CZ308051B6 - Low frequency signals amplifier - Google Patents
Low frequency signals amplifier Download PDFInfo
- Publication number
- CZ308051B6 CZ308051B6 CZ2018-600A CZ2018600A CZ308051B6 CZ 308051 B6 CZ308051 B6 CZ 308051B6 CZ 2018600 A CZ2018600 A CZ 2018600A CZ 308051 B6 CZ308051 B6 CZ 308051B6
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- metal oxide
- oxide resistor
- bipolar transistor
- resistor
- transistors
- Prior art date
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 15
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 11
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 11
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 claims description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 claims description 2
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 claims 34
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 claims 23
- -1 R12 Metal oxide Chemical class 0.000 claims 11
- 239000003985 ceramic capacitor Substances 0.000 claims 6
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 claims 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 claims 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 claims 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000033764 rhythmic process Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000005352 clarification Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001502 supplementing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
- H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45174—Mirror types
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45018—Indexing scheme relating to differential amplifiers the differential amplifier amplifying transistors have added cross couplings
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45026—One or more current sources are added to the amplifying transistors in the differential amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45116—Feedback coupled to the input of the differential amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45138—Two or more differential amplifiers in IC-block form are combined, e.g. measuring amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
Zesilovač nízkofrekvenčních signálůAmplifier of low frequency signals
Oblast technikyField of technology
Vynález se týká zesilovače nízkofrekvenčních signálů s napěťovým zesilovačem, který je zapojen jako zalomená kaskoda.The invention relates to an amplifier of low-frequency signals with a voltage amplifier which is connected as a folded cascode.
Dosavadní stav technikyCurrent state of the art
Vzhledem k tomu, že technika tohoto typu je vyvíjena více než jedno století, existuje obrovské množství řešení nízkofrekvenčních zesilovačů. Existují různé směry vývoje. Některé se opírají o integrované řešení v podobě operačního zesilovače sestaveného na čipu, jiné přístupy jsou založeny na koncepci operačního zesilovače sestaveného z diskrétních součástek. Zde má konstruktér možnost ovlivnit podstatně větší množství parametrů, a to nejen volbou vhodné topologie obvodu, ale zároveň i výběrem použitých součástek, včetně polovodičů.Since the technology of this type has been developed for more than a century, there are a huge number of solutions for low-frequency amplifiers. There are different directions of development. Some rely on an integrated solution in the form of an operational amplifier assembled on a chip, other approaches are based on the concept of an operational amplifier assembled from discrete components. Here, the designer has the opportunity to influence a significantly larger number of parameters, not only by choosing a suitable circuit topology, but also by choosing the components used, including semiconductors.
V současné době se při konstrukci zesilovačů nízkofrekvenčních signálů používá víceméně ustálená topologie, jejíž příklady jsou uvedeny na schématech obr. 1 a) až c). Jsou zde uvedeny typické příklady řešení vazby mezi diferenčním stupněm (tranzistory Tri až Tr3) a navazujícím napěťovým zesilovačem (tranzistor T4). Varianta a) představuje diferenční stupeň se symetrickou zátěží kolektorů tranzistorů Tr2 a Tr3, varianta b) představuje řešení s vynechaným kolektorovým odporem tranzistoru Tr3 a konečně varianta c) znázorňuje řešení s proudovým zrcadlem, které přispívá k symetrizaci klidových proudů tranzistory diferenčního stupně. Ve všech případech je ovšem, na rozdíl od navrhovaného řešení, báze tranzistoru Tr4 spojena s kolektorem tranzistoru Tr2.At present, a more or less stable topology is used in the design of low-frequency signal amplifiers, examples of which are shown in the diagrams in Fig. 1 a) to c). Typical examples of coupling solutions between the differential stage (transistors Tri to Tr3) and the following voltage amplifier (transistor T4) are presented here. Variant a) represents a differential stage with a symmetrical load on the collectors of transistors Tr2 and Tr3, variant b) represents a solution with omitted collector resistance of transistor Tr3, and finally variant c) represents a solution with a current mirror that contributes to the symmetrization of quiescent currents of the differential stage transistors. However, in all cases, unlike the proposed solution, the base of transistor Tr4 is connected to the collector of transistor Tr2.
