DD142776B1

DD142776B1 - CIRCUIT ARRANGEMENT FOR LOSS-LOW LIMITING OF GROUNDING TEMPERATURE

Info

Publication number: DD142776B1
Application number: DD21206879A
Authority: DD
Inventors: Harald Schmiedchen; Dietmar Meyer; Wolfram Maeder; Hans-Juergen Schmidt; Peter Lange
Original assignee: Harald Schmiedchen
Priority date: 1979-04-06
Filing date: 1979-04-06
Publication date: 1989-08-16
Also published as: DD142776A1

Description

Hierzu 1 Seite ZeichnungFor this 1 page drawing

Field of application of the invention

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur verlustarmen Begrenzung von Einschaltstromen und zum verlustarmen Betrieb kapazitiv belasteter Netzgleichrichter in geschalteten Durchflußwandlern.The invention relates to a circuit arrangement for low-loss limitation of inrush currents and low-loss operation capacitively loaded power rectifier in switched Durchflußwandlern.

Characteristic of the known technical solutions

Es ist bekannt, daß in kapazitiv belasteten Netzgleichrichtern impulsartige Aufladestrome entstehen, deren Scheitelwerte um ein beträchtliches Vielfaches über den entnommenen Gleichstromen liegen. Da Halbleitergleichrichter infolge ihrer nahezu konstanten Durchlaßspannung keine strombegrenzende Wirkung haben, kann der im Einschaltmoment entstehende hohe Strom zur Zerstörung des Gleichrichters fuhren. Aus diesem Grund wird in die Schaltung ein sogenannter Begrenzungs- oder Schutzwiderstand eingefugt, der so bemessen ist, daß er den maximal zulassigen Spitzenstrom nicht überschreitet (Stromversorgung elektronischer Schaltungen und Gerate, R. ν Decker's Verlag G. Schenk, Hamburg 1964). Nachteilig an diesen kapazitiv belasteten Netzgleichrichtern ist der Umstand, daß der Schutzwiderstand lediglich im Einschaltmoment benotigt wird, aber ansonsten standig in der Schaltungsanordnung verbleibt Er vermindert nicht nur die Spannung am Ladekondensator um das Produkt aus dem Laststrom und dem Wert des Begrenzungswiderstandes, sondern er setzt auch standig die an ihm abfallende Spannung in Verlustwarme um und vermindert somit den Wirkungsgrad des gesamten Netzgleichrichters Nachteilig an den bisher bekannten Netzgleichrichtern ist ferner die Tatsache, daß trotz eingefugten Begrenzungswiderstandes Sicherheitsgrunde zu einer Uberdimensionierung der gefährdeten Bauelemente zwingen Das Problem der Begrenzung der Einschaltstrome und der Vermeidung der damit verbundenen und oben aufgeführten Nachteile entsteht auch bei der Konzipierung von Schaltnetzteilen, denen bei der Ablösung herkömmlicher Netztransformatoren, eine immer größere Bedeutung zugemessen wird. Gleichspannungswandler fur Schaltnetzteile weisen u.a das Merkmal auf, daß zunächst die Netzspannung über eine Gleichrichterdiode gleichgerichtet wird und auf einen Kondensator mit relativ hohem Kapazitatswert gelangt. Im Gegensatz zu der Gleichrichtung auf der Sekundarseite eines Netztransformators, wo sich der Begrenzungswiderstand außer dem ohmschen Serienwiderstand auch aus dem ohmschen Widerstand der Sekundärwicklung und dem Produkt aus dem ohmschen Widerstand der Primärwicklung und dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses zusammensetzt, fehlen bei Gleichspannungswandlern diese zusätzlichen, den Einschaltstrom begrenzenden Teilwiderstande. Dies bedeutet, daß ein relativ hochohmiger Widerstand mit hoher Belastbarkeit als Schutzwiderstand mit allen seinen Nachteilen benutzt werden muß Ein bekannter Durchflußwandler sieht aus diesen Gründen zur Begrenzung des Einschaltstromes einen Heißleiter vor (Elektronik 1977, Heft 6, S. 94 u. S. 95 Bild 2).It is known that in capacitively loaded mains rectifiers pulse-like Aufladestrome arise whose peak values are considerably higher than the removed direct current. Since semiconductor rectifiers have no current-limiting effect as a result of their almost constant forward voltage, the high current generated at the time of switch-on can lead to the destruction of the rectifier. For this reason, a so-called limiting or protective resistor is inserted into the circuit, which is so dimensioned that it does not exceed the maximum allowable peak current (power supply of electronic circuits and devices, R. Decker's Verlag G. Schenk, Hamburg 1964). A disadvantage of these capacitively loaded power rectifiers is the fact that the protective resistor is needed only at the moment of switching, but otherwise remains permanently in the circuit He not only reduces the voltage at the charging capacitor by the product of the load current and the value of the limiting resistor, but he also sets A further disadvantage of the previously known power rectifiers is the fact that, despite the fact that the limiting resistor is inserted, security reasons force the over-dimensioning of the endangered components. The problem of limiting the inrush current and avoiding the associated with and above-mentioned disadvantages also arises in the design of switching power supplies, which in the replacement of conventional power transformers, an ever greater importance is attributed. DC-DC converters for switching power supplies have, inter alia, the feature that first the mains voltage is rectified via a rectifier diode and reaches a capacitor with a relatively high capacitance value. In contrast to the rectification on the secondary side of a power transformer, where the limiting resistor in addition to the ohmic resistance also composed of the resistance of the secondary winding and the product of the resistance of the primary winding and the square of the transmission ratio, missing in DC-DC converters, these additional, the inrush current limiting partial resistances. This means that a relatively high-impedance resistor with high load capacity must be used as a protective resistor with all its disadvantages A known flow converter provides for these reasons to limit the inrush current before a thermistor (electronics 1977, Issue 6, p 94 and p 95 image 2).

