CZ23226U1 - Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions - Google Patents
Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions Download PDFInfo
- Publication number
- CZ23226U1 CZ23226U1 CZ201125137U CZ201125137U CZ23226U1 CZ 23226 U1 CZ23226 U1 CZ 23226U1 CZ 201125137 U CZ201125137 U CZ 201125137U CZ 201125137 U CZ201125137 U CZ 201125137U CZ 23226 U1 CZ23226 U1 CZ 23226U1
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- output
- input
- block
- noise
- amplifier
- Prior art date
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
Oblast techniky
Předkládané řešení se týká radarových senzorů s vysílanou kontinuální vlnou, tzv. CW radarových senzorů se schopností autonomního měření vlastních šumových parametrů, přičemž tato měření jsou použitelná zejména pro automatickou vlastní diagnostiku.
Dosavadní stav techniky
CW radary obecně patří mezi jednodušší typy radarů a používají se velmi často ve formě relativně malých a levných senzorů s malým dosahem. Nicméně pro některé aplikace mají velmi výhodné vlastnosti. Na rozdíl od standardních impulzních radarů, které vysílají krátké vysokofrekvenční nebo mikrovlnné pulzy, vysílají CW radarové senzory kontinuální (CW - Countinuous Wave) VF nebo mikrovlnný signál. V základních variantách těchto radarů, bez přídavných modulací, není ale následně možné odlišit přijatý signál odražený od stacionárních cílů od signálu vysílaného, na rozdíl od impulsních radarů, kde se rozlišuje časový posun mezi vyslanými a přijatými impulsy. Základní verze CW radarových senzorů nejsou proto pro detekci a měření stacionárních cílů vhodné. Podstatně příznivější situace nastává v případě pohybujících se cílů, kdy je odražený signál vlivem Dopplerova posuvu frekvenčně posunut oproti signálu vysílanému. Rozlišení odraženého signálu od vysílaného je možné realizovat ve frekvenční oblasti, přičemž na výstupu CW radarového senzoru je v tomto případě k dispozici nízkofrekvenční signál s frekvencí právě rovnou dopplerovskému posuvu. Protože je hodnota dopplerovského frekvenčního posuvu přímo úměrná radiální rychlosti měřeného tělesa, používají se CW radarové senzory velmi často pro bezkontaktní dálkové měření rychlosti, nebo pro detekci a měření periodických pohybů, například vibrací. Existují i varianty CW radarů, u nichž je na vysílaný signál aplikována vhodná modulace, a to frekvenční či digitální. Radary tohoto typu umí měřit i vzdálenost stacionárních cílů, vždy však jen s malým až středním dosahem.
Jako detektory rychle se pohybujících objektů nebo jako bezkontaktní dálkové měřiče rychlosti se CW radarové senzory používají i ve vojenské technice. Příkladem mohou být detektory protipancéřových střel, používané v systémech aktivní ochrany bojových vozidel. Tyto CW radarové senzory jsou schopné detekovat rychle letící střely a odlišit je od stacionárních nebo pomalu se pohybujících cílů. Jsou dokonce schopné střelu dostatečným způsobem lokalizovat a generovat spouštěcí impulsy pro protistřelu, která ohrožující střelu zničí. Jednou z velmi důležitých podmínek použití jakéhokoliv elektronického zařízení ve vojenské technice je velmi vysoká spolehlivost daného zařízení a schopnost vlastní diagnostiky, která umožňuje automaticky detekovat, lokalizovat a nahlásit závadu.
CW radarové senzory se skládají z vysílače CW vlny a koherentního přijímače. Radarový vysílač je autonomní obvod, tedy obvod, který sám generuje měřitelný signál. Pro účely vlastní diagnostiky je tedy celkem jednoduché kontrolovat jeho funkci. Nej častěji se k tomuto účelu používá zapojení s vazebním obvodem a měřičem výkonu. Úkolem vazebního obvodu je odbočit z vysílací trasy malou část vysílaného signálu, přičemž tento vzorek vysílaného výkonu se měří měřičem výkonu, nej častěji VF nebo mikrovlnným detektorem. Na výstupu detektoru je stejnosměrné napětí úměrné měřenému vysílanému výkonu, z hodnoty tohoto napětí lze vyhodnotit funkčnost vysílače.
Vzhledem k tomu, že přijímač je obvod neautonomní, je jeho kontrola a měření podstatně složitější. Bez přítomnosti vnějšího signálu není na výstupu přijímače žádný signál, ze kterého by bylo možné jednoznačně stanovit jeho funkčnost, popřípadě jeho parametry. Jakoukoliv kontrolu nebo měření přijímače je možné provést jen zvnějšku injektováným signálem.
Základními parametry každého přijímače jsou zisk a šumové parametry, které rozhodují o schopnosti zpracovávat slabé signály. Pro měření zisku přijímače je možné na vstup přijímače připojit signálový generátor generující sinusový signál vhodné amplitudy, přičemž zisk lze stanovit z
-1 CZ 23226 Ul poměru výstupního a vstupního výkonu. Pro měření šumových parametrů se obvykle používají kalibrované generátory šumu, obvykle se dvěma různými efektivními šumovýmí teplotami. Oba generátory je však nutné k měřenému přijímači připojit zvnějšku, a to buď ručně přes propojovací kabel a vstupní konektor přijímače, nebo automaticky pomocí VF nebo mikrovlnných elektro5 nicky řízených přepínačů. Připojení přes vnější kabel a vstupní konektor je zdlouhavé, je možné jej provést spíše jen výjimečně a radar při měření po delší dobu nemůže fungovat. Při připojení pomocí elektronických přepínačů může být měření zcela automatické a může trvat jen velmi krátkou dobu. Nicméně elektronické přepínače mohou vnášet do obvodu nezanedbatelný útlum a zhoršovat jeho Šumové parametry. Kromě toho jsou vnější generátory a přepínače obvykle ná10 kladné, rozměrné a mají nemalý příkon a zvyšují tedy rozměry, hmotnost, příkon a cenu předmětných CW radarových senzorů.
Podstata technického řešeni
Výše uvedené nevýhody odstraňuje radarový senzor s vysílanou kontinuální vlnou podle předkládaného řešení. Vysílací větev radarového senzoru je tvořena místním oscilátorem propojeným s děličem výkonu, který je dále svým jedním výstupem spojen s výkonovým zesilovačem. Přijímací větev radarového senzoru je tvořena nízkošumovým zesilovačem, jehož výstup je spojen s RF vstupem mikrovlnného směšovaěe, na jehož druhý vstup LO je připojen výstup referenčního signálu děliče výkonu. Výstup mikrovlnného směšovače je přes nízkofrekvenční filtr jednak spojen přes zakončovací odpor se zemí a jednak je přes nízkofrekvenční zesilovač připojen na vstup A/D převodníku. Data z převodníku A/D jsou přivedena ke zpracování signálů na datový vstup řídicí jednotky. Radarový senzor je realizován buď se dvěma anténami, a to s vysílací anténou na výstupu výkonového zesilovače a přijímací anténou na vstupu nízkošumového zesilovače nebo se společnou anténou, propojenou s výstupem výkonového zesilovače a se vstupem nízkošumového zesilovače nej častěji přes cirkulátor. Podstatou nového řešení je to, že je ve struktu25 ře senzoru navíc zapojen obvod proměnného časového zpoždění. Je zapojen buď v přijímací větvi mezi výstupem nízkošumového zesilovače a RF vstupem mikrovlnného směšovače, nebo v referenční větvi mezi výstupem děliče výkonu a LO vstupem mikrovlnného směšovače. Nastavovací vstup obvodu proměnného časového zpoždění je propojen s řídicí jednotkou, a to s nastavovacím výstupem obvodu nastavení proměnného časového zpoždění. Druhý výstup obvodu nasta30 vení proměnného Časového zpoždění je spojen s jedním vstupem datové paměti. Datový vstup datové paměti je spojen s datovým výstupem A/D převodníku. Výstup datové paměti je propojen přes blok hledání minim a maxim v záznamech uložených v datové paměti s blokem výpočtů Šumových parametrů, jehož jeden výstup je propojen se vstupem bloku komunikace. Blok komunikace má jeden výstup propojený přes blok spuštění měření se vstupem bloku nastavení pro35 měnného časového zpoždění. Druhý jeho výstup je propojen s pamětí předpokládaných hodnot šumových parametrů, jejíž výstup je spojen s jedním vstupem porovnávacího bloku. Na druhý vstup porovnávacího blokuje připojen druhý výstup bloku výpočtů šumových parametrů. Výstup porovnávacího bloku je propojen přes blok diagnostiky a lokalizace závad s druhým vstupem bloku komunikace, jehož výstup je komunikačním vstupem/výstupem vypočtených parametrů a výsledků diagnostiky řídicí jednotky pro připojení k nadřazenému počítači.
