DD282789A5 - PROCESS FOR A POWER AMPLIFIER WITH LOW PHASE ROTATION, ESPECIALLY FOR A VARIABLE INDUCTIVE LOAD - Google Patents

PROCESS FOR A POWER AMPLIFIER WITH LOW PHASE ROTATION, ESPECIALLY FOR A VARIABLE INDUCTIVE LOAD Download PDF

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DD282789A5 DD32795789A DD32795789A DD282789A5 DD 282789 A5 DD282789 A5 DD 282789A5 DD 32795789 A DD32795789 A DD 32795789A DD 32795789 A DD32795789 A DD 32795789A DD 282789 A5 DD282789 A5 DD 282789A5
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Suhl Feinmesszeugfab Veb
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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren fuer einen Leistungsverstaerker mit geringer Phasendrehung und hoher Stabilitaet der Ausgangsspannung beim Anschalten einer induktiven Last. Sie ist auf dem Gebiet der NF-Leistungsverstaerkertechnik und in der Mesztechnik anzuwenden. Die Erfindung loest die Aufgabe, ein Verfahren fuer einen Leistungsverstaerker zu schaffen, durch das der Laststrom nur einen sehr geringen Spannungsabfall zwischen der Eingangs- und der Ausgangsklemme erzeugt. Der Leistungsverstaerker soll als Stromtreiber am Ausgang eines bipolaren Operationsverstaerkers eine hoehere kapazitive Belastung als ein komplementaerer Emitterfolger zulassen. Diese Aufgabe wird erfindungsgemaesz dadurch geloest, dasz der Laststrom eines Verstaerkers mit einem npn-Transistor (T) und mit einer Meszeinrichtung (3) fuer den Kollektorstrom des npn-Transistors durch zwei steuerbare Stromquellen (Q1, Q2) bereitgestellt wird, dasz mit Hilfe einer Steuerung (7) der Strom einer Stromquelle reduziert wird, wenn sich der Strom der anderen Stromquelle erhoeht, und umgekehrt, und dasz das Verhaeltnis zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert des Kollektorstroms durch ausreichende Hoehe des Minimalwertes klein gehalten wird. Fig. 1{Stromtreiber; Laststrom; geringer Spannungsabfall; maximaler Kollektorstrom; minimaler Kollektorstrom; Meszeinrichtung; Regeleinrichtung; steuerbare Stromquelle; Steuerung}The invention relates to a method for a Leistungsverstaerker with low phase rotation and high stability of the output voltage when switching on an inductive load. It is applicable in the field of NF power amplifier technology and in the measuring technique. The invention solves the problem of providing a method for a power amplifier, by which the load current generates only a very small voltage drop between the input and the output terminal. The power amplifier is intended as a current driver at the output of a bipolar operational amplifier allow a higher capacitive load as a complementary emitter follower. This object is achieved according to the invention by providing the load current of a superconductor with an NPN transistor (T) and with a collector means (3) for the collector current of the NPN transistor through two controllable current sources (Q1, Q2) Control (7) the current of a power source is reduced, when the current of the other power source increases, and vice versa, andz that the ratio between the maximum value and the minimum value of the collector current is kept small by a sufficient amount of the minimum value. Fig. 1 {current driver; Load current; low voltage drop; maximum collector current; minimum collector current; Meszeinrichtung; Control device; controllable power source; Control}

Description

Hierzu 3 Seiten ZeichnungenFor this 3 pages drawings

Anwendungsgebiet der ErfindungField of application of the invention

Die Erfindung ist allgemein auf dem Gebiet der NF-Leistungsverstärkertechnik und speziell in der Meßtechnik anzuwenden.The invention is generally applicable in the field of LF power amplifier technology and especially in metrology.

Das eifindungsgemäße Verfahren gestattet den Aufbau eines Laistungsverstärkers, der sich durch geringe Phasendrehung, insbesondere bei kapazitiver Belastung, und durch einen sehr kleinen Spannungsabfall zwischen der Eingangs- und der Ausgangsklemme bei induktiver Belastung auszeichnet.The eifindungsgemäße method allows the construction of a Laistungsverstärkers, which is characterized by low phase rotation, especially in capacitive load, and by a very small voltage drop between the input and the output terminal with inductive load.

Die geringe Phasendrehung ist besonders bei der Anwendui g als Stromtreiber mit kapazitiver Belastung am Ausgang eines Ope/ationsvers ta'rkera vorteilhaft.The low phase rotation is particularly advantageous in the case of the application as a current driver with capacitive loading at the output of an actuator ta'rkera.

Der sehr kleine Spannungsabfall bei induktiver Belastung erm. glicht die Erzeugung einer hochkonstanten Wechselspannung für eine variable Anzahl induktiver Meßgrößenaufnehmer.The very small voltage drop with inductive load makes it possible to generate a high-constant AC voltage for a variable number of inductive transducers.

