the code modulated data bits are used in the case of early and late Correlators through the downstream square law detectors  eliminated). Hence in this sense the whole chain from multiplication and data demodulator or BPF as a correction look at lator.

Die Ausgangssignale der Korrelatoren werden, wie es in Fig. 3a gezeigt ist, dazu verwendet, einen VCO 108 anzusteuern, welcher die Taktrate für einen PN-Code-Generator 110 er­ zeugt. Der PN-Code-Generator im Empfänger erzeugt das Refe­ renzcodewort bzw. das Referenzsignal, das mit dem über den Eingang 100 empfangenen Empfangssignal bzw. Empfangscodewort verglichen wird.The output signals of the correlators, as shown in FIG. 3a, are used to drive a VCO 108 , which generates the clock rate for a PN code generator 110 . The PN code generator in the receiver generates the reference code word or the reference signal, which is compared with the received signal or received code word received via the input 100 .

Fig. 6 zeigt mögliche Korrelationsergebnisse der drei Korre­ latoren 102, 104 und 106 in Abhängigkeit vom Versatz (Delay) zwischen Empfangs- und Referenzcodesequenz für den Root- Raised-Cosine als Modulationssignal. Fig. 6 shows possible correlation results of the three correlators 102 , 104 and 106 as a function of the offset between the reception and reference code sequence for the root-raised cosine as a modulation signal.

Auf ähnliche Art und Weise dient die in Fig. 3b gezeigte TDL dazu, eine Synchronisation zwischen einem an einem Eingang 120 ankommenden Empfangssignal und einem von einem PN-Code- Generator 122 erzeugten Referenzsignal herzustellen. Auch hier wird ein früher Weg (Early Path) und ein später Weg (Late Path) verwendet, wobei hier aber "nur" zwei Korrelato­ ren 124 und 126 verwendet werden, um eine Kreuzkorrelation der an den Korrelatoren angelegten Signale zu liefern.In a similar manner, the TDL shown in FIG. 3b serves to establish a synchronization between a received signal arriving at an input 120 and a reference signal generated by a PN code generator 122 . An early path and a late path are also used here, but here "only" two correlators 124 and 126 are used to provide a cross-correlation of the signals applied to the correlators.

Es sei darauf hingewiesen, daß die detaillierten Funktions­ weisen der in den Fig. 3a und 3b gezeigten Codeverfolgungs­ schleifen in der Technik bekannt sind und daher nicht de­ taillierter dargestellt werden.It should be noted that the detailed functionalities of the code tracking loops shown in FIGS . 3a and 3b are known in the art and are therefore not shown in more detail.

Jede Codeverfolgungsschleife beruht somit im wesentlichen auf der Korrelation der empfangenen Codewortfolge mit einem lokal erzeugten Referenzcodewort. Die Phasenlage des Refe­ renzcodeworts wird dabei durch die Schleife so geregelt, daß sie mit der empfangenen Codewortfolge zu jedem Zeitpunkt möglichst gut übereinstimmt. Each code tracking loop is essentially based on the correlation of the received code word sequence with a locally generated reference code word. The phase position of the Refe renzcode words is regulated by the loop so that them with the code word sequence received at all times matches as closely as possible.  

Um das Synchronisationsverhalten von DS-SS-Systemen bei un­ terschiedlichen Systemparametern (wie z. B. Pulsformen, PN- Codes, Loop-Parametern, usw.) und unterschiedlichen Übertra­ gungskanälen evaluieren zu können, werden solche Systeme in der Entwurfsphase häufig durch Software nachgebildet, wor­ aufhin ihre Eigenschaften dann mit Hilfe von Simulationsläu­ fen ermittelt und optimiert werden, bevor die Systeme tat­ sächlich in die Praxis umgesetzt werden.To the synchronization behavior of DS-SS systems at un different system parameters (such as pulse shapes, PN Codes, loop parameters, etc.) and different transmissions systems, such systems are used in the design phase is often modeled by software, wor then their properties with the help of simulation must be determined and optimized before the systems did are actually put into practice.

Insbesondere von Interesse sind die Eigenschaften solcher Schleifen für Empfangssignale, die über unterschiedliche Ka­ näle übertragen worden sind. Die wichtigsten Kanäle sind der AWGN-Kanal (AWGN = Additiv White Gaussian Noise) und der Fa­ ding-Kanal.Of particular interest are the properties of such Loops for received signals that have different Ka channels have been transmitted. The main channels are AWGN channel (AWGN = Additive White Gaussian Noise) and the company ding channel.

Die Simulation einer DLL oder TDL für AWGN-Kanäle kann dann effizient erfolgen, wenn die Korrelation des additiven wei­ ßen Rauschens mit dem Referenzcodewort getrennt von der Kor­ relation der unverrauschten Empfangscodewortfolge betrachtet wird. Voraussetzung hierfür ist, daß keine Nichtlinearitäten im Empfangsweg vorhanden sind. Dies wird jedoch in aller Re­ gel der Fall sein. Dann ist es möglich, die Rauschstatistik am Korrelatorausgang durch einen eigenen Rauschprozeß nach­ zubilden und die Korrelation mit der unverrauschten Emp­ fangscodewortfolge über eine Nachschlagtabelle (Look-Up- Tabelle), in der das Korrelationsergebnis für jede erlaubte Phasenlage der Empfangscodewortfolge festgehalten ist, abzu­ wickeln (siehe Fig. 6). Dies ist in der Fachveröffentlichung "Using a GPS Receiver Monte Carlo Simulator to Predict RF Interference Performance", Phillip W. Ward, Proceedings of the 9th International Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation (ION GPS-97), 1997, S. 1473-­ 1482, diskutiert.The simulation of a DLL or TDL for AWGN channels can then be carried out efficiently if the correlation of the additive white noise with the reference code word is considered separately from the correlation of the noiseless received code word sequence. The prerequisite for this is that there are no non-linearities in the reception path. However, this will generally be the case. It is then possible to simulate the noise statistics at the correlator output using a separate noise process and to process the correlation with the noiseless received code word sequence via a look-up table, in which the correlation result for each permitted phase position of the received code word sequence is recorded ( see Fig. 6). This is in the trade publication "Using a GPS receiver Monte Carlo simulator to Predict RF interference performance," Phillip W. Ward, Proceedings of the 9 th International Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation (ION GPS-97), 1997, Pp. 1473-1482.

Auf diese Weise ist zu keiner Zeit während des Simulations­ laufs für eine DLL eine Korrelation durchzuführen, so daß die Simulation sehr schnell wird. This way, at no time during the simulation run a correlation for a DLL so that the simulation becomes very fast.  

Nachteilig an diesem Konzept ist die Tatsache, daß diese Si­ mulationen nur für AWGN-Kanäle geeignet sind, jedoch nicht für Fading-Kanäle, da die unverrauschte Empfangscodewortfol­ ge hier durch ein multiplikatives zeitvariantes Fading- Signal überlagert wird. In diesem Fall kann keine Look-up- Tabelle für die Korrelation zwischen der Empfangscodewort­ folge und dem Referenzcodewort eingesetzt werden. Statt des­ sen müssen die entsprechenden Korrelationsberechnungen für jeden Korrelator in jedem Simulationsschritt explizit durch­ geführt werden. Da die Korrelation zweier Signalfolgen eine sehr rechenintensive Operation ist und darüber hinaus die Erzeugung und Multiplikation der Fading-Signale äußerst auf­ wendig ist, ergibt sich eine deutlich höhere Simulationszeit für Fading-Kanäle im Vergleich zu AWGN-Kanälen.A disadvantage of this concept is the fact that this Si mulations are only suitable for AWGN channels, but not for fading channels, since the noiseless reception code word fol multiplicative time-varying fading Signal is superimposed. In this case, no look-up Table for the correlation between the receive code word follow and the reference code word are used. Instead of the corresponding correlation calculations for each correlator in each simulation step explicitly be performed. Since the correlation of two signal sequences is one operation is very computationally intensive and moreover the Generation and multiplication of the fading signals extremely maneuverable, the simulation time is significantly longer for fading channels compared to AWGN channels.