Výhodou tohoto CW radarového senzoru je, že řeší problematiku měření šumových parametrů a vlastní diagnostiky s využitím vlastních signálů a jen s minimem přídavných komponent. Pro měření není potřeba připojovat žádný signál externí. Metoda přitom používá takové postupy, při kterých lze výpočetně jednoduše určit všechny důležité šumové parametry, tedy šumová napětí, šumová čísla nebo ekvivalentní Šumové teploty přijímače. Měření výše uvedených parametrů je možné provést velmi rychle, zcela automaticky, a to při jen velmi malém zvýšení rozměrů, příkonu i nákladů. Měřené parametry závisí i na výkonu vysílaném vysílačem a zisku přijímače. Při použití navržené měřicí sestavy a provedení dále popsaných výpočtů lze tedy diagnostikovat správnou funkci celého CW radarového senzoru.
-2CZ 23226 Ul
Objasnění výkresů
Pro objasnění daného řešení jsou zařazeny i výkresy týkající se dosavadního stavu techniky, a to
Obr. 1 ukazující základní zapojení CW radarového senzoru se dvěma anténami a Obr, 2 znázorňující základní zapojení CW radarového senzoru s jednou anténou. Na Obr. 3 je schematicky uvedeno nové zapojení ve variantě se dvěma anténami a se zapojením obvodu proměnného časového zpoždění v přijímací větvi. Na Obr. 3a je schematicky uvedeno nové zapojení ve variantě se dvěma anténami a se zapojením obvodu proměnného časového zpoždění v referenční větvi. Obr. 4 je příklad naměřené a vypočtené závislosti výstupního Šumového napětí Vnrout jako funkce časového zpoždění r. Na Obr. 5 je nové zapojení s variantou používající jednu společnou anténu se zapojením obvodu proměnného časového zpoždění v přijímací větvi. Na Obr. 5a je nové zapojení s variantou používající jednu společnou anténu se zapojením obvodu proměnného časového zpoždění v referenční větvi. Na Obr. 6 je blokové schéma řídicí jednotky radarového senzoru.
Přiklad uskutečnění technického řešeni
Na Obr. 1 je uvedeno základní zapojení CW radarového senzoru bez přídavných obvodů pro autonomní měření šumových parametrů a vlastní diagnostiku. Základem senzoru je místní oscilátor 1, který generuje nosnou CW vlnu s pracovní frekvencí fQ. Na výstup místního oscilátoru 1 je zapojen dělič 2 výkonu, který dělí výstupní výkon místního oscilátoru i na dvě části. Jedna část výstupního výkonu místního oscilátoru 1 je přivedena na vstup výkonového zesilovače 3 a po zesílení je vyslána jako vysílaný signál pomocí vysílací antény 10.1. Část vyslaného signálu se odráží od sledovaného objektu a dopadá na přijímací anténu 10.2. Na přijímací anténu 10.2 paralelně dopadá i část elektromagnetické vlny přímo z blízké vysílací antény 10,1. Tento jev lze popsat jako přeslech respektive parazitní přenos GAA mezi vysílací anténou 10.1 a přijímací anténou 10.2. Signály přijaté přijímací anténou 10.2 jsou zesíleny nízkošumovým zesilovačem 4 a přivedeny na RF vstup mikrovlnného směšovače 5. Tam se signál násobí s referenčním signálem přivedeným na LO vstup mikrovlnného směšovače 5 z druhého výstupu děliče 2 výkonu. Pokud se sledovaný objekt pohybuje, je na výstupu navazujícího nízkofrekvenčního filtru 6, který odfiltruje všechny VF složky, signál SyF (t), jehož amplituda ANF je úměrná odrazu od sledovaného objektu a frekvence je rovná dopplerovské frekvenci fd:
O)
Přitom dopplerovská frekvence fd je úměrná radiální složce rychlosti sledovaného objektu vr:
(2)
V těchto rovnicích je /0 pracovní frekvence daného CW radaru, c je rychlost světla a Ψ je obecná fáze. Obdobně pracuje i CW radarový senzor s jednou společnou anténou 10. kdy jsou vysílací i přijímací větve spojeny cirkulátorem 11. viz Obr. 2. I v případě zapojení dle Obr. 2 je na výstupu radaru signál dle vztahu (1) a funkce je ovlivněna přeslechem GAA mezi vysílací větví a přijímací větví. Ten je v tomto případě dán parazitním přenosem cirkulátoru 11 a odrazy od společné antény 10.
Autonomní měření a vlastní diagnostika CW radarového senzoru, které jsou předmětem tohoto řešení, jsou založeny na měření šumových parametrů předmětného radarového senzoru. Vzhledem k tomu, že vlastnosti zapojení dle Obr. 1 i Obr. 2 jsou z tohoto pohledu stejné, bude princip měření dále popsán na zapojení se dvěma anténami dle Obr. 1.
Šumové vlastnosti CW radarového senzoru jsou dány celkovým šumovým napětím na zakončovacím odporu 7, standardně 50 Ω, který je zapojen na výstupu nízkofrekvenčního filtru 6. Celkové šumové napětí se skládá z šumu lineárních nebo kvazilineámích VF nebo mikrovlnných obvodů, z Šumového napětí daného vlivem fázového šumu místního oscilátoru I a z šumového na-3CZ 23226 U1 pěti nízkofrekvenčního zesilovače 8 přepočteného na jeho vstup. Šumové napětí V»ix dané Šumem lineárních a kvazilineárních VF nebo mikrovlnných obvodů lze popsat vztahy:
(3)
ΛίΚ “ ^(^n^NSZ^MS^NFF^AS +(^VSZ ~^)^n^O^NSZ^MS^NFF + + (^*A/5* “ ^^ň^O^MS^NFF + WGnFF ~ ^^n^O^NFF ) (4) oVms^NFF
(5)
V těchto vztazích je význam jednotlivých proměnných následující:
k Boltzmanova konstanta 1,38.10'23 [J/K]
Tq standardní šumová teplota 290 [K]
TA šumová teplota okolí, obvykle 300 [K]
TAS celková šumová teplota anténního systému [K]
La Jouleovy ztráty v přijímací anténě [-] io LTl útlum vedení mezi anténou a vstupem přijímače [-] /?o hodnota zakončovacího odporu, většinou 50 [Ω]
Bn šumová šířka pásma [Hz]
Gnsz zisk nízkošumového zesilovače [-]
Fnsz šumové číslo nízkošumového zesilovače [-]
GMs konverzní zisk mikrovlnného směšovače [-]
Gwf zisk nízkofrekvenčního filtru, uvažuje se konst. v pásmu Bn [-]
PrtLK výkon šumu do zakončovacího odporu J?o daný šumem lineárních a kvazilineámích VF nebo mikrovlnných obvodů [W].
