CZ2013349A3 - Butler type oscillator with restricted load of electromechanical resonator - Google Patents
Butler type oscillator with restricted load of electromechanical resonator Download PDFInfo
- Publication number
- CZ2013349A3 CZ2013349A3 CZ2013-349A CZ2013349A CZ2013349A3 CZ 2013349 A3 CZ2013349 A3 CZ 2013349A3 CZ 2013349 A CZ2013349 A CZ 2013349A CZ 2013349 A3 CZ2013349 A3 CZ 2013349A3
- Authority
- CZ
- Czechia
- Prior art keywords
- resistor
- unipolar transistor
- capacitor
- unipolar
- circuit
- Prior art date
Links
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
Oscilátor je tvořen dvěma zesilovacími stupni s prvním unipolárním tranzistorem (Q1) v zapojení se společným gatem a druhým unipolárním tranzistorem (Q2) v zapojení se společným drainem. Mezi drain prvního unipolárního tranzistoru (Q1) a sběrnici napájecího napětí (V.sub.DD.n.) je připojena zatěžovací impedance (Z). Mezi drain druhého unipolárního tranzistoru (Q2) a sběrnici napájecího napětí (V.sub.DD.n.) je připojen druhý rezistor (R2). K drainu prvního unipolárního tranzistoru (Q1) je zapojen jedním koncem první kapacitor (C1), jehož druhý konec je připojen jednak ke gatu druhého unipolárního tranzistoru (Q2) a jednak ke spoji čtvrtého rezistoru (R4) a pátého rezistoru (R5). Druhý konec čtvrtého rezistoru (R4) je spojen se společným vodičem nebo se sourcem druhého unipolárního tranzistoru (Q2). Druhý konec pátého rezistoru (R5) je spojen s gatem prvního unipolárního tranzistoru (Q1), k němuž je současně připojen jeden konec druhého kapacitoru (C2), jehož druhý konec je spojen se společným vodičem. Source prvního unipolárního tranzistoru (Q1) je spojen s jedním koncem třetího rezistoru (R3) a s jedním koncem elektromechanického rezonátoru (X1), jehož druhý konec je spojen se sourcem druhého unipolárního tranzistoru (Q2), ke kterému je připojen jeden konec prvního rezistoru (R1). Druhé konce třetího rezistoru (R3) a prvního rezistoru (R1) jsou spojeny se společným vodičem. Mezi drain druhého unipolárního tranzistoru (Q2) a živou svorku výstupního napětí (V.sub.out.n.) je jedním koncem připojen třetí kapacitor (C3).The oscillator is made up of two amplifier stages with the first unipolar transistor (Q1) in a common gating circuit and the second unipolar transistor (Q2) in a common drain circuit. A load impedance (Z) is connected between the drain of the first unipolar transistor (Q1) and the supply voltage bus (V.sub.DD.n.). A second resistor (R2) is connected between the drain of the second unipolar transistor (Q2) and the supply voltage bus (V.sub.DD.n.). To the draine of the first unipolar transistor (Q1), a first capacitor (C1) is connected at one end, the other end of which is connected to the second unipolar transistor (Q2) and to the fourth resistor (R4) and the fifth resistor (R5). The other end of the fourth resistor (R4) is connected to a common conductor or to the source of the second unipolar transistor (Q2). The other end of the fifth resistor (R5) is coupled to the gat of the first unipolar transistor (Q1) to which one end of the second capacitor (C2) is connected, the other end of which is connected to a common conductor. The source of the first unipolar transistor (Q1) is connected to one end of the third resistor (R3) and one end of the electromechanical resonator (X1), the other end of which is connected to the source of the second unipolar transistor (Q2) to which one end of the first resistor (R1 ). The other ends of the third resistor (R3) and the first resistor (R1) are connected to a common conductor. Between the drain of the second unipolar transistor (Q2) and the live output voltage terminal (V.sub.out.n.), a third capacitor (C3) is connected at one end.
Description
Předkládané řešení se týká oscilátoru, který samočinně omezuje výkonové zatížení kmitočet určujícího elektromechanického rezonátoru, čímž jednak zlepšuje stabilitu kmitočtu, jednak minimalizuje riziko jeho mechanického přetížení, případně poškození.The present invention relates to an oscillator that automatically limits the power load of the frequency determining electromechanical resonator, thereby improving the stability of the frequency and minimizing the risk of mechanical overload or damage.