Beispiele für Vorrichtungen zum Dekodieren von Spreizcodesi­ gnalen sind in der WO 92/20178 A1, der BP 0 668 663 B1 sowie der US 5,537,396 offenbart. Die DE 693 27 119 T2 beschreibt eine DLL-Implementierung zur Codesynchronisation. Keine der genannten Druckschriften hat die Simulation von DS-SS- Systemen zum Gegenstand.Examples of devices for decoding spreading codes i gnalen are in WO 92/20178 A1, BP 0 668 663 B1 and US 5,537,396. DE 693 27 119 T2 describes a DLL implementation for code synchronization. None of the the publications mentioned has the simulation of DS-SS Systems to the subject.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Vorrichtung sowie ein Verfahren zum Berechnen einer Korrelation zwischen einem Empfangssignal und einem um einen Verzögerungswert verschobenen Referenzsignal und deren Verwendungen zum Simu­ lieren einer Codeverfolgungsschleife anzugeben, die eine schnelle Simulation für Fading-Kanäle ermöglichen.The object of the present invention is a device and a method for calculating a correlation between a received signal and one by a delay value shifted reference signal and their uses for the Simu a code tracking loop that specify a enable fast simulation for fading channels.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum Berechnen ei­ ner Korrelation zwischen einem Empfangssignal und einem Re­ ferenzsignal nach Anspruch 1, deren Verwendung zum Simulie­ ren einer Codeverfolgungsschleife nach Anspruch 12, ein Ver­ fahren zum Berechnen einer Korrelation zwischen einem Emp­ fangssignal und einem Referenzsignal nach Anspruch 15 sowie eine Verwendung des Verfahrens zum Simulieren einer Codever­ folgungsschleife nach Anspruch 16 gelöst. This task is accomplished by a computing device ner correlation between a received signal and a Re reference signal according to claim 1, the use thereof for simulation ren a code tracking loop according to claim 12, a ver drive to calculate a correlation between an emp catch signal and a reference signal according to claim 15 and a use of the method for simulating a code ver follow loop solved according to claim 16.  

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß eine deutliche Beschleunigung der Simulation von Korre­ latoren nur erreicht werden kann, wenn auch für Empfangssi­ gnale, die mit einem oder mehreren Fading-Signalen beauf­ schlagt sind, eine Nachschlagtabelle eingesetzt wird, in der im voraus berechnete Korrelationsergebnisse enthalten sind, so daß während einer Simulation keine Korrelationen explizit ausgerechnet werden müssen. Hierzu wird das Fading-Signal gemäß der vorliegenden Erfindung in eine Summe von gewichte­ ten zeitverschobenen Basisfunktionen zerlegt. Diese Zerle­ gung ist nach dem Abtasttheorem der Nachrichtentechnik nur mathematisch exakt, wenn das Fading-Signal bandbegrenzt ist und die Summe von (- unendlich) bis (+ unendlich) ausge­ führt wird. Aufgrund der Tatsache, daß die Kreuzkorrelation zwischen zwei Signalen eine lineare Operation ist, kann die Summe aus dem Korrelationsintegralausdruck herausgezogen werden, so daß das rechenzeitaufwendige Korrelationsintegral für verschiedene Zeitindizes und Verzögerungswerte im Voraus berechnet werden kann.The present invention is based on the finding that that a significant acceleration of the simulation of corrections lators can only be reached, even if for receptionists signals that act with one or more fading signals a lookup table is used in which pre-calculated correlation results are included, so that no correlations are explicit during a simulation have to be calculated. For this the fading signal according to the present invention in a sum of weights disassembled basic functions. This zerle supply is only according to the sampling theorem of telecommunications mathematically exact if the fading signal is band-limited and the sum of (- infinity) to (+ infinity) leads. Due to the fact that cross correlation is a linear operation between two signals, the Sum extracted from the correlation integral expression are, so that the computing time-consuming correlation integral for different time indices and delay values in advance can be calculated.

Ein Kreuzkorrelationsergebnis ergibt sich dann aus dem Pro­ dukt des Abtastwerts des Fading-Signals zu einem vom Zeitin­ dex abhängigen Zeitpunkt, und dem Wert des Korrelationsinte­ grals für diesen Zeitpunkt für einen bestimmten Verzöge­ rungswert, wobei sämtliche solchen Produkte innerhalb eines zeitbegrenzten Fensters aufsummiert werden, um das letzt­ endliche Kreuzkorrelationsergebnis zu erhalten.A cross correlation result then results from the pro product of the sample of the fading signal at one time dex dependent time, and the value of the correlation ink grail for that time for a certain delay value, whereby all such products within one time-limited window can be summed up to the last to get finite cross-correlation result.

Die Beschränkung der theoretisch unendlich langen Summation auf ein begrenztes Zeitfenster führt dazu, daß das Kreuzkor­ relationsergebnis nur eine Approximation des tatsächlichen Ergebnisses darstellt. Die Genauigkeit der Approximation hängt dabei von der Fenstergröße und der verwendeten Basis­ funktion ab.The limitation of the theoretically infinitely long summation to a limited time window means that the cross cor relation result only an approximation of the actual Represents result. The accuracy of the approximation depends on the window size and the base used function off.

In anderen Worten ausgedrückt bedeutet dies, daß gemäß der vorliegenden Erfindung die rechenzeitaufwendige Kreuzkorre­ lation vollständig im Voraus, also Off-Line, berechnet werden kann, während im Simulationslauf selbst lediglich Zu­ griffe auf einen Speicher durchgeführt werden müssen, in dem die Korrelationsergebnisse abgelegt sind, und dann einfache Additionen erhaltener Ergebnisse durchzuführen sind.In other words, this means that according to the present invention the computing time consuming cross corrections lation must be calculated completely in advance, i.e. off-line  can, while in the simulation run itself only Zu handles must be carried out in a memory in which the correlation results are filed, and then simple The results obtained must be added.

Die Rechenzeitersparnis kann gemäß einem bevorzugten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weiter gesteigert werden, wenn die zeitlich variierende Funktion, die das Fa­ ding des Kanals beschreibt, im Verhältnis zum gespreizten Signal sehr schmalbandig ist, wie es beispielsweise im Mo­ bilfunk und in der Satellitennavigation üblich ist. In die­ sem Fall soll eine Basisfunktion gewählt werden, die hin­ sichtlich ihrer Darstellung im Frequenzbereich über der Bandbreite der Fading-Funktion konstant verläuft, und in ih­ rer Darstellung im Zeitbereich möglichst schnell abklingt. Eine solche Charakteristik hat die Si-Funktion im Zeitbe­ reich, welche im Frequenzbereich als Rechteck dargestellt ist. Zunehmend schneller abklingend im Zeitbereich sind je­ doch noch "Potenzen" der Si-Funktion, welche im Frequenzbe­ reich aber einen zunehmend kleineren Bereich besitzen, in dem sie konstant sind. Das hat zur Folge, daß das Fading- Signal höher abgetastet werden muß als theoretisch notewen­ dig.The computing time can be saved according to a preferred embodiment Example of the present invention further increased if the time-varying function that the Fa thing of the channel describes, in relation to the spread Signal is very narrowband, as it is for example in Mo bilfunk and in satellite navigation is common. In the In this case, a basic function should be selected that visibly their representation in the frequency domain over the Bandwidth of the fading function runs constantly, and in ih display in the time domain subsides as quickly as possible. Such a characteristic has the Si function in time rich, which is represented in the frequency domain as a rectangle is. Ever decaying faster and faster in the time domain but still "potencies" of the Si function, which in the frequency domain rich but have an increasingly smaller area, in to which they are constant. As a result, the fading Signal must be sampled higher than theoretically notewen dig.

