DD252489A1 - METHOD FOR GENERATING A NOISE MEASUREMENT SIGNAL - Google Patents
METHOD FOR GENERATING A NOISE MEASUREMENT SIGNAL Download PDFInfo
- Publication number
- DD252489A1 DD252489A1 DD29385086A DD29385086A DD252489A1 DD 252489 A1 DD252489 A1 DD 252489A1 DD 29385086 A DD29385086 A DD 29385086A DD 29385086 A DD29385086 A DD 29385086A DD 252489 A1 DD252489 A1 DD 252489A1
- Authority
- DD
- German Democratic Republic
- Prior art keywords
- pseudo
- noise
- sequence
- measurement signal
- noise measurement
- Prior art date
Links
Abstract
Derartige Rauschmesssignale bilden ein frequenzbandbegrenztes Rauschen nach und werden zur Messung von Quantisierungsverzerrungen in der PCM- und der digitalen Tonstudio-Technik benoetigt. Bei verkleinertem Schaltungsaufwand werden groessere Messgenauigkeit und Einsatzbereichserweiterung angestrebt. Aufgabengemaess soll ein beliebig schmalbandiges Rauschmesssignal aus einem weissen Rauschen entsprechenden, breitbandigen Signal erzeugt werden unter Verzicht von Vielstufen-Registern und XOR-Gattern sowie digitalen Filtern. Erfindungsgemaess werden auf einem Rechner1. eine Pseudo-Zufallsbitfolge s(t) durch digitale Simulation erzeugt und2.zugleich ueber mindestens eine Grundperiode T1 mittels diskreter Fourieranalyse bitweise in den Frequenzbereich jv transformiert,3.die in dem jeweils benoetigten Rauschmesssignal enthaltenen komplexen Frequenzproben Fu bis Fo selektiert und4.in den Zeitbereich t zu einer pseudostochastischen diskreten Wertefolge s1(t) ruecktransformiert und gespeichert sowie5.in einen externen Speicher FS kopiert,und bedarfsweise wird die Wertefolge s1(t) getaktet mittels eines D/A-Wandlers zu einem analogen Rauschmesssignal r(t) umgewandelt. Fig. 1Such noise measurement signals simulate frequency band limited noise and are required to measure quantization distortions in the PCM and digital recording studio art. With reduced circuit complexity greater measurement accuracy and range extension are sought. Taskgemaess is an arbitrary narrow-band noise signal from a white noise corresponding broadband signal can be generated waiving multi-level registers and XOR gates and digital filters. According to the invention, on a computer 1. generates a pseudo-random bit sequence s (t) by digital simulation and2.compares over at least one basic period T1 bit by bit in the frequency domain jv using discrete Fourier analysis; 3.selects the complex frequency samples Fu to Fo contained in the respectively required noise measurement signal and4.in the time domain t is converted back to a pseudo-stochastic discrete value sequence s1 (t) and stored and copied into an external memory FS5, and if necessary, the value sequence s1 (t) is clocked by means of a D / A converter converted to an analog noise signal r (t). Fig. 1
Description
Hierzu 2 Seiten ZeichnungenFor this 2 pages drawings
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erzeugung eines Rauschmeßsignals, das ein frequenzbandbegrenztes Rauschen repräsentiert. Derartige Rauschmeßsignale werden für die Messung von Quantisierungsverzerrungen in der PCM-Vermittlungs- und Übertragungstechnik sowie in der digitalen Tonstudiotechnik benötigt.The invention relates to a method of generating a noise measurement signal representing frequency band limited noise. Such noise measurement signals are needed for the measurement of quantization distortions in PCM switching and transmission technology as well as in digital sound engineering.