Auch die Anwendung eines Heißleiters kann die bereits aufgeführten Nachteile nicht umgehen. Der Heißleiter verbleibt stets in der Schaltung und setzt den Wirkungsgrad herab Em weiterer bekannter Nachteil des Heißleiters ist die Dauer seiner Wiederbereitschafts- oder Erholungszeit zwischen dem Aus- und Wiedereinschalten, die in der Größenordnung von zwei Minuten liegt. Dies bedeutet beispielsweise, daß Anlagen der EDV, die nach Ablauf einer bestimmten Programmfolge auch ihre Stromversorgung abschalten, nicht unmittelbar von einer Datenfernübertragung angerufen werden können, wodurch weitere aufwendige Sicherheitsmaßnahmen zur Einhaltung der Wiederbereitschaftszeit innerhalb der EDVA erforderlich warenThe use of a thermistor can not avoid the disadvantages already mentioned. The thermistor always remains in the circuit and reduces the efficiency Em Another known disadvantage of the thermistor is the duration of its Wiederbereitschafts- or recovery time between the off and on again, which is in the order of two minutes. This means, for example, that systems of the EDP, which also switch off their power supply after a certain program sequence, can not be called directly from a remote data transmission, which additional costly security measures to comply with the recovery time within the EDVA were required

Object of the invention

Das Ziel der Erfindung besteht darin, die beschriebenen Nachteile in erheblichem Maße zu mindern bzw. zu beseitigenThe aim of the invention is to reduce or eliminate the disadvantages described to a considerable extent

Darlegung des Wesens der ErfindungExplanation of the essence of the invention

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Einschaltstrom von kapazitiv belasteten Netzgleichrichtern in geschalteten und mit einem Begrenzungswiderstand versehenen Durchflußwandlern verlustärmer zu begrenzen, nach Beendigung des Einschaltvorganges auf wenig aufwendige Weise einen verlustarmen Betrieb des Durchflußwandlers zu erreichen und eine zeitunabhängige Wiedereinschaltbarkeit des Durchflußwandlers zu ermöglichen.The invention has for its object to limit the inrush of capacitively loaded power rectifiers in switched and provided with a limiting resistance Durchflußwandlern loss, to achieve low-cost operation of the Durchflußwandlers after completion of the switch-on and to allow a time-independent reconnection of Durchflußwandlers.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß dem Begrenzungswiderstand ein die Leitfähigkeit in der Sperrphase des Schalttransistors herstellender Schalter parallel geschaltet ist, der mit einer bekannten Entmagnetisierungswicklung des Leistungsübertragers verbunden und dadurch in den leitenden Zustand steuerbar ist. Zur Erzielung einer zeitunabhängigen Wiedereinschaltbarkeit des Durchflußwandlers besteht der Begrenzungswiderstand aus einem weitgehendst temperaturunabhängigen Widerstand.This is achieved according to the invention in that the limiting resistor is connected in parallel with a switch which produces the conductivity in the blocking phase of the switching transistor, which switch is connected to a known demagnetization winding of the power transformer and can thus be controlled in the conducting state. To achieve a time-independent reclosing of the forward converter, the limiting resistor consists of a largely temperature-independent resistor.

Die Steuerspannung für den Schalter wird durch den Spannungsabfall an einem Widerstand erzeugt, der zwischen der Entmagnetisierungswicklung und dem Ladekondensator geschaltet ist. Der Widerstand ist durch Dioden ersetzbar.The control voltage for the switch is generated by the voltage drop across a resistor connected between the degaussing coil and the charging capacitor. The resistor is replaceable by diodes.