Charakteristik des bekannten Standes der TechnikCharacteristic of the known state of the art

Der komplementäre Emitterfolger hat aufgrund seines relativ hohen Wirkungsgrades eine große Bedeutung als Leistungsverstärker erlangt. Ein schwerwiegender Mangel besteht aber in der ungenügenden Linearität seiner Übertragungskennlinie. Die Übertragungskennlhie des komplementären Emitterfolgers wird durch den AB-Betrieb linearisiert (Tietze/Schenk, llalbleiterschaltungstechnik, 5. Auflage, Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, New York 1980, Seite 349). Bei einem komplementären Emitterfolger im AB-Betrieb muß der Ruhestrom stabilisiert werden, um den Effekt der themischen Mitkopplung zu unterdrücken.The complementary emitter follower has gained great importance as a power amplifier due to its relatively high efficiency. A serious defect, however, is the insufficient linearity of its transfer characteristic. The transfer characteristic of the complementary emitter follower is linearized by the AB operation (Tietze / Schenk, llalbleiterschaltungstechnik, 5th edition, Springer-Verlag Berlin, Heidelberg, New York 1980, page 349). With a complementary emitter follower in the AB mode, the quiescent current must be stabilized in order to suppress the effect of the positive feedback.

Eine sehr einfache und zuverlässige Maßnahme dafür besteht in der Stromgegenkopplung durch Emitterwiderstände. An diesen Emitterwiderständen entsteht aber durch den Laststrom ein zusätzlicher Spannungsabfall, der nicht durch Gegenkopplung (unter Einsatz eines Vorverstärkers) kompensiert werden kann, wenn es sich um eine induktive Last handelt. Ohne Emitterwiderstand reduziert sich dieser Fehler auf den Betrag, der durch den Spannungsabfall am differentiellen Widerstand der Basis-Emitter-Diode des jeweils leitenden Transistors hervorgerufen wird.A very simple and reliable measure for this is the negative current feedback by emitter resistors. At these emitter resistors, however, the load current causes an additional voltage drop, which can not be compensated by negative feedback (using a preamplifier), if it is an inductive load. Without emitter resistance, this error reduces to the amount caused by the voltage drop across the differential resistance of the base-emitter diode of the respective conducting transistor.

In der DE-OS 3727248 wird ein Leistungsverstärker gezeigt, der auf induktive Belastung praktisch fehlerfrei reagiert, obwohl er ebenfalls Emitterwiderstände zur Stabilisierung des Ruhestroms enthält. Ein weiteres Problem ist aber die Phasendrehung eines Leistungsverstärkers, insbesondere bei stärkerer kapazitiver Belastung, wie sie dann auftritt, wenn der Verbraucher ein längeres Anschlußkabel besitzt. Wird der Leistungsverstärker in die Gegenkopplungsschleife eines Operationsverstärkers einbezogen, reduziert die zusätzliche Phasendrehung des Leistungsverstärkers die Phasensicherheit der Operationsverstärkerschaltung bei vorgegebener Kompensation. Die zusätzliche Phasendrehung kann mit Hilfe einer schnallen Rückkopplungsschleife kompensiert werden, sofern die kapazitive Belastung einigermaßen konstant ist (Dostal, Operationsverstärker, Verlag Technik Berlin 1986, S.340). Diese Voraussetzung wird aber hei einer variablen Anzahl einzelner Verbraucher mit eigenem Anschlußkabel nicht erfüllt. Da die maximale kapazitive Röstung kompensiert werden muß, liegt bei reduzierter Belastung stets Überkompensation vor.In DE-OS 3727248 a power amplifier is shown, which reacts to inductive load virtually error-free, although it also contains emitter resistors to stabilize the quiescent current. Another problem, however, is the phase rotation of a power amplifier, especially at higher capacitive load, as occurs when the consumer has a longer connection cable. If the power amplifier is included in the negative feedback loop of an operational amplifier, the additional phase rotation of the power amplifier reduces the phase stability of the operational amplifier circuit at a given compensation. The additional phase rotation can be compensated with the aid of a fast feedback loop, provided that the capacitive load is reasonably constant (Dostal, Operational Amplifier, Verlag Technik Berlin 1986, p.340). However, this requirement is not met by a variable number of individual consumers with their own connection cable. Since the maximum capacitive roasting must be compensated, there is always overcompensation at reduced load.

Bei der typischen Transitfrequenz eines bipolaren Operationsverstärkers von 3MHz ist die Phasendrehung eines kapazitiv belasteten komplementären Emitterfolgers nicht zu vernachlässigen, was durch die ungünstigen Hochfrequenzeigenschaften eines pnp-Transistors bedingt ist. Das gilt auch für den in der DE-OS 3727248 gezeigten Leistungsverstärker. Hinsichtlich der Phasendrehung ist der einfache Emitterfolger mit einem npn-Transistor dem komplementären Emitterfolger überlegen. Der einfache Emitterfolger ist aber durch einen geringen Wirkungsgrad gekennzeichnet; bei Einsatz einer Konstantstromquelle als Arbeitswiderstand liegt er noch unter 25%,At the typical transit frequency of a 3MHz bipolar operational amplifier, the phase rotation of a capacitively loaded complementary emitter follower is not negligible, due to the unfavorable high frequency characteristics of a pnp transistor. This also applies to the power amplifier shown in DE-OS 3727248. In terms of phase rotation, the simple emitter follower with an npn transistor is superior to the complementary emitter follower. The simple emitter follower is characterized by a low efficiency; when using a constant current source as a working resistance, it is still below 25%,