Es ist ein Verfahren bekannt (DE-OS 2850240; H 03 B — 29/00), bei dem ein Fluß von Pseudo-Zufallsdigitalworten erzeugt wird, der für das frequenzbandbegrenzte Rauschen repräsentativ ist. Die Amplitude aller Digitalworte wird zunächst um einen gemeinsamen einstellbaren Faktor verändert und dann in Übereinstimmung mit einem nichtlinearen Amplitudengesetz relativ geändert. Der Fluß von Pseudo-Zufallsdigitalworten wird aus einer Pseudo-Zufallsfolge von Digitalbits gewonnen, indem dieselbe mit der erforderlichen Frequenzcharakteristik digital gefiltert wird. Die Erzeugung der Pseudo-Zufallsfolge von Digitalbits erfolgt mittels eines Vielstufen-Schieberegisters, bei welchem die Aushänge von ausgewählten Registerstufen in einem EXCLUSIV-ODER-Gatter verbunden und die Ausgangssignale des Gatters zur Bildung einer geschlossenen Rückkoppelschleife an die erste Stufe des Registers angelegt werden. Die digitale Filterung wird mittels eines vielstufigen Schieberegisters vorgenommen, das die Pseudo-Zufallsfolge von Digitalbits mit einem Taktsignal empfängt. Dabei werden der Inhalt jeder Stufe des Registers mit einem in Abhängigkeit von der erforderlichen Frequenz-Bandbreite des Rauschens ausgewählten vorbestimmten Faktor multipliziert und das Ergebnis aller Multiplikationen innerhalb jedes Taktzeitraumes zur Erzeugung eines bestimmten Digitalwortes addiertThere is known a method (DE-OS 2850240, H 03 B - 29/00) in which a flow of pseudo-random digital words representative of the frequency-band limited noise is generated. The amplitude of all digital words is first changed by a common adjustable factor and then relatively changed in accordance with a nonlinear amplitude law. The flow of pseudo-random digital words is obtained from a pseudorandom sequence of digital bits by digitally filtering the same with the required frequency characteristic. Generation of the pseudo-random sequence of digital bits is accomplished by means of a multilevel shift register in which the flags of selected register stages are connected in an EXCLUSIVE-OR gate and the output signals of the gate are applied to the first stage of the register to form a closed loop. The digital filtering is done by means of a multi-stage shift register which receives the pseudorandom sequence of digital bits with a clock signal. The contents of each stage of the register are multiplied by a predetermined factor selected in dependence on the required frequency bandwidth of the noise, and the result of all multiplications within each clock period is added to produce a particular digital word
Dieses Verfahren hat mehrere Nachteile. This method has several disadvantages.
Da das Rauschmeßsignal nur direkt in Digitalform und nicht als physikalisch reales Rauschmeßsignal erzeugt wird, bleibt dieses Verfahren auf Testobjekte mit digitalem Eingang beschränkt. Eine übliche lineare D/A-Wandlung der Pseudo-Zufallsdigitalworte ist ausgeschlossen, da deren Amplituden bereits nach einem nichtlinearen Amplitudengesetz selektiv geändert worden sind. Hinzu kommt noch, daß bei Einstellung der Amplituden der Pseudo-Zufallsdigitalworte mit einem gemeinsamen Faktor kleiner eins bei einer durchaus angepaßten nichtlinearen D/A-Wandlung trotzdem zusätzliche Quantisierungsverzerrungen erzeugt werden.Since the noise measurement signal is generated only directly in digital form and not as physically real noise measurement signal, this method remains limited to test objects with digital input. A usual linear D / A conversion of the pseudo-random digital words is excluded since their amplitudes have already been selectively changed according to a nonlinear amplitude law. In addition, when adjusting the amplitudes of the pseudo-random digital words with a common factor less than one additional quantization distortions are nevertheless generated in a well-adapted non-linear D / A conversion.
Die digitale Filterung an sich ist nur mit einer endlichen Flankensteilheit und mit einer stets vorhandenen Restwelligkeit durchführbar. Infolgedessen werden die Pseudo-Zufallsdigitalworte nicht so genau erzeugt, wie es erforderlich wäre, damit nur die Frequenzproben vorliegen, die zu dem jeweils benötigten schmalbandigen Rauschmeßsignal gehören. Stets wird ein etwas höherer Frequenzinhalt vorhanden sein, der das Rauschmeßsignal verfälscht und damit die Meßgenauigkeit einschränkt. Die digitale Filterung ist außerdem mit einem erheblichen Schaltungsaufwand — Schieberegister, Multiplizierer, Addierer — verbunden.The digital filtering itself can only be carried out with a finite edge steepness and with an always existing ripple. As a result, the pseudo-random digital words are not generated as accurately as would be required to have only the frequency samples associated with the particular narrow-band noise measurement signal needed. There will always be a slightly higher frequency content which will corrupt the noise measurement signal and thus limit the measurement accuracy. The digital filtering is also associated with a significant amount of circuitry - shift registers, multipliers, adders.
Auch die Erzeugung der Pseudo-Zufallsfolge von Digital bits auf die vorgenannte Weise bedingt einen entsprechenden speziellen Schaltungsaufwand.The generation of the pseudorandom sequence of digital bits in the aforementioned manner requires a corresponding special circuit complexity.
