DE10051151A1

DE10051151A1 - Verbesserungen auf dem Gebiet der Zeit-Bezirk-Reflexmessung

Info

Publication number: DE10051151A1
Application number: DE2000151151
Authority: DE
Inventors: Wayne Sherrard; Walter Sacuta; Trent Cherniwchan
Original assignee: Federal Industries Industrial Group Inc
Current assignee: Siemens Canada Ltd
Priority date: 1999-10-15
Filing date: 2000-10-16
Publication date: 2001-04-19
Also published as: GB0024946D0; CA2286439A1; GB2358535A

Abstract

Verfahren zur Zeit-Bezirk-Reflexmessung zur Bestimmung der Positionen oberer und unterer Grenzflächen einer ersten Flüssigkeit (24), die auf einer zweiten Flüssigkeit (26) in einem Behälter (4) schwimmt, unter Verwendung eines Systems mit einer Sonde (2) in Form einer Übertragungsleitung, die senkrecht im Behälter (4) von einem Punkt oberhalb des höchsten zu messenden Niveaus der oberen Grenzfläche aus bis unterhalb eines tiefsten zu messenden Niveaus der unteren Grenzfläche verläuft, und einem Impulsradarsystem (10), das mit dem oberen Ende der Übertragungsleitung verbunden ist. Die Übertragungsleitung ist so ausgebildet, dass eine Impulsantwort erhalten wird, die im Wesentlichen frei von internen Reflexionen mit Ausnahme an ihren Enden (6, 8) ist, und das Radarsystem hinreichend gut an die Sonde angepasst wird, um die Entstehung von Rauschen oder Störechos mit einer starken Amplitude zu vermeiden, während ein erkennbarer Bezugsrückführimpuls (30) erzeugt wird, der das Ende der Sonde markiert. Außerdem werden die Positionen der oberen und unteren Grenzfläche der ersten Flüssigkeit bestimmt, indem die Laufzeit zwischen dem Bezugsrückführimpuls und dem ersten Rückführimpuls (32) bestimmt und daraus die Strecke entlang der Sonde zur ersten Grenzfläche berechnet wird, sowie die Laufzeit zwischen dem ersten und zweiten Rückführimpuls (32, 34) bestimmt und ein Skalierungsfaktor darauf angewendet, der von der Dielektrizitätskonstanten der ersten Flüssigkeit abhängig ist, um ...

Description

Diese Erfindung betrifft die Zeit-Bezirk-Reflexmessung (Time Domain Reflectometry - TDR) und insbesondere Techniken zur Anwendung der TDR, um die Tiefen übereinander liegender, nicht mischbarer Flüssigkeiten in einem Tank oder einem anderen Behälter zu messen.

Eine typische Anwendung für solche Techniken ist in der Ver arbeitung von Erdölprodukten gegeben, wo es häufig vorkommt, dass eine Schicht eines solchen Produktes auf einer angesam melten wässrigen Schicht in Tanks oder anderen Behältern schwimmt, die ein derartiges Produkt enthalten. Selbstverständlich ist es dabei wünschenswert, die Mengen sowohl des Produktes als auch der wässrigen Schicht bestimmen zu können; derartige Mengen können auf Basis der Tiefe der Schichten bestimmt werden, vorausgesetzt, die Eigenschaften des Behälters sind bekannt.

Das US-Patent Nr. 5,400,561 (Welch) beschreibt ein Verfahren zur Messung des Wasserstandes am Boden eines Vorratstanks unter Verwendung mehrerer Sensoren, die in verschiedenen Ab ständen vom Tankboden entfernt angeordnet sind. Dies er fordert mehrere Sensoren und mehrere Halterungen.

Das US-Patent Nr. 5,811,677 (Cournanc) bedient sich eines Sensors mit senkrechter Übertragungsleitung innerhalb eines Behälters, wobei eine Wobbelfrequenz an die Übertragungs leitung angelegt wird und das Reflexionsspektrum, das durch Reflexionen entlang der Übertragungsleitung verursacht wird, analysiert wird, um die räumliche Verteilung der elektri schen Impedanz dem Sensor entlang zu bestimmen. Dafür sind eine teurere Ausrüstung sowie eine komplexe Analyse erforderlich, die in den meisten Prozesssteuerungsanwendungen vertretbar sind.

Das US-Patent Nr. 3,812,422 (De Carolis) misst Änderungen der Impedanz entlang des Verlaufs eines Koaxialkabels, das mit einem Impulsgenerator verbunden und an seinem distalen Ende kurzgeschlossen ist, im Hinblick auf die Bestimmung von Grenzflächen zwischen Flüssigkeiten und der dielektrischen Abhängigkeiten der Flüssigkeiten.

Das US-Patent Nr. 5,376,888 (Hook) stützt sich auf die Erzeugung von Markierungen an vorgegeben Punkten entlang einer Sonde, um den Ursprung anderer entlang der Sonde auftretenden Reflexionen zu lokalisieren. Die Struktur der Sonde ist komplex, und das System scheint in erster Linie zur Untersuchung des Feuchtegehalts von Böden vorgesehen zu sein.