Na obr. 2 a) až f) je uvedeno 6 schémat příkladů řešení napěťového zesilovače, které se při konstrukcích nízkofrekvenčních zesilovačů běžně používají:Fig. 2 a) to f) shows 6 diagrams of examples of voltage amplifier solutions, which are commonly used in the construction of low-frequency amplifiers:
a) Zesilovač je tvořen jedním tranzistorem napájeným ze zdroje proudu. Dominantní pól přenosové funkce je definován kapacitou Cdom. Na výstup navazuje koncový stupeň zesilovače. Jedná se o nejjednodušší řešení této části zesilovače nízkofrekvenčních signálů.a) The amplifier consists of one transistor powered by a current source. The dominant pole of the transfer function is defined by the capacity Cdom. The output is followed by the final stage of the amplifier. This is the simplest solution of this part of the amplifier of low-frequency signals.
b) Zde je oproti variantě a) nahrazen zdroj proudu prostým odporem. Za účelem dosažení většího napěťového zesílení je zavedena kladná zpětná vazba z výstupu zesilovače (tzv. bootstrap).b) Here, compared to variant a), the current source is replaced by a simple resistor. In order to achieve greater voltage amplification, positive feedback from the amplifier output (so-called bootstrap) is introduced.
c) Řešení prezentované jako varianta a) lze rozšířit doplněním emitorového sledovače (Emitter follower). Takto vzniklé Darlingtonovo zapojení přispívá ke zvýšení zesílení.c) The solution presented as variant a) can be extended by adding an emitter follower. The resulting Darlington connection contributes to an increase in gain.
d) Zde je použita kaskoda sestavená ze dvou bipolámích tranzistorů NPN. Toto řešení zvyšuje dále efektivní kolektorový odpor zesilujícího tranzistoru, což rovněž přispívá ke zvýšení zisku zesilovače. Jedná se ovšem o jiné řešení kaskody, než je předmětem přihlášky vynálezu.d) A cascode made up of two NPN bipolar transistors is used here. This solution further increases the effective collector resistance of the amplifying transistor, which also contributes to increasing the gain of the amplifier. However, this is a different cascode solution than the one that is the subject of the invention application.
e) Tato varianta využívá napěťový sledovač doplněný k zapojení a) za účelem impedančního přizpůsobení výstupu zesilovače k následujícímu stupni.e) This variant uses a voltage follower added to connection a) in order to impedance match the output of the amplifier to the next stage.
f) Alternativa k případu e) redukující počet proudových zdrojů v obvodu.f) An alternative to case e) reducing the number of current sources in the circuit.
Podstata vynálezuThe essence of the invention
Cílem konstrukce (zapojení) zesilovače nízkofrekvenčních signálů podle vynálezu bylo vytvořit takovou topologii, která by při nízkých výrobních nákladech umožnila realizovat dostatečněThe aim of the construction (wiring) of the amplifier of low-frequency signals according to the invention was to create such a topology that would enable the implementation of sufficiently
- 1 CZ 308051 B6 kvalitní nízkofrekvenční zesilovač, schopný konkurovat drahým operačním zesilovačům postaveným na bázi integrovaného obvodu. Cílem řešení byla dále optimalizace zesilovače pro zpracování audio signálů s maximální mírou využití lokálních zpětných vazeb, jejichž velikost konstruktér, který použije hotový monolitický operační zesilovač, nemůže ovlivnit.- 1 CZ 308051 B6 high-quality low-frequency amplifier, capable of competing with expensive operational amplifiers built on the basis of an integrated circuit. The aim of the solution was also to optimize the amplifier for processing audio signals with maximum use of local feedback, the size of which cannot be influenced by the designer who uses the finished monolithic operational amplifier.
Zesilovač nízkofrekvenčních signálů podle vynálezu je tvořen vstupním diferenčním stupněm, k němu připojeným napěťovým zesilovačem a na něj navazujícím koncovým stupněm.The amplifier of low-frequency signals according to the invention consists of an input differential stage, a voltage amplifier connected to it and an output stage connected to it.