Výše uvedené vztahy ukazují, že tato složka šumového napětí je funkcí obvodových parametrů radaru a při bezchybném provozu ji lze považovat za konstantní. Šumové napětí V„FS na zakoněovacím odporu 7 dané vlivem fázového Šumu místního oscilátoru I lze popsat pomocí následujících vztahů:
(6)
V těchto vztazích je význam jednotlivých proměnných následující:
r časové zpoždění mezi referenčním signálem a přeslechnutým signálem v rovině vstupů
LO a RF mikrovlnného směšovače [s]
-4CZ 23226 UI aproximace frekvenčního průběhu fázového Šumu daného MO, at a a2 jsou koeficienty této aproximace
Ρ tx vysílaný výkon [W]
GAA přeslech (parazitní přenos) mezi vysílací a přijímací anténou [-]
PnfS výkon šumu do zakončovacího odporu Ro daný vlivem fázového šumu místního oscilátoru [W] dolní frekvence nízkofrekvenčního filtru [Hz] horní frekvence nízkofrekvenčního filtru [Hz].
Výše uvedené vztahy ukazují, že tato složka šumového napětí je silnou funkcí parametru r, tedy časového zpoždění mezi referenčním signálem na LO vstupu mikrovlnného směšovače 5 a přeslechnutým signálem na RF vstupu stejného směšovače. Tento jev je dále využíván v předlo mětném řešení. Poslední uvažovaná složka šumového napětí V„NFZin je dána šumem nízkofrekvenčního zesilovače 8 přepočteným na jeho vstup, tedy také do roviny zakončovacího odporu 7. Nízkofrekvenční zesilovač 8 je obvykle realizován pomocí operačních zesilovačů s tím, že dle potřebného zisku Aw?, viz vztah (13), a parametrů použitých operačních zesilovačů se skládá z jednoho operačního zesilovače nebo z kaskády za sebou zapojených operačních ze15 silovačů. Přitom se alespoň na vstupu nízkofrekvenčního zesilovače 8, který dominantně určuje šumové vlastnosti celého zesilovače, předpokládá použití nízkošumového operačního zesilovače, například LT1028 od výrobce Linear Technology. Pro neinvertující zapojení tohoto operačního zesilovače publikuje tento výrobce následující vztahy pro výpočet K^zm:
Ak ♦«Ζ.+ίήΑ,Η (9)
β.Λ = ^*ξΓ (10)
V těchto vztazích je význam j ednotlivých proměnných následuj ící:
e„ vstupní ekvivalentní šumové napětí, parametr uvedený v katalogovém listu daného operačního zesilovače [ K / ^HZ ] i„ vstupní ekvivalentní šumový proud, parametr uvedený v katalogovém listu daného operačního zesilovače [ A / ^Hz ] e„R šumové napětí dané odpory v daném zapojení operačního zesilovače [ V/ \Hz ]
R], &2 odpory použité ve zpětné vazbě neinvertujícího zapojení operačního zesilovače [Ω]
Req hodnota ekvivalentního odporu daná kombinací výstupního odporu zdroje signálu a odporů ve zpětné vazbě [Ω].
Výše uvedené vztahy ukazují, že tato složka Šumového napětí je pro dané zapojení CW radaru konstantní. Při použití nízkošumového OZ od jiného výrobce je vhodné použít vztahy pro V„wzin a parametry udávané tímto jiným výrobcem. Výsledné Šumové napětí Vnri„ v rovině zakončovacího odporu 7 je dáno součtem výše popsaných složek s tím, že pro součet je nutné použít vztah pro součet efektivních hodnot, daný následujícím vztahem:
-5CZ 23226 Ul
Výstupní šumové napětí V„rouí na výstupu nízkofrekvenčního zesilovače 8 s napěťovým ziskem Anfz měřené A/D převodníkem 9 je potom:
* ^NF2^tri„ (13)
Na výstupu převodníku A/D 9 je k dispozici datový tok reprezentující signál s\f(í) pro zpracování v nadřízeném počítači.
Na Obr. 3 je uvedeno zapojení CW radarového senzoru se dvěma anténami a s možností autonomního měření šumových parametrů a provádění vlastní diagnostiky, které je předmětem tohoto řešení, a to ve variantě se zapojením obvodu proměnného časového zpoždění v přijímací větvi.
Zapojení je shodné se zapojením na Obr. 1, avšak je doplněno o další bloky. V přijímací větvi je mezi výstupem nízkošumového zesilovače 4 a RF vstupem mikrovlnného směšovače 5 zapojen obvod 12 proměnného časového zpoždění. Jeho nastavovací vstup je propojen s řídicí jednotkou 13, a to s nastavovacím výstupem bloku 13.1 nastavení proměnného časového zpoždění, jehož druhý výstup je spojen s jedním vstupem datové paměti 13.2. Datový vstup datové paměti 13.2 ie spojen s datovým výstupem A/D převodníku 9. Výstup datové paměti 13.2 je propojen přes blok 13.3 hledání minim a maxim v záznamech uložených v datové paměti 13.2 s blokem 13.4 výpočtů šumových parametrů, jehož jeden výstup je propojen se vstupem bloku 13.5 komunikace. Blok 13.5 komunikace má jeden výstup je propojený přes blok 13.6 spuštění měření se vstupem bloku 13.1 nastavení proměnného časového zpoždění. Druhý jeho výstup je propojen s pamětí 13.7 předpokládaných hodnot šumových parametrů, jejíž výstup je spojen s jedním vstupem porovnávacího bloku 13.8. Na druhý vstup porovnávacího bloku 13.8 je připojen druhý výstup bloku 13.4 výpočtů šumových parametrů. Výstup porovnávacího bloku 13.8 je propojen přes blok 13.9 diagnostiky a lokalizace závad s druhým vstupem bloku 13.5 komunikace, jehož výstup VDÁT je komunikačním vstupem/výstupem vypočtených šumových parametrů a výsledků diagnostiky řídicí jednotky 13 pro připojení k nadřazenému počítači.
Pro zabezpečení výše uvedených funkcí je CW radarový senzor tedy doplněn řídicí jednotkou 13, A/D převodníkem 9 a obvodem 12 proměnného Časového zpoždění, jehož časové zpoždění r je nastavitelné řídicí jednotkou 13. Tento obvod je možné umístit obecně kamkoliv do vysílací větve mezi výstup děliče 2 výkonu a vstup vysílací antény 10.1, do přijímací větve mezi výstup přijímací antény 10.2 a RF vstup mikrovlnného směšovače 5, nebo do referenční větve mezi výstup děliče 2 výkonu a LO vstup mikrovlnného směšovače 5. Ve vysílací větvi však obvod 12 proměnného časového zpoždění snižuje výstupní výkon, v přijímací větvi mezi výstupem přijímací antény 10.2 a vstupem nízkošumového zesilovače 4 zhoršuje šumové parametry CW radarového senzoru. Proto nejvýhodnější místo pro jeho zapojení je v přijímací větvi, a to mezi výstupem nízkošumového zesilovače 4 a RF vstupem mikrovlnného směšovače 5, kde je vliv útlumu obvodu 12 proměnného časového zpoždění obvykle zanedbatelný nebo jednoduše kompenzovatelný ziskem nízkošumového zesilovače 4, nebo v referenční větvi mezi výstupem děliče 2 výkonu a LO vstupem mikrovlnného směšovače 5.