Das US-Patent Nr. 5,601,611 (McEwan) beschreibt die Verwendung ein Mikroimpulsradars (MIR) für Anwendungen zur Erfassung von Flüssigkeitsständen. Bei MIR handelt es sich um eine von McEwan am Lawrence Livermore National Laboratory der Universität Kalifornien entwickelte Technik, die ein preiswertes Hilfsmittel für die Nutzung von Radartechniken in vielfältigen nützlichen Anwendungen bereitstellt. Hierbei wird natürlich ein Kompromiss gegenüber komplexeren und teureren Radartechniken eingegangen, dadurch dass die Impulse eine sehr geringe Leistung und ein Breitband haben, was sowohl den Bereich als auch die Selektivität der angewendeten einfachen Abtastdetektortechnik begrenzt, während die Genauigkeit durch die Stabilität der Zeitbasis begrenzt wird, die zur Steuerung der Abtastung verwendet wird. Anwendungen wie die der vorliegenden Erfindung gehen bis an die Grenzen der Technik, zum Einen, da die Größe der verwendeten Tanks, beispielsweise in der petrochemischen Industrie, ziemlich groß sein kann, und zum Anderen wegen der Energieaufnahme, die stattfindet, wenn versucht wird, die Grenzflächen unter der Oberfläche der gespeicherten Flüssigkeit zu durchdringen. Insbesondere wässrige Schichten verursachen Probleme, da ihre Absorption durch Ver unreinigung sehr hoch werden kann, während die hohe Dielektrizitätskonstante des Wasser die Laufzeit stark verlängert, wodurch die Absorptionsprobleme verschärft und die maximale Zeit, die der Impuls für den Rücklauf vom entfernten Ende der Sonde benötigt, länger wird. Die Breitbandsignale haben außerdem die Tendenz, die Erzeugung von Störsignalen über die Laufzeit aufgrund unerwünschter Reflexionen an Störungen der Eigenschaften des Aus breitungsmediums, bei denen es sich nicht um die zu erfassenden handelt, sowie Fehlanpassungen an das Ausbreitungsmedium zu unterstützen.

Die US-Patente Nr. 5,841,606 und 5,884,231 (Perdue et al.) betreffen die Verarbeitung des Rückführsignals in einem MIR- TDR-System.

Es wurde auch vorgeschlagen, die TDR zur Bestimmung der Di elektrizitätskonstanten von Flüssigkeiten anzuwenden. Diese beruhen im Allgemeinen auf der Messung der Charakteristik der Reflexion an der Grenzfläche, an der das Signal in die Flüssigkeit eintritt; Amplitude und Breite solcher Impulse hängen mit der Änderung der Dielektrizitätskonstanten zusammen, die an der Grenzfläche auftritt. Gemäß US-Patent Nr. 5,898,308 wird die Dielektrizitätskonstante einer Flüssigkeit gemessen, indem die Zeit gemessen wird, die ein Impuls benötigt, bis zum Ende einer Sonde zu gelangen, von der zumindest der distale Abschnitt in die Flüssigkeit eines MIR-TDR-Systems getaucht ist.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, zu ermöglichen, die Positionen der oberen und unteren Grenzflächen einer Schicht einer ersten Flüssigkeit, die auf einer zweiten Flüssigkeit in einem Behälter schwimmt, bestimmen zu können. Sind die Abmessungen des Behälters bekannt, können Volumen und Tiefe sowohl der ersten als auch der zweiten Flüssigkeit bestimmt werden. Dies erfolgt vorzugsweise mittels der TDR unter Verwendung eines Mikroim puls-Radarsystems, das an die auf die sich durch die erwarteten Bereiche der Position der Grenzfläche erstreckenden Übertragungsleitung angepasst ist. Die Übertragungsleitung ist so ausgelegt, dass sie die Erzeugung von Reflexionen der Mikrowellenenergie mit Ausnahme an einem unteren Ende der Leitung und an den Grenzflächen auf ein Minimum begrenzt, und die Anpassung des Radarsystems an die Leitung geschieht so, dass nur ein relativ kleiner Anteil der vom System erzeugten Mikrowellenenergie an diesem Punkt reflektiert wird, wobei sichergestellt werden soll, dass die an den Grenzflächen und an der Anpassung an die Leitung erzeugten Reflexionen stark im Vergleich zu Störreflexionen sind, die im gleichen Zeitbereich auftreten. Da die Dielektrizitätskonstante der ersten Flüssigkeit, bei der es sich im allgemeinen um ein Erdölprodukt handelt, häufig nicht bekannt ist, muss sie bestimmt werden, damit die Position der unteren Grenzfläche berechnet werden kann. Die Ausbreitungsgeschwindigkeit der Impulse ist eine Funktion der Dielektrizitätskonstanten. Diese kann in einer getrennten Messung oder durch Messen der Amplitude der re flektierten Impulse an der oberen Grenzfläche bestimmt werden, die sich in etwa proportional zur Änderung der Di elektrizitätskonstanten an der Grenzfläche verhält, oder durch Anwenden des Systems bei im Wesentlichen fehlender zweiter Flüssigkeit und Erfassen eines am unteren Ende der Sonde reflektierten Impulses sowie des Impulses von der zugehörigen und der oberen Grenzfläche. Da die Länge der Sonde bekannt ist, kann die Dielektrizitätskonstante der ersten Flüssigkeit berechnet werden, da die Dielek trizitätskonstante von Luft oder Dampf über der ersten Flüssigkeit ungefähr 1 ist, womit die Höhe der ersten Grenz fläche berechnet werden kann und damit der Strecke, die entlang der Sonde in der ersten Flüssigkeit zurückgelegt worden ist. Da die Laufzeit in der ersten Flüssigkeit aus der Verzögerung zwischen dem Empfang der Reflexionen von der ersten Grenzfläche und dem Ende der Sonde ebenfalls bekannt ist, kann dann die Dielektrizitätskonstante berechnet werden. Diese zuletzt genannte Methode zur Bestimmung der Dielektrizitätskonstanten, die der in US-Patent Nr. 5,898,308 offenbarten ähnelt, hat den Nachteil, dass sie bei jeder Anwendung die Entfernung der zweiten Flüssigkeit aus dem Behälter erforderlich macht, was häufig nicht durchführbar ist.