Podstata vynálezu spočívá v tom, že napěťový zesilovač (viz obr. 3) je zapojen jako zalomená kaskoda sestavená z tranzistorů T9 a Til, která je napájena zdrojem proudu realizovaným jako proudové zrcadlo sestavené ze dvou shodných tranzistorů TIP a T12, Velikost dodávaného proudu je definována hodnotami odporů R21 až R26. Vyvázání referenčního bodu mezi rezistory R22 a R23 zavádí zároveň lokální zápornou zpětnou vazbu k linearizaci odezvy kaskody na budicí signál.The essence of the invention is that the voltage amplifier (see Fig. 3) is connected as a twisted cascode made of transistors T9 and Til, which is fed by a current source realized as a current mirror made of two identical transistors TIP and T12. The magnitude of the supplied current is defined values of resistors R21 to R26. Binding the reference point between resistors R22 and R23 also introduces local negative feedback to linearize the cascode response to the drive signal.
Základem vstupního diferenčního stupně (viz obr. 3) mohou být tranzistory T2 a T8. Vstup zesilovače je na bázi tranzistoru T2, zatímco do báze tranzistoru T8 je zavedena globální záporná zpětná vazba určující celkové zesílení obvodu a stabilizující klidová napětí v obvodu. Vstupní diferenční stupeň pracuje s klidovým proudem definovaným pomocí Widlarova proudového zrcadla sestávajícího z tranzistorů TI, T5, T6. Velikost klidového proudu ve vstupním diferenčním stupni je s výhodou definována poměrem odporů rezistoru R9 a součtu odporů rezistorů RI a R4. K rovnoměrnému rozložení klidových proudů tranzistory T2 a T8 mohou být jejich kolektory zatíženy proudovým zrcadlem sestávajícím z tranzistorů T4 a T7, které musí mít shodnou velikost činitele β.The basis of the input differential stage (see Fig. 3) can be transistors T2 and T8. The input of the amplifier is at the base of transistor T2, while global negative feedback is introduced into the base of transistor T8, determining the overall gain of the circuit and stabilizing the quiescent voltages in the circuit. The input differential stage operates with a quiescent current defined by a Widlar current mirror consisting of transistors TI, T5, T6. The value of the quiescent current in the input differential stage is preferably defined by the ratio of the resistances of the resistor R9 and the sum of the resistances of the resistors RI and R4. To evenly distribute the quiescent currents of transistors T2 and T8, their collectors can be loaded with a current mirror consisting of transistors T4 and T7, which must have the same magnitude of the factor β.
Koncovým stupněm (viz obr. 3) sestávajícím z tranzistorů T13 až T15 může být emitorový sledovač buzený tranzistorem T14, při čemž tranzistory T13 a T15 pracují jako konstantní proudová zátěž. Kondenzátor C14 s výhodou zavádí pro střídavé signály vazbu mezi kolektorem tranzistoru T14 a bází tranzistoru T15 k částečné modulaci klidového proudu koncového stupně v rytmu budicího napětí.The final stage (see Fig. 3) consisting of transistors T13 to T15 can be an emitter follower driven by transistor T14, with transistors T13 and T15 operating as a constant current load. Capacitor C14 advantageously establishes a coupling between the collector of transistor T14 and the base of transistor T15 for alternating signals to partially modulate the quiescent current of the output stage in rhythm with the excitation voltage.
Obvod lze realizovat s nízkými náklady, neboť díky vnitřní linearizaci lokální zpětnou vazbou je plně funkční i použití méně kvalitních součástek.The circuit can be implemented at low cost, because thanks to the internal linearization by local feedback, even the use of lower quality components is fully functional.
Samozřejmě by bylo možné integrovat tuto strukturu i na čipu, nemusí být nutně sestavena pouze z diskrétních součástek.Of course, it would be possible to integrate this structure on the chip as well, it does not necessarily have to be assembled only from discrete components.
Objasnění výkresůClarification of drawings
K bližšímu objasnění podstaty vynálezu slouží přiložené výkresy, kde představuje obr. 1 - příkladná schémata řešení navázání napěťového zesilovače na diferenční stupeň, obr. 2 - schémata typických současných řešení napěťového zesilovače ve strukturách operačních zesilovačů, obr. 3 - schéma základního uspořádání zesilovače nízkofrekvenčních signálů podle vynálezu, obr. 4 - schéma příkladu aplikace - dva nízkofrekvenční zesilovače podle vynálezu tvoří blok předzesilovače pro magnetodynamickou přenosku.For a more detailed explanation of the essence of the invention, the attached drawings are used, where Fig. 1 - exemplary diagrams of a solution for connecting a voltage amplifier to a differential stage, Fig. 2 - diagrams of typical current solutions of a voltage amplifier in the structures of operational amplifiers, Fig. 3 - a diagram of the basic layout of a low-frequency signal amplifier according to the invention, Fig. 4 - diagram of an application example - two low-frequency amplifiers according to the invention form a preamplifier block for a magnetodynamic portable.