Současný stav technikyThe state of the art
Elektrických obvodových řešení oscilátorů, v nichž je kmitočet vytvářených kmitů stabilizován elektromechanickým rezonátorem, dnes ve velké většině případů piezoelektrickým, existuje velký počet typů. Jejich společným základním funkčním principem je zařazení elektromechanického rezonátoru do elektronického obvodu, který kompenzuje ztráty v rezonátoru, nejčastěji pomocí uzavřené smyčky kladné zpětné vazby, případně pomocí záporného diferenciálního odporu, takže rezonátor se rozkmitá na svém vlastním charakteristickém kmitočtu netlumenými kmity s konstantní amplitudou. Aby k této situaci došlo, musejí být splněny oscilační podmínky, které lze nejjednodušeji popsat jako stav, při kterém je výkonové zesílení v uzavřené zpětnovazební smyčce rovné +1. Vzhledem k tolerancím hodnot elektronických součástek i rezonátorů a jejich stabilitě v běžných provozních podmínkách však je nemožné tyto podmínky dodržet přesně a stabilně. Dosavadní oscilátorové obvody tento problém řeší tak, že jsou zkonstruovány s výkonovým zesílením Apve zpětnovazební smyčce podstatně větším, než +1, takže při rozběhu obvodu amplituda vytvářených kmitů začne vzrůstat; růst amplitudy pokračuje tak dlouho, až se překročí meze linearity charakteristik užitých součástek, čímž se začne výkonové zesílení zmenšovat. Tento jev pokračuje tak dlouho, až obvod dosáhne ustáleného stavu, při kterém je podmínka Ap = +1 právě splněna. Ustálená amplituda vytvářených kmitů potom závisí na konkrétních vlastnostech užitých součástek, a na zatěžovacích a napájecích podmínkách. Vzhledem k tomu, že hodnoty vnitřních parametrů jednotlivých typů, respektive kusů elektromechanických rezonátorů, mají také nezanedbatelnou šířku tolerančního pole, navrhují se příslušné elektronické obvody zpravidla s velkou rezervou výkonového zesílení, aby bylo zajištěno spolehlivé rozkmitání i méně jakostních kusů rezonátorů. Rozptyl hodnot parametrů J 1 « ř · rezonátorů se mimořádně zvětšuje zejména v případech, kdy elektromechanický rezonátor slouží jako senzor pro detekci či sledování jiných veličin, zejména neelektrických. Velká rezerva výkonového zesílení potom vede ktomu, že rezonátory s dobrou jakostí jsou rozkmitávány do velkých hodnot amplitudy mechanických kmitů, což vede k jejich zahřívání a tím ke zhoršování stability kmitočtu, případně i k jejich mechanickému poškození či úplnému zničení. Individuální nastavování optimální hodnoty výkonového zesílení v oscilátorovém obvodu je nesnadné, nákladné, a zejména při předem nepředvídatelně proměnných provozních podmínkách často zcela nemožné.Electrical circuit solutions of oscillators, in which the frequency of generated oscillations is stabilized by an electromechanical resonator, today in most cases piezoelectric, there are a large number of types. Their common functional principle is to include an electromechanical resonator in an electronic circuit that compensates for losses in the resonator, most often by means of a closed positive feedback loop, or by a negative differential resistance, so that the resonator oscillates at its own characteristic frequency. For this to happen, the oscillatory conditions must be met, which can be most easily described as a state in which the power gain in the closed feedback loop is equal to +1. However, due to the tolerances of the values of electronic components and resonators and their stability under normal operating conditions, it is impossible to maintain these conditions accurately and stably. The prior art oscillator circuits solve this problem by being designed with a power gain A p in the feedback loop substantially greater than +1, so that the amplitude of the generated oscillations starts to increase when the circuit starts. the amplitude continues to increase until the linearity limits of the components used are exceeded, thereby decreasing the power gain. This phenomenon continues until the circuit reaches a steady state at which condition A p = +1 is just met. The steady-state amplitude of the generated oscillations then depends on the particular properties of the components used, and on the load and supply conditions. Since the internal parameter values of the individual types or electromechanical resonator pieces also have a considerable tolerance field width, the respective electronic circuits are usually designed with a large power amplification reserve to ensure reliable oscillation of even lower-quality pieces of resonators. The scattering of the values of the resonator parameters 11 is extremely increased especially in cases where the electromechanical resonator serves as a sensor for detecting or monitoring other variables, in particular non-electric ones. A large reserve of power amplification then results in good quality resonators oscillating to large amplitude values of mechanical oscillations, which leads to their heating and thus to deterioration of frequency stability, eventually to their mechanical damage or complete destruction. Individual adjustment of the optimum power gain value in an oscillator circuit is difficult, costly, and often impossible, especially under unpredictably variable operating conditions.
Příklad běžného řešení oscilátoru s kmitočtem, stabilizovaným elektromechanickým rezonátorem je uveden v Qbr. 1a. Tranzistor je typu JFET s kanálem s vodivostí typu N a pracuje jako běžný jednostupňový laděný invertující zesilovač napětí se společným sourcem. Klidový pracovní bod tranzistoru je nastaven standardním způsobem pomocí rezistorů R3 a Rb. Kapacitor C£ přemosťuje odpor v sourcu, aby nevytvářel zápornou zpětnou vazbu pro střídavé složky signálu. Kapacitor CdQ je kapacita drain-řídicí elektroda, a zpravidla není nutné mít ho v obvodě jako externí diskrétní součástku, postačí samotná parazitní vnitřní kapacita tranzistoru. Kapacitorem Cb se odvádí výstupní signál do vnější zátěže. Obvod La Ca je naladěn na rezonanční kmitočet elektromechanického rezonátorů X2· Obvod se rozkmitá na kmitočtu, při kterém součet fázových posuvů na obvodu La Ca, na kapacitoru Cdg a na rezonátorů Xa je roven π, takže spolu s inverzí v zesilovacím stupni vytvoří celkový fázový posuv 2π, neboli kladnou zpětnou vazbu. Pokud je zároveň absolutní hodnota napěťového zesílení ve zpětnovazební smyčce větší než 1, jsou tím splněny podmínky pro vznik autonomních netlumených kmitů. Kmitočet vytvářeného signálu je potom blízký paralelnímu rezonančnímu kmitočtu rezonátorů. Amplituda vytvářených kmitů se ustálí na hodnotě, při které je zesilovací stupeň natolik přebuzen, že vlivem nelinearit tranzistoru Qa účinná absolutní hodnota napěťového zesílení stupně klesne právě na jednotkovou velikost. To s sebou přináší popsané nevýhody.An example of a conventional oscillator solution with a frequency stabilized electromechanical resonator is given in Qbr. 1a. The JFET is a N-channel conductive JFET and operates as a common single-stage tuned inverting voltage amplifier with a common sourcing. The idle operating point of the transistor is set in a standard manner using resistors R 3 and Rb. The capacitor C £ bridges the resistor in the source to not form a negative feedback for the AC component of the signal. The capacitor CdQ is the capacity of the drain-control electrode, and as a rule it is not necessary to have it in the circuit as an external discrete component, the parasitic internal capacitance of the transistor itself is sufficient. The capacitor Cb transfers the output signal to the external load. Circuit La Ca is tuned to the resonant frequency of the electromechanical resonator X 2 · The circuit will oscillate at the frequency at which the sum of the phase shifts on the circumference of La C on capacitor Cdg and resonators X is equal to π, so that together with inversion in the amplifier stage formed total phase shift 2π, or positive feedback. If, at the same time, the absolute value of the voltage gain in the feedback loop is greater than 1, the conditions for autonomous undamped oscillations are fulfilled. The frequency of the generated signal is then close to the parallel resonant frequency of the resonators. The amplitude of the generated oscillations is stabilized at a value at which the amplification stage is so overexcited that, due to the non-linearities of the transistor Q and the effective absolute value of the voltage amplification of the stage, it drops just to the unit magnitude. This entails the disadvantages described.