Falls das Fading-Signal jedoch stark bandbegrenzt ist, wird die höhere erforderliche Abtastrate des Fading-Signals auf­ grund der Darstellung mittels "potenzierter" Si-Funktionen durch das schnelle Abklingen derselben überkompensiert, so daß eine Summation über sehr wenige Werte in einer Fenster­ breite bereits zu einer sehr guten Approximation für die Kreuzkorrelation führt.However, if the fading signal is strongly band-limited, the higher required sampling rate of the fading signal based on the representation using "potentiated" Si functions overcompensated by the rapid decay of the same, so that a summation over very few values in a window already a very good approximation for the Leads to cross correlation.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung nützt besonders die Tatsache aus, daß übliche gespreizte Empfangssignale eigentlich sehr hoch abgetastet werden müssen, um keinen Informationsverlust zu erleiden. Diese hohe Abtastung ist jedoch lediglich für eine Korrelationsberechnung, also ein Integral des Produkts des Referenzcodeworts mit einem Empfangssignal nötig. Die Abtastrate innerhalb der Codeverfolgungsschleife selbst kann beispielsweise sehr viel niedriger gewählt werden.The device according to the invention makes particular use of the fact from that usual spread received signals actually very must be scanned high in order not to lose information to suffer. However, this high scan is only for a correlation calculation, i.e. an integral of the product of the reference code word with a received signal. The  Sampling rate within the code tracking loop itself can for example, be chosen much lower.

Da diese sehr rechenzeitaufwendige Operation Off-Line ausge­ führt werden kann, und die erhaltenen Ergebnisse für ver­ schiedene Zeitindizes und verschiedene Verzögerungswerte in dem Speicher abgespeichert werden können, muß diese aufwen­ dige Operation mit hoher Abtastrate nicht mehr bei einer Si­ mulation explizit ausgerechnet werden. Da das multiplikative Fading-Signal typischerweise sehr bandbegrenzt ist, d. h. die Kanaländerung aufgrund der Fading-Effekte geschieht nicht besonders schnell, genügen im tatsächlichen Simulati­ onslauf relativ kleine Abtastraten während der Korrelations­ berechnung mittels Nachschlagtabelle. Dies führt dazu, daß das erfindungsgemäße Konzept zum Berechnen einer Korrelation unter Verwendung einer Speichereinrichtung zum Nachschlag benötigter Korrelationsergebnisse zu einer Rechenzeitbe­ schleunigung während der Simulation um einen Faktor in der Größenordnung von 1000 führt.Because this very computing-intensive operation is done off-line can be performed, and the results obtained for ver different time indices and different delay values in can be saved in the memory, this must spend operation with high sampling rate no longer with an Si calculation can be calculated explicitly. Because the multiplicative Fading signal is typically very band limited, i. H. the channel change occurs due to the fading effects not particularly fast, suffice in the actual simulati relatively small sampling rates during the correlation calculation using a look-up table. This leads to the inventive concept for calculating a correlation using a storage device for reference required correlation results at a computing time acceleration by a factor in the simulation Order of magnitude of 1000 leads.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen detailliert erläutert. Es zeigen:Preferred embodiments of the present invention are referred to below with reference to the attached drawing explained in detail. Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Vor­ richtung zum Berechnen einer Korrelation zwischen einem Empfangssignal und einem Referenzsignal; Fig. 1 is a block diagram of an inventive pre direction for calculating a correlation between a received signal and a reference signal;

Fig. 2 eine schematische Darstellung des WSSUS- Kanalmodells; Fig. 2 is a schematic representation of the WSSUS- channel model;

Fig. 3a ein Blockschaltbild einer DLL als Beispiel für ei­ ne Codeverfolgungsschleife; Figure 3a is a block diagram of a DLL as an example of ei ne code tracking loop.

Fig. 3b ein Blockschaltbild einer TDL als weiteres Bei­ spiel für eine Codeverfolgungsschleife; Figure 3b is a block diagram of a TDL as another case of play for a code tracking loop.

Fig. 4 eine beispielhafte schematische Darstellung zur Erklärung einer ausreichenden Fensterbreite bei einem stark bandbegrenzten Fading-Signal; Figure 4 is an exemplary schematic diagram for explaining a sufficient window width in a strong band-limited fading signal.

Fig. 5a eine Darstellung der Si-Funktion als Beispiel für eine Basisfunktion; Figure 5a is a representation of the sinc function as an example of a basic function.

Fig. 5b eine Darstellung der Si3-Funktion als Beispiel für eine weitere Basisfunktion; und Figure 5b is a representation of the Si 3 function as an example of another basis function. and

Fig. 6 eine Übersicht über mögliche Korrelationsergebnis­ se der in Fig. 3a gezeigten Codeverfolgungsschlei­ fe in Abhängigkeit des Versatzes (Delays) zwischen Empfangs- und Referenzcodesequenz. Fig. 6 is an overview of the possible correlation result se in FIG. Code tracking loop shown 3a fe function of the offset (delay) between the receive and reference code sequence.

Im nachfolgenden wird auf Fig. 2 eingegangen, welche das WSSUS-Kanalmodell mit M Ausbreitungswegen 1, 2, 3, 4, . . ., M zeigt. Dieses WSSUS-Kanalmodell (WSSUS = Wide Sense Statio­ nary Uncorrelated Scattering) wird üblicherweise im Mobil­ funkbereich zur Simulation von Fading-Kanälen verwendet. Zur Simulation der Kanaleigenschaften wird jeder Kanal mit einer anderen Verzögerung T1, T2, T3, . . . TM beaufschlagt. Darüber hinaus wird jeder Kanal mit einer zeitlich variierenden Fa­ ding-Funktion beaufschlagt, was in Fig. 2 durch die Multi­ plizierer 5, 6, 7 und 8 dargestellt ist. Sämtliche unter­ schiedlich verzögerten und mit den Fading-Funktionen beauf­ schlagten Kanäle überlagern sich additiv, wie es durch einen Addierer 9 in Fig. 2 dargestellt ist, um ein Ausgangssignal am Ausgang des Addierers 9 zu liefern.In the subsequent 2 to Fig. Received which the WSSUS channel model with M propagation paths 1, 2, 3, 4,. , ., M shows. This WSSUS channel model (WSSUS = Wide Sense Stationary Uncorrelated Scattering) is usually used in the mobile radio area to simulate fading channels. To simulate the channel properties, each channel is delayed with a different delay T 1 , T 2 , T 3 ,. , , T M applied. In addition, each channel is loaded with a time-varying Fa ding function, which is shown in Fig. 2 by the multiplier 5 , 6 , 7 and 8 . All of the channels delayed differently and subjected to the fading functions are superimposed additively, as shown by an adder 9 in FIG. 2, in order to deliver an output signal at the output of the adder 9 .

Zusätzlich wird dieses Ausgangssignal noch mit weißem addi­ tiven Rauschen n(t) beaufschlagt, was in Fig. 2 durch den Addierer 10 dargestellt ist. Damit ergibt sich das endgülti­ ge Empfangssignal r(t). Die Aufgabe besteht nun darin, das Empfangssignal r(t) mit dem Referenzsignal zu korrelieren. Falls jedoch keine Nicht-Linearitäten im Empfangsweg vorlie­ gen, was üblicherweise bei einer simulativen Evaluierung der Fall ist, so können aufgrund der Linearität der Korrelati­ onsoperation ebenso die Signale bp(t) (p = 1, 2, 3 . . . M) am Aus­ gang der Multiplizierer zunächst einzeln mit dem Referenzsi­ gnal korreliert und die Ergebnisse anschließend addiert wer­ den. Auch die Korrelation mit dem Rauschsignal n(t) kann aus oben genannten Gründen als eigener Rauschprozeß modelliert und das Ergebnis ebenfalls separat hinzuaddiert werden (sie­ he wie bereits erwähnt Fachveröffentlichung von P. W. Ward).In addition, this output signal is also subjected to white additive noise n (t), which is shown in FIG. 2 by the adder 10 . This results in the final reception signal r (t). The task now is to correlate the received signal r (t) with the reference signal. However, if there are no non-linearities in the reception path, which is usually the case with a simulative evaluation, the signals b p (t) (p = 1, 2, 3.... M) can also be given due to the linearity of the correlation operation. at the output of the multipliers, first correlated individually with the reference signal and the results then added up. The correlation with the noise signal n (t) can also be modeled as a separate noise process for the reasons mentioned above, and the result can also be added separately (see, as already mentioned, the specialist publication by PW Ward).