-2CZ 308051 B6-2CZ 308051 B6
Příklady uskutečnění vynálezuExamples of implementation of the invention
Příklad 1Example 1
Schéma příkladného zapojení zesilovače nízkofrekvenčních signálů podle vynálezu je vyobrazeno na obr. 3. Jedná se o základní stavební blok umožňující realizovat zesílení analogového nízkofrekvenčního signálu v rozmezí do 40 dB (s ohledem na zisk zesilovače s rozpojenou zpětnou vazbou). Vstupní odpor tohoto zesilovače lze měnit volbou hodnoty rezistoru R19 v rozsahu řádově desítek kQ.An exemplary circuit diagram of the amplifier of low-frequency signals according to the invention is shown in Fig. 3. This is a basic building block enabling the amplification of an analog low-frequency signal in the range of up to 40 dB (taking into account the gain of the amplifier with disconnected feedback). The input resistance of this amplifier can be changed by choosing the value of resistor R19 in the range of tens of kQ.
Vstupní diferenční stupeň pracuje s klidovým proudem přibližně 500 μΑ. Tento proud je definovaný pomocí Widlarova proudového zrcadla sestávajícího z tranzistorů TI, T5 a T6. Při daném napájecím napětí (typicky 24 V) je velikost klidového proudu definována poměrem odporů rezistoru R9 a součtu odporů rezistorů RI a R4. Vhodnou kombinací hodnot uvedených rezistorů lze dosáhnout toho, že velikost klidového proudu není závislá na teplotě tranzistorů. Poměr odporů rezistorů RI a R4 rovněž definuje předpětí na vstupu zesilovače (tranzistor T2), které by mělo odpovídat polovině napájecího napětí (typicky 12 V). Rezistor R19 zavádí kladnou zpětnou vazbu z výstupu na vstup a zvyšuje tak vstupní impedanci obvodu. Základem diferenčního stupně jsou tranzistory T2 a T8. Vstup zesilovače je na bázi tranzistoru T2, zatím co do báze tranzistoru T8 je zavedena globální záporná zpětná vazba, která určuje celkové zesílení obvodu a stabilizuje klidová napětí v obvodu. Aby byly klidové proudy tranzistory T2 a T8 rovnoměrně rozloženy, jsou jejich kolektory zatíženy proudovým zrcadlem sestávajícím z tranzistorů T4 a T7, které musí mít shodnou velikost činitele β. Linearizace diferenčního stupně je realizována lokální zpětnou vazbou sestavenou z rezistorů R8 a R10.The input differential stage operates with a quiescent current of approximately 500 μΑ. This current is defined by a Widlar current mirror consisting of transistors TI, T5 and T6. At a given supply voltage (typically 24 V), the size of the quiescent current is defined by the ratio of the resistances of the resistor R9 and the sum of the resistances of the resistors RI and R4. By a suitable combination of the values of the mentioned resistors, it can be achieved that the amount of quiescent current does not depend on the temperature of the transistors. The ratio of resistances of resistors RI and R4 also defines the bias voltage at the input of the amplifier (transistor T2), which should correspond to half of the supply voltage (typically 12 V). Resistor R19 introduces positive feedback from the output to the input, increasing the input impedance of the circuit. The basis of the differential stage are transistors T2 and T8. The input of the amplifier is at the base of transistor T2, while global negative feedback is introduced into the base of transistor T8, which determines the overall gain of the circuit and stabilizes the quiescent voltages in the circuit. In order for the quiescent currents of transistors T2 and T8 to be evenly distributed, their collectors are loaded with a current mirror consisting of transistors T4 and T7, which must have the same magnitude of the factor β. The linearization of the differential stage is realized by local feedback made up of resistors R8 and R10.