Es sind Lösungen bekannt (DE-OS 3416850, DE-PS 3120689, US-PS 4573021, US-PS 4509020), bei denen der Eingang mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers wie beim einfachen Emitterfolger durch die Basis-Emitter-Diode eines Transistors verbunden ist, und mit denen ein hoher Wirkungsgrad erzielt wird. Der Laststrom verursacht aber bei einer bestimmten Polarität immer noch einen Spannungsabfall am differentiellen Widerstand der Basis-Emitter-Diode zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers, so daß diese Lösungen nicht zur Erzeugung einer hochkonstanten Ausgangsspannung für eine variable induktive Last geeignet sind. Darüber hinaus beeinträchtigt die nichtlineare Strom-Spannungs-Kennlinie der Basis-Emitter-Diode die Linearität der Übertragungskennlinie.Solutions are known (DE-OS 3416850, DE-PS 3120689, US-PS 4573021, US-PS 4509020), in which the input is connected to the output of the power amplifier as in the simple emitter follower through the base-emitter diode of a transistor , and with which a high efficiency is achieved. However, the load current still causes a voltage drop across the differential resistance of the base-emitter diode between the input and the output of the amplifier at a certain polarity, so that these solutions are not suitable for generating a highly constant output voltage for a variable inductive load. In addition, the non-linear current-voltage characteristic of the base-emitter diode affects the linearity of the transfer characteristic.

Ziel der ErfindungObject of the invention

Ziel der Erfindung ist ein Leistungsverstärker mit geringer Phasendrehung und hoher Stabilität der Ausgangsspannung beim Anschalten einer induktiven Last.The aim of the invention is a power amplifier with low phase rotation and high stability of the output voltage when switching on an inductive load.

Darlegung des Wesens der ErfindungExplanation of the essence of the invention

Die Erfindung löst die Aufgabe, ein Verfahren für einen Leistungsverstärker zu schaffen, durch das der Laststrom nur einen sehr geringen Spannungsabfall zwischen der Eingangsklemme und der Ausgangsklemme erzeugt. Der Leistungsverstärker soll als Stromtreiber am Ausgang eines bipolaren Operationsverstärkers mit einer typischen Transitfrequenz von 3 MHz einsetzbar sein und unter dieser Bedingung eine höhere kapazitive Belastung als ein komplementärer Emitterfolger bei vergleichbarer leistungsmäßiger Dimensionierung zulassen.The invention solves the problem of providing a method for a power amplifier, by which the load current generates only a very small voltage drop between the input terminal and the output terminal. The power amplifier should be used as a current driver at the output of a bipolar operational amplifier with a typical transit frequency of 3 MHz and allow under this condition, a higher capacitive load as a complementary emitter follower with comparable power dimensioning.

Das bedeutet, das Verfahren muß sich in eine Schaltung umsetzen lassen, die erstens im Bereich der genannten Transitfrequenz (3MHz) einen kleineren dynamischen Ausgangswiderstand als der komplementäre Emitterfolger besitzt und zweitens die höhere kapazitive Belastung nicht durch dynamische Instabilität grundsätzlich ausschließt, grundsätzlich insofern, daß auch durch eine Frequenzgangkorrektur unter der Bedingung einer ausreichend hohen Leistungsbandbreite des Verstärkers (Slew-Rate mindestens 1 V/ps) keine Stabilität erreicht werden kann.This means that the method must be able to be implemented in a circuit which firstly has a lower dynamic output resistance than the complementary emitter follower in the range of the mentioned transit frequency (3 MHz) and secondly does not preclude the higher capacitive load fundamentally by dynamic instability, in principle insofar as that too can be achieved by a frequency response correction under the condition of a sufficiently high power bandwidth of the amplifier (Slew rate at least 1 V / ps) no stability.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Lüststrom eines Verstärkers mit einem npn-Transistor und mit einer Meßichtung für den Kollektorstrom des npn-Transistors durch zwei steuerbare Stromquellen bereitgestellt wird, wobei in bekannter Weise die erste Stromquelle mit dem Kollektor-Emitter-Strompfad des npn-Transistors in Reihe geschaltet ist, während erfindungsgemäß die zweite Stromquelle dem KoIi iktor-Emitter-Strompfad des npn-Transistors parallelgeschaltet ist, daß mit Hilfe einer Steuerung der Strom einer der beiden Stromquellen reduziert wird, wenn sich der Strom der anderen Stromquelle erhöht, und umgekehrt, und daß das Verhältnis zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert des Kollektorstroms des npn-Transistors durch ausreichende Höhe des Minimalwertes klein gehalten wird.This object is achieved in that the Lüststrom an amplifier with an NPN transistor and with a sense for the collector current of the NPN transistor is provided by two controllable current sources, in a known manner, the first current source to the collector-emitter current path of the npn transistor is connected in series, while according to the invention, the second current source is connected in parallel to the KoIi iktor emitter current path of the npn transistor that is reduced by means of a control of the current of one of the two current sources, when the current of the other power source increases, and vice versa, and that the ratio between the maximum value and the minimum value of the collector current of the npn transistor is kept small by a sufficient amount of the minimum value.

AusfOhrungsbeispielAusfOhrungsbeispiel

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild für das Verfahren gemäß Anspruch 11 shows the block diagram for the method according to claim 1

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild für das Verfahren gemäß Anspruch 2, 2 shows the block diagram for the method according to claim 2,

Fig. 3 .'eigt die Ströme iQi und Iq2 als Funktion von ic unter der Bedingung, daß die Summe der beiden Ströme ioi und Iq2 der Stromquellen Q1 und Q2 konstant ist, d. h. durch die Steuerung 7 die lineare FunktionFig. 3 .'eigt the currents i Q i and Iq 2 as a function of ic under the condition that the sum of the two currents ioi and Iq 2 of the current sources Q1 and Q2 is constant, ie by the controller 7, the linear function

ίθ2 = Oimax ~ Iqi (Dίθ2 = Oimax ~ Iqi (D

realisiert wird.is realized.