Damit stellt sich nunmehr die Aufgabe, das am Ausgang des Multiplizierers von jedem Kanal vorliegende Empfangssignal mit einem Referenzcodewort bzw. einem Referenzsignal zu kor­ relieren. Hierzu muß der Verzögerungswert Tp, der durch jede Verzögerungseinrichtung T1 bis TM eingeführt wird, berück­ sichtigt werden. Darüber hinaus muß die multiplikative Be­ aufschlagung jedes verzögerten Signals durch die zeitlich variierende, d. h. zeitvariante, Fading-Funktion berücksich­ tigt werden. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß zur Simulation der hier beschriebenen Signale in der Regel eine äquivalente Tiefpassdarstellung dieser Signale verwen­ det wird, d. h. daß diese Signale aus dem komplexen Zahlen­ bereich entstammen.The task now arises to correlate the received signal present at the output of the multiplier from each channel with a reference code word or a reference signal. For this purpose, the delay value T p , which is introduced by each delay device T 1 to T M , must be taken into account. In addition, the multiplicative loading of each delayed signal must be taken into account by the time-varying, ie time-variant, fading function. At this point it should be pointed out that for the simulation of the signals described here, an equivalent low-pass representation of these signals is generally used, ie that these signals originate from the complex number range.

Um bei Fading-Kanälen die zeitaufwendige Korrelation während der Simulation zu vermeiden, wird fol­ gendermaßen vorgegangen. Ausgegangen wird von der Tatsache, daß sich jedes bandbegrenzte Signal x(t) nach dem Abtast­ theorem der Nachrichtentechnik als gewichtete unendliche Summe von verschobenen Basisfunktionen mathematisch exakt darstellen läßt (ideale Interpolation). Die Gewichtung er­ folgt dabei mit den Abtastwerten an den Stellen x(nT), wobei die Abtastfrequenz fs = 1/Ts mindestens gleich der doppelten in x(t) vorkommenden maximalen Frequenz sein muß. In order to avoid the time-consuming correlation during the simulation with fading channels, the following procedure is followed. The starting point is the fact that each band-limited signal x (t) can be represented mathematically exactly as a weighted infinite sum of shifted basic functions after the sampling theory of communications technology (ideal interpolation). The weighting follows with the sample values at the positions x (nT), the sampling frequency f s = 1 / T s having to be at least twice the maximum frequency occurring in x (t).

Der Ausdruck h(t) bezeichnet in Gleichung (1) die Basisfunk­ tion. n bezeichnet in Gleichung (1) einen ganzzahligen In­ dex, welcher, multipliziert mit der Periodendauer der Ab­ tastfrequenz den Zeitwert ergibt, um den die einzelnen Ba­ sisfunktionen voneinander zeitlich verschoben sind.The expression h (t) in equation (1) denotes the base radio tion. n in Equation (1) denotes an integer In dex, which multiplied by the period of the Ab keying frequency gives the time value by which the individual Ba sis functions are shifted from one another in time.

Für die Korrelation eines auf das Intervall [0, TI] begrenz­ ten Signalabschnitts aus x(t) mit einem anderen Signal y(t) im selben Intervall ergibt sich dann aufgrund der Linearität der Korrelation folgender Zusammenhang:
For the correlation of a signal section from x (t) limited to the interval [0, T I ] with another signal y (t) in the same interval, the following relationship then results on the basis of the linearity of the correlation:

Um die in Gleichung (2) vorhandene unendliche Summe zu eli­ minieren, kann diese unendliche Summe durch eine endliche Summe approximiert werden:
In order to eliminate the infinite sum in equation (2), this infinite sum can be approximated by a finite sum:

Die Genauigkeit der Approximation hängt dabei von der Fen­ sterbreite w = α + 2β und der verwendeten Basisfunktion h(t) ab.The accuracy of the approximation depends on the fen width w = α + 2β and the basic function h (t) used from.

Im nachfolgenden wird fp(t) als das bandbegrenzte, multipli­ kative Fading-Signal des Ausbreitungsweges p im WSSUS- Modell betrachtet, das gemäß Gleichung (1) in zeitlich ver­ schobene gewichtete Basisfunktionen zerlegt wird. s(t - Tp) ist die, entsprechend der Verzögerung des Ausbreitungsweges p im WSSUS-Modell verschobene, unverrauschte Sendecodewortfol­ ge, und c(t) mit t ∈ [0, T] die Referenzcodewortfolge z. B. des Früh-, Spät- oder Despreading-Korrelators einer DLL. Dann ergibt sich für die Korrelation zwischen dem Ausgangssignal bp(t) des Ausbreitungsweges p, das dem Produkt des Fading- Signals fp(t) und der verzögerten, unverrauschten Sendecode­ wortfolge s(t - Tp) entspricht, und der um die - z. B. von einer DLL geschätzten - Verzögerungszeit Δτ gegenüber der tat­ sächlichen Sendecodewortfolge zyklisch verschobenen Refe­ renzcodewortfolge c(t, Δτ) im Intervall [kT, kT + TI] folgende Be­ stimmungsgleichung:
In the following, f p (t) is regarded as the band-limited, multiplicative fading signal of the propagation path p in the WSSUS model, which is broken down into time-shifted weighted basic functions according to equation (1). s (t - T p ) is the noisy transmission code word sequence shifted according to the delay of the propagation path p in the WSSUS model, and c (t) with t ∈ [0, T] is the reference code word sequence z. B. the early, late or despreading correlator of a DLL. Then there is for the correlation between the output signal b p (t) of the propagation path p, which corresponds to the product of the fading signal f p (t) and the delayed, noisy transmission code word sequence s (t - T p ), and that by - e.g. B. Estimated by a DLL - delay time Δτ compared to the actual transmission code word sequence cyclically shifted reference code word sequence c (t, Δτ) in the interval [kT, kT + T I ] the following determination equation:

wobei T die Dauer eines Codewortes und TI die Integrations­ dauer bezeichnet.where T denotes the duration of a code word and T I denotes the integration duration.

Zu dem Intervall [kT, kT + TI] sei folgendes angemerkt. Der Be­ ginn eines Integrationsintervalls sollte immer im empfänger­ seitigen Codewortraster erfolgen, da ansonsten die Lage der Basisfunktion h(t) gegenüber dem Empfangs- und Referenzsignal unterschiedlich ausfallen könnte und damit die Verwendung einer Nachschlagetabelle unpraktikabel würde.The following should be noted regarding the interval [kT, kT + T I ]. The start of an integration interval should always take place in the receiver-side code word grid, since otherwise the position of the basic function h (t) could be different compared to the receive and reference signal and the use of a look-up table would be impractical.

Da die verzögerte Sendecodewortfolge s(t - Tp) eine unendliche Folge identischer Codeworte darstellt, ist diese automatisch mit einer Periode von T periodisch, d. h. es gilt:
Since the delayed transmission code word sequence s (t - T p ) represents an infinite sequence of identical code words, this is automatically periodic with a period of T, ie:

s(t + kT) = s(t).s (t + kT) = s (t).