Es werden eine Erhöhung der Meßgenauigkeit und des Einsatzbereiches bei verringertem Schaltungsaufwand angestrebt.An attempt is made to increase the measuring accuracy and the range of application with reduced circuit complexity.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zu entwickeln zur Erzeugung eines beliebig schmalbandigen Rauschmeßsignals aus einem breitbandigen Signal, das weißem Rauschen entspricht und dessen obere Grenzfrequenz wesentlich höher liegt als die des Rauschmeßsignals. Dabei soll das Rauschmeßsignal selbst aus einem Fluß von Pseudo-Zufallsdigitalworten abgeleitet werden, die wiederum aus einer für das weiße Rauschen repräsentativen Pseudo-Zufallsfolge von Digitalbits gewonnen werden. Bei der Erzeugung des Rauschmeßsignals soll auf Vielstufen-Register und XOR-Gatter sowie auf digitale Filter verzichtet werdenThe invention has for its object to develop a method for generating an arbitrarily narrow-band noise measurement signal from a broadband signal corresponding to white noise and whose upper limit frequency is much higher than that of the noise measurement signal. The noise measurement signal itself is to be derived from a flow of pseudo-random digital words, which in turn are obtained from a pseudorandom sequence of digital bits representative of the white noise. In the generation of the noise measurement signal is to be dispensed with multi-stage registers and XOR gate and digital filters
Erfindungsgemäß ist das Verfahren durch folgende Schritte gekennzeichnet: According to the invention, the method is characterized by the following steps:
1. Erzeugung einer Pseudo-Zufallsbitfolge durch digitale Simulation auf einem Rechner,1. generation of a pseudo-random bit sequence by digital simulation on a computer,
2. Transformation mindestens einer Grundperiode der Pseudo-Zufallsbitfolge vom Zeitbereich in den Frequenzbereich mittels diskreter Fouriertransformation, wobei jedes Bit der Pseudo-Zufallsbitfolge zugleich mit seiner Erzeugung im Rechper transformiert wird,2. Transformation of at least one basic period of the pseudo-random bit sequence from the time domain into the frequency domain by means of discrete Fourier transformation, wherein each bit of the pseudo-random bit sequence is simultaneously transformed with its generation in the computer.
3. rechnergestützte Selektion nur der komplexen Frequenzproben, die in dem jeweils benötigten Rauschmeßsignal enthalten sind,3. Computer-aided selection of only the complex frequency samples contained in the respectively required noise measurement signal,
4. Rücktransformation der selektierten komplexen Frequenzproben in den Zeitbereich zu einer pseudo-stochastischen diskreten Wertefolge mit η Werten für eine Grundperiode und Abspeicherung derselben im Rechner,4. back transformation of the selected complex frequency samples into the time domain to a pseudo-stochastic discrete value sequence with η values for a fundamental period and storage thereof in the computer,
5. Kopieren der Wertefolge in einen externen Speicher, vorzugsweise einen Festwertspeicher,5. Copy the sequence of values into an external memory, preferably a read-only memory,
6. getaktete Umwandlung der gespeicherten pseudo-stochastischen diskreten Wertefolge zu einem Rauschmeßsignal mittels D/A-Wandlers.6. Clocked conversion of the stored pseudo-stochastic discrete value sequence to a noise measurement signal by means of D / A converter.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren ist eine beliebig genaue Generierung des Rauschmeßsignals durch entsprechende Simulation — Pseudo-Zufallsbitfolge mit entsprechend großer Grundperiode und ausreichend großem Abstand zwischen oberer Grenzfrequenz des Rauschmeßsignals und der des Breitbandsignals zur Vermeidung von Restwelligkeit — möglich. Die rechnergestützte Selektion der nur tatsächlich benötigten Rauschmeßsignale entspricht einem Filter mit unendlicher Flankensteilheit. Der spezielle Schaltungsaufwand zur eigentlichen Rauschmeßsignalerzeugung ist auf einen getakteten Speicherund D/A-Wandler reduziert worden, indem weitgehend auf meist ohnehin vorhandene Rechentechnik zurückgegriffen wird. Für Testobjekte mit digitalem Eingang kann der letzte Verfahrensschritt und damit auch der D/A-Wandler sogar entfallen. Auf diese Weise wird ein bisher schaltungstechnisch trotz großem Aufwand unzureichend beherrschbares Problem, insbesondere die digitale Filterung, auf eine mathematisch und rechentechnisch vollständig beherrschbare Aufgabe zurückgeführt. Hierbei ist das Rauschmeßsignal bezüglich Frequenzband und Amplitudenwert leicht an unterschiedliche Meßbedingungen anpaßbar.With the method according to the invention an arbitrarily accurate generation of the noise measurement signal by appropriate simulation - pseudo-random bit sequence with a correspondingly large fundamental period and sufficiently large distance between the upper limit frequency of Rauschmeßsignals and the broadband signal to avoid ripple - possible. The computer-aided selection of the actual noise measurement signals required corresponds to a filter with infinite edge steepness. The special circuit complexity for actual noise measurement signal generation has been reduced to a clocked memory and D / A converter by largely relying on mostly existing computer technology. For test objects with a digital input, the last step in the process and thus also the D / A converter can even be omitted. In this way, a hitherto circuitically in spite of great expense insufficient manageable problem, especially the digital filtering, attributed to a mathematically and computationally completely manageable task. Here, the noise measurement signal with respect to frequency band and amplitude value is easily adaptable to different measurement conditions.