In der Praxis muß der Anstieg der Geraden iQ2 = f{iQ1) nach Gleichung 1 nicht exakt -1 sein.In practice, the slope of the line i Q2 = f {i Q1 ) according to Equation 1 does not have to be exactly -1.

Figur 4 zeigt den Verlauf der Ströme von Figur 1 oder Figur 2 bei sinusförmiger Vollaussteuerung des Leistungsverstärkers.FIG. 4 shows the course of the currents of FIG. 1 or FIG. 2 with a sinusoidal full scale control of the power amplifier.

Das erfindungsgemäße Verfahren arbeitet mit einer Regeleinrichtung. In Figur 1 umfaßt die Regeleinrichtung die Meßeinrichtung 3 für den Kollektorstrom ic, den Differenzverstärker 6, der eine Einrichtung zur Differenzbildung 4 und einen Verstärker 5 enthält, die Stromquellen Q1, Q2 und die Steuerung 7.The inventive method works with a control device. In Fig. 1, the control means comprises the collector 3 for the collector current i c , the differential amplifier 6 which includes a difference-forming means 4 and an amplifier 5, the current sources Q1, Q2 and the controller 7.

In Figur 2 umfaßt die Regeleinrichtung die Meßeinrichtung 3 für den Kollektorstrom ic, die Stromquellen Q1, Q2 und die Steuerung 7. An die Stelle der Einrichtung zur Differenzbildung 4 in Figur 1 tritt die in Figur 2 nicht dargestellte Maßnahme, daß die zweite Stromquelle erst dann aufgesteuert wird, wenn der Kollektorstrom bzw. das von ihm abgeleitete Signal einen Minimalwert überschreitet, und an die Stelle des Verstärkers 5 in Figur 1 tritt das große Übersetzungsverhältnis zwischen dem Strom Iq2 der zweiten Stromquelle Q2 und dem Kollektorstrom ic- Gemäß Figur 1 oder 2 gilt die Knotenpunktgleichung.In Figure 2, the control device comprises the measuring device 3 for the collector current i c , the current sources Q1, Q2 and the controller 7. In place of the means for forming difference 4 in Figure 1, the measure not shown in Figure 2 that the second current source only is then turned on, when the collector current or the signal derived therefrom exceeds a minimum value, and in place of the amplifier 5 in Figure 1, the large transmission ratio between the current Iq 2 of the second current source Q2 and the collector current ic- occurs according to Figure 1 or 2, the node equation applies.

iE + Iq2 - k = 0 (2)i E + Iq 2 - k = 0 (2)

Aus der Knotenpunktgleichung 2 und der Beziehung k =» ic ergibt sich die Konsequenz, daß die Regeleinrichtung auf eine Veränderung des Laststroms iL mit einer gegensinnigen Änderung des Stroms J0, und mit einer gleichsinnigen Änderung des Stroms iQ2 reagiert. Durch die Regelung wird der Laststrom iL weitestgehend von den beiden Stromquellen Q1 und Q2 bereitgestellt, und der Kollektorstrom ic ändert sich mit dem Laststrom nur noch im Verhältnis ic : iL = 1 : V0|( (V0(f: offene Verstärkung der Regeleinrichtung).From the node equation 2 and the relationship k = »ic results in the consequence that the controller responds to a change in the load current i L with an opposite change in the current J 0 , and with a same direction change in the current i Q2 . By regulating the load current i L is largely provided by the two current sources Q1 and Q2, and the collector current ic changes with the load current only in the ratio i c : i L = 1: V 0 | ( (V 0 (f : open gain of the control device).

Die maximale Änderung des Kollektorstroms ist demzufolge gleich dem Quotienten aus der maximalen Änderung des Laststromes und der offenen Verstärkung der Regeleinrichtung. Die maximale Änderung des Laststroms ist bei Vernachlässigung des Kollektorstroms gleich der Summe iQim,x + lojm.x.The maximum change in the collector current is therefore equal to the quotient of the maximum change in the load current and the open gain of the control device. Neglecting the collector current, the maximum change in the load current is equal to the sum iQi m , x + loj m . x .