Es wurde festgestellt, dass es bei TDR-Systemen, die über weite Bereiche und bei sehr unterschiedlichen Umgebungs bedingungen arbeiten, schwierig ist, die Stabilität der Zeitbasen, die zur Steuerung der Abtastung eines Stroms Rückführsignale von aufeinander folgenden dienen, aufrechtzuerhalten, wie sie in MIR- und ähnlichen Impulsradarsystemen durchgeführt wird. Es ist deshalb eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen verbesserten Zeitverzögerungsgenerator für die Steuerung der Abtastung in einem solchen System bereitzustellen.

Fig. 1 ist eine schematische Darstellung der Hauptkomponenten eines Systems gemäß der Erfindung.

Fig. 2a ist eine schematische Darstellung des in einem Tank installierten Systems, der ein auf einer Wasserschicht schwimmendes flüssiges Erdölprodukt enthält.

Fig. 2b zeigt eine graphische Darstellung der Amplitude des von der Sonde des Systems nach Fig. 2a empfangenen Rückführ signals.

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild des Senders/Empfängers und des Digitalisierers der Sonde.

Fig. 4 ist ein detaillierteres Schaltbild des Zeitverzögerungsgeneratorblocks gemäß Fig. 3.

Fig. 5 ist ein Zeit- bzw. Ablaufdiagramm der Schaltung gemäß Fig. 4, und

Fig. 6 bis 10 sind Flussdiagramme, die Aspekte der Funktionsweise des Systems darstellen.

Wie aus Fig. 1 zu ersehen ist, weist das System eine Sonde 2 in Form einer Übertragungsleitung auf, die in einem zu über wachenden Tank 4 mittels oberer und unterer Halterungen 6 und 8 befestigt ist, sowie eine Empfänger-/Sender- und Digitalisierungseinheit 10 der Sonde, die mit dem oberen Ende der Sonde sowohl mechanisch als auch elektrisch verbunden ist. Die Einheit 10 ist über ein Kabel 12 mit einer Steuerungs- und Anzeigeeinheit 14 verbunden, die einen Steuerungsrechner und eine Spannungsversorgung für die Einheit 10 enthält. Die Einheit 14 kann über ein Kabel 16 mit einer weiteren Fernsteuerungs- und -anzeigeanlage verbunden sein.

Wir haben festgestellt, dass es wünschenswert ist, das Be triebsverhalten der Sonde 2 als Übertragungsleitung sowohl innerhalb der Leitung als auch an ihrem Anschluss am unteren Ende und ihrem Anschluss an der Einheit 10 mittels einer Schnittstelle 18 (siehe Fig. 4) zu optimieren. Eine Sonde, die gemäß US-Patent Nr. 5,781,019 (Telder) aufgebaut ist, dessen Text und Zeichnungen hiermit durch Bezug darauf einbezogen werden, stellt eine ausgeglichene Leitung bereit, die Störreflexionen minimiert. Qualitativ hochwertige Koaxialkabel, die so aufgebaut sind, dass ein Fluid zwischen die koaxialen Leiter strömen kann, können ebenfalls gute Ergebnisse erbringen. Eindrähtige Übertragungsleitungen können zwar in weniger anspruchsvollen Anwendungen eingesetzt werden, sind jedoch sehr anfällig für die Entstehung von Störrreflexionssignalen, die die Erkennung erwünschter Signale vor allem in tieferen Tanks erschweren können.