Die Erfindung wird nachstehend an Hand eines Ausführungsbeispieles näher erläutert. In der dazugehörenden Zeichnung zeigen:The invention will be explained in more detail below with reference to an embodiment. In the accompanying drawing show:
Fig. 1 a) eine Anordnung zur Messung des Signal-Quantisierungsgeräusch-Abstandes mit stochastischen Meßsignalen gemäßFig. 1 a) an arrangement for measuring the signal quantization noise distance with stochastic measurement signals according to
CCITT-EmpfehlungOISI, Fig. 1b): eine Pseudo-Zufallsbitfolge im Zeitbereich,CCITT Recommendation OISI, Fig. 1b): a pseudo-random bit sequence in the time domain,
1 c: eine Pseudo-Zufallsbitfolge im Frequenzbereich,1 c: a pseudo-random bit sequence in the frequency domain,
1 d): ein frequenzbandbegrenztes Rauschmeßsignal im Zeitbereich, Fig. 2: ein Blockschaltbild einer Anordnung zur Erzeugung eines Rauschmeßsignals. «1 d): a frequency band limited noise measurement signal in the time domain, Fig. 2: a block diagram of an arrangement for generating a noise measurement signal. "
Durch das erfindungsgemäße Verfahren, vergleiche auch Fig. 1 b und 1c, wird eine Anordnung nach CCITT-EmpfehlungO131 gemäß Fig. 1 a simuliert. Ein Schieberegister SR ist über ein logisches Verknüpfungsglied XOR rückgekoppelt. Bei einer Stufenzahl von N = 17 wird eine Pseudo-Zufallsbitfolge s(t) im Zeitbereich erzeugt, die sich nach einer Periode T1 = 131071t wiederholt mit τ als Bit- beziehungsweise Schiebetaktlänge. Die Länge beziehungsweise Periode der Zufallsbitfolge s(t) ist abhängig von der Anzahl der Stufen N des Schieberegisters SR und von der Lage der ausgewählten Stufe, hier dritte Stufe. Mit dem Schieberegister SR sind zwei Arten von Zufallsbitfolgen erzeugbar: einmal eine verkürzte Folge und zum anderen eine vollständige Folge. Bei vollständigen Zufallsbitfolgen sind b = 2N - 1 Werte zufällig, danach wird die Folge s(t) genau wiederholt. Verkürzte Folgen wiederholen sich wesentlich früher, bleiben bei dieser Lösung aber unberücksichtigt. Der Quantelungsfaktor Q ist bei vollständigen Folgen s(t) ein weißes Breitbandrauschen Q(n), das von einem Gleichanteil Q(o) überlagert ist. Der Betrag des Quantelungsfaktors Q(n) ist konstant, während sich die Phase P(n) pseudostochastisch ändert. Das Fourier-Signalspektrum F (j ω) gemäß Fig. 1 b der Zufallsbitfolge s(t) wird durch komplexe Multiplikation des Quantelungsfaktors Q mit dem Formfaktor R (si-Funktion) gewonnen:By the method according to the invention, cf. also FIGS. 1 b and 1 c, an arrangement according to CCITT recommendation O131 according to FIG. 1 a is simulated. A shift register SR is fed back via a logic gate XOR. With a number of stages of N = 17, a pseudo-random bit sequence s (t) is generated in the time domain, which repeats after a period T1 = 131071t with τ as the bit or shift clock length. The length or period of the random bit sequence s (t) depends on the number of stages N of the shift register SR and on the position of the selected stage, here third stage. With the shift register SR, two types of random bit sequences can be generated: once a shortened sequence and on the other hand a complete sequence. For complete random bit sequences, b = 2 N -1 values are random, then the sequence s (t) is repeated exactly. Shortened episodes repeat themselves much earlier, but are not considered in this solution. The quantization factor Q for complete sequences s (t) is a white broadband noise Q (n), which is superimposed by a DC component Q (o). The magnitude of the quantization factor Q (n) is constant while the phase P (n) changes pseudo-stochastically. The Fourier signal spectrum F (j ω) according to FIG. 1 b of the random bit sequence s (t) is obtained by complex multiplication of the quantization factor Q by the form factor R (si function):
F(JCu) = R-QF (JCu) = R-Q
Für den diskreten Fall t = η · τ gilt:For the discrete case t = η · τ the following applies:
Rn) = R(n) · Q(n)Rn) = R (n) .Q (n)
mit einem diskreten Formfaktorwith a discrete form factor
R(n) = — · si { —- n) eH -jf- · n, b b . bR (n) = - · si {- n) e H -jf - n, bb. b
der für η <ξ 131071 reellthat for η <ξ 131071 real
R(n) = —wird, bR (n) = -will, b
sowie mit einem diskreten Quantelungsfaktor Q(n) = Q(n) e-iPln),as well as with a discrete quantization factor Q (n) = Q (n) e- iPnn) ,
Der sich im einzelnen zusammensetzt aus: einem GleichanteilWhich consists in detail of: a DC component
~" Q(O) = ~ 2N,~ "Q (O) = ~ 2 N ,
dem weißen Breitbandrauschenthe white broadband noise
QU) = g-QU) = g-
und der pseudostochastischen Phase P(n).and the pseudo-stochastic phase P (n).
Das diskrete Fourier-Signalspektrum F1 (n) im Frequenzbereich von fu bis fo lautet dannThe discrete Fourier signal spectrum F1 (n) in the frequency range from fu to fo is then
D 2 * * beziehungsweise für b = 2N - 1D 2 * * or for b = 2 N - 1
Da der Formfaktor R eine erste Nullstelle erst bei ungefähr f = 1 MHz hat, wird er im relevanten schmalen Frequenzbereich vonSince the form factor R has a first zero only at about f = 1 MHz, it becomes in the relevant narrow frequency range of
200Hzmitfu = 350Hzbisfo = 550 Hz nur als Faktor —= 131071 "1 wirksam.200Hzmitfu = 350Hzbisfo = 550Hz only as factor - = 131071 " 1 effective.
Bei einer schnellen Fouriertransformation FFT mit 210 = 1024 Abtastwerten pro Periode des Rauschmeßsignals r(t) und einem Frequenzprobenabstand von8Hzsindfürdeno.g. Frequenzbereich fu bis fo alle 25 Frequenzproben F1 von der 44. bis zur 68. Probe zur Erzeugung des Rauschmeßsignals r(t) über eine pseudostochastische diskrete Wertefolge s 1 (t) im Zeitbereich zu verwenden. Die pseudostochastischen Phasen der komplexen Frequenzproben F1 werden durch diskrete Fouriertransformation DFT für eine Zeitfunktion von 217 - 1 = 131071 Werten berechnet. Die mindestens 25 Phasenwerte und weitere 999, auf Null gesetzte Phasenwerte ergeben ein komplexes Datenfeld mit 1024 komplexen Frequenzproben, die durch schnelle Fourier-Rücktransformation in 1024 Abtastwerte s 1 (t) im Zeitbereich umgewandelt werden. Diese pseudostochastische diskrete Wertefolge s 1 (t) von 1024 16-bit-Worten wird nun abgespeichert und bedarfsweise in einen externen Festwertspeicher FS kopiert, siehe auch Fig. 2. Aus diesem Festwertspeicher FS wird die Wertefolge s 1 (t) in einen Digital-Analog-Wandler D/A, gesteuert durch einen Taktgeber TG, ausgelesen und als analoges Rauschmeßsignal r(t)dem Meßobjekt MO zugeführt. Bei Meßobjekten MO mit digitalem Eingang kann die diskrete Wertefolge s 1 (t) direkt ohne vorherige Umwandlung eingegeben werden.In a fast Fourier transform FFT with 2 10 = 1024 samples per period of the noise measurement signal r (t) and a frequency sample spacing of 8 Hz are for the like. Frequency range fu to fo to use all 25 frequency samples F1 from the 44th to the 68th sample to generate the noise measurement signal r (t) over a pseudo-stochastic discrete value sequence s 1 (t) in the time domain. The pseudo-stochastic phases of the complex frequency samples F1 are calculated by discrete Fourier transform DFT for a time function of 2 17 - 1 = 131071 values. The at least 25 phase values and a further 999 zeroed phase values provide a complex data field with 1024 complex frequency samples which are converted to 1024 samples s 1 (t) in the time domain by fast inverse backward transformation. This pseudo-stochastic discrete value sequence s 1 (t) of 1024 16-bit words is now stored and, if necessary, copied to an external read-only memory FS, see also FIG. 2. From this read-only memory FS, the value sequence s 1 (t) is converted into a digital Analog converter D / A, controlled by a timer TG, read and fed as analog noise measurement signal r (t) to the measuring object MO. For measuring objects MO with digital input, the discrete value sequence s 1 (t) can be entered directly without prior conversion.