Erfindungsgemäß wird die zweite Stromquelle Q2 erst dann aufgesteuert, wenn der Kollektorstrom ic einen Minimalwert ausreichender Höhe (lcmin) überschreitet. Dadurch kann das Verhältnis zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert des Kollektorstroms klein gehalten werden. Aus einem kleinen Verhältnis resultieren eine geringe Änderung der Basis-Emitter-Spannung des npn-TransistorsT und daraus eine hohe Konstanz der Ausgangsspannung beim Anschalten einer induktiven Last. Ein weiterer Vorteil gegenüber einem Verstärker der eingangs genannten Art (Anspruch 1) besteht darin, daß der Eingangswiderstand des Leistungsverstärkers nicht mehr vom Vorzeichen des Laststroms abhängig ist. Bei iL = 0 wird der Strom i01 der arsen Stromquelle Q1 gleich dem Ruhestrom Ir ds Leistungsverstärkers (vergl. Figur 4). Der Kollektorstrom nimmt den Ruhewert Icr an. Zur Ermittlung des theoretischen Wirkungsgrades wird der Kollektorstrom vernachlässigt: ic = 0, Icr = 0.According to the invention, the second current source Q2 is only turned on when the collector current ic exceeds a minimum value of sufficient level (lcmin). Thereby, the ratio between the maximum value and the minimum value of the collector current can be kept small. From a small ratio result a small change in the base-emitter voltage of the npn transistor T and from this a high constancy of the output voltage when switching on an inductive load. Another advantage over an amplifier of the type mentioned (claim 1) is that the input resistance of the power amplifier is no longer dependent on the sign of the load current. When i L = 0, the current i 01 of the arsenic current source Q1 becomes equal to the quiescent current Ir ds of the power amplifier (see FIG. The collector current assumes the quiescent value Icr. To determine the theoretical efficiency of the collector current is neglected: i c = 0, Icr = 0.

Der Ruhestrom In nimmt dann den Wert IH = Iqir = Iqjr = loimax: 2 an, und der maximale Laststrom ist gleich dem maximalen Strom loim.x der ersten Stromquelle Q1 und damit doppelt so groß wie der Ruhestrom IR. Daraus ergibt sich bei sinusförmiger Aussteuerung des Leistungsverstärkers ein theoretischer Wirkungsgrad von 50%, wobei die aufgenommene Leistung konstant ist, da der Mittelwert des Stromes Iq1 mit dem Ruhestrom Ir üboreinstiTimt (Figur4). Der Wirkungsgrad wird praktisch durch den Kolektnrstrom ic und durch den begrenzten maximalen Ausgamjsspannungshub auf einen etwas kleineren Wert reduziert. Wie Figur 4 zeigt, wird die erste Stromquelle Q1 strommäßig etwas stärker als die zweite Stromquelle Q2 belastet, sofern der Laststrom ein reiner Wechselstrom ist. Die quantitativ genaue Darstellung der Kurven von Figur 4 beruht auf der Annahme folgender Verhältnisse:The quiescent current I n then assumes the value I H = Iqir = Iqjr = loimax: 2, and the maximum load current is equal to the maximum current loim.x the first current source Q1 and thus twice as large as the quiescent current I R. This results in sinusoidal modulation of the power amplifier, a theoretical efficiency of 50%, the power absorbed is constant, since the mean value of the current Iq 1 with the quiescent current Ir üboreinstiTimt (Figure 4). The efficiency is practically reduced to a slightly smaller value by the short-circuit current ic and by the limited maximum output voltage swing. As FIG. 4 shows, the first current source Q1 is charged to a somewhat greater current load than the second current source Q2, provided the load current is a pure alternating current. The quantitatively accurate representation of the curves of Figure 4 is based on the assumption of the following ratios:

Ic = 0,2 llm.x,Ic = 0.2 l lm . x ,

io. = 10(Ic - ic),io. = 10 (ic-ic),

io2 = loinnx - 'οι (Gültigkeit der Gleichung 1).io2 = loinnx - 'οι (validity of equation 1).

Figur 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel für das Verfahren nach Anspruch 1.FIG. 5 shows an exemplary embodiment of the method according to claim 1.

Die Stromquellen Q1 und Q2 enthalten jeweils einen Transistor (Tq,, Tq2) mit einem Emitterwiderstand (RE,, RE2) und werden spannungsgesteuert. Der Kollektorstrom ic erzeugt an einem Meßwiderstand RM einen Spannungsabfall, mit dem die Auswertung des Kollektorstroms erfolgt.The current sources Q1 and Q2 each contain a transistor (Tq ,, Tq 2 ) with an emitter resistor (R E ,, R E2 ) and are voltage controlled. The collector current i c generates a voltage drop across a measuring resistor R M , with which the evaluation of the collector current takes place.

Der Meßwiderstand RM erlaubt einen zeitlich begrenzten, bei ausreichender Belastbarkeit der Stromquellen Q1 und Q2 einen zeitlich unbegrenzten Kurzschluß des Leistungsverstärkers. Wenn auf diesen Vorteil verzichtet wird, kann der Meßwiderstand durch eine Diode ersetzt werden. Die Temperaturabhängigkeit der Flußspannung steht dem Einsatz einer Diode nicht entgegen, da der Kollektorstromkreis des ersten Transistors T1 vom Laststromkreis getrennt ist.The measuring resistor R M allows a time-limited, with sufficient load capacity of the current sources Q1 and Q2 a time-unlimited short circuit of the power amplifier. If this advantage is dispensed with, the measuring resistor can be replaced by a diode. The temperature dependence of the forward voltage is not contrary to the use of a diode, since the collector circuit of the first transistor T1 is disconnected from the load circuit.

Zur Realisierung des Differenzverstärkers 6 nach Figur 1 wurde in bekannter Weise ein zweiter Transistor T2 vom pnp-Leitungstyp in Basisschaltung eingesetzt.In order to implement the differential amplifier 6 according to FIG. 1, a second transistor T2 of the pnp conductivity type in basic connection was used in a known manner.