Es muss betont werden, dass der erfolgreiche Betrieb der Er findung, insbesondere über längere Entfernungen, in hohem Maße von der Qualität des reflektierten Signals von der Sonde abhängt. Selbst bei Systemen, die vor allem zur Erkennung der Grenzfläche zwischen Luft und einer Flüssigkeit in einem Tank vorgesehen sind, kann ein rauschbehaftetes reflektiertes Signal für die Erkennung erhebliche Schwierigkeiten verursachen, wie dies in den US- Patenten Nr. 5,841,666 und 5,884,231 gut dargestellt ist, die sich hauptsächlich mit der Überwindung dieser Schwierigkeiten beschäftigen. Obwohl diese Patente die theoretische Möglichkeit der Erkennung weiterer Grenzflächen zwischen zwei Flüssigkeiten unterhalb einer Grenzfläche Luft/Flüssigkeit erläutern, lässt sich leicht erkennen, dass sich die sich anhand der Beispiele zeigenden Detektionsschwierigkeiten in einem solchen Fall addieren würden, insbesondere bei MIR-basierten Systemen, deren Anwendung aus wirtschaftlichen Gründen äußerst wünschenswert ist, deren Unempfindlichkeit gegen Störsignale jedoch gering ist.

Wir haben weiterhin festgestellt, dass es wichtig ist, die Übertragungsleitung gut an das MIR-System anzupassen, damit Reflexionen an der Schnittstelle 18 zwischen dem System und der Leitung derartig begrenzt sind, dass der Anteil der an dieser Schnittstelle auftretenden Verlustenergie des Impulses auf einem niedrigen Niveau gehalten wird. Eine gewisse Reflexion ist wünschenswert, um ein Bezugs- oder Markiersignal bereitzustellen, das den Beginn der Sonde markiert; die Reflexion übermäßiger Energie an diesem Punkt resultiert jedoch in der Erzeugung von Störsignalen und Rauschen, die innerhalb des Zeitbereichs verteilt sind und die erwünschte Signale verdecken können.

In Fig. 2a ist ein Tank 20 schematisch dargestellt, in dem die Sonde 2 so befestigt ist, dass sie von der Oberfläche des Tanks durch einen Dampf- oder Luftraum 22, eine Schicht 24 einer ersten Flüssigkeit, üblicherweise ein Erdölprodukt, und eine Schicht 26 einer zweiten Flüssigkeit, üblicherweise Wasser, zum Boden des Tanks verläuft. Wie aus Fig. 2b ersichtlich ist, erzeugt ein Impuls von der Einheit 10 eine Reflexion 30 an der Schnittstelle 18 an der Tankoberfläche, eine erste Grenzflächenreflexion 32 beim Durchgang von Luft oder Dampf oberhalb der ersten Flüssigkeit in die erste Flüssigkeit und eine zweite Grenzflächenreflexion 34 an der Grenzfläche zwischen der ersten und der zweiten Flüssigkeit. Üblicherweise ist die Dielektrizitätskonstante eines Erdölprodukts nicht sehr hoch, so dass der Impuls, der von der Reflexion an der ersten Grenzfläche gebildet wird, eine relativ kleine Amplitude hat. Die Dielektrizitätskonstante des Wassers ist sehr viel höher, so dass der Impuls, der von der Reflexion an der zweiten Grenzfläche gebildet wird, eine wesentlich größere Amplitude hat. Die Aus breitungsgeschwindigkeit in der im Wasser befindlichen Sonde wird durch die hohe Dielektrizitätskonstante des Wassers stark verringert, so dass jede signifikante Wassertiefe in einer Reflexion vom Sondenende resultiert, die unter das rechtsseitige Maximum des Graphen der Fig. 2b fällt. Des weiteren erhöht sich die Absorptionsrate des Impulses in Wasser, besonders wenn dieses verunreinigt ist, so dass vom entfernten Ende der Sonde möglicherweise keine erkennbare Reflexion vorliegt.

Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, enthält die Einheit 10 die Schnittstelle 18 zur Sonde 2. Die Schnittstelle ist mit einem Mikrowellenimpulsgenerator 40 verbunden, der von einem Oszillator 42 getrieben wird, der die Impulswiederholrate über einen Zeitverzögerungsgenerator (Time Delay Generator - TDG) 44 bestimmt, der weiter unten beschrieben wird. Ein Steuerimpulsgenerator 46 wird ebenfalls vom Generator 44 angetrieben, um Steuerimpulse mit einer sich progressiv ändernden Verzögerung relativ zu den Mikrowellenimpulsen zu erzeugen, die von einem Rampensignal eines Rampengenerators 45 gesteuert werden. Die Steuerimpulse steuern ein Abtastgatter 48, das die von der Sonde reflektierten Signale abtastet. Die Abtastungen werden von einem Digitalisierer 50 digitalisiert, der eine Ausgabe an die Steuerungs- und Anzeigeeinheit 14 liefert.