Durch die Substitution t' = t - kT lässt sich Gleichung (4) da­ her wie folgt umformen:
By substituting t '= t - kT, equation (4) can be transformed as follows:

Die Darstellung von fp(t' + kT) mit Hilfe des Abtasttheorems gemäß Gleichung (1) liefert nun:
The representation of f p (t '+ kT) using the sampling theorem according to equation (1) now provides:

Um später das Erstellen einer Nachschlagetabelle zu ermögli­ chen, muß das Abtastraster des Fading-Signals bei jeder Kor­ relation identisch sein, d. h. die Abtastperiode Ts des Fa­ ding-Signals muß nun so gewählt werden, daß einerseits das Abtasttheorem bzgl. der gewählten Basisfunktion h(t) erfüllt ist und andererseits
In order to enable the creation of a look-up table later, the sampling pattern of the fading signal must be identical for every correlation, ie the sampling period T s of the fading signal must now be selected such that on the one hand the sampling theorem with respect to the selected basic function h (t) is fulfilled and on the other hand

T = νTs mit ν = 1, 2, 3 . . .
T = νT s with ν = 1, 2, 3. , ,

gilt (ν ist der sog. Oversampling-Faktor). Hieraus und durch die Umindizierung n = n' + kν, was bedeutet, daß der Ab­ tastwert fp(kT) nun durch n' = 0 indiziert wird, ergibt sich aus Gleichung (6a):
applies (ν is the so-called oversampling factor). From this and by re-indexing n = n '+ kν, which means that the sample f p (kT) is now indexed by n' = 0, the following results from equation (6a):

Eingesetzt in Gleichung (5) erhält man dann analog zu Glei­ chung (2):
Substituted in equation (5) one obtains analogously to equation (2):

Mit Hilfe der Approximation aus Gleichung (3) ergibt sich schließlich:
With the help of the approximation from equation (3) we finally get:

Der Ausdruck Lp(n', Δτ) in Gleichung (7) stellt die Nach­ schlagtabelle bzw. den Zugriff auf eine Nachschlagtabelle in Abhängigkeit von den aktuellen Parametern n', Δτ dar. Sämtli­ che Korrelationen zwischen der Basisfunktion h(t' - n'Ts), der Sendecodewortfolge s(t' - Tp) und der zyklisch verschobenen Referenzcodewortfolge c(t', Δτ) für den Ausbreitungsweg des WSSUS-Modells können vorab berechnet werden und, adressiert durch n' und Δτ, in einem Speicher abgelegt werden, damit während einer Simulation, in der die Berechnung einer Korre­ lation durchzuführen ist, auf den Speicher zugegriffen wer­ den kann, um die entsprechenden Ergebnisse wiederzugewinnen. Die im Stand der Technik rechenzeitaufwendige Korrelation hat sich gemäß der vorliegenden Erfindung nur noch auf die rechts in Gleichung (7) gezeigte Produktbildung von f([n' + kν]Ts) und dem entsprechenden Korrelationsergebnis so­ wie auf die Aufsummierung der Multiplikationsergebnisse in dem Fenster mit der Fensterbreite w reduziert.The expression L p (n ', Δτ) in equation (7) represents the look-up table or the access to a look-up table depending on the current parameters n', Δτ. All correlations between the basic function h (t '- n 'T s ), the transmission code word sequence s (t' - T p ) and the cyclically shifted reference code word sequence c (t ', Δτ) for the propagation path of the WSSUS model can be calculated in advance and, addressed by n' and Δτ, in a memory stored so that the memory can be accessed during a simulation in which the calculation of a correlation has to be carried out in order to recover the corresponding results. According to the present invention, the correlation, which is time-consuming in terms of computing time, only has to do with the product formation of f ([n '+ kν] T s ) shown on the right in equation (7) and the corresponding correlation result, as well as the summation of the multiplication results in the Window with the window width w reduced.

Alle notwendigen Korrelationen können erfindungsgemäß schon vorab ausgeführt und in einer Nachschlagtabelle Lp abgelegt werden, welche nur noch vom Abtastwertindex n' und von einem Verzögerungswert Δτ abhängt. Da der Verzögerungswert Δτ im Gegensatz zu n' jedoch ein kontinuierlicher Parameter ist, und die Berechnung von Lp in der Praxis selbstverständlich nur für bestimmte diskrete Werte von Δτ erfolgen kann, wird gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung eine Interpolationseinrichtung vorgesehen. Diese dient dazu, um das Ergebnis für einen beliebigen Verzöge­ rungswert Δτ beispielsweise durch lineare Interpolation der beiden benachbarten in der Speichereinrichtung abgespeicher­ ten Korrelationsergebnisse zu erhalten.According to the invention, all the necessary correlations can be carried out in advance and stored in a look-up table L p , which only depends on the sample index n 'and on a delay value Δτ. However, since the delay value Δτ, in contrast to n ', is a continuous parameter and, of course, the calculation of L p in practice can only be carried out for certain discrete values of Δτ, an interpolation device is provided in accordance with a preferred exemplary embodiment of the present invention. This serves to obtain the result for an arbitrary delay value Δτ, for example by linear interpolation of the two adjacent correlation results stored in the memory device.

Es wird bevorzugt, daß im Sinne einer hohen Rechen­ effizienz die Anzahl der Summanden auf der rechten Seite von Gleichung (7) klein ist. Dies bedeutet in anderen Worten, daß die Fensterbreite w gering sein soll. Fig. 4 zeigt ein Zeitdiagramm eines beispielhaften Fading-Signals fp(t), welches mit einer niedrigen Abtastrate abgetastet ist. Die niedrige Abtastrate ist möglich, da das Fading- Signal, wie es in Fig. 4 dargestellt ist, ein langsam verän­ derliches Signal ist, und insbesondere langsam hinsichtlich des Referenzsignal bzw. des Empfangssignals mit welchem es gemäß Gleichung (4) zur Durchführung der Korrelation zu mul­ tiplizieren ist. Es sei darauf hingewiesen, daß das Refe­ renzcodewort und das Empfangscodewort mit einer hohen Ab­ tastrate abgetastet werden müssen, um keine Informationsverluste hinnehmen zu müssen. Diese hohe Abtastrate ist jedoch nur für die Off-Line-Berechnungen der Korrelationsergebnisse maßgeblich. Während der Berechnung der Korrelation tritt diese hohe Abtast­ rate nicht mehr zutage, sondern lediglich noch die niedrige Abtastrate für das Fading-Signal.It is preferred that the number of summands on the right side of equation (7) is small in the sense of high computing efficiency. In other words, this means that the window width w should be small. FIG. 4 shows a time diagram of an exemplary fading signal f p (t), which is sampled at a low sampling rate. The low sampling rate is possible because the fading signal, as shown in FIG. 4, is a slowly changing signal, and in particular is slow with respect to the reference signal or the received signal with which it is carried out according to equation (4) for carrying out the correlation is to be multiplied. It should be noted that the reference code word and the reception code word must be scanned at a high sampling rate in order not to have to accept any loss of information. However, this high sampling rate is only relevant for the off-line calculations of the correlation results. During the calculation of the correlation, this high sampling rate no longer comes to light, but only the low sampling rate for the fading signal.

Aus Fig. 4 wird ferner deutlich, daß die Approximation gemäß Gl. (7) genauer wird, wenn auch Abtastwerte links und rechts neben dem eigentlichen Integrationsintervall TI miteinbezo­ gen werden, um auch Beitrag-liefernde Anteile von Basisfunk­ tionen zu berücksichtigen, welche in Fig. 4 beispielhaft schraffiert dargestellt sind. Die Fensterbreite w setzt sich bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Er­ findung somit aus der Anzahl α der Abtastwerte des Fading- Signals innerhalb des Integrationsintervalls TI und aus der Zahl 2β der Abtastwerte, die links und rechts noch zusätz­ lich mit einbezogen werden sollten, zusammen:
From Fig. 4 it is also clear that the approximation according to Eq. ( 7 ) becomes more precise when sample values to the left and right of the actual integration interval T I are also included in order to also take into account contribution-making components of basic functions, which are shown hatched in FIG. 4 by way of example. In the preferred embodiment of the present invention, the window width w is thus composed of the number α of the samples of the fading signal within the integration interval T I and the number 2β of the samples, which should also be included on the left and right :

w = α + 2β (8)w = α + 2β (8)

Während sich α aus der Abtastrate des Fading-Signals er­ gibt, d. h. α ist die Anzahl der Abtastwerte des Fading- Signals, die sich innerhalb des Integrationsintervalls [kT, kT + TI] befinden, resultiert β aus der Tatsache, daß auch außerhalb des Integrationsintervalls noch relevante Anteile von verschobenen Basisfunktionen h(t) existieren, die Bei­ träge liefern, und die in Gleichung (7) berücksichtigt wer­ den sollten.While α results from the sampling rate of the fading signal, ie α is the number of samples of the fading signal which are within the integration interval [kT, kT + T I ], β results from the fact that outside of the Integration interval there are still relevant portions of shifted basic functions h (t) that make contributions and that should be taken into account in equation (7).