Von den beiden Dioden D1 und D2, die zwischen den positiven Pol 1 der Betriebsspannungsquelle und die Basis des zweiten Transistors T2 geschaltet sind, ist eine Diode zur Kompensation der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors T2 bestimmt. Die zweite Diode arbeitet als Referenzspannungsquelle; der Quotient aus ihrer Flußspannung UF und dem Wert desOf the two diodes D1 and D2, which are connected between the positive pole 1 of the operating voltage source and the base of the second transistor T2, a diode for compensating the base-emitter voltage of the second transistor T2 is determined. The second diode operates as a reference voltage source; the quotient of their forward voltage U F and the value of

Meßwiderstandes RM ergibt den Referenzwert Ic gemäß Figur 1.Measuring resistor R M gives the reference value Ic according to Figure 1.

Eine Änderung des Kollektorstroms ic verursacht eine um R1 : Re ι größere Änderung des Stromes ία ι der ersten Stromquelle, unabhängig vom Verhältnis der Widerstände R1 und RM. Die dritte Diode D3 ist zur Kompensation dar Basis-Emitt9r-Spannung des Transistors Tq1 der ersten Stromquelle Q1 bestimmt. Dadurch öffnet die Stromquelle Q1 genau dann, wenn der Kollektorstrom ic den Referenzwert lc = Uf:RM unterschreitet (Figur 3). Außerdem ermöglicht die Kompensation mit der dritten Diode D3 die Dimensionierung R1 < RM, und für den Emitterwiderstand RE1 kann ein sehr kleiner Wert festgelegt werden, ohne daß dafür ein sehr großes Verhältnis R1 :RE, erforderlich ist.A change in the collector current ic causes a change in the current ία ι of the first current source, which is greater by R1: Re, irrespective of the ratio of the resistors R1 and R M. The third diode D3 is intended to compensate for the base Emitt9r voltage of the transistor Tq 1 of the first current source Q1. As a result, the current source Q1 opens precisely when the collector current i c falls below the reference value l c = Uf: R M (FIG. 3). In addition, the compensation with the third diode D3 allows the dimensioning R1 <R M , and for the emitter resistor R E1 can be set a very small value, without requiring a very large ratio R1: R E , is required.

Die Steuerung 7 von Figur 1 ist durch einen dritten Transistor T3, zwei Widerstände R 2, R3 und drei Dioden D4, D5, D6 realisiert.The controller 7 of Figure 1 is realized by a third transistor T3, two resistors R 2, R3 and three diodes D4, D5, D6.

Von den beiden Dioden D4 und D5, die zwischen die Basis des dritten Transistors T3 und den negativen Pol 2 der Betriebsspannungsquelle geschaltet sind, ist eine Diode zur Kompensation der Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors T3 bestimmt.Of the two diodes D4 and D5, which are connected between the base of the third transistor T3 and the negative pole 2 of the operating voltage source, a diode for compensating the base-emitter voltage of the third transistor T3 is determined.

Unter Voraussetzung R 2 REi (das Verhältnis R 2 : RE, sollte mindestens 10 sein) gilt, daß dem Widerstand R 2 eineProvided that R 2 R E i (the ratio R 2: R E , should be at least 10), it holds that the resistor R 2 is a

Spannung Ur2 aufgeprägt wird, die mit ausreichender Genauigkeit (bei guter Kompensation der Basis-Emitter-Spannung des dritten Transistors) der Differenz aus der Flußspannung UF der fünften Diode D 5 oder der vierten Diode D 4 und dem Spannungsabfall uRE1 am Emitterwiderstand RE1 der ersten Stromquelle Q1 entspricht:Stress Ur 2 is impressed, with sufficient accuracy (with good compensation of the base-emitter voltage of the third transistor) of the difference between the forward voltage U F of the fifth diode D 5 or fourth diode D 4 and the voltage drop u RE1 at the emitter resistor R E1 of the first current source Q1 corresponds to:

uR2 = UF-uRE, (3)u R2 = U F -u RE , (3)

Unter der Bedingung R2 = R3 nimmt die Spannung uR3 am Widerstand R3 den gleichen Wert an (ιιΜ = uR2).Under the condition R2 = R3, the voltage u R3 at the resistor R3 assumes the same value (ιι Μ = u R2 ).

Die sechste Diode D6 ist zur Kompensation der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T02 der zweiten Stromquelle Q2 bestimmt, so daß sich der Strom Iq2 der zweiten Stromquelle mit ausreichender Genauigkeit ausThe sixth diode D6 is designed to compensate for the base-emitter voltage of the transistor T 02 of the second current source Q2, so that the current Iq 2 of the second current source with sufficient accuracy

Uf - uHE1 Uf - u HE1

|Q2 = (4)| Q2 = (4)

"EJ"EJ

ergibt.results.

Weiterhin gilt die Dimensionieiungsvorschrift RE1 = RE2. DarausfolgtFurthermore, the dimensioning rule R E1 = R E2 applies. It follows

"El nEi"El n E i

"οι (5)"οι (5)

Die Summe der beiden Ströme ioi und Iq2 der Stromquellen Q1 und Q 2 ergibt sich also aus dem konstanten Verhältnis Uf:Re i· Figur 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel für das Verfahren nach Anspruch 2. Die Stromquellen Q1 und Q 2 enthalten jeweils einen Transistor (Tqi, Tq2) mit einem Emitterwiderstand (RE1, RE2) und werden spannungsgesteuert. Der Kollektorstrom ic erzeugt an einem Meßwiderstand Rm einen Spannungsabfall, mit dem die Auswertung des Kollektorstroms erfolgt.The sum of the two currents ioi and Iq 2 of the current sources Q1 and Q 2 thus results from the constant ratio Uf: Re Fig . 6 shows an exemplary embodiment of the method according to claim 2. The current sources Q1 and Q 2 each contain a transistor (Tqi, Tq 2 ) with an emitter resistor (R E1 , R E2 ) and are voltage controlled. The collector current i c generates a voltage drop at a measuring resistor Rm, with which the evaluation of the collector current takes place.