Pomocí změny τ a odeětem závislosti výstupního šumového napětí na tomto parametru Vnrout= /(ť) lze následně výpočetně určit všechny důležité šumové parametry. Podmínkou provedení tohoto měření je to, že se při měření nesmí v dosahu radarového senzoru pohybovat žádné těleso, nebo se radarový senzor nesmí pohybovat vůči jinému tělesu v dosahu. V praxi je splnění podmínek měření celkem běžné, například stav mimo bojové nasazení, kdy vozidlo s radarovým senzorem stojí a je jisté, že na něj neletí žádná ohrožující střela, takže provedení měření Šumových parametrů a vlastní diagnostiky je velmi často proveditelné. V plném bojovém nasazení stejně není možné senzory ani na krátkou chvíli vypnout a diagnostika se provádí před ním. Všechny vypočtené parametry a výsledky diagnostiky jsou k dispozici na datovém výstupu VDÁT.
-6CZ 23226 Ul
Postup měření šumových parametrů CW radarového senzoru vychází z výše uvedených vztahů (3) - (13), ze kterých vyplývá, že při měření bez užitečného signálu, kdy se v okolí radarového senzoru nepohybuje žádný objekt, měří radarový senzor jen šumové napětí. Toto Šumové napětí přitom významně závisí na přeslechu mezi vysílací a přijímací anténou GAA a na časovém zpoždění r mezi referenčním signálem na LO vstupu mikrovlnného směŠovaěe 5 a přeslechnutém signálu na jeho RF vstupu. Toto Šumové napětí má konstantní složku danou šumem lineárních a kvazilineámích VF a NF obvodů a proměnnou složku danou fázovým šumem místního oscilátoru 1, která je periodickou funkcí časového zpoždění r. Na Obr. 4 je uveden příklad této závislosti změřené, vyznačeno křížky, pro několik hodnot τ ve srovnání s průběhem vypočteným, vyznačeno plnou čárou, dle vztahů (3) - (13).
Obr. 4 ukazuje, že výstupní Šumové napětí Vnrout vykazuje závislost typu K\ + K2 sin2(K3. r), s tím, že Ki, K2, K3 j sou konstanty a pro určitá r dosahuje průběh maxim a pro určitá τ dosahuje minim. Při nastavení dostatečně jemného kroku r lze pomocí řídicí jednotky 13 a obvodu 12 proměnného časového zpoždění tato minima a maxima snadno najít. Vzhledem k tomu, že se jedná o odečet šumových napětí, tedy náhodných signálů, je velmi vhodné načíst do záznamu vždy několik period a hledat výsledné minimum a maximum z delšího záznamu.
V minimech funkce je sin2(K3r) = 0, a tedy minimální hodnoty výstupního šumového napětí Vnrout min odpovídají jen vlivu lineárních a kvazilineámích VF a NF obvodů:
(14)
Vzhledem k tomu, že hodnota šumového napětí NF obvodů, operačních zesilovačů, VnNFzi„ je obvykle velmi dobře definovaná a jednoduše vypočítatelná dle vztahů (9) - (11), lze z naměřených hodnot Vnout „m, snadno vypočítat šumové napětí , které odpovídá šumu lineárních a kvazilineámích VF obvodů.
(15)
Hodnota VnLK závisí dle vztahů (3) - (5) na parametrech všech obvodů přijímače. Vypočtenou hodnotu VftLK může porovnávací blok 13.8 v řídicí jednotce 13 porovnávat s hodnotou předpokládanou uloženou v paměti 13.7 předpokládaných hodnot šumových parametrů a diagnostikovat tak stav všech obvodů v přijímací větvi.
Maximální hodnota výstupního šumového napětí V„rmttmia odpovídá případu, kdy jsou ve vztazích (12) - (13) aktivní všechny 3 složky šumového napětí s tím, že vliv fázového Šumu místního oscilátoru 1 dosahuje maxima. Tento stav odpovídá nejhoršímu možnému případu, z hodnoty
Vnrout max je tedy možné vypočítat nejhorší možný případ šumového napětí VnFS [nax daného fázovým šumem místního oscilátoru:
(16)
I tuto hodnotu lze porovnat s hodnotou předpokládanou a diagnostikovat tak stav CW radarového senzoru. Zvýšení řúftmax může být způsobeno buď závadou místního oscilátoru i, nebo zvýšením přeslechu mezi vysílací anténou 10,1 a přijímací anténou 10.2. Ze známých hodnot Šumových napětí lze vypočítat i šumové číslo přijímače v předmětném CW radarovém senzoru. Podle složek šumových napětí, které jsou přitom brány v úvahu, je definováno i odpovídající šumové číslo nebo ekvivalentní Šumová teplota. Pokud je bráno v úvahu minimum výstupního šumového napětí C^min, odpovídají šumové číslo FRXLK resp. ekvivalentní šumová teplota TeRXLK vlivu lineárních a kvazilineámích VF a NF obvodů, přičemž obě hodnoty se shodují s minimálními možnými hodnotami , resp. TeRX :
-7CZ 23226 U1
FfVOJC “ Strmin y2 _rwwtfmm_ (17)
TtfAHX 7^&ť min = (^AttJT “ 0^0 (18)
Pokud je brána v úvahu maximální hodnota výstupního šumového napětí r„roKt ,rax, odpovídají šumové Číslo Fftxnan rcsp. ekvivalentní šumová teplota Γ^πηχ vlivu všech obvodů v CW radarovém senzoru, a to i s uvažováním vlivu fázového Šumu při nejvíce nepříznivé hodnotě τ:
AXirax
B„ GNSZ GmsGnff (19) (20)
V praxi při provozu předmětného CW radarového senzoru budou hodnoty Frx resp. TeRX ležet vždy mezi výše uvedenými minimálními a maximálními hodnotami. Zejména jejich zvýšení nad hodnoty maximální indikuje nějaký problém v senzoru s tím, že jej lze dle jednotlivých hodnot šumových napětí do jisté míry i lokalizovat. Důležité je, že parametry se měří zcela automaticky io s použitím vlastních signálů senzoru. Měření prověřuje parametry vysílače i přijímače, a to včetně antén. Jedná se o velmi komplexní a citlivou metodu vlastní diagnostiky.