Nunmehr sei auf Fig. 4 und 5 verwiesen, wonach ein Signal (PRF) mit einem Nenntastverhältnis von 50% vom Netzwerk R-R-CG gefiltert und an den Eingang von US (Signal VCT in Fig. 5) gelegt wird. Die Spitze-zu-Spitze-Spannung des Signals VCT beträgt üblicherweise 0,5V_DD. Die bei VX erzeugte Spannung beaufschlagt das Signal VCT mit einem Versatz. Wird die Spannung VX von 0,5V_DD erhöht, wird das positive Tastverhältnis des Signals bei VE größer als 50%. Ein größerer Anteil der gefilterten Wellenform VCT wird größer als der Schwellenwert des Gatters U5. Dies ist der Übertragungspfad der TDG-Schaltung.

Das Signal PRF wird außerdem von einem Inverter U1 invertiert. Dieses invertierte Signal, das mit VA gekennzeichnet ist, wird auch an ein R-R-CG-Netzwerk ähnlich dem im Übertragungspfad gelegt. Das gefilterte Signal am Eingang von U2, das mit VCG gekennzeichnet ist, wird zu dem von VCT komplementär sein. Da dieses R-R-CG-Filternetzwerk auch mit VX verbunden ist, tritt derselbe Versatz bei VCG und VCT auf. Wird die Spannung VX von 0,5V_DD erhöht, wird das positive Tastverhältnis des Signals bei VB kleiner als 50%. Ein größerer Anteil der gefilterten Wellenform bei VCG wird größer als der Schwellenwert des Gatters U2 wie beim Übertragungspfad, aber nur eine einzige Invertierung wird zur Erzeugung der Wellenform VB verwendet. Dieser Zweig der TDG-Schaltung ist der Steuerpfad.

Die für diesen Teil der Schaltung verwendeten Gatter können vom Typ 74HCU04 sein. Dabei handelt es sich um nicht gepuf ferte hochschnelle CMOS-Inverter. Dieses Bauteil wird verwendet, da es keine Begrenzung der Anstiegs-/Abfallzeit hat und bei langsamen Eingängen nahe der Schaltschwelle eher als Verstärker als ein Logikgatter wirkt. Diese Eigenschaft ist erwünscht, da die gefilterten Wellenformen VCT und VCG repräsentativ für Eingänge mit langer Anstiegs-/Abfallzeit sind, und die Verwendung eines gepufferten CMOS-Bauteils bei diesen langsamen Eingängen zu fehlerhaftem Schaltverhalten führen könnte. Die Kapazität CG der Filternetzwerke kann durch die Eingangskapazität der 74HCU-Gatter bereitgestellt werden, die überlicherweise etwa 10 pF beträgt.

Die Signale bei VB und VE werden dann über einen Reihenwiderstand RHI an das Gatter U3 bzw. U4 gelegt. Die Widerstände RHI und RHF zusammen mit den zugehörigen Gattern U3, U4 (Steuerpfad) und U7, U8 (Übertragungspfad) bilden auf wirksame Weise Hysterese-Komparatoren. Die Hysterese dient zur Rechteckbildung der Signale VC, VF, GATE und TX, um ein falsches Schalten aufgrund langsamer Eingänge bei VCT und VCG zu verhindern. Die Nutzung der Hysterese wird besonders für TDGs wichtig, von denen die Erzeugung langer Zeitverzögerungen (über 100 ns oder eine Entfernung < 15 m) gefordert wird.

Das Anlegen des Signals PRF an den Gattern U3 und U7 dient zur Bereitstellung einer gemeinsamen Referenz für die Übertragungs- und Steuerpfade. Die ansteigenden Flanken von VB und VE breiten sich durch die Schaltung aus und bilden die ansteigenden Flanken GATE bzw. TX, die die Zeitverzögerung bestimmen. Die ansteigende Flanke von TX eilt der ansteigenden Flanke von GATE voraus, wenn das positive Tastverhältnis von VE größer ist als das von VB. Dies erfordert eine Spannung an VX größer als 0,5V_DD. Die abfallenden Flanken von VB und VE breiten sich nicht aus, da die abfallende Flanke der Wellenform PRF die Ausgänge wirksam rücksetzt, bevor dies geschehen kann. Diese Wirkungsweise verhindert, dass die Verzögerung zwischen den abfallenden Flanken von VB und VE zur Regelung der Zeitverzögerung beiträgt. Diese Referenz stellt sicher, dass der einzige überwachte und vom Regelungsmechanismus geregelte Parameter die erzeugte Zeitverzögerung ist.

Bei den für diesen Regelungsteil der Schaltung verwendeten Gattern handelt es sich um solche des Typs 74AC00. Dies sind weiterentwickelte CMOS-gepufferte NAND-Gatter. Sie werden wegen ihrer niedrigen Eingangskapazität (~4 pF), ihrer schnellen Ausgangsanstiegszeiten (~750 ps) und ihrer niedrigen Ausbreitungszeitverzögerung (~10 ns) bei niedrigen Versorgungsspannungen verwendet. Die niedrige Eingangskapazität ist günstig, um die durch das Widerstandsnetzwerk mit Hysterese (RHI und RHF) eingeführte Verzögerung zu minimieren, und senkt die Leistungsaufnahme. Die schnelle Ausgangsanstiegszeit ist erforderlich, um die in der TDR erforderlichen Impulse großer Bandbreite bereitzustellen. Die niedrige Ausbreitungszeitverzögerung ist für den Hystereseeffekt günstig.