Die Steuerung (mit T3, R 2, R3, D 4, D5 und D6) ist komplementär zur Steuerung in Figur 5 aufgebaut. Der Meßwiderstand RM und der Emitterwiderstand RE2 der zweiten Stromquelle Q2 sind so zu dimensionieren, daß ein ausreichend großes Übersetzungsverhältnis zwischen dem Strom Iq2 der zweiten Stromquelle und dem Kollektorstrom ic des ersten Transistors T1 zustandekommt.The controller (with T3, R 2, R3, D 4, D5 and D6) is constructed to be complementary to the controller in FIG. The measuring resistor R M and the emitter resistor R E2 of the second current source Q2 are to be dimensioned so that a sufficiently large transmission ratio between the current Iq 2 of the second current source and the collector current ic of the first transistor T1 comes about.

Die zweite Stromquelle Q 2 wird erst dann aufgesteuert, wenn der Spannungsabfall am Meßwiderstand die Durchlaßspannung Ud der Basis-Emitter-Diode des Transistors Tq2 der zweiten Stromquelle überschreitet. Diesem Spannungsabfall ist der Minimalwert lcmin des Kollektorstroms zuzuordnen.The second current source Q 2 is only turned on when the voltage drop across the measuring resistor exceeds the forward voltage Ud of the base-emitter diode of the transistor Tq 2 of the second current source. This voltage drop is assigned to the minimum value lcmin of the collector current.

Die erste Stromquelle ü 1 wird zugesteuert, wenn der Spannungsabfall am Emitterwiderstand RE2 der zweiten Stromquelle die Flußspannung Uf der fünften Diode D5 bzw. der vierten Diode D4 überschreitet. Der Spannungsabfall am Meßwiderstand Rm ist dann gleich der Summe aus der Basis-Emitter-Spannung UBE des Transistors T02 der zweiten Stromquelle und der Flußspannung UF. Diesem Spannungsabfall ist der Maximalwert lCm,x des Kollektorstroms zuzuordnen. Das Verhältnis zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert des Kollektorstroms beträgt alsoThe first current source ü 1 is controlled when the voltage drop across the emitter resistor R E2 of the second current source exceeds the forward voltage Uf of the fifth diode D5 and the fourth diode D4, respectively. The voltage drop across the measuring resistor Rm is then equal to the sum of the base-emitter voltage U BE of the transistor T 02 of the second current source and the forward voltage U F. This voltage drop is assigned to the maximum value l Cm , x of the collector current. The ratio between the maximum value and the minimum value of the collector current is therefore

lcmax _ Übe + Uf .„. lcmax _ Practice + Uf . ".

lcmin Uolcmin Uo

Mit UBE => Uf « U0 wird lCm„ : lcmin M 2.With U BE => Uf "U 0 , l Cm " becomes: lcmin M 2.

Es ist selbstverständlich zweckmäßig, für die zweite, dritte, vierte und sechste Diode (Figuren 5 und 6) je einen Transistor einzusetzen, der mit dem Transistor, dessen Basr-Emitter-Spannung kompensiert werden soll, auf einem gemeinsamen Chip integriert ist.It is of course expedient to use for the second, third, fourth and sixth diode (Figures 5 and 6) each have a transistor which is integrated with the transistor, whose base-emitter voltage is to be compensated, on a common chip.

Claims (2)