Jiná běžná varianta oscilátoru s kmitočtem řízeným elektromechanickým rezonátorem je uvedena v $br. 1b. Zde se kladné napěťové zpětné vazby dosahuje kaskádním řazením dvou invertujících zesilovacích stupňů s bipolárními tranzistory NPN, přičemž rezonátor slouží jako jeden z vazebních prvků.Another common variant of an oscillator with frequency controlled electromechanical resonator is shown in $ br. 1b. Here, positive voltage feedback is achieved by cascading the two inverting amplification stages with bipolar NPN transistors, the resonator serving as one of the coupling elements.
Dále je vhodné zmínit i tzv. Butlerův oscilátor, užívající bipolárního tranzistoru v zapojení neinvertujícího zesilovače se společnou bází. Jedná se o zapojení s paralelním LC obvodem v kolektoru, z jehož induktivní nebo kapacitní odbočky je buď veden krystalový rezonátor na emitor zesilovacího tranzistoru přímo, nebo prostřednictvím dalšího neinvertujícího zesilovače se společným kolektorem (viz např. publikace Technical notes anglické firmy EUROQUARTZ Ltd. (www.euroquartz.co.uk/portals/O/pdf/tech-notes.pdf).It is also worth mentioning the so-called Butler oscillator, which uses a bipolar transistor in the connection of a non-inverting amplifier with a common base. It is connected with a parallel LC circuit in the collector, from whose inductive or capacitive taps either a crystal resonator is led to the emitter of the transistor directly, or through another non-inverting amplifier with a common collector (see, for example, Technical notes of EUROQUARTZ Ltd.) .euroquartz.co.uk / portals / O / pdf / tech-notes.pdf).
Je třeba zdůraznit, že obvody uvedené v obr. 1a, 1b, jsou pouze příklady z mnoha běžně užívaných variant, prakticky všechny dosud běžné obvody však trpí 5Γ ď výše popsanými, i dalšími nevýhodami. Stejně jako ®br. 1a, ani 0br. 1b neobsahuje samočinné omezení amplitudy generovaných kmitů a i zde se amplituda omezí až hrubým přebuzením zesilovacích tranzistorů.It should be pointed out that the circuits shown in Figs. 1a, 1b are only examples of many commonly used variants, but virtually all of the hitherto common circuits suffer from the above-described and other disadvantages. Like ®br. 1a, or 0br. 1b does not contain an automatic limitation of the amplitude of the generated oscillations, and even here the amplitude is limited only by a gross overload of the amplifying transistors.
Například německý patent č. 1516863 je variantou Butlerova oscilátoru s bipolárními tranzistory, zaměřený poněkud jinam, než tato přihláška, Řešení užívá teplotně závislých součástek ke změně vnitřní impedance, budící křemenný krystal. Její nevýhodou je, že neřeší velikost vybuzení rezonátoru, tedy jeho zatížení.For example, German Patent No. 1516863 is a variant of a Butler oscillator with bipolar transistors, directed somewhat differently from this application. The solution uses temperature-dependent components to change the internal impedance, driving a quartz crystal. Its disadvantage is that it does not solve the resonator excitation, ie its load.
Jiným příkladem je řešení dle dokumentu US 3996530. Zde se velikost vybuzení rezonátoru v oscilátoru, který je opět osazen bipolárními tranzistory, řeší pomocí přídavných nelineárních omezovačích stupňů. Nevýhodou tohoto obvodu je složitost a závislost omezovači charakteristiky obvodu na velikosti napájecího napětí.Another example is the solution of US 3996530. Here, the excitation of the resonator in the oscillator, which is again fitted with bipolar transistors, is solved by means of additional non-linear limiting stages. The disadvantage of this circuit is the complexity and dependence of the limiting characteristic of the circuit on the size of the supply voltage.
Dalším příkladem dosavadních řešení variant Butlerova oscilátoru je WO 9211691. Tento patent je orientován na možnost přelaďování generovaného kmitočtu zaváděním elektronicky řízené proměnné reaktance do budicí impedance rezonátoru a vůbec neřeší otázku omezení zatížení rezonátoru.Another example of prior art solutions of the Butler Oscillator is WO 9211691. This patent is directed to the possibility of tuning the generated frequency by introducing an electronically controlled reactance variable into the resonator excitation impedance and does not address the issue of resonator load limitation at all.