Výstup diferenčního stupně je řešen jako proudové zrcadlo sestávající z tranzistorů T3 a T9. Prostřednictvím simulací bylo zjištěno, že toto řešení přispívá k eliminaci harmonického zkreslení zesilovače. Navíc je takto možné dosáhnout malé závislosti klidových proudů tranzistorů na teplotě. Velikost klidového proudu tekoucího tranzistorem T9 je definována rezistorem R20. Ten zároveň zavádí lokální zpětnou vazbu snižující celkový zisk napěťového zesilovacího stupně. Pro střídavé proudy je tato zpětná vazba snížena prostřednictvím členu R18 + C9 na požadovanou úroveň.The output of the differential stage is solved as a current mirror consisting of transistors T3 and T9. Through simulations, it was found that this solution contributes to the elimination of harmonic distortion of the amplifier. In addition, it is thus possible to achieve a small dependence of the quiescent currents of the transistors on the temperature. The amount of quiescent current flowing through transistor T9 is defined by resistor R20. At the same time, it introduces local feedback reducing the overall gain of the voltage amplification stage. For AC currents, this feedback is reduced to the required level by R18 + C9.
Napěťový zesilovač je řešen jako kaskoda sestavená z tranzistorů T9 a Til. Tato kaskoda je napájena zdrojem proudu o velikosti cca 1,2 mA, který je realizován jako proudové zrcadlo sestavené ze dvou shodných tranzistorů TIP a T12. Velikost dodávaného proudu je definována hodnotami odporů R21 až R26. Ty jsou voleny s ohledem na teplotní stabilitu klidového proudu a fakt, že vyvázání referenčního bodu mezi rezistory R22 a R23 zavádí zároveň lokální zápornou zpětnou vazbu, která linearizuje odezvu kaskody na budicí signál. Toto řešení umožňuje dosáhnout dobré kmitočtové i fázové charakteristiky v celém rozsahu akustických signálů. Typický mezní kmitočet zesilovače je 250 kHz při zesílení cca 33 dB.The voltage amplifier is designed as a cascode composed of transistors T9 and Til. This cascode is powered by a current source of approx. 1.2 mA, which is realized as a current mirror assembled from two identical transistors TIP and T12. The magnitude of the supplied current is defined by the values of resistors R21 to R26. These are chosen with regard to the temperature stability of the quiescent current and the fact that the binding of the reference point between resistors R22 and R23 introduces at the same time a local negative feedback that linearizes the response of the cascode to the excitation signal. This solution makes it possible to achieve good frequency and phase characteristics in the entire range of acoustic signals. A typical cut-off frequency of the amplifier is 250 kHz with a gain of approx. 33 dB.
Nyquistova podmínka stability zesilovače s globální zpětnou vazbou je splněna použitím kondenzátoru Cil, který definuje dominantní pól přenosové funkce zesilovače, a kondenzátoru C12, který snižuje účinek lokální zpětné vazby v kaskodě v oblasti nejvyšších frekvencí, což částečně kompenzuje posuv fáze způsobený kapacitami jednotlivých tranzistorů. Další zásah do výsledné přenosové funkce je realizován kompenzačním RC členem R14 + C6. Ten vhodně potlačuje vliv globální zpětné vazby při vysokých kmitočtech. Velikost globální zpětné vazby je dána rezistory R17 a R15, přičemž pro stejnosměrné napětí je vliv rezistoru R15 eliminován zařazením kondenzátoru C7. To přispívá ke stabilizaci pracovních napětí jednotlivých tranzistorů. Báze tranzistoru Til je upnuta na konstantní předpětí definované rezistory R27 a R28, které při napájecím napětí 24 V činí asi 20 V. Tato hodnota byla zvolena s ohledem na to, aby napěťový zesilovací stupeň dosahoval co největší hodnoty možného napěťového rozkmitu. Rozkmit výstupního napětí je při napájecím napětí 24 V větší než 16 V.The Nyquist stability condition of the amplifier with global feedback is satisfied by the use of capacitor C1, which defines the dominant pole of the amplifier's transfer function, and capacitor C12, which reduces the effect of local feedback in the cascode in the region of the highest frequencies, which partially compensates for the phase shift caused by the capacitances of the individual transistors. Another intervention in the resulting transfer function is realized by the compensating RC element R14 + C6. The latter appropriately suppresses the effect of global feedback at high frequencies. The amount of global feedback is given by resistors R17 and R15, while for direct voltage the effect of resistor R15 is eliminated by including capacitor C7. This contributes to the stabilization of the working voltages of individual transistors. The base of transistor Til is clamped to a constant bias voltage defined by resistors R27 and R28, which is about 20 V at a supply voltage of 24 V. This value was chosen with regard to the fact that the voltage amplification stage achieves the greatest possible value of voltage swing. The output voltage swing is greater than 16 V at a supply voltage of 24 V.