1. Verfahren für einen Leistungsverstärker mit geringer Phasendrehung, insbesondere für eine variable induktive Last, mit einem npn-Transistor, dessen Kollektor über einen Strompfad mit dem positiven Pol einer Betriebsspannungsquelle, dessen Basis mit dem Eingang und dessen Emitter mit dem Ausgang des Leistungsverstärker verbunden ist, mit mindestens einem Bauelement, das den Kollektorstrom des npn-Transistors einer direkten oder über die Basis-Emitter-Spannung des npn-Transistors einer indirekten Auswertung zugänglich macht, mit einer steuerbaren Stromquelle, die den Emitter des npn-Transistors mit dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle verbindet, wobei die Stromquelle durch einen weiteren npn-Transistor und einen Emitterwiderstand realisiert sein kann, mit einem Differenzverstärker oder einer äquivalenten Anordnung zur Bildung und Verstärkung der Differenz zwischen dem Kollektorstrom des npn-Transistors oder einem davon abgeleiteten Signal und einem Roferenzwert, wobei als Didfferenzverstärker ein pnp-Transistor in Basisschaltung eingesetzt sein kann, und mit einer Verbindung zwischen dem Ausgang des Differenzverstärkers und dem Steuereingang der Stromquelle, so daß die Stromquelle aufgesteuert wird, wenn der Kollektorstrom den Referenzwert unterschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß mit Hilfe einer Steuerung (7) der Strom einer zweiten, steuerbaren Stromquelle (Q2), die zwischen den positiven Pol (1) der Betriebsspannungsquelle und den Ausgang (A) des Leistungsverstärkers geschaltet ist, so eingestellt wird, daß aus einer Vergrößerung des Stroms der ersten Stromquelle (Qi) eine Verkleinerung des Stroms der zweiten Stromquelle (Q2) resultiert, und umgekehrt, und daß das Verhältnis zwischen dem Maximalwert (lcmax) und dem Minimalwert (lcmin) des Kollektorstroms (ic) des npn-Transistors (T) durch einen ausreichend großen Referenzwert (lc) klein gehalten wird.1. A method for a power amplifier with low phase rotation, in particular for a variable inductive load, with an NPN transistor whose collector is connected via a current path to the positive pole of an operating voltage source whose base is connected to the input and whose emitter is connected to the output of the power amplifier with at least one component which makes the collector current of the NPN transistor of a direct or via the base-emitter voltage of the NPN transistor of an indirect evaluation accessible, with a controllable current source, the emitter of the NPN transistor with the negative pole of the Operating source connects, wherein the current source can be realized by a further npn transistor and an emitter resistor, with a differential amplifier or an equivalent arrangement for forming and amplifying the difference between the collector current of the npn transistor or a signal derived therefrom and a Roferenzwert, wob egg as didfference amplifier, a pnp transistor in base circuit can be used, and with a connection between the output of the differential amplifier and the control input of the power source, so that the current source is turned on when the collector current is below the reference value, characterized in that by means of a controller (7) the current of a second, controllable current source (Q2), which is connected between the positive pole (1) of the operating voltage source and the output (A) of the power amplifier, is set so that from an increase of the current of the first current source (Qi ) results in a reduction of the current of the second current source (Q2), and vice versa, and that the ratio between the maximum value (lcmax) and the minimum value (lcmin) of the collector current (i c ) of the npn transistor (T) by a sufficiently large reference value (l c ) is kept small. 2. Verfahren für einen Leistungsverstärker mit geringer Phasendrehung, insbesondere für eine variable induktive Last, mit einem npn-Transistor, dessen Kollektor über einen Strompfad mit dem positiven Pol einer Betriebsspannungsquelle, dessen Basis mit dem Eingang und dessen Emitter mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers verbunden ist, mit mindestens einem Bauelement, das den Kollektorstrom des npn-Transistors einer direkten oder über die Basis-Emitter-Spannung des npn-Transistors einer indirekten Auswertung zugänglich macht, und mit einer steuerbaren Stromquelle, die den Emitter des npn-Transistors mit dem negativen Pol der Betriebsspannungsquelle verbindet, wobei die Stromquelle durch einen weiteren npn-Transistor und einen Emitterwiderstand realisiert sein kann, dadurch gekennzeichnet, daß durch den Kollektorstrom (ic) des npn-Transistors (T) oder durch ein davon abgeleitetes Signal der Strom einer zweiten, steuerbauren Stromquelle (Q2), die zwischen den positiven Pol (1) der Betriebsspannungsquelle und den Ausgang (A) des Leistungsverstärkers geschaltet ist, so eingestellt wird, daß aus einer kleinen Änderung des Kollektorstroms (ic) eine große, gleichphasige Änderung des Stroms der zweiten Stromquelle (Q2) resultiert, daß mit Hilfe einer Steuerung (7) der Strom der ersten Stromquelle (Q 1) so eingestellt wird, daß aus einer Vergrößerung des Stroms der zweiten Stromquele (Q2) eine Verkleinerung des Stroms der ersten Stromquelle (Q 1) resultiert, und umgekehrt, und das Verhältnis zwischen dem Maximalwert (lcmax) und dem Minimalwert (IcmiJ des Kollektorstroms (ic) durch ausreichende Höhe des Minimalwertes klein gehalten wird, indem unter Einsatz geeigneter Mittel der Aufsteuerung der zweiten Stromquelle (Q2) erst dann beginnt, wenn der Kollektorstrom (ic) diesen Minimalwert überschreitet.2. A method for a power amplifier with low phase rotation, in particular for a variable inductive load, with an NPN transistor whose collector is connected via a current path to the positive pole of an operating voltage source whose base is connected to the input and whose emitter is connected to the output of the power amplifier with at least one component which makes the collector current of the npn transistor of a direct or via the base-emitter voltage of the npn transistor of an indirect evaluation accessible, and with a controllable current source, the emitter of the npn transistor with the negative pole the operating voltage source connects, wherein the current source can be realized by a further npn transistor and an emitter resistor, characterized in that by the collector current (i c ) of the npn transistor (T) or by a signal derived therefrom, the current of a second, taxable Current source (Q2), which is between the positive pole (1) the operating voltage source and the output (A) of the power amplifier is set so that a large, in-phase change of the current of the second current source (Q2) results from a small change of the collector current (i c ) that by means of a controller (7 ) the current of the first current source (Q 1) is adjusted so that an increase of the current of the second current source (Q2) results in a reduction of the current of the first current source (Q 1), and vice versa, and the ratio between the maximum value (lcmax ) and the minimum value (IcmiJ of the collector current (i c ) is kept small by sufficient height of the minimum value, by using appropriate means of the control of the second current source (Q2) only begins when the collector current (ic) exceeds this minimum value.
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