Ein Differenzverstärker, der vom Verstärker U10 und seinen zugehörigen Teilen gebildet wird, überwacht die Zeitverzögerung. Die Gleichspannungswerte bei VC und VF werden subtrahiert, und die Spannungsdifferenz ΔV verhält sich proportional zur erzeugten Laufzeit. Die Kondensatoren CF dienen zum Herausfiltern des Gleichspannungswerts. Der Differenzverstärker überwacht die Ausgänge TX und GATE nicht direkt. Dies minimiert die Last an den Ausgängen von U4, U8, was dazu beiträgt, die Anstiegszeit zu verkürzen.

Ein Servoverstärker, der vom Verstärker U11 und seinen zuge hörigen Teilen gebildet wird, regelt die Steuerspannung VS ein, um die Spannungsdifferenz ΔV gleich der Spannung RAMP einzustellen. Mit dem Vorspannungsnetzwerk (2R-2R) wird die Schaltung eine Zeitverzögerung null erzeugen, wenn VS gleich der digitalen Masse (VX = 0,5V_DD) ist. Die Zeitverzögerung null tritt dann ein, wenn sowohl VB als auch VE Tastverhält nisse von 50% haben. Der Widerstand RSC und der Kondensator CSC tragen dazu bei, das Frequenzverhalten der Rückkopplungsschleife zu kompensieren.

Die Invarianz der Zeitverzögerung, die gegenüber Fehlan passung, Temperatur und Alterung erzeugt wird, lässt sich hauptsächlich durch die gemeinsame Referenz (PRF) an den Gattern U3, U7 und die Verwendung des Differenzverstärkers zur Überwachung der Zeitverzögerung erzielen. Würde keine Referenz verwendet, würde die erzeugte Zeitverzögerung von der Anpassung der R-R-CG-Netzwerke und der Ausgeglichenheit der Ausbreitungszeitverzögerung für den Übertragungs- und den Steuerpfad abhängen. Der Differenzverstärker trägt dazu bei, durch die Ausbreitungszeitverzögerung des Netzes eingeführte Abweichungen für jeden Pfad zu beseitigen, die sich im entsprechenden Gleichtakt-Tastverhältnis bei VC oder VF manifestieren.

Die Ausbreitungszeitverzögerungen für den Übertragungs- und Steuerpfad müssen auch aus anderen Gründen ausgeglichen werden. Würden die beiden Pfade nicht ausgeglichen, müsste die Steuerspannung VS die zusätzliche Verzögerung kompensieren. Dies ist nicht wünschenswert, da die Ausbreitungszeitverzögerung eines HCMOS stark temperatur abhängig ist, und der für ein eventuelles Ungleichgewicht erforderliche Versatz Instabilitäten im Rückkopplungsmechanismus und eine fehlerhafte Steuerung verursachen könnte. Das zusätzliche Gatter U9 am Ausgang von U1 wird einbezogen, um zum Ausgleichen der Ausbreitungszeitverzögerungen beider Pfade beizutragen. Die Gatterkapazität von U9 spiegelt die kapazitive Last, die U6 auf U5 ausübt, und trägt dazu bei, die Ausbreitungszeitverzögerungen von U1 und U5 auszugleichen. Sämtliche der zusätzlichen Gatter jedes Pfades sind gleich belastet, und die Ausbreitungszeitverzögerung für jeden Pfad nach U1, U5 sollte ausgeglichen werden.

Es versteht sich, dass Schaltungen, die nach dem gleichen Prinzip wie die gemäß Fig. 4 arbeiten, auch zur Steuerung anderer Mikrowellen-Sender/Empfänger, die von der Erfassung von Rückführsignalen nach einer sich progressiv ändernden Verzögerung abhängen, beispielsweise eines Senders/Empfängers wie in der WO 98/36940 offenbart, anstelle der Zeitsteuerschaltung gemäß dieser Beschreibung verwendet werden können.

Aspekte der Verarbeitung des von der Anzeige- und Steuerungseinheit 14 empfangenen Signals der Einheit 10 sind in den Flussdiagrammen der Fig. 6 bis 11 dargestellt.

Wie aus Fig. 6 ersichtlich ist, werden die von der Digitali sierereinheit 10 erzeugten aufeinander folgenden digitali sierten Echoprofile üblicherweise summiert, wobei der Mitte lungsindex die Anzahl von zu summierenden (überlagerten) Profilen vorgibt. Die Routine prüft, ob ein Basislinienpro fil gespeichert ist (um eine Referenz zur Amplitudenmessung bereitzustellen), berechnet eine solche, falls erforderlich, und wendet einen temperaturabhängigen Skalierungswert auf alle nachfolgenden Messungen an.