Podstata vynálezuSUMMARY OF THE INVENTION
Výše uvedené nevýhody odstraňuje oscilátor s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru podle předkládaného řešení, který je odvozen od dvoutranzistorové verze oscilátoru typu Butler. Jeho podstatou je, že je tvořen dvěma zesilovacími stupni s prvním unipolárním tranzistorem v zapojení se společným gatem a s druhým unipolárním tranzistorem v zapojení a se společným drainem. Mezi drain prvního unipolárního tranzistoru a sběrnici napájecího napětí je připojena zatěžovací impedance Z a mezi drain druhého unipolárního tranzistoru a sběrnici napájecího napětí je připojen druhý rezistor. K drainu prvního unipolárního tranzistoru je dále zapojen jedním koncem první kapacitor, jehož druhý konec je připojen jednak ke gatu druhého unipolárního tranzistoru a jednak ke spoji čtvrtého a pátého rezistoru. Druhý konec čtvrtého rezistoru je spojen se společným vodičem nebo se sourcem druhého unipolárního tranzistoru. Druhý konec pátého rezistoru je spojen s gatem prvního unipolárního tranzistoru, k němuž je současně připojen jeden konec druhého kapacitoru, jehož druhý konec je spojen se společným vodičem. Současně je source prvního unipolárního tranzistoru spojen s jedním koncem třetího rezistoru a s jedním koncem elektromechanického rezonátoru. Druhý konec elektromechanického rezonátoru je spojen se sourcem druhého unipolárního tranzistoru, ke kterému je připojen jeden konec prvního rezistoru. Druhé konce třetího a prvního rezistoru jsou spojeny se společným vodičem. K drainu druhého unipolárního tranzistoru je jedním koncem připojen třetí kapacitor, který je druhým koncem připojen k živé svorce výstupního napětí, jehož zemní svorka je spojena se společným vodičem.The above-mentioned disadvantages are overcome by the limited load oscillator of the electromechanical resonator of the present invention, which is derived from the two-transistor version of the Butler type oscillator. Its essence is that it consists of two amplification stages with a first unipolar transistor in common wiring and a second unipolar transistor in common wiring. A load impedance Z is connected between the drain of the first unipolar transistor and the supply voltage bus and a second resistor is connected between the drain of the second unipolar transistor and the supply voltage bus. A first capacitor is connected to the tin of the first unipolar transistor, one end of which is connected to the other side of the second unipolar transistor and to the junction of the fourth and fifth resistors. The other end of the fourth resistor is coupled to a common conductor or a second unipolar transistor source. The other end of the fifth resistor is coupled to the GAT of the first unipolar transistor, to which is simultaneously connected one end of the second capacitor, the other end of which is connected to a common conductor. At the same time, the source of the first unipolar transistor is coupled to one end of the third resistor and one end of the electromechanical resonator. The other end of the electromechanical resonator is coupled to a source of a second unipolar transistor to which one end of the first resistor is connected. The other ends of the third and first resistors are connected to a common conductor. A third capacitor is connected to the drains of the second unipolar transistor, one end connected to the live output voltage terminal, the ground terminal of which is connected to a common conductor.
V jednom možném provedení je zatěžovací impedance tvořena šestým rezistorem, ve druhém možném provedení pak je zatěžovací impedance tvořená paralelním rezonančním obvodem sestávajícím z induktoru a čtvrtého kapacitoru, přičemž tento rezonanční obvod je naladěn na kmitočet rezonátoru.In one embodiment, the load impedance is formed by a sixth resistor, in the second embodiment the load impedance is formed by a parallel resonant circuit consisting of an inductor and a fourth capacitor, the resonant circuit being tuned to the resonator frequency.
První a druhý unipolární tranzistor mohou být tranzistory JFET. Je také možná varianta, kdy jsou první a druhý unipolární tranzistor tranzistory typu MOS. V tomto případě je paralelně ke čtvrtému rezistoru připojena dioda. V případě tranzistorů MOS s kanálem N je dioda připojená anodou ke gatu druhého unipolárního tranzistoru a katodou kjeho sourcu. V případě použití tranzistorů MOS s kanálem P je dioda připojena opačně. V těchto případech je možné ke spoji druhého konce čtvrtého rezistoru a katody diody připojit spoj sedmého rezistoru, osmého rezistoru a čtvrtého kapacitoru. Druhý konec sedmého rezistoru a druhý konec pátého kapacitoru jsou spojeny se společným vodičem, a druhý konec osmého rezistoru je spojen se sběrnicí napájecího napětí.The first and second unipolar transistors may be JFETs. It is also possible that the first and second unipolar transistors are MOS type transistors. In this case, a diode is connected in parallel to the fourth resistor. In the case of N channel MOS transistors, the diode is connected by the anode to the gat of the second unipolar transistor and the cathode to its source. If MOS transistors are used with a P channel, the diode is connected upside down. In these cases, it is possible to connect the connection of the seventh resistor, the eighth resistor and the fourth capacitor to the second end of the fourth resistor and the cathode of the diode. The second end of the seventh resistor and the second end of the fifth capacitor are connected to a common conductor, and the second end of the eighth resistor is connected to the supply bus.