Výše popsané výpočetní a diagnostické funkce jsou realizovány pomocí obvodových a programových bloků uvnitř řídicí jednotky 13. Měření Šumových parametrů a provedení vlastní diagnostiky jsou inicializovány nadřízeným počítačem přes blok 13.5 komunikace a blok 13.6 spuš15 tění měření. Blok 13.6 spuštění měření inicializuje nastavení množiny hodnot časového zpoždění τ, a to pomocí bloku 13.1 nastavení časového zpoždění. Nastavovací výstup tohoto bloku řídí obvod 12 proměnného Časového zpoždění, množina nastavených hodnot se paralelně ukládá do datové paměti 13.2. Do této datové paměti 13.2 se ukládají i odpovídající hodnoty výstupního šumového napětí Fnroui změřené pomocí A/D převodníku 9. Po nasnímání dostatečně dlouhého záznamu Vnroul jako funkce časového zpoždění τ je záznam v datové paměti 13.2 zpracován v bloku 13.3 hledání minim a maxim, kde jsou odečteny hodnoty Vnrout a Vnrouf . Z těchto hodnot jsou v bloku 13.4 výpočtu Šumových parametrů vypočteny Šumové parametry popsané vztahy (15) - (20). Vypočtené Šumové parametry jsou přes blok 13.5 komunikace a komunikační vstup/výstup VDÁT k dispozici nadřízenému počítači. Vedle toho jsou v porovnávacím bloku
13.8 porovnávány s předpokládanými hodnotami šumových parametrů uložených v paměti 13.7 předpokládaných hodnot šumových parametrů. Předpokládané hodnoty šumových parametrů je možné zadat do paměti 13.7 předpokládaných hodnot šumových parametrů z nadřízeného počítače přes komunikační vstup/výstup VDÁT a blok 13.5 komunikace. Výsledek porovnání naměřených a předpokládaných hodnot šumových parametrů je dále zpracován v bloku 13.9 diagnostiky a lokalizace závad. V tomto bloku 13.9 diagnostiky a lokalizace závad je prováděna diagnostika předmětného CW radarového senzoru, tedy stanovení míru odchylky od požadovaných parametrů a provedení rozhodnutí, zda je tato odchylka ještě přijatelná nebo již nepřijatelná a senzor vyžaduje urgentní nebo méně urgentní opravu. Po provedení diagnostiky lze posouzením hodnot vypočtených parametrů do určité míry provést i lokalizaci závady, tedy stanovení nejvíce prav35 děpodobného obvodu nebo obvodů, které způsobují diagnostikovanou závadu. Výsledky diagnostiky a lokalizace závady jsou nadřízenému počítači k dispozici na komunikačním vstupu/výstupu VDÁT, a to přes blok 13.5 komunikace.
Obdobná zapojení a výpočetní postupy je možné použít i v případě radaru s jednou společnou anténou, viz Obr. 5, resp. Obr. 5a. Zapojení na Obr. 5 obsahuje obvod 12 proměnného časového
-8CZ 23226 Ul zpoždění, kdy lze hodnotu r nastavit v jemných krocích pomocí řídicí jednotky 12, zapojený v přijímací větvi mezi výstupem nízkošumového zesilovače 4 a RF vstupem mikrovlnného směšovače 5. Zapojení na Obr. 5a obsahuje obvod 12 proměnného Časového zpoždění zapojený v referenční větvi mezi výstupem děliče výkonu 2 a LO vstupem mikrovlnného směšovače 5. Funkce obou variant je identická s verzí se dvěma anténami s tím, že tato verze vykazuje obvykle vyšší hodnotu přeslechu GÁA danou izolací mezi branami cirkulátoru 11 a odrazem od společné antény 10.
Průmyslová využitelnost
CW radarový senzor s autonomním měřením šumových parametrů a vlastní diagnostikou lze použít všude tam, kde je důležitá vysoká spolehlivost zařízení a kde se jedná o měření pohybujících se cílů v malé nebo střední vzdálenosti. Příkladem může být měřič rychlosti automobilů pro policejní účely nebo pro detekce vitálních pohybů těla (dýchání, tlukot srdce) pro zdravotní účely. Mezi důležité obory použití patří i vojenské aplikace. Například v systémech aktivní ochrany bojových vozidel, kde se CW radarové senzory používají pro detekci a měření ohrožujících protipancéřových střel. Možnost provádění vlastní diagnostiky patří mezi základní požadavky na každé vojenské elektronické zařízení.
Technical field
The present invention relates to continuous wave radar sensors, so-called CW radar sensors with the ability to autonomously measure their own noise parameters, and these measurements are particularly useful for automatic self-diagnosis.
Background Art
In general, CW radars are among the simpler types of radars and are often used in the form of relatively small and low-range, low-range sensors. However, for some applications they have very advantageous properties. Unlike standard pulse radars, which emit short high frequency or microwave pulses, CWs transmit Continuous Wave (CW) or microwave signals. However, in the basic variants of these radars, without additional modulations, it is not subsequently possible to distinguish the received signal reflected from the stationary targets from the signal transmitted, unlike the pulse radars, where the time shift between the transmitted and received pulses is distinguished. Basic versions of CW radar sensors are therefore not suitable for the detection and measurement of stationary targets. A considerably more favorable situation occurs in the case of moving targets where the reflected signal is shifted by frequency over the signal transmitted by the Doppler shift. The resolution of the reflected signal from the transmitted signal can be realized in the frequency domain, with a low frequency signal at the output of the radar sensor CW being just equal to the Doppler shift. Since the Doppler frequency shift value is directly proportional to the radial velocity of the measured body, CW radar sensors are very often used for non-contact remote velocity measurement, or for the detection and measurement of periodic movements, such as vibration. There are also variants of CW radars where appropriate modulation is applied to the transmitted signal, namely frequency or digital. Radars of this type can also measure the distance of stationary targets, but always with a small to medium range.
As detectors of fast moving objects or as contactless remote speed meters, CW radar sensors are also used in military technology. Examples include armor missile detectors used in active combat vehicle protection systems. These CW radar sensors are capable of detecting fast-moving missiles and distinguishing them from stationary or slow-moving targets. They are even able to locate the missile sufficiently and generate trigger pulses that will destroy the missile. One of the most important conditions for the use of any electronic equipment in military technology is the very high reliability of the equipment and the ability to self-diagnose, which allows to automatically detect, locate and report a fault.
CW radar sensors consist of a CW wave transmitter and a coherent receiver. The radar transmitter is an autonomous circuit, that is, a circuit that itself generates a measurable signal. It is therefore quite easy to check its function for self-diagnosis. The most frequently used circuitry with coupler and power meter is for this purpose. The purpose of the coupling circuit is to divert a small portion of the transmitted signal from the transmission path, this sample of the transmitted power being measured by a power meter, most often by a RF or microwave detector. At the output of the detector there is a DC voltage proportional to the measured transmit power, from the value of this voltage it is possible to evaluate the functionality of the transmitter.
Since the receiver is a non-autonomous circuit, its control and measurement is much more complex. Without the presence of an external signal, there is no signal at the output of the receiver from which it would be possible to unambiguously determine its functionality or its parameters. Any inspection or measurement of the receiver can only be done from the outside by an injection signal.
The basic parameters of each receiver are gain and noise parameters that determine the ability to handle weak signals. To measure the receiver gain, a signal generator generating a sinusoidal signal of appropriate amplitude can be connected to the receiver input, whereby the gain can be determined from
-1 CZ 23226 Ul Output and Input Power Ratio. Calibrated noise generators are usually used to measure noise parameters, usually with two different effective noise temperatures. However, both generators need to be connected to the measured receiver from the outside, either manually via the connection cable and the receiver input connector, or automatically using VF or microwave electro-controlled switches. The connection via the external cable and the input connector is lengthy, it can be done only rarely and the radar cannot work for longer periods of time. When connected using electronic switches, the measurement can be completely automatic and can only take a very short time. However, electronic switches can introduce significant attenuation into the circuit and deteriorate its noise parameters. In addition, the external generators and switches are usually positive, bulky, and have considerable power, increasing the size, weight, power and cost of the CW radar sensors in question.