In dem WSSUS-Modell, das anhand von Fig. 2 erläutert worden ist, wird das multiplikative Fading-Signal durch Tiefpaßfil­ terung von weißem Rauschen gewonnen. Die Bandbreite des Tiefpaßfilters hängt dabei von der Geschwindigkeit ab, mit der sich Sender und Empfänger relativ zueinander bewegen. Diese Bandbreite wird auch als Doppler-Bandbreite bezeich­ net. Da für alle realistischen Szenarien diese Bandbreite und Größenordnung geringer ist als die zur Abtastung der Co­ desequenzen notwendige Rate, werden zur Repräsentation des Fading-Signals weitaus weniger Abtastwerte benötigt als zur Repräsentation des Sende- und des Empfangssignals. Obgleich es in Fig. 4 aus Übersichtlichkeitsgründen nicht derart gra­ vierend gezeichnet ist, sind typische Werte die, daß zur Ab­ tastung des Sende- oder Empfangssignals etwa 10.000 Abtast­ werte pro Codewort vorgesehen werden müssen, während für das Fading-Signal sogar nur ein Abtastwert pro Codewortlänge ausreichen kann, was wiederum sehr kleine Werte für α er­ gibt und somit zu einer schnellen Simulation führt.In the WSSUS model, which has been explained with reference to FIG. 2, the multiplicative fading signal is obtained by low-pass filtering of white noise. The bandwidth of the low-pass filter depends on the speed at which the transmitter and receiver move relative to each other. This bandwidth is also known as the Doppler bandwidth. Since for all realistic scenarios this bandwidth and order of magnitude is less than the rate necessary to sample the code sequences, far fewer samples are required to represent the fading signal than to represent the transmit and receive signals. Although it is not drawn in such a way in FIG. 4 for reasons of clarity, typical values are those that about 10,000 samples per code word must be provided for sampling the transmitted or received signal, while even only one sample per for the fading signal Code word length can be sufficient, which in turn gives very small values for α and thus leads to a fast simulation.

Die Wahl der Basisfunktion h(t) bestimmt zusammen mit dem Wert für β die Genauigkeit der in Gleichung (3) und Glei­ chung (7) gegebenen Approximation. Dies bedeutet, daß bei gegebener Approximationsgenauigkeit die gewählte Basisfunktion h(t) den Wert für β festlegt. Je besser die Approxima­ tion sein soll, desto größer muß β gewählt werden. Durch die Verwendung einer Funktion der Six-Funktionenklasse
The choice of the basic function h (t) together with the value for β determines the accuracy of the approximation given in equation (3) and equation (7). This means that for a given approximation accuracy, the chosen basic function h (t) defines the value for β. The better the approximation should be, the larger β must be chosen. By using a function of the Si x function class

mit x größer oder gleich 3 lassen sich selbst bei einem Ap­ proximationsfehler in der Größenordnung von 10-3 noch ge­ ringe Werte für β erzielen, welche beispielsweise für Si3- Funktion im Bereich von β = 5 liegen.with x greater than or equal to 3, even with an approximation error of the order of 10 -3 , low values for β can still be achieved, which for example for Si 3 function are in the range of β = 5.

Nachteilig an der Six-Interpolation ist jedoch, daß mit steigendem Grad x die erforderliche Abtastrate für das Fa­ ding-Signal um den Faktor 2x gegenüber der minimal möglichen Abtastrate bei der Si-Interpolation ansteigt und damit auch der Wert für α entsprechend zunimmt. Allerdings sinkt der Wert für β zunächst sehr viel schneller als α zulegt. Es sei darauf hingewiesen, daß für die Si-Interpolation bei ei­ nem Approximationsfehler von 10-3 noch ein β in der Größen­ ordnung von 1.000 erforderlich ist, so daß z. B. die Ver­ vierfachung von α im Falle der Si3-Interpolation gegenüber der rapiden Abnahme von β hinsichtlich der gesamten Fenster­ breite w keine entscheidende Rolle spielt.A disadvantage of the Si x interpolation, however, is that as the degree x increases, the required sampling rate for the Fa ding signal increases by a factor of 2 x compared to the minimum possible sampling rate for the Si interpolation, and thus the value for α also increases accordingly. However, the value for β initially drops much faster than α increases. It should be noted that for the Si interpolation with an approximation error of 10 -3 a β in the order of 1,000 is still required, so that, for. B. the quadrupling of α in the case of Si 3 interpolation compared to the rapid decrease in β with respect to the entire window width w does not play a decisive role.

Es sei an dieser Stelle noch angemerkt, daß die Parameter α, β, Ts und ν individuell für jeden Ausbreitungsweg p des jeweiligen WSSUS-Modells gewählt werden können.At this point it should also be noted that the parameters α, β, T s and ν can be selected individually for each propagation path p of the respective WSSUS model.

Im nachfolgenden wird auf Fig. 1 Bezug genommen, um eine er­ findungsgemäße Vorrichtung zum Berechnen einer Korrelation zwischen einem Empfangssignal und einem Referenzsignal dar­ zustellen. Fig. 1 stellt im wesentlichen die schaltungstech­ nische Implementation von Gleichung (7) dar.In the following, reference is made to FIG. 1 in order to represent a device according to the invention for calculating a correlation between a received signal and a reference signal. Fig. 1 essentially represents the circuit-technical implementation of equation (7).

Die zeitlich variierende Funktion fp(t) = fp(t' + kT) wird, wie es in Gleichung (6b) dargestellt ist, durch eine Summe von gewichteten zeitlich verschobenen Ba­ sisfunktionen h(t') dargestellt, wobei die Basisfunktionen um Produkte aus ganzzahligen Indizes n' und einer Perioden­ dauer Ts eines Abtastsignals mit der Abtastfrequenz fs zeit­ lich verschoben sind. Die Gewichtung fp(nTs) einer Basis­ funktion ist durch den Wert der zeitlich variierenden Funk­ tion fp(t) zu dem Zeitpunkt (nTs = [n'+ kν]Ts) gegeben, wobei der Zeitpunkt gleich dem Produkt des jeweiligen ganzzahligen Index n = [n' + kν] und der Periodendauer Ts des Abtastsi­ gnals ist.The time-varying function f p (t) = f p (t '+ kT), as shown in equation (6b), is represented by a sum of weighted time-shifted base functions h (t'), the basic functions being Products of integer indices n 'and a period T s of a scanning signal with the sampling frequency f s are temporally shifted. The weighting f p (nT s ) of a base function is given by the value of the time-varying function f p (t) at the time (nT s = [n '+ kν] T s ), the time being the product of respective integer index n = [n '+ kν] and the period T s of the scanning signal is.

Wie es in Fig. 1 gezeigt ist, umfaßt die Vorrichtung einen Speicher 10 zum Speichern von Kreuzkorre­ lationsergebnissen Lp(n', Δτ) zwischen der Basisfunktion, des zeitlich verschobenen Testsignals s(t' - Tp) und des zy­ klisch verschobenen Referenzsignals c(t', Δτ) für verschiede­ ne ganzzahlige Indizes n' und verschiedene Verzögerungswerte Δτ gemäß Gleichung (7), wobei der Speicher über eine Adres­ sierungsleitung 12 mittels eines Index n' und eines Verzöge­ rungswerts Δτ adressierbar ist.As shown in Fig. 1, the device comprises a memory 10 for storing cross-correction results L p (n ', Δτ) between the basic function, the time-shifted test signal s (t' - T p ) and the cyclically shifted reference signal c (t ', Δτ) for various integer indices n' and various delay values Δτ according to equation (7), the memory being addressable via an addressing line 12 by means of an index n 'and a delay value Δτ.