-3 CZ 308051 B6-3 CZ 308051 B6
Koncový stupeň sestávající z tranzistorů T13 až T15 je emitorový sledovač buzený tranzistorem T14, přičemž tranzistory T13 a T15 pracují jako konstantní proudová zátěž. Velikost klidového proudu spolu s velikostí amplitudy výstupního signálu udávají velikost zátěže, kterou zesilovač zvládne vybudit. Pro tranzistory v pouzdře TO92 lze volit klidový proud řádově v desítkách mA. Kondenzátor C14 zavádí pro střídavé signály vazbu mezi kolektorem tranzistoru T14 a bází tranzistoru T15, která umožňuje částečně modulovat klidový proud koncového stupně v rytmu budicího napětí. Toto řešení přispívá ke snížení harmonického zkreslení koncového stupně.The output stage consisting of transistors T13 to T15 is an emitter follower driven by transistor T14, with transistors T13 and T15 operating as constant current loads. The size of the quiescent current together with the size of the amplitude of the output signal indicate the size of the load that the amplifier can drive. For transistors in the TO92 case, the quiescent current can be selected in the order of tens of mA. The capacitor C14 establishes a coupling between the collector of the transistor T14 and the base of the transistor T15 for alternating signals, which makes it possible to partially modulate the quiescent current of the output stage in rhythm with the excitation voltage. This solution contributes to reducing the harmonic distortion of the output stage.
Kondenzátory C2, C3, C4, C5, C8, CIO, C13, C15 blokují napětí v příslušných uzlech a eliminují tak rušení pronikající do zesilovače po přívodu napájecího napětí.Capacitors C2, C3, C4, C5, C8, CIO, C13, C15 block the voltage in the respective nodes and thus eliminate interference penetrating the amplifier after the supply voltage is applied.
Výhodou tohoto zapojení zesilovače nízkofrekvenčních signálů je nízká cena realizace, kdy dobrých výsledků lze dosáhnout i s velmi levnými tranzistory. Jednotlivé bloky jsou linearizovány lokálními zpětnými vazbami, což umožňuje dosáhnout nízkého harmonického zkreslení a dobré odezvy na buzení signály impulzního charakteru a koncový stupeň sestavený z tranzistorů T13, T14 a T15 se od obvyklých struktur realizovaných na čipu liší tím, že pracuje s vysokým klidovým proudem (třída A), což eliminuje vznik přechodového zkreslení a v závislosti na zesílení nastaveném globální zpětnou vazbou je dosahována šířka pásma řádově ve stovkách kHz. Typicky dosahované hodnoty s tranzistory BC549 jsou šířka pásma 250 kHz při zesílení 33 dB.The advantage of this connection of the amplifier of low-frequency signals is the low cost of implementation, when good results can be achieved even with very cheap transistors. The individual blocks are linearized by local feedback, which makes it possible to achieve low harmonic distortion and a good response to excitation signals of an impulse character, and the final stage assembled from transistors T13, T14 and T15 differs from the usual structures implemented on the chip in that it works with a high quiescent current ( class A), which eliminates the occurrence of transient distortion and, depending on the gain set by the global feedback, a bandwidth of the order of hundreds of kHz is achieved. Typical values achieved with BC549 transistors are 250kHz bandwidth at 33dB gain.
Příklad 2Example 2
Zapojením dvou zesilovačů podle schématu vyobrazeného na obr. 3 a jejich doplněním o RIAA korekční člen byl sestaven předzesilovač pro magnetodynamickou přenosku. Vyobrazení celkového schématu zapojení předzesilovače pro magnetodynamickou přenosku s využitím dvou samostatných bloků zesilovače nízkofrekvenčních signálů podle vynálezu je znázorněno na obr. 4.By connecting two amplifiers according to the diagram shown in Fig. 3 and supplementing them with a RIAA correction element, a preamplifier for a magnetodynamic portable was assembled. An illustration of the overall wiring diagram of the preamplifier for a magnetodynamic portable using two separate blocks of the amplifier of low-frequency signals according to the invention is shown in Fig. 4.