Principle of technical solution
The above-mentioned disadvantages are eliminated by a continuous wave radar sensor according to the present invention. The transmitting branch of the radar sensor is formed by a local oscillator connected to a power divider, which is connected to a power amplifier by its one output. The receiving branch of the radar sensor is formed by a low noise amplifier whose output is coupled to the RF input of the microwave mixer to whose second input L0 the output of the reference signal of the power divider is connected. The microwave mixer output is connected via a low-frequency filter via a terminating resistor to the ground and connected to the A / D converter input via a low frequency amplifier. Data from the A / D converter is used to process signals to the data input of the controller. The radar sensor is implemented either with two antennas, with a transmitting antenna at the output of the power amplifier and a receiving antenna at the low noise amplifier input or with a common antenna connected to the output of the power amplifier and with the input of the low noise amplifier most often through the circulator. The essence of the new solution is that a variable time delay circuit is also connected in the sensor structure25. It is connected either in the receiving branch between the low noise amplifier output and the RF input of the microwave mixer, or in the reference branch between the power divider output and the LO input of the microwave mixer. The Variable Time Delay Variable Setting Input is coupled to the Control Unit, with the Variable Time Delay Variable Setting Output. The second circuit output setting variable time delay is connected to one data memory input. The data input of the data memory is connected to the data output of the A / D converter. The data memory output is connected via a minimum and maximum search block in the records stored in the data memory with the noise parameter calculation block, one output of which is connected to the communication block input. The communication block has one output linked through the measurement start block with the input block setting for the 35 variable time delay. The second output is coupled to the memory of assumed noise parameter values, the output of which is associated with one input of the comparison block. A second output of the noise parameter calculation block is connected to the second input of the comparison block. The comparator block output is connected through a diagnostics and fault locating block with a second communication block input whose output is the communication input / output of the calculated parameters and the control unit diagnostic results for connection to the parent computer.
The advantage of this CW radar sensor is that it addresses the issue of noise parameter measurement and self-diagnosis using its own signals and only with a minimum of additional components. No external signal is required for measurement. In doing so, the method uses procedures whereby all important noise parameters, ie noise voltages, noise numbers, or equivalent receiver noise temperatures can be easily calculated. Measurement of the above parameters can be done very quickly, completely automatically, with only a very small increase in size, power and cost. The measured parameters also depend on the transmitter power and receiver gain. Thus, when using the proposed measurement assembly and performing the calculations described below, the correct functioning of the entire CW radar sensor can be diagnosed.
-2CZ 23226 Ul
Clarifying drawings
Prior art drawings are included to illustrate the present invention
FIG. 1 showing the basic connection of a dual antenna CW radar sensor and FIG. 2 showing the basic connection of a single antenna CW radar sensor. FIG. 3 is a schematic representation of a new circuit in a two-antenna variant and a variable time delay circuit in the receiving line. FIG. 3a is a schematic representation of a new circuit in a two antenna variant and a variable time delay circuit in the reference line. FIG. Fig. 4 is an example of the measured and calculated dependence of the output noise voltage V nrout as a function of the time delay r. 5 is a new variant with a single common antenna incorporating a variable time delay circuit in the receiving branch. FIG. 5a is a new variant with a single common antenna incorporating a variable time delay circuit in the reference branch. FIG. 6 is a block diagram of a radar sensor control unit.
Example of a technical solution
FIG. 1 shows the basic connection of CW radar sensor without additional circuits for autonomous measurement of noise parameters and self-diagnosis. The base of the sensor is a local oscillator 1, which generates a carrier CW wave with a working frequency f Q. The output of the local oscillator 1 is connected to a power divider 2 which divides the output power of the local oscillator into two parts. One part of the output power of the local oscillator 1 is applied to the input of the power amplifier 3 and after amplification is transmitted as a transmitted signal by the transmit antenna 10.1. Part of the transmitted signal is reflected from the object being tracked and hits the receiving antenna 10.2. A portion of the electromagnetic wave is directly incident on the receiving antenna 10.2 directly from the near transmitting antenna 10.1. This phenomenon can be described as crosstalk or parasitic transmission of G AA between transmitting antenna 10.1 and receiving antenna 10.2. The signals received by the receiving antenna 10.2 are amplified by the low noise amplifier 4 and fed to the RF input of the microwave mixer 5. There, the signal is multiplied with the reference signal applied to the LO input of the microwave mixer 5 from the second output of the power divider 2. If the object to be tracked moves, the output of the downstream low-pass filter 6, which filters out all RF components, is the Sy F (t) signal, whose amplitude A NF is proportional to the reflection of the object being monitored, and the frequency is equal to the doppler frequency f d :
O)
At the same time, the Doppler frequency f d is proportional to the radial component of the observed object velocity in r :
(2)
In these equations, / 0 is the operating frequency of a given CW radar, c is the speed of light, and Ψ is the general phase. Similarly, a CW radar sensor with one common antenna 10 operates. Both the sending and receiving branches are connected by a circulator 11. See FIG. 2. Even if connected as shown in Fig. 2 is the output of the radar signal according to (1) and the function is affected by the G AA crosstalk between the transmitting branch and the receiving branch. This is in this case given by the parasitic transmission of the circulator 11 and the reflections from the common antenna 10.
The autonomous measurement and self-diagnosis of the CW radar sensor subject to this solution is based on the measurement of the noise parameters of the subject radar sensor. Since the connection characteristics of FIG. 1 i. 2 are the same, the measurement principle will be further described with the two antenna connections shown in FIG. 1.
The noise characteristics of the CW radar sensor are determined by the total noise voltage at the terminating resistor 7, typically 50 Ω, connected to the output of the low frequency filter 6. The total noise voltage consists of the noise of linear or quasi-linear VF or microwave circuits, from the noise voltage due to phase noise the local oscillator I and the noise on the 3ZZ 23226 U1 of the five low frequency amplifier 8 converted to its input. The noise voltage V »ix given by the noise of linear and quasi-linear VF or microwave circuits can be described by the relationships:
(3)
ΛίΚ "^ (^ n ^ NSZ MS ^ ^ ^ AS + NFF (PES ~ ^ ^) ^ N ^ o ^ ^ NSZ MS NFF ^ + (^ A * / 5 *" ^^ n ^ O ^ ^ MS NFF + WGnFF ~ ^^ n ^ O ^ NFF) (4) oVms ^ NFF
(5)
In these relationships, the meaning of each variable is as follows:
the Boltzmann constant 1,38.10 '23 [J / K]
Tq standard noise temperature 290 [K]
T A noise ambient temperature, usually 300 [K]
T AS total noise temperature of antenna system [K]
L and Joule losses in receiving antenna [-] io L T l attenuation attenuation between antenna and receiver input [-] /? O terminating resistor value, usually 50 [Ω]
B n noise bandwidth [Hz]
Gnsz gain of low noise amplifier [-]
Fnsz noise figure of a low noise amplifier [-]
G M with microwave mixer conversion gain [-]
Gwf gain of low frequency filter, const. in band B n [-]
MEMO noise power to the terminating resistor J? O given by the noise of linear and quasi-linear VF or microwave circuits [W].
The above relationships show that this component of the noise voltage is a function of the radar circuit parameters and can be considered constant at faultless operation. The noise voltage V ' FS at the terminating resistor 7 due to the phase noise of the local oscillator I can be described by the following relationships:
(6)
In these relationships, the meaning of each variable is as follows:
r the time delay between the reference signal and the audible signal in the input plane
LO and RF Microwave Mixer [s]
-4CZ 23226 UI approximation of the frequency course of phase noise of a given MO, a t a and 2 are coefficients of this approximation
X tx transmit power [W]
G AA crosstalk between transmit and receive antennas [-]
P nfS Noise power to terminating resistor R o due to local oscillator phase noise [W] low frequency low frequency filter [Hz] high frequency low frequency filter [Hz].