Polarita napájecího napětí je samozřejmě volena podle typu použitých unipolárních tranzistorů, tedy pro tranzistory JFET nebo MOS s kanálem typu N je napájecí napětí kladné, zatím co pro tranzistory s kanálem P je záporné.The polarity of the supply voltage is of course chosen according to the type of unipolar transistors used, ie for JFETs or MOSs with a N-type channel, the supply voltage is positive, while for P-channel transistors it is negative.
Výhodou uvedeného řešení je, že oscilátor samočinně nastavuje zesílení ve zpětnovazební smyčce na hodnotu minimálně potřebnou k udržení autonomních kmitů, a to nezávisle na činiteli jakosti elektromechanického rezonátoru. Tím se omezí amplituda kmitů rezonátoru, která by zejména u rezonátorů s vysokým činitelem jakosti vedla k jejich přetěžování, zahřívání a tím ke zhoršení stability generovaného kmitočtu. Zároveň je umožněno spolehlivé rozkmitání i rezonátorů s horším činitelem jakosti. To vše probíhá bez nutnosti vnějšího seřizování parametrů obvodu. Tyto vlastnosti obvodu podle vynálezu mají zásadní význam v případech, kdy se užívá rezonátorů, jejichž činitel jakosti se může v provozu silně měnit, například při užití elektromechanických rezonátorů jako senzorů neelektrických veličin.An advantage of said solution is that the oscillator automatically adjusts the gain in the feedback loop to a value minimally necessary to maintain the autonomous oscillations, independently of the quality factor of the electromechanical resonator. This reduces the amplitude of the resonator oscillations, which, in particular in the case of high quality factor resonators, would lead to their overloading, heating and thus to the deterioration of the stability of the generated frequency. At the same time it is possible to reliably oscillate even resonators with worse quality factor. All this is done without external adjustment of the circuit parameters. These characteristics of the circuit according to the invention are of fundamental importance when using resonators, the quality factor of which can vary considerably in operation, for example when using electromechanical resonators as sensors of non-electrical quantities.
ťrQ.hkd Oorazlzu.ťrQ.hkd Oorazlzu.
/Obtasnění-výkresů-// Drawing-Enclosures- /
Oscilátor s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru podle předkládaného řešení bude dále objasněn pomocí přiložených výkresů. Na Obr. 1a a y na Qbr. 1b jsou uvedeny typické případy popisující stávající stav, jak bylo uvedeno * tí výše. Na Obr. 2 a na 0br. 3 jsou uvedeny dvě varianty zapojení, kde je impedanční zátěž Z tvořena odporem. Varianty s unipolárními tranzistory MOS a se zařazením diody jsou na Obr. 6 a na Obr. 7. Obr. 4 a 0br. 5 znázorňují obvody, kde je impedanční zátěž Z tvořena LC obvodem a jejich doplnění o diodu při užití tranzistorů aThe electromagnetic resonator limited load oscillator of the present invention will be further elucidated by the accompanying drawings. In FIG. 1a and y on Qbr. 1b, typical cases describing the state of the art as mentioned above are listed. In FIG. 2 and 0br. 3 shows two wiring variants where the impedance load Z is a resistor. Variants with unipolar MOS transistors and a diode arrangement are shown in Fig. 6 and FIG. 7. FIG. 4 and 0br. 5 show circuits where the impedance load Z is formed by the LC circuit and their addition by a diode using transistors; and
MOS je na 0br. 8 a na Obr. 9.MOS is on 0br. 8 and FIG. 9.
provzdz.ni'provzdz.ni '
Příklady Uskutečnění vynálezu sExamples Embodiments of the invention p
Obvod oscilátoru lze jako variantu 1 uspořádat podle Obr. 2. Zde je impedanční zátěž Z tvořená šestým rezistorem R6. První unipolární tranzistor Ol má v tomto případě k drainu připojen jeden konec tohoto šestého rezistoru R6 a jeden konec prvního kapacitoru C1. Druhý konec šestého rezistoru R6 je spojen s kladnou svorkou napájecího napětí Vod. Druhý konec prvního kapacitou Cl. je spojen s gatem druhého unipolárního tranzistoru Q2 a dále s jedním koncem čtvrtého rezistoru R4 a s jedním koncem pátého rezistoru R5. Druhý konec pátého rezistoru R5 je spojen s gatem prvního unipolárního tranzistoru Q1 a s jedním koncem druhého kapacitou C2, jehož druhý konec je spojen se společným vodičem, s nímž je spojen i druhý konec čtvrtého rezistoru R4. Source prvního unipolárního tranzistoru Q1 je spojen s jedním koncem třetího rezistoru R3 a s jedním koncem krystalového rezonátoru XI. Druhý konec krystalového rezonátoru X1 je spojen se sourcem druhého unipolárního tranzistoru Q2 a s jedním koncem prvního rezistoru R1. Druhý konec prvního rezistoru R1, druhý konec třetího rezistoru R3 jsou spojeny se společným vodičem. Drain druhého unipolárního tranzistoru Q2 je spojen s jedním koncem druhého rezistoru R2 a s jedním koncem třetího kapacitou C3. Druhý konec druhého rezistoru R2 je spojen s kladnou svorkou napájecího napětí Vod. Druhý konec třetího kapacitoru C3 je spojen s živou svorkou výstupního napětí Vout Zemní svorka výstupního napětí Vout je spojena se společným vodičem, se kterým je spojen i záporný pól napájecího napětí Vdda *The oscillator circuit can be arranged as variant 1 according to FIG. 2. Here is the impedance load Z formed by the sixth resistor R6. In this case, the first unipolar transistor Ol has one end of the sixth resistor R6 and one end of the first capacitor C1 connected to the tin. The other end of the sixth resistor R6 is connected to the positive terminal of the supply voltage Vod. The second end of the first capacitance C1. it is coupled to the GAT of the second unipolar transistor Q2 and one end of the fourth resistor R4 and one end of the fifth resistor R5. The other end of the fifth resistor R5 is coupled to the gate of the first unipolar transistor Q1 and to one end of the second capacitance C2, the other end of which is connected to a common conductor to which the other end of the fourth resistor R4 is connected. The source of the first unipolar transistor Q1 is coupled to one end of the third resistor R3 and one end of the crystal resonator XI. The other end of the crystal resonator X1 is coupled to the source of the second unipolar transistor Q2 and to one end of the first resistor R1. The other end of the first resistor R1, the second end of the third resistor R3 are connected to a common conductor. The drain of the second unipolar transistor Q2 is coupled to one end of the second resistor R2 and one end of the third capacitance C3. The other end of the second resistor R2 is connected to the positive terminal of the supply voltage Vod. The other end of the third capacitor C3 is connected to a live Vout output voltage terminal. The Vout output voltage ground terminal is connected to a common conductor to which the Vdda negative supply voltage pole is also connected *.