Die Vorrichtung umfaßt ferner eine Einrichtung 14 zum Berechnen eines Werts der zeitlich variierenden Funktion fp(t) zu einem Zeitpunkt, der gleich dem Produkt eines ganzzahligen Index n = n' + kν und der Periodendauer Ts des Abtastsignals ist, wobei der Index k das gegenwärtige Integrationsintervall angibt. Der durch die Einrichtung 14 berechnete Wert wird in einen Multiplizierer 16 eingespeist, der als weiteres Eingangssignal einen Wert erhält, der über eine Speicherausgangsleitung 18 für ein bestimmtes Paar aus Index und zeitlichem Verzögerungswert ausgegeben worden ist.The device further comprises means 14 for calculating a value of the time-varying function f p (t) at a point in time which is equal to the product of an integer index n = n '+ kν and the period T s of the scanning signal, the index k indicates the current integration interval. The value calculated by the device 14 is fed into a multiplier 16 , which receives, as a further input signal, a value which has been output via a memory output line 18 for a specific pair of index and time delay value.

Die Vorrichtung umfaßt ferne eine Einrichtung 20, um einen Speicherzugriff unter Verwendung des aktu­ ellen Paars aus zeitlichem Index n' und Verzögerungswert Δτ zu erreichen, so daß über die Speicherausgangsleitung 18 ein entsprechender Kreuzkorrelationswert in den Multiplizierer 16 eingespeist wird. Die erfindungsgemäße Vorrichtung umfaßt ferner einen Summierer 22, der derart ansteuerbar ist, daß er eine Summation der von dem Multiplizierer 16 berechneten Produkte von einem unteren Summationsindex (-β) zu einem oberen Summationsindex ((α - 1) + β) durchführt, wobei die Diffe­ renz zwischen dem oberen und dem unteren Summationsindex der Fensterbreite w entspricht. Der Summierer gibt ein Maß für die Korrelation zwischen dem Empfangssignal und dem Refe­ renzsignal aus.The device also includes a device 20 for achieving memory access using the current pair of time index n 'and delay value Δτ, so that a corresponding cross-correlation value is fed into the multiplier 16 via the memory output line 18 . The device according to the invention further comprises a summer 22 , which can be controlled such that it carries out a summation of the products calculated by the multiplier 16 from a lower summation index (-β) to an upper summation index ((α-1) + β), the Difference between the upper and lower summation index corresponds to the window width w. The summer outputs a measure of the correlation between the received signal and the reference signal.

Claims (16)