The above relationships show that this noise voltage component is a strong function of the r parameter, that is, the time delay between the reference signal at the LO input of the microwave mixer 5 and the crosstalk signal at the RF input of the same mixer. This phenomenon is further used in the present solution. The last component of the noise voltage V N NFZin considered is given by the noise of the low frequency amplifier 8 converted to its input, ie also to the plane of the terminating resistor 7. The low frequency amplifier 8 is usually realized with the aid of operational amplifiers. ), and the parameters of the operational amplifiers used consist of one operational amplifier or from a cascade of connected operative 15 amplifiers. The use of a low noise operational amplifier, for example LT1028 from Linear Technology, is assumed at least at the input of the low frequency amplifier 8, which predominantly determines the noise properties of the entire amplifier. For non-inverting connections of this opamp, this manufacturer publishes the following relationships to calculate K ^ zm:
If ♦ «Ζ. + ΊήΑ, Η (9)
β. Λ = ^ * ξΓ (10)
In these relationships, the meaning of each variable is as follows:
e "input equivalent noise voltage, parameter specified in datasheet of given operational amplifier [K / ^ HZ] i" input equivalent noise current, parameter listed in datasheet of given operational amplifier [A / ^ Hz] e " R noise voltage given resistor in given operational amplifier wiring [V / Hz]
R], & 2 resistors used in non-inverting operational amplifier wiring feedback [Ω]
R eq value of equivalent resistance given by the combination of the signal source output resistance and the feedback resistance [].
The above relations show that this noise stress component is constant for a given CW radar circuit. When using a low-noise OZ from another manufacturer, it is advisable to use the relationships for V w wzin and the parameters given by this other manufacturer. The resulting Noise Stress V nri "in the plane of the terminating resistor 7 is given by the sum of the components described above, with the sum for the sum of the effective values given by the following formula:
-5CZ 23226 Ul
The output noise voltage V1 at the output of the low frequency amplifier 8 with voltage gain A nfz measured by the A / D converter 9 is then:
* ^ NF2 ^ three „(13)
At the output of the A / D 9 converter there is a data stream representing the signal s (f) for processing in the master computer.
FIG. Figure 3 shows the connection of a CW dual antenna radar sensor with the possibility of autonomous measurement of noise parameters and self-diagnostics, which is the subject of this solution, in a variant with a variable time delay circuit in the receiving branch.
The wiring is identical to that of FIG. 1, but with additional blocks. In the receiving branch, a variable time delay circuit 12 is connected between the output of the low noise amplifier 4 and the RF input of the microwave mixer 5. Its setting input is connected to the control unit 13, with the setting output of the block 13.1 variable time delay setting, the second output of which is connected to a single data memory input 13.2. The data entry of the data memory 13.2 is connected to the data output of the A / D converter 9. The output of the data memory 13.2 is interconnected via block 13.3 of the minimum and maximum search block in the records stored in the data memory 13.2 with the noise parameter calculation block 13.4, the one output of which is connected to the input block 13.5 of communication. The communication block 13.5 has one output connected via the measurement start block 13.6 with the block input 13.1 of the variable time delay setting. The second output is connected to the memory 13.7 of the assumed noise parameter values, the output of which is connected to one input of the comparison block 13.8. A second output of block 13.4 of the noise parameter calculations is connected to the second input of comparator block 13.8. The output of the comparator block 13.8 is connected via the fault diagnosis block 13.9 to the second input of the communication block 13.5, the VDATE output of which is the communication input / output of the calculated noise parameters and the diagnostic results of the controller 13 for connection to the parent computer.
Thus, to provide the above functions, the CW radar sensor is complemented by a control unit 13, an A / D converter 9 and a variable time delay circuit 12 whose time delay r is adjustable by the controller 13. This circuit can generally be placed anywhere in the transmit branch between the divider output 2 of the transmitting antenna 10.1, to the receiving branch between the output of the receiving antenna 10.2 and the RF input of the microwave mixer 5, or to the reference branch between the output of the power divider 2 and the LO input of the microwave mixer 5. However, in the transmitting branch the variable time delay circuit 12 decreases the output the power in the receiving branch between the output of the receiving antenna 10.2 and the input of the low noise amplifier 4 worsens the noise parameters of the CW radar sensor. Therefore, the most advantageous location for its engagement is in the receiving branch, between the output of the low noise amplifier 4 and the RF input of the microwave mixer 5, where the effect of the attenuation of the variable time delay circuit 12 is usually negligible or simply compensated by the gain of the low noise amplifier 4, or in the reference branch between the output power divider 2 and LO input of microwave mixer 5.
By changing τ and leaving the output noise voltage dependence on this parameter Vnrout = / (ť) all important noise parameters can then be determined computationally. The condition for this measurement is that no body is allowed to move within the radar sensor range during the measurement, or the radar sensor must not move towards another body within range. In practice, metering conditions are fairly common, for example, a non-combat condition where a radar sensor is stationary and there is no threatening missile on it, so performing noise measurements and self-diagnosis is very often feasible. In full combat deployment, it is no longer possible to turn off the sensors for a short while and the diagnostics are done in front of it. All the calculated parameters and diagnostic results are available at the data output INSERT.
-6GB 23226 Ul
The procedure for measuring the noise parameters of a CW radar sensor is based on the above-mentioned relationships (3) - (13), which show that when measuring without a useful signal, when no object is moving around the radar sensor, the radar sensor only measures the noise voltage. This noise voltage is significantly dependent on the crosstalk between the transmitting and receiving antenna G AA and the time delay r between the reference signal at the LO input of the microwave mixer 5 and the crosstalk signal at its RF input. This noise voltage has a constant component given by the noise of the linear and quasi-linear RF and NF circuits and the variable component given by the phase noise of the local oscillator 1, which is a periodic function of the time delay r. Fig. 4 shows an example of this dependence measured, marked by crosses, for several τ values compared to the calculated curve, indicated by the solid line, according to relations (3) - (13).
FIG. 4 shows that the output noise stress V nrout shows the dependence of the type K + K 2 sin 2 (K 3 r), with Ki, K 2 , K 3 being constants and for a certain r achieving the maximum and for a certain τ reaches minimums By setting a sufficiently fine step r, these minima and maxima can be easily found by the control unit 13 and the variable time delay circuit 12. Due to the fact that it is a reading of noise voltages, ie random signals, it is very convenient to load several periods into the record and search for the resulting minimum and maximum from a longer record.
In minima of function is sin 2 (K 3 r) = 0, and therefore the minimum values of output noise voltage In nrout min correspond only to the influence of linear and quasilinear VF and NF circuits:
(14)
Since the noise voltage of the NF circuits, operational amplifiers, V nNF zi, is usually very well defined and easily calculated according to the equations (9) - (11), the noise voltage can be easily calculated from the measured values of V nout "m" which corresponds to the noise of linear and quasi-linear RF circuits.
(15)
The value of V nLK depends on the relations (3) - (5) on the parameters of all receiver circuits. The calculated value VftLK can be compared by the comparator block 13.8 in the control unit 13 with the value assumed in the memory 13.7 of the assumed noise parameter values to diagnose the state of all the circuits in the receiving branch.