Fig. 7 zeigt, dass der Bezugsimpuls, der das obere Ende der Sonde markiert, lokalisiert wurde; dieser hat üblicherweise eine negative Polarität relativ zu den anderen Impulsen und damit die kleinste absolute Amplitude. Die Lage des Bezugs impulses wird auf Gültigkeit geprüft, und sofern verifiziert, werden Grenzflächenimpulse gesucht. Werden Grenzflächenimpulse gefunden, wird mittels eines Tests festgestellt, ob eine Kalibrierung durchgeführt worden ist. Bei Nichtbestehen eines dieser Tests wird zur Routine gemäß Fig. 9 übergegangen. Anderenfalls wird die Verarbeitung gemäß Fig. 8 mit der Durchführung aufeinander folgender Tests fortgesetzt, bevor zu Fig. 9 weitergegangen wird. Hat der erste Grenzflächenimpuls eine große Amplitude (die "Wasser"-Schwelle), repräsentiert er eine Laufzeit entsprechend eines leeren Tanks (Reflexion vom Sondenende) oder eine Reflexion von Wasser aus.

Hat der erste Impuls eine kleinere Amplitude, die jedoch über der Amplitudenkennlinie eines Erdölprodukts liegt ("Flüssigkeit"), wird das Ergebnis als ungültig gewertet. Hat der Impuls eine noch kleinere Amplitude, gilt er als charakteristisch für eine Flüssigkeitsgrenzfläche, und es wird nach einem weiteren Impuls mit einer längeren Laufzeit gesucht. Je nachdem, ob ein solcher Impuls gefunden wird, kann angenommen werden, dass entweder obere und untere Grenzflächen (z. B. Flüssigkeit und Wasser) oder nur eine obere Grenzfläche (nur Flüssigkeit) vorhanden sind.

Nunmehr sei auf Fig. 9 verwiesen, in der die Routine die äquivalente Geschwindigkeit eines Impulses in Luft oder Dampf und Messgrenzwerte lädt und dann das ihr übergebene Ergebnis auf verschiedene Kennwerte, wie zuvor getestet, prüft. In dieser Routine wird das Geschwindigkeitsverhältnis aus der Amplitude der Reflexion von der Flüssigkeitsgrenzfläche berechnet, aber es kann variiert werden, um ein gespeichertes Geschwindigkeitsverhältnis (zur Dielektrizitätskonstanten gehörig) zu ersetzen, das berechnet wird, wenn das Verarbeitungsergebnis "nur Flüssigkeit" ist, da dies die Berechnung des Geschwindig keitsverhältnisses auf Basis der Länge der Sonde und der Position der ersten Grenzfläche erlaubt. Ist eine derartiger berechneter Wert nicht verfügbar, kann ein voreingestellter Wert auf Basis der externen Messung der Dielektrizitätskonstanten der Flüssigkeit verwendet werden.

Fig. 10 zeigt eine bevorzugte Routine zur Impulssuche.

Liste der Bezugszeichen

2

Sonde

6

,

8

Halterungen

10

Sender/Empfängereinheit Impulsradarsystem

12

Kabel

14

Steuerungs- und Anzeigeeinheit

16

Kabel

18

Schnittstelle

20

Tank, Behälter

22

Dampf- oder Luftraum

24

erste Flüssigkeit

26

zweite Flüssigkeit

30

Reflexion

32

erste Grenzflächenreflexion

34

zweite Grenzflächenreflexion

40

Mikrowellenimpulsgenerator

42

Oszillator

44

Laufzeitgenerator

45

Rampengenerator

46

Steuerimpulsgenerator

48

Abtastgatter

50

Digitalisierer
CF Kondensator
U2 Verstärker
U3, U4, Gatter
U7, U8 Gatter
U9 Gatter
U4, U8 Ausgänge
U10, U11 Verstärker
U18, U11 Regelschleife
RCS Widerstand
CSC Kondensator

Claims

1. Verfahren zur Zeit-Bezirk-Reflexmessung zur Bestimmung der Positionen oberer und unterer Grenzflächen einer ersten Flüssigkeit (24), die auf einer zweiten Flüssigkeit (26) in einem Behälter (4) schwimmt, unter Verwendung eines Systems mit einer Sonde (2) in Form einer Übertragungsleitung, die senkrecht im Behälter (4) von einem Punkt oberhalb des höchsten zu messenden Niveaus der oberen Grenzfläche aus bis unterhalb eines tiefsten zu messenden Niveaus der unteren Grenzfläche verläuft, und einem Impulsradarsystem (10), das mit dem oberen Ende der Übertragungsleitung verbunden ist, wobei das Mikroimpuls-Radarsystem (10) einen Mikro wellenimpulsgenerator (40) enthält; dadurch gekennzeichnet, dass es folgende Schritte aufweist:
Aufbauen und Installieren der Übertragungsleitung, so dass eine Impulsantwort erhalten wird, die im Wesentlichen frei von internen Reflexionen mit Ausnahme an ihren Enden (6, 8) ist, hinreichend gutes Anpassen des Radarsystems an das obere Ende der Sonde (2), um die Entstehung von Rauschen oder Störechos mit einer Amplitude zu vermeiden, die vergleichbar ist der Größe der ersten und zweiten Rückführimpulse aufgrund von Reflexionen an der oberen und unteren Grenzfläche, während eine leicht erkennbare Reflexion erzeugt wird, die einen Bezugsrückführimpuls bildet, der das Ende der Sonde (2) markiert; und Nachweisen der Positionen der oberen und unteren Grenzfläche der Flüssigkeit, indem die Laufzeit zwischen dem Bezugsrückführ impuls und dem ersten Rückführimpuls bestimmt und daraus die Entfernung entlang der Sonde (2) zur ersten Grenzfläche berechnet wird, sowie Bestimmen der Laufzeit zwischen dem ersten und zweiten Rückführimpuls und Anwenden eines Skalierungsfaktors darauf, der von der Dielektrizitäts konstanten der ersten Flüssigkeit (24) abhängig ist, so dass ein Abstand zwischen der ersten und zweiten Grenzfläche be stimmt werden kann.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Radarsystem (10) ein MIR-System ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, insbesondere nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es den Schritt der Berechnung des Skalierungsfaktors auf Basis der Amplitude des ersten Rückführimpulses enthält.

4. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es den Schritt der Bestimmung der Dielektrizitätskonstanten der ersten Flüssigkeit (24) zum Erhalt des Skalierungsfak tors enthält.

5. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Dielektrizitätskonstante aus einer Messung der Amplitude des ersten Rückführimpulses abgeleitet wird.

6. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Dielektrizitätskonstante abgeleitet wird, indem das Ver fahren bei Fehlen der zweiten Flüssigkeit (26) durchgeführt wird, ein weiterer Impuls anstelle des zweiten Impulses erfasst wird, der durch eine Reflexion vom unteren Ende der Übertragungsleitung gebildet wird, und eine Beziehung zwischen der Laufzeit zwischen dem ersten und weiteren Impulsen und der Länge der Übertragungsleitung unter der ersten Grenzfläche hergestellt wird, um so die Dielektrizitätskonstante der ersten Flüssigkeit (24) abzuleiten.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch ge kennzeichnet, dass ein zu verarbeitendes digitales Signal gebildet wird, indem eine Reihe von Impulsen mit Mikrowellenenergie an die Übertragungsleitung angelegt und die reflektierte Energie während einer Periode anschließend an jeden Impuls unter Verwendung einer sich progressiv ändernden Verzögerung abgetastet wird.

8. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Progression der Verzögerung erhalten wird, indem ein lineares Rampensignal an den Verzögerungsgenerator (44) angelegt und ein negatives Rückführsignal im Generator (44) verwendet werden, um die Antwort des Generators (44) auf die Rampe zu linearisieren.

9. Vorrichtung mit einer Sonde (2) in Form einer Übertra gungsleitung, die senkrecht im Behälter (4) von einem Punkt oberhalb des höchsten zu messenden Niveaus der oberen Grenz fläche aus bis unterhalb eines tiefsten zu messenden Niveaus der unteren Grenzfläche verläuft, und einem Impuls radarsystem (10), das mit dem oberen Ende der Übertragungs leitung verbunden ist, wobei das Mikroimpuls-Radarsystem (10) einen Mikrowellenimpulsgenerator (40) und einen Steuerungsrechner (14) enthält, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerungsrechner (14) so programmiert ist, dass er die Verfahrensschritte wie in einem der Ansprüche 1 bis 8 festgelegt implementiert.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, mit einem Verzögerungsgenerator (44) zur Verwendung in einem Impulsradarsystem (10), das einen Sender und einen Empfänger enthält, in dem ein zu verarbeitendes Signal gebildet wird, indem vom Sender eine Reihe Impulse mit Mikrowellenenergie gesendet werden und die vom Empfänger empfangene reflektierte Energie nach jedem gesendeten Impuls unter Anwendung einer sich progressiv ändernden Verzögerung, die von einem Verzögerungsgenerator (44) gesteuert wird, abgetastet wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Verzögerungsgenerator (44) von einem Rampensignal eines Rampengenerators (45) gesteuert wird, und der Generator (44) intern so konfiguriert ist, dass er eine negative Rückkopplungsschleife (U18, U11) enthält, die zur Linearisierung der Antwort des Generators auf das Rampen signal geschaltet ist.

11. Zeitverzögerungsgenerator (44) zur Verwendung in einem Impulsradarsystem (10), das einen Sender und einen Empfänger enthält, in dem ein zu verarbeitendes Signal gebildet wird, indem vom Sender eine Reihe Impulse mit Mikrowellenenergie gesendet werden und die vom Empfänger empfangene reflektierte Energie nach jedem gesendeten Impuls unter Anwendung einer sich progressiv ändernden Verzögerung abgetastet wird, die von einem Verzögerungsgenerator (44) gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Laufzeitgenerator (44) von einem Rampensignal von einem Rampengenerator (45) gesteuert wird, und der Generator (44) intern so konfiguriert ist, dass er eine negative Rückkopplungsschleife (U18, U11) enthält, die zur Linearisierung der Antwort des Generators auf das Rampen signal geschaltet ist.