Ausf UhrungsbeispielExecution example

Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel gemäß der zugehörigen Figur beschrieben werden. Der kapazitiv belastete Netzgleichrichter besteht in bekannter Weise aus einer Gleichrichterdiode 1, einem Begrenzungswiderstand 2 und einem Ladekondensator 3. Dem Netzgleichrichter ist der eigentliche Durchflußwandler nachgeschaltet. In dem Primärstromkreis eines Leistungsübertragers 4 befindet sich ein Schalttransistor 5. Der Sekundärstromkreis besteht in bekannter Weise aus Dioden, einer Speicherdrossel, einem Kondensator und einem Lastwiderstand, an dem eine gewünschte Ausgangsspannung Ua anliegt. Der Leistungsübertrager 4 weist eine Entmagnetisierungswicklung 6 auf, mittels der ein Entmagnetisierungsstrom Jg über eine Diode 7 auf den Ladekondensator zurückfließen kann. Gemäß der Erfindung ist die Entmagnetisierungswicklung 6 mit einem Schalter 8 verbunden, der zweckmäßigerweise einen Thyristor darstellt. Der Schalter 8 überbrückt den Begrenzungswiderstand 2, ist diesem also parallelgeschaltet. Zwischen der Diode 7 und dem Ladekondensator 3 ist ferner ein Widerstand 9 geschaltet, an dem beim Fließen des Entmagnetisierungsstromes Je eine Steuerspannung abfälltThe invention will be described below with reference to an embodiment according to the accompanying figure. The capacitively loaded power rectifier consists in a known manner of a rectifier diode 1, a limiting resistor 2 and a charging capacitor 3. The power rectifier, the actual flow converter is connected downstream. In the primary circuit of a power transformer 4 is a switching transistor 5. The secondary circuit consists in a known manner of diodes, a storage inductor, a capacitor and a load resistor to which a desired output voltage Ua is applied. The power transformer 4 has a demagnetization winding 6, by means of which a degaussing current Jg can flow back to the charging capacitor via a diode 7. According to the invention, the demagnetization winding 6 is connected to a switch 8, which is expediently a thyristor. The switch 8 bridges the limiting resistor 2, so this is connected in parallel. Between the diode 7 and the charging capacitor 3, a resistor 9 is further connected, to which a control voltage drops during the flow of the demagnetizing current

Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung ist wie folgt: The operation of the circuit arrangement is as follows:

Dem kapazitiv belasteten Netzgleichrichter wird in bekannter Weise die Netzwechselspannung U_n zugeschaltet, die mittels der Gleichrichterdiode 1 gleichgerichtet wird. Der bekannte hohe Einschaltstrom, der durch den Ladekondensator 3 verursacht wird, erfährt mittels des Begrenzungswiderstandes 2 eine Wertbegrenzung, so daß der maximal zulässige Spitzenstrom nicht überschritten »(ird. Der Schalttransistor 5 schaltet nun mit einer bestimmten Frequenz die an dem Ladekondensator 3 anstehende Spannung auf den Leistungsübertrager 4 des Durchflußwandlers. Die während der Sperrphase des Schalttransistors 5 in dem Leistungsübertrager 4 vorhandene magnetische Energie ist bekanntlich in Durchflußwandlern nicht erwünscht. Sie wird daher als Entmagnetisierungsstrom I^ mittels der sogenannten Entmagnetisierungswicklung 6 über die Diode 7 an den Ladekondensator 3 zurückgeliefert. Gemäß der Erfindung gelangt nun der Entmagnetisierungsstrom Ig nicht direkt, sondern über den Widerstand 9 auf den Ladekondensator 3. Dadurch fällt eine Steuerspannung für den Schalter 8 über dem Widerstand 9 ab. Da der Schalter 8 mit der den Entmagnetisierungsstrom Ig führenden Entmagnetisierungswicklung 6 verbunden ist, wird der dem Begrenzungswiderstand 2 parallelgeschaltete Schalter 8 geschlossen. Bei den üblichen Schaltfrequenzen von Durchflußwandlern bedeutet dies, daß lediglich in der ersten, kritischen und kurzen Phase des Einschaltstromstoßes der Begrenzungswiderstand 2 wirksam ist, während in der zweiten und längeren Phase des Einschaltvorganges der Stromfluß hauptsächlich über den Schalter 8 erfolgt. Aus diesem Grund braucht der Begrenzungswiderstand 2 nicht für die volle Verlustleistung dimensioniert zu werden. Es ergibt sich somit, da die Verlustleistung des Schalters 8 äußerst gering ist, eine besonders verlustarme Begrenzung von Einschaltströmen. Ein weiterer sich hieraus ergebender Vorteil besteht darin, daß dem Begrenzungswiderstand ein höherer Widerstandswert zugeordnet werden kann, wodurch an die Kontakte des zentralen Netzschützes geringere Anforderungen gestellt werden können.The capacitively loaded power rectifier, the AC line voltage U _{n is} switched in a known manner, which is rectified by means of the rectifier diode 1. The known high inrush current, which is caused by the charging capacitor 3, experiences a value limitation by means of the limiting resistor 2, so that the maximum permissible peak current is not exceeded. "The switching transistor 5 now switches the voltage applied to the charging capacitor 3 at a specific frequency The magnetic power present in the power transformer 4 during the blocking phase of the switching transistor 5 is known to be undesirable in forward transformers and is therefore supplied back to the charging capacitor 3 via the diode 7 by means of the so-called demagnetization winding 6 According to the invention, the degaussing current Ig now does not pass directly, but via the resistor 9 to the charging capacitor 3. This causes a control voltage for the switch 8 to drop across the resistor 9. Since the switch 8 receives the degaussing current Ig f leading demagnetization winding 6 is connected, the limiting resistor 2 in parallel switch 8 is closed. In the usual switching frequencies of flow converters, this means that only in the first, critical and short phase of the inrush current of the limiting resistor 2 is effective, while in the second and longer phase of the switching on the current flow takes place mainly via the switch 8. For this reason, the limiting resistor 2 need not be dimensioned for the full power loss. As a result, since the power loss of the switch 8 is extremely low, it results in a particularly low-loss limitation of inrush currents. Another resulting advantage is that the limiting resistor, a higher resistance can be assigned, which can be made lower demands on the contacts of the central power contactor.