V ®br. 3 je nakreslena druhá varianta řešení obvodu z $br. 2. Jediný rozdíl spočívá v tom, že druhý konec čtvrtého rezistoru R4 je spojen se sourcem druhého unipolárního tranzistoru Q2 místo se společným vodičem, takže počáteční klidový stejnosměrný stav obvodu po zapnutí před rozkmitáním odpovídá nulové hodnotě stejnosměrného předpětí gatů obou tranzistorů Q1 a 02. Po všech ostatních stránkách jsou oba obvody funkčně totožné. Varianta podle Qbr. 3 se hodí pro ty typy tranzistorů, které už při nulové hodnotě stejnosměrné složky Uqs, tedy klidového předpětí gatu, mají velkou hodnotu diferenciálního parametru y22s> a tím i velké zesílení.V ®br. 3 shows a second variant of the circuit of $ br. 2. The only difference is that the other end of the fourth resistor R4 is connected to the source of the second unipolar transistor Q2 instead of the common conductor, so that the initial quiescent DC state of the circuit after power up before oscillation corresponds to zero DC bias of both transistors Q1 and 02. On all other pages, both circuits are functionally identical. Variant according to Qbr. 3 is suitable for those types of transistors which already at zero value of the DC component Uqs, ie quiescent gating bias, have a large value of the differential parameter y 2 2s> and thus a large gain.
Obvod podle <3br. 2 je velmi univerzální tím, že neobsahuje žádné jiné součástky, určující pracovní kmitočet, než rezonátor X1. Této univerzálnosti obvod dosahuje za cenu menšího zesílení ve stupni s prvním unipolárním tranzistorem Q1, než je v praxi maximálně dosažitelné. Pokud je zapotřebí rozkmitávat i rezonátory s nepříliš dobrou jakostí, může zesílení, dosahované v obvodu podle 0br. 2 být ύ nedostatečné. V takové situaci je vhodnější užít varianty, uvedené v Qbr. 4. Zde má první unipolární tranzistor Q1 k drainu místo šestého rezistoru R6 připojen jako impedanční zátěž Z paralelní rezonanční obvod tvořený čtvrtým kapacitorem C4 a induktorem LI, kde tento rezonanční obvod je naladěný na kmitočet rezonátoru X1. Jeden konec čtvrtého kapacitou C4 a jeden konec induktoru L1 jsou připojeny spolu s jedním koncem prvního kapacitoru C1 k drainu prvního unipolámího tranzistoru Q1. Druhý konec induktoru L1 a druhý konec čtvrtého kapacitoru C4 jsou spojeny s kladnou svorkou napájecího napětí Vod- Všechny ostatní části obvodu jsou zapojeny shodně s obvodem podle obr. 2, a oba obvody pracují podle týchž pravidel.Circuit <3br. 2 is very versatile in that it contains no operating frequency components other than resonator X1. The circuit achieves this versatility at the cost of less amplification in the stage with the first unipolar transistor Q1 than is most achievable in practice. If it is necessary to oscillate resonators of not very good quality, the gain achieved in the circuit according to FIG. 2 be ύ insufficient. In such a situation, it is preferable to use the variants listed in Qbr. 4. Here, the first unipolar transistor Q1 has a parallel resonant circuit consisting of a fourth capacitor C4 and an inductor L1, instead of the sixth resistor R6, connected to the tin as the impedance load Z, which resonant circuit is tuned to the frequency of resonator X1. One end of the fourth capacitance C4 and one end of the inductor L1 are coupled together with one end of the first capacitor C1 to the tin of the first unipolar transistor Q1. The other end of the inductor L1 and the second end of the fourth capacitor C4 are connected to the positive terminal of the supply voltage Vod- All other parts of the circuit are connected in accordance with the circuit of Fig. 2, and both circuits operate according to the same rules.