Claims (22)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CZ2018-600A CZ2018600A3 (en) | 2018-11-02 | 2018-11-02 | Low frequency signals amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CZ2018-600A CZ2018600A3 (en) | 2018-11-02 | 2018-11-02 | Low frequency signals amplifier |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CZ308051B6 true CZ308051B6 (en) | 2019-11-20 |
CZ2018600A3 CZ2018600A3 (en) | 2019-11-20 |
Family
ID=68534690
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CZ2018-600A CZ2018600A3 (en) | 2018-11-02 | 2018-11-02 | Low frequency signals amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CZ (1) | CZ2018600A3 (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2324217B (en) * | 1997-04-07 | 2002-03-13 | Bhc Consulting Pty Ltd | Amplifier improvements |
-
2018
- 2018-11-02 CZ CZ2018-600A patent/CZ2018600A3/en unknown
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2324217B (en) * | 1997-04-07 | 2002-03-13 | Bhc Consulting Pty Ltd | Amplifier improvements |
Non-Patent Citations (10)
Title |
---|
Douglas Self: Distortion In Power Amplifiers, 20.02.2018, http://www.douglas-self.com/ampins/dipa/dipa.htm * |
Douglas Self: Distortion in power amplifiers, Part I: the sources of distortion, EETimes, 02.01.2008, https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1274876 * |
Douglas Self: Distortion in power amplifiers, Part II: the input stage, EETimes, 09.01.2008, https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1274878 * |
Douglas Self: Distortion in power amplifiers, Part III: the voltage-amplifier stage, EETimes, 16.01.2008, https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1274879 * |
Douglas Self: Distortion in power amplifiers, Part IV: the power amplifier stages, EETimes, 23.01.2008, https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1274880 * |
Douglas Self: Distortion in power amplifiers, Part V: output stages, EETimes,30.01.2008, https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1274881 * |
Douglas Self: Distortion in power amplifiers, Part VII: frequency compensation and real designs, EETimes, 13.02.2008, https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1274885 * |
Douglas Self: Distortion in power amplifiers, Part VIII: Class A amplifiers, EETimes, 20.02.2008, https://www.eetimes.com/document.asp?doc_id=1274886 * |
wikipedia - Widlar current source, 30.08.2017, https://en.wikipedia.org/w/index.php?title=Widlar_current_source&oldid=798034170 * |
wikipedia - Wilson current mirror, 04.07.2017, https://en.wikipedia.org/w/index.php?title=Wilson_current_mirror&oldid=788875394 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CZ2018600A3 (en) | 2019-11-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5933056A (en) | Single pole current mode common-mode feedback circuit | |
US7298210B2 (en) | Fast settling, low noise, low offset operational amplifier and method | |
CN106169914B (en) | Device and method for compensated operational amplifier | |
US4586000A (en) | Transformerless current balanced amplifier | |
JPH0786850A (en) | Perfect differential operational amplifier and same phase reconstruction in differential operational amplifier | |
NL9000326A (en) | AMPLIFIER CIRCUIT. | |
CN106817099A (en) | For the amplifier of physiology potential signal detection | |
US4629973A (en) | Current stabilizing circuit operable at low power supply voltages | |
Aloisi et al. | Design methodology of Miller frequency compensation with current buffer/amplifier | |
US5485074A (en) | High ratio current mirror with enhanced power supply rejection ratio | |
KR101800899B1 (en) | Operational transconductance amplifier having two amplification stages | |
US20060044068A1 (en) | Bipolar differential to single ended transfer circuit with gain boost | |
CZ308051B6 (en) | Low frequency signals amplifier | |
JP3833530B2 (en) | Differential amplifier | |
Tauro et al. | Common mode stability in fully differential voltage feedback CMOS amplifiers | |
KR100458143B1 (en) | Electronic circuits include complementary transformer conductors for filters and oscillators | |
JP5001822B2 (en) | Bias circuit, differential amplifier | |
US6542034B2 (en) | Operational amplifier with high gain and symmetrical output-current capability | |
US6448853B1 (en) | Distortion improvement in amplifiers | |
CZ32389U1 (en) | A low-frequency signal amplifier | |
TWI802143B (en) | Differential amplifier arrangement and converter arrangement | |
CN113114143B (en) | Full-differential summation amplifying circuit | |
Ab Rahim et al. | A wide gain-bandwidth CMOS fully-differential folded cascode amplifier | |
JP3062999B2 (en) | Amplifier circuit | |
KR102057473B1 (en) | Circuit with voltage drop element |