Der Schalter 8 erhält stets nach dem Abschalten des Schalttransistors 5 eine Steuerspannung. Da die Schaltzeit des Schalters 8, der vorzugsweise einen Thyristor darstellt, größer als die Frequenz des Schalttransistors 5 ist, wird der Schalter 8 stets nach dem ersten Takt des Schalttransistors 5 gezündet und verbleibt somit während der gesamten Zeit des belasteten Durchflußwandlers im leitenden Zustand. Der Ladekondensator 3 wird somit stets auf die volle Spannung aufgeladen, die lediglich um den geringen Betrag des Spannungsabfalls über dem Schalter 8 gemindert ist. Da die Verlustleistung des Schalters 8 wesentlich unter der eines ständig in der Schaltungsanordnung verbleibenden Begrenzungs- oder Schutzwiderstandes liegt, erhöht sich somit der Wirkungsgrad der gesamten Schaltungsanordnung ohne größeren Aufwand. Die Erfindung beschränkt sich nicht allein auf Durchflußwandleranordnungen mit einer Entmagnetisierungswicklung, sondern sie schließt auch solche Durchflußwandler ein, bei denen der Entmagnetisierungsstrom nicht über eine separate Entmagnetisierungswicklung, sondern über die Primärwicklung und Begrenzungsdioden zu der Spannungsquelle zurückgeleitet oder über Stromwendekondensatoren aus dem Leistungsübertrager herausgeführt wird. Ferner ist die Erzeugung der Steuerspannung für den Schalter 8 nicht an das Vorhandensein des Widerstandes 9 gebunden. Dieser läßt sich mit gleicher Wirkung durch Dioden ersetzen.The switch 8 always receives after switching off the switching transistor 5, a control voltage. Since the switching time of the switch 8, which is preferably a thyristor, is greater than the frequency of the switching transistor 5, the switch 8 is always ignited after the first clock of the switching transistor 5 and thus remains in the conductive state during the entire time of the loaded Durchflußwandlers. The charging capacitor 3 is thus always charged to the full voltage, which is only reduced by the small amount of voltage drop across the switch 8. Since the power loss of the switch 8 is considerably lower than that of a limiting or protective resistor which is constantly remaining in the circuit arrangement, the efficiency of the entire circuit arrangement thus increases without much effort. The invention is not limited to Durchflußwandleranordnungen with a demagnetization, but it also includes such Durchflußwandler in which the demagnetization is not returned via a separate Entmagnetisierungswicklung, but via the primary winding and limiting diodes to the voltage source or led out via Stromwendekondensatoren from the power transformer. Furthermore, the generation of the control voltage for the switch 8 is not tied to the presence of the resistor 9. This can be replaced by diodes with the same effect.

Claims

1. Circuitry for low-loss limitation of inrush currents capacitively loaded power rectifier in switched Durchflußwandlern with a limiting resistor, a switching transistor and a power transformer, characterized in that the limiting resistor (2) a the conductivity in the blocking phase of the switching transistor (5) herstellender switch (8) in parallel is connected, which is connected to a known demagnetization winding (6) of the power transformer (4).

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the limiting resistor (2) is a largely temperature-independent resistor.

3. A circuit arrangement according to claim 1, characterized in that between the degaussing coil (6) and a primary-side charging capacitor (3), a resistor (9) is connected.

4. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the resistor (9) is replaceable by diodes.