S -íS -í
V Obr. 5 je uvedena varianta řešení obvodu z Obr. 4. Jediný rozdíl zde spočívá vtom, že pravý konec čtvrtého rezistoru R4 je spojen se sourcem druhého unipolámího tranzistoru Q2 místo se společným vodičem, takže počáteční klidový stejnosměrný stav obvodu po zapnutí před rozkmitáním odpovídá nulové hodnotě stejnosměrného předpětí gatů obou unipolárních tranzistorů Q1 a 02. Po všech ostatních stránkách jsou oba obvody funkčně totožné. Varianta podle Qbr. 5 se hodí pro ty typy unipolárních tranzistorů, které i v pracovním bodě s nulovou hodnotou stejnosměrné složky Ugs, tedy klidového předpětí řídicí elektrody, mají velkou hodnotu diferenciálního parametru y22s> a tím už i velké zesílení. Tato varianta je, až na větší zesílení, dosahované užitím laděného obvodu LC v drainu prvního unipolámího tranzistoru Q1, zapojením a funkcí shodná s obvodem podle Qbr. 3.In FIG. 5 shows a variant of the circuit of FIG. 4. The only difference here is that the right end of the fourth resistor R4 is coupled to the source of the second unipolar transistor Q2 instead of the common conductor so that the initial quiescent DC state of the circuit after power up before oscillation corresponds to zero DC bias of both unipolar transistors Q1 and 02. In all other respects, both circuits are functionally identical. Variant according to Qbr. 5 is suitable for those types of unipolar transistors which, even at the operating point with zero value of the DC component Ugs, ie the bias of the control electrode, have a large value of the differential parameter y22s> and thus a large gain. This variation is, with the exception of the greater gain achieved by using the tuned LC circuit in the tin of the first unipolar transistor Q1, the wiring and function coincident with the circuit of Qbr. 3.
Oscilátorový obvod užívá sourcově vázaného dvoustupňového zesilovače s unipolárními tranzistory Q1, Q2 JFET. Stupeň s prvním unipolárním tranzistorem Q1 pracuje v zapojení se společným gatem, stupeň s druhým unipolárním tranzistorem Q2 pracuje v zapojení se společným drainem. Elektrody source obou unipolárních tranzistorů Q1, Q2 nejsou vzájemně spojeny přímo, ale prostřednictvím elektromechanického rezonátoru XI. Ten na svém kmitočtu sériové rezonance představuje velmi malý odpor, který zprostředkovává přenos signálu pracovního kmitočtu, na jiných kmitočtech se chová jako velká impedance, takže signál nepřenáší. Oscilátor tedy pracuje na sériovém rezonančním kmitočtu rezonátoru X1, který je, jak známo, odolnější proti vnějším vlivům, než kmitočet paralelní rezonance. Prvním unipolárním tranzistorem Q1 napěťově zesílený signál se z jeho drainu přenáší na gate druhého unipolámího tranzistoru Q2 prvním kapacitorem C1. Jakmile amplituda signálu na drainu druhého unipolámího tranzistoru Q2 překročí hodnotu stejnosměrného úbytku na prvním rezistoru R1, vyvolaného klidovým proudem druhého unipolámího tranzistoru Q2 o hodnotu prahového napětí izolačního přechodu gate-source prvního tranzistoru Q1, začne přechod PN mezi řídicí elektrodou a sourcem druhého unipolárního tranzistoru Q2 signál usměrňovat, takže napětí na gatu druhého unipolárního tranzistoru Q2 začne dostávat zápornou stejnosměrnou složku. Tím se pracovní bod druhého unipolárního tranzistoru 02 posouvá po jeho převodní charakteristice do oblasti s menší hodnotou diferenciálního parametru y2is a tím se zmenšuje zesílení druhého unipolárního tranzistoru 02.The oscillator circuit uses a sourced two-stage amplifier with unipolar transistors Q1, Q2 JFET. The stage with the first unipolar transistor Q1 works in common-circuit connection, the stage with the second unipolar transistor Q2 works in common-circuit connection. The source electrodes of the two unipolar transistors Q1, Q2 are not directly connected to each other, but via an electromechanical resonator XI. At its frequency, the series resonance represents a very small resistance, which mediates the transmission of the working frequency signal, on other frequencies it behaves like a high impedance, so it does not transmit the signal. Thus, the oscillator operates at the resonant X1 series resonant frequency, which is known to be more resistant to external influences than the parallel resonance frequency. By the first unipolar transistor Q1, the voltage amplified signal is transmitted from its tin to the gate of the second unipolar transistor Q2 by the first capacitor C1. As soon as the amplitude of the signal to the tin of the second unipolar transistor Q2 exceeds the DC drop value at the first resistor R1 caused by the bias current of the second unipolar transistor Q2 by the gate-source isolation transition threshold value of the first transistor Q1. rectify the signal so that the voltage across the gates of the second unipolar transistor Q2 begins to receive a negative DC component. As a result, the operating point of the second unipolar transistor 02 is shifted after its transfer characteristic to a region with a smaller value of the differential parameter y2is, thereby reducing the gain of the second unipolar transistor 02.