1. Vorrichtung zum Berechnen einer Korrelation zwischen einem Empfangssignal (fp(t' + kT) × s(t' - Tp)) und einem um einen Verzögerungswert (Δτ) verschobenen Referenzsi­ gnal (c(t', Δτ)), wobei das Empfangssignal durch Beauf­ schlagung eines Testsignals (s(t' - Tp)) mit einer zeit­ lich variierenden Funktion (fp(t' + kT)) erhalten wird, wobei die zeitlich variierende Funktion durch eine Sum­ me von gewichteten, zeitverschobenen Basisfunktionen (h(t')) darstellbar ist, wobei die Basisfunktionen um Produkte aus ganzzahligen Indizes (n') und einer Peri­ odendauer (Ts) eines Abtastsignals zeitlich verschoben sind, und wobei die Gewichtung (fp(nTs)) einer Basis­ funktion durch den Wert der zeitlich variierenden Funk­ tion zu dem Zeitpunkt (nTs) gegeben ist, der gleich dem Produkt des jeweiligen ganzzahligen Index (n = n' + kν) mit der Periodendauer (Ts) des Abtastsignals ist, der dieser Basisfunktion zugewiesen ist, mit folgenden Merkmalen:
einem Speicher (10) zum Speichern von Kreuzkorrelati­ onsergebnissen zwischen der Basisfunktion, des Testsi­ gnals und des Referenzsignals für verschiedene ganzzah­ lige Indizes und verschiedene Verzögerungswerte, wobei der Speicher (10) über den ganzzahligen Index und den Verzögerungswert adressierbar ist;
einer Einrichtung (14) zum Berechnen eines Werts der zeitlich variierenden Funktion zu einem Zeitpunkt, der gleich dem Produkt eines ganzzahligen Index und der Pe­ riodendauer des Abtastsignals ist;
einer Einrichtung (20) zum Zugreifen auf den Speicher unter Verwendung eines ganzzahligen Index und eines Verzögerungswerts, um ein Korrelationsergebnis für ei­ nen ganzzahligen Index und einen Verzögerungswert zu erhalten;
einem Multiplizierer (16) zum Multiplizieren eines von einem ganzzahligen Index abhängigen Werts der zeitlich variierenden Funktion mit dem Korrelationsergebnis für diesen ganzzahligen Index und einen Verzögerungswert, um ein Multiplikationsergebnis für einen Verzögerungs­ wert und einen Index zu erhalten; und
einem Summierer (22) zum Summieren, von einer unteren Grenze zu einer oberen Grenze des ganzzahligen Index, von Multiplikationsergebnissen für die ganzzahligen In­ dizes, um ein Maß für die Korrelation zwischen dem Emp­ fangssignal und dem Referenzsignal zu erhalten.1. Device for calculating a correlation between a received signal (f p (t '+ kT) × s (t' - T p )) and a reference signal (c (t ', Δτ)) shifted by a delay value (Δτ), wherein the received signal is obtained by applying a test signal (s (t '- T p )) with a time-varying function (f p (t' + kT)), the time-varying function being determined by a sum of weighted, time-shifted Basic functions (h (t ')) can be represented, the basic functions being shifted in time by products of integer indices (n') and a period (T s ) of a scanning signal, and the weighting (f p (nT s )) one Base function is given by the value of the time-varying function at the time (nT s ), which is equal to the product of the respective integer index (n = n '+ kν) with the period (T s ) of the scanning signal that this basic function is assigned, with the following characteristics:
a memory ( 10 ) for storing cross-correlation results between the base function, the test signal and the reference signal for different integer indices and different delay values, the memory ( 10 ) being addressable via the integer index and the delay value;
means ( 14 ) for calculating a value of the time varying function at a time which is equal to the product of an integer index and the period of the scan signal;
means ( 20 ) for accessing the memory using an integer index and a delay value to obtain a correlation result for an integer index and a delay value;
a multiplier ( 16 ) for multiplying an integer index dependent value of the time varying function by the correlation result for that integer index and a delay value to obtain a multiplication result for a delay value and an index; and
a summer ( 22 ) for summing, from a lower limit to an upper limit of the integer index, of multiplication results for the integer indices to obtain a measure of the correlation between the received signal and the reference signal. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die zeitlich vari­ ierende Funktion eine Bandbreite hat, und bei der die Basisfunktion derart gewählt ist, daß sie im Frequenz­ bereich innerhalb der Bandbreite der zeitlich variie­ renden Funktion im wesentlichen konstant ist.2. Device according to claim 1, in which the temporally variable function has a bandwidth, and where the Basic function is chosen such that it is in frequency range within the range of the temporally variable renden function is essentially constant. 3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Basis­ funktion eine Six-Funktion ist, die folgendermaßen dar­ gestellt ist:
wobei x ≧ 1 ist, wobei Ts die Periodendauer des Abtast­ signals ist, und wobei t die Zeitvariable ist.3. Device according to claim 1 or 2, wherein the base function is a Si x function, which is represented as follows:
where x ≧ 1, where T s is the period of the scanning signal, and where t is the time variable. 4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die untere und die obere Grenze des Index eine Fensterbreite (w) definieren, wobei die Fensterbreite so gewählt ist, daß das Produkt der Differenz zwischen der oberen Grenze und der unteren Grenze multipliziert mit der Periodendauer des Abtastsignals zumindest so lang ist wie das Referenzsignal.4. Device according to one of the preceding claims, where the lower and upper limits of the index are one Define window width (w), where the window width is chosen so that the product of the difference between multiplied the upper limit and the lower limit  with the period of the scanning signal at least so is as long as the reference signal. 5. Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Fensterbreite (w) multipliziert mit der Pe­ riodendauer größer ist als die Länge eines Integrati­ onsintervalls für eine Kreuzkorrelation, um signifikan­ te Anteile von Basisfunktionen zu berücksichtigen, die um eine Periodendauer oder Vielfache einer Periodendau­ er des Abtastsignals zeitlich verschoben sind und au­ ßerhalb des Integrationsintervalls liegen.5. The device according to claim 4, at which the window width (w) multiplied by the pe period is greater than the length of an integrati interval for a cross-correlation to be significant to take into account parts of basic functions that by a period or a multiple of a period he of the scanning signal are temporally shifted and au are outside the integration interval. 6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der Kreuzkorrelationsergebnisse durch Integration über ein Integrationsintervall erhalten werden, dessen Länge gleich der Länge des Referenzsignals ist.6. Device according to one of the preceding claims, in cross-correlation results through integration be obtained over an integration interval, the Length is equal to the length of the reference signal. 7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das Referenz- und das Empfangssignal CDMA- modulierte Signale sind.7. Device according to one of the preceding claims, where the reference and receive signal CDMA- are modulated signals. 8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner folgendes Merkmal aufweist:
eine Interpolationseinrichtung zum Gewinnen eines Kor­ relationsergebnisses für einen Verzögerungswert, der nicht unmittelbar in dem Speicher (10) abgespeichert ist.8. Device according to one of the preceding claims, further comprising the following feature:
an interpolation device for obtaining a correlation result for a delay value that is not stored directly in the memory ( 10 ). 9. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der die Interpola­ tionseinrichtung angeordnet ist, um die gespeicherten Verzögerungswerte zu ermitteln, die dem Verzögerungs­ wert benachbart sind, um die Korrelationsergebnisse der benachbarten Verzögerungswerte zu erhalten, und um ei­ nen Mittelwert aus den erhaltenen Korrelationsergebnis­ sen zu bilden. 9. The device according to claim 8, wherein the interpola tion device is arranged to the stored Determine delay values corresponding to the delay value are adjacent to the correlation results of the to obtain neighboring delay values, and to ei a mean value from the correlation result obtained to form.   10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das Empfangssignal unter Verwendung des WSSUS- Modells erhalten wird.10. Device according to one of the preceding claims, where the received signal using the WSSUS Model is obtained. 11. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Basisfunktion ein Nyquist-Roll-Off-Impuls ist.11. The device according to claim 1, wherein the basic function is a Nyquist roll-off impulse. 12. Verwendung der Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 zum Berechnen der Korrelation einer empfangenen Codewortsequenz als Empfangssignal und einer Referenz­ codewortsequenz als Referenzsignal zum Simulieren einer Codeverfolgungsschleife.12. Use of the device according to one of claims 1 to 11 for calculating the correlation of a received one Code word sequence as a received signal and a reference code word sequence as a reference signal for simulating a Code tracking loop. 13. Verwendung nach Anspruch 12, wobei die Codeverfolgungs­ schleife als Delay-Locked-Loop (DLL) ausgeführt ist, und die Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 angeordnet ist, um eine Frühkorrelation, eine Spätkor­ relation und eine Entspreizungskorrelation zu berech­ nen.13. Use according to claim 12, wherein the code tracking loop is executed as a delay locked loop (DLL), and the device according to one of claims 1 to 11 is arranged for an early correlation, a late correction relation and a despread correlation to calculate NEN. 14. Verwendung nach Anspruch 12, wobei die Codeverfolgungs­ schleife als Tau-Dither-Tracking-Loop (TDL) ausgeführt ist, wobei die Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 angeordnet ist, um die Korrelation des Empfangs­ signals mit dem Referenzsignal zu berechnen.14. Use according to claim 12, wherein the code tracking loop executed as a tau dither tracking loop (TDL) wherein the device according to one of claims 1 to 11 is arranged to correlate the reception to calculate signals with the reference signal. 15. Verfahren zum Berechnen einer Korrelation zwischen ei­ nem Empfangssignal (fp(t' + kT) × s(t' - TI)) und einem um einen Verzögerungswert (Δτ) verschobenen Referenzsignal (c(t', Δτ)), wobei das Empfangssignal durch Beaufschla­ gung eines Testsignals (s(t' - TI)) mit einer zeitlich variierenden Funktion (f(t' + kT)) erhalten wird, wobei die zeitlich variierende Funktion durch eine Summe von gewichteten, zeitverschobenen Basisfunktionen (h(t')) darstellbar ist, wobei die Basisfunktionen um Produkte aus ganzzahligen Indizes (n') und einer Periodendauer (Ts) eines Abtastsignals zeitlich verschoben sind, und wobei die Gewichtung (fp(nTs)) einer Basisfunktion durch den Wert der zeitlich variierenden Funktion zu dem Zeitpunkt (nTs) gegeben ist, der gleich dem Produkt des jeweiligen ganzzahligen Index (n = n' + kν) mit der Peri­ odendauer (Ts) des Abtastsignals ist, der dieser Basis­ funktion zugewiesen ist, mit folgenden Schritten:
Speichern (10) von Kreuzkorrelationsergebnissen zwi­ schen der Basisfunktion, des Testsignals und des Refe­ renzsignals für verschiedene ganzzahlige Indizes und verschiedene Verzögerungswerte;
Berechnen (14) eines Werts der zeitlich variierenden Funktion zu einem Zeitpunkt, der gleich dem Produkt ei­ nes ganzzahligen Index und der Periodendauer des Ab­ tastsignals ist;
Zugreifen (20) auf ein gespeichertes Kreuzkorrelations­ ergebnis, unter Verwendung eines ganzzahligen Index und eines Verzögerungswerts, um ein Korrelationsergebnis für einen ganzzahligen Index und einen Verzögerungswert zu erhalten;
Multiplizieren (16) eines von einem ganzzahligen Index abhängigen Werts der zeitlich variierenden Funktion mit dem Korrelationsergebnis für diesen ganzzahligen Index und einen Verzögerungswert, um ein Multiplikationser­ gebnis für einen Verzögerungswert und einen Index zu erhalten; und
Summieren (22), von einer unteren Grenze zu einer obe­ ren Grenze des ganzzahligen Index, von Multiplikations­ ergebnissen für die ganzzahligen Indizes, um ein Maß für die Korrelation zwischen dem Empfangssignal und dem Referenzsignal zu erhalten. 15. Method for calculating a correlation between a received signal (f p (t '+ kT) × s (t' - T I )) and a reference signal (c (t ', Δτ)) shifted by a delay value (Δτ), wherein the received signal is obtained by applying a test signal (s (t '- T I )) with a time-varying function (f (t' + kT)), the time-varying function being determined by a sum of weighted, time-shifted basic functions (h (t ')) can be represented, the basic functions being shifted in time by products of integer indices (n') and a period (T s ) of a scanning signal, and the weighting (f p (nT s )) of a basic function by the value the time-varying function at the time (nT s ) is given, which is equal to the product of the respective integer index (n = n '+ kν) with the period (T s ) of the scanning signal, which is assigned to this basic function, with following steps:
Storing ( 10 ) cross-correlation results between the base function, the test signal and the reference signal for different integer indices and different delay values;
Calculating ( 14 ) a value of the time varying function at a time that is equal to the product of an integer index and the period of the sampling signal;
Accessing ( 20 ) a stored cross-correlation result using an integer index and a delay value to obtain a correlation result for an integer index and a delay value;
Multiplying ( 16 ) an integer index dependent value of the time varying function by the correlation result for that integer index and a delay value to obtain a multiplication result for a delay value and an index; and
Summing ( 22 ), from a lower limit to an upper limit of the integer index, of multiplication results for the integer indices in order to obtain a measure of the correlation between the received signal and the reference signal. 16. Verwendung des Verfahrens nach Anspruch 15 zum Berech­ nen der Korrelation einer empfangenen Codewortfolge als Empfangssignal und einer Referenzcodewortfolge als Re­ ferenzsignal zum Simulieren einer Codeverfolgungs­ schleife.16. Use of the method according to claim 15 for calculation the correlation of a received code word sequence as Reception signal and a reference code word sequence as Re Reference signal to simulate code tracking loop.
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