The maximum value of the noise output voltage V r rmttmia corresponds to the case where all 3 components of the noise voltage are active in relations (12) - (13), with the effect of phase noise of the local oscillator 1 reaching the maximum. This condition corresponds to the worst possible case, of value
Vnrout max j e is possible to calculate the worst-case noise voltage in NFS [Nax the phase noise local oscillator:
(16)
Even this value can be compared to the value anticipated to diagnose the state of the CW radar sensor. The increase in ftftmax can be caused either by a local oscillator fault i, or by an increase in crosstalk between the transmitting antenna 10.1 and the receiving antenna 10.2. From the known noise stress values, the noise figure of the receiver in the subject CW radar sensor can also be calculated. According to the components of the noise voltages taken into account, the corresponding noise figure or equivalent noise temperature is also defined. If the minimum output noise voltage C ^ min is taken into account, the noise figure F corresponds to RXLK resp. equivalent noise temperature T eRXLK effect of linear and quasi-linear VF and NF circuits, both values being equal to or lower than possible. T eRX :
-7GB 23226 U1
FfVOJC “Strmin y 2 _ r wwtfmm_ (17)
TtfAHX 7 ^ & ť min = (^ AttJT “0 ^ 0 (18)
If the maximum output noise voltage r " roKt , rax " is taken into account, the noise number is Fftxnan rcsp. the equivalent noise temperature Γ ^ πηχ of all circuits in the CW radar sensor, even considering the effect of phase noise at the most unfavorable value τ:
AXirax
B "G NSZ G ms G nff (19) (20)
In practice, the operation of the CW radar sensor in question will result in Frx resp. The eRX always lies between the above minimum and maximum values. In particular, their increase above the maximum value indicates some problem in the sensor, but it can also be localized to some extent according to the individual values of the noise voltages. Importantly, the parameters are measured completely automatically using the sensor's own signals. The measurement checks the transmitter and receiver parameters, including antennas. It is a very complex and sensitive method of self-diagnosis.
The computational and diagnostic functions described above are realized by means of circuit and program blocks within the control unit 13. Measurement of noise parameters and self-diagnosis are initiated by the master computer via the communication block 13.5 and the measurement trigger block 13.6. The measurement start block 13.6 initiates the set of time delay set τ by means of block 13.1 setting the time delay. The setting output of this block controls the variable time delay circuit 12, the set of set values being stored in parallel in the data memory 13.2. Corresponding values of the output noise voltage Fnroui measured by the A / D converter 9 are also stored in this data memory 13.2. After recording a sufficiently long record V nroul as a function of the time delay τ, the record in the data memory 13.2 is processed in block 13.3 of search for minima and maxima, where the values V nrout and V nrouf are subtracted. From these values, the noise parameters described (15) - (20) are calculated in block 13.4 of the Noise Parameters calculation. Calculated Noise Parameters are sent to the host computer via communication block 13.5 and communication input / output. In addition, they are in the comparison block
13.8 are compared with the assumed values of the noise parameters stored in the memory 13.7 of the assumed noise parameter values. The anticipated noise parameter values can be inputted to the memory 13.7 of the anticipated noise parameter values from the master computer via the VDATE communication input and the communication block 13.5. The result of comparison of measured and assumed values of noise parameters is further processed in block 13.9 of diagnostics and fault localization. In this block 13.9 diagnostics and troubleshooting, the CW radar sensor in question is diagnosed, thus determining the deviation from the required parameters and making a decision as to whether this deviation is still acceptable or no longer acceptable and the sensor requires urgent or less urgent repair. After performing the diagnostics, the localization of the fault, ie the determination of the most probable circuit or circuits that cause the diagnosed fault, can be assessed to a certain extent by the values of the calculated parameters. The diagnostics and fault localization results are available to the host computer via the I / O DATA communication / output via communication block 13.5.
Similar connections and computational procedures can also be used for radar with one common antenna, see Fig. 5, respectively. FIG. 5a. FIG. 5 includes a variable time circuit 12
23226 U1 is a delay where the r value can be set in fine steps by the control unit 12 connected in the receiving branch between the output of the low noise amplifier 4 and the RF input of the microwave mixer 5. 5a includes a variable time delay circuit 12 connected in the reference line between the power divider output 2 and the LO input of the microwave mixer 5. The function of the two variants is identical to the two antenna version, which version usually has a higher G ÁA crosstalk value given the insulation between the gates circulator 11 and reflection from common antenna 10.
Industrial usability
CW radar sensor with autonomous noise parameter measurement and self-diagnosis can be used wherever high reliability of the equipment is important and where the measurement of moving targets is at a small or medium distance. For example, a car speed meter for police purposes or for detecting vital body movements (breathing, heartbeat) for health purposes. Important applications include military applications. For example, in active combat vehicle protection systems where CW radar sensors are used to detect and measure threatening armor missiles. Self-diagnosis is one of the basic requirements for every military electronic device.
Claims (5)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ201125137U CZ23226U1 (en) | 2011-11-14 | 2011-11-14 | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ201125137U CZ23226U1 (en) | 2011-11-14 | 2011-11-14 | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ23226U1 true CZ23226U1 (en) | 2012-01-09 |
Family
ID=45465004
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ201125137U CZ23226U1 (en) | 2011-11-14 | 2011-11-14 | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ23226U1 (en) |
-
2011
- 2011-11-14 CZ CZ201125137U patent/CZ23226U1/en not_active IP Right Cessation
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN105637383B (en) | Wind instrumentation radar device | |
| US11885874B2 (en) | Acoustic distance measuring circuit and method for low frequency modulated (LFM) chirp signals | |
| US9612147B2 (en) | Radar level gauge system with multiple receiver branches | |
| EP1837677A1 (en) | Microwave sensor | |
| US10203406B2 (en) | FMCW radar device and FMCW radar signal processing method | |
| CN104569935B (en) | Radar equipment and method for running radar equipment | |
| US20150276462A1 (en) | Self-diagnosing fmcw radar level gauge | |
| US11143528B2 (en) | Optical fiber sensor and analysis method | |
| US11614512B2 (en) | Radio transceiver precise time delay measurement system | |
| KR20080002863A (en) | Rf system for tracking objects | |
| CN109884631A (en) | The method and system of satellite-borne synthetic aperture radar internal calibration data processing | |
| US20160149737A1 (en) | Detection of simultaneous double transmission | |
| KR101173427B1 (en) | Radar system detecting breakdown using the loop-back of the transmission signal and detecting method of the radar system usnig the loop-back of the transmission signal | |
| KR101561832B1 (en) | System for analyzing reflected wave comparing initial value of the state and method therefor | |
| JP2018200298A (en) | Article detection method and device | |
| CZ23226U1 (en) | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions | |
| US9647648B2 (en) | Signal processor | |
| CN108226819A (en) | A kind of ground magnetic field monitoring system and method based on fiber grating | |
| KR101665786B1 (en) | Method and apparatus for measuring a distance using ultrasonic waves | |
| JPWO2019208565A1 (en) | Short range sensor | |
| JP4934164B2 (en) | Obstacle detection system and obstacle detection device | |
| CZ2011727A3 (en) | Radar sensor with transmitted continuous wave with additional functions | |
| JP6448179B2 (en) | Radar equipment | |
| KR20180101002A (en) | Angle Estimation Method and Apparatus for Automotive Radars | |
| KR20180112387A (en) | Apparatus and method for measureing distance using laser |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FG1K | Utility model registered |
Effective date: 20120109 |
|
| ND1K | First or second extension of term of utility model |
Effective date: 20151009 |
|
| MK1K | Utility model expired |
Effective date: 20181114 |