Claims (6)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DD29385086A DD252489A1 (en) | 1986-08-26 | 1986-08-26 | METHOD FOR GENERATING A NOISE MEASUREMENT SIGNAL |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DD29385086A DD252489A1 (en) | 1986-08-26 | 1986-08-26 | METHOD FOR GENERATING A NOISE MEASUREMENT SIGNAL |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DD252489A1 true DD252489A1 (en) | 1987-12-16 |
Family
ID=5581998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DD29385086A DD252489A1 (en) | 1986-08-26 | 1986-08-26 | METHOD FOR GENERATING A NOISE MEASUREMENT SIGNAL |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| DD (1) | DD252489A1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0504918A1 (en) * | 1991-03-20 | 1992-09-23 | Fujitsu Limited | A passing cell monitoring device operated using an ATM switching unit |
-
1986
- 1986-08-26 DD DD29385086A patent/DD252489A1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0504918A1 (en) * | 1991-03-20 | 1992-09-23 | Fujitsu Limited | A passing cell monitoring device operated using an ATM switching unit |
| US5361251A (en) * | 1991-03-20 | 1994-11-01 | Fujitsu Limited | Passing cell monitoring device operated using an ATM switching unit |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| DE2544407C2 (en) | Method for correcting amplitude and phase deviations between the two channels of a quadrature demodulator | |
| DE2608249C3 (en) | Method and device for measuring transfer functions | |
| DE3500316C2 (en) | ||
| DE3840498C1 (en) | ||
| DE60221927T2 (en) | Device and program for sound coding | |
| DE102005039684A1 (en) | Sample rate doubling using alternating ADCS | |
| DE102012217582A1 (en) | Calibrating a reconstructed signal using a multi-tone calibration signal | |
| DE102019119776A1 (en) | TIME INTERLOCKED DIGITAL-ANALOG CONVERTER CORRECTION | |
| DE2638314A1 (en) | DIGITAL DEVICE FOR GENERATING A WAVE PHASE-MODULATED AND FILTERED BY A DATA SIGNAL | |
| DE10251551A1 (en) | Measuring stray parameters of multiple gate measurement object involves using multi-gate network analyzer with non-sinusoidal measurement signals, determining correction values in calibration process | |
| EP0577653B1 (en) | Process for finding the transmission properties of an electric line | |
| DE2938991A1 (en) | SYSTEM FOR MEASURING AND ANALYZING GAS BY GAS CHROMATOGRAPHY | |
| DE3523972C2 (en) | ||
| DE2635564A1 (en) | DIGITAL CIRCUIT ARRANGEMENT FOR ANALYSIS OF A SIGNAL FLOW | |
| DD252489A1 (en) | METHOD FOR GENERATING A NOISE MEASUREMENT SIGNAL | |
| DE69532509T2 (en) | RATIOMETRIC FOURIER ANALYSIS DEVICE | |
| DE3037276C2 (en) | Sound synthesizer | |
| DE3416536C2 (en) | ||
| DE102009039430A1 (en) | Device and method with first and second clock pulses | |
| DE19944054B4 (en) | Arrangement for analyzing the non-linear properties of a communication channel | |
| DD252488A1 (en) | METHOD FOR GENERATING A NOISE MEASUREMENT SIGNAL WITH VARIABLE BAND LIMITS | |
| DE2729336C2 (en) | ||
| DE2850240A1 (en) | NOISE SOURCE | |
| DE1937258C3 (en) | Device for generating the Fourier transform of a function | |
| DE3517893A1 (en) | TWO-DIMENSIONAL NMR SPECTROSCOPY METHOD |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ENJ | Ceased due to non-payment of renewal fee |