Hodnota čtvrtého rezistoru R4 musí být veliká ve srovnání s diferenciálním odporem spoje drainu druhého unipolárního tranzistoru Q2 a paralelního obvodu LJ C1, naladěného na sériový rezonanční kmitočet krystalového rezonátoru X1, proti společnému vodiči. Časové konstanty R4C3 a R5C2 musejí být veliké proti době trvání kmitu rezonátoru X1. Tyto podmínky lze v praxi splnit bez obtíží. Záporná stejnosměrná složka se z gatu druhého unipolárního tranzistoru Q2 přenáší pátým rezistorem R5 na gate prvního unipolárního tranzistoru Q1, takže i jeho zesílení je tak regulováno. Gate prvního unipolárního tranzistoru Q1 je přitom z hlediska střídavých složek signálu druhým kapacitorem C2 spojen se společným vodičem, takže z hlediska střídavého signálu první unipolární tranzistor Q1 pracuje jako stupeň se společným gatem. Tato samočinná regulace zesílení v obou stupních velmi účinně omezuje amplitudu střídavé složky signálu, takže nemůže dojít k přetížení krystalového rezonátoru. Přitom při uvádění obvodu do chodu na gatech prvního unipolárního tranzistoru Q1 a druhého unipolárního tranzistoru Q2 žádná přídavná záporná stejnosměrná složka není ještě přítomná, takže oba stupně pracují s maximálním možným zesílením, a jsou tak schopné přivést k rozkmitání i rezonátor s poměrně špatným činitelem jakosti. Výstupní signál se z obvodu odebírá z druhého rezistoru R2, umístěného v napájení drainu druhého unipolárního tranzistoru 02, který leží mimo zpětnovazební trasu zpracovávaného signálu, takže vliv změn vnější zátěže na stabilitu kmitočtu vytvářených kmitů je minimalizován.The value of the fourth resistor R4 must be large compared to the differential resistance of the drain junction of the second unipolar transistor Q2 and the parallel circuit LJ C1 tuned to the series resonant frequency of the crystal resonator X1 against the common conductor. The time constants R4C3 and R5C2 must be large relative to the duration of the resonator X1 oscillation. In practice, these conditions can be met without difficulty. The negative DC component is transferred from the gate of the second unipolar transistor Q2 through the fifth resistor R5 to the gate of the first unipolar transistor Q1, so that its gain is thus regulated. The gate of the first unipolar transistor Q1 is coupled to the common conductor C2 by the second capacitor C2, so that the first unipolar transistor Q1 acts as a common-mode stage for the AC signal. This automatic gain control in both stages very effectively limits the amplitude of the AC signal component so that the crystal resonator cannot be overloaded. However, when starting the circuit on the gates of the first unipolar transistor Q1 and the second unipolar transistor Q2, no additional negative DC component is present yet, so that both stages operate with the maximum possible amplification and are thus able to oscillate a resonator with a relatively poor quality factor. The output signal is taken from the circuit by a second resistor R2 disposed in the power supply of the second unipolar transistor 02, which lies outside the feedback path of the signal being processed, so that the effect of external load changes on the frequency stability of the generated oscillations is minimized.
Všechny varianty obvodu podle ,Qbr. 2 až Qbr. 5 byly konstruovány s unipolárními tranzistory s gatem izolovaným přechodem PN, čili typu JFET. Je však možné sestavit zcela obdobně pracující oscilátorové obvody i s tranzistory s gatem izolovaným dielektricky, čili s tranzistory typu MOS, někdy též označovanými jako typ yAll circuit variants according to, Qbr. 2 to Qbr. 5 were constructed with unipolar transistors with a GAT isolated PN junction, or JFET type. However, it is possible to assemble quite similarly working oscillator circuits with dielectric insulated, or MOS transistors, sometimes also called y-type transistors.
MIS. V $br. 6 je uvedena varianta s tranzistorem MOS s vodivostí kanálu typu N, s kanálem vodivým při nulové hodnotě napětí gate-source. Na první pohled je vidět, že obvod je prakticky totožný s obvodem z 0br. 2 až na to, že je přidána dioda D1, spojená anodou s gatem druhého unipolárního tranzistoru Q2 a katodou se sourcem téhož druhého unipolárního tranzistoru 02. Dioda D1 zastává při chodu obvodu funkci usměrňovače střídavé složky napětí na gatu druhého unipolárního tranzistoru 02, kterou v obvodu na 0br. 2 zastával izolační přechod PN gatu tranzistoru typu JFET. Ve všech ostatních aspektech činnosti se obvod shoduje s obvodem podle Obr. 2.MIS. V $ br. 6 shows a variant with an MOS transistor with a N-type conductivity, a zero-gate conductive channel. At first glance it can be seen that the circuit is practically identical to the circuit of 0br. 2 except for the addition of a diode D1 coupled by the anode to the gate of the second unipolar transistor Q2 and the cathode with the sourcing of the same second unipolar transistor 02. Diode D1 acts as an AC voltage rectifier on the gate of the second unipolar transistor 02 on 0br. 2 used to insulate the junction PN junction of the JFET. In all other aspects of operation, the circuit coincides with the circuit of FIG. 2.
Pokud se v obvodu oscilátoru užijí tranzistory MOS s indukovaným kanálem, tj. tranzistory, u nichž při nulovém napětí gate-source není vodivý kanál vytvořen, a kjeho vytvoření je zapotřebí na gate přivést proti sourcu kladné předpětí, užije seIf channel-induced MOS transistors are used in the oscillator circuit, that is, transistors where no conductive channel is created at zero gate-source voltage, and must be positively biased against the source at the gate,
T obvod podle Obr. 7. Proti variantě z Obr. 6 je zde přidán napěťový dělič tvořený sedmým rezistorem R7 a osmým rezistorem R8, který z napájecího napětí Vdd tvoří přiměřený díl, nutný pro vytvoření indukovaného kanálu v unipolárních tranzistorech 01, 02. Spoj sedmého rezistoru R7 a osmého rezistoru R8 je pro střídavé složky napětí zkratován na společný vodič pátým kapacitorem 05. Paralelní kombinace diody D1 a čtvrtého rezistoru R4 zde není připojena mezi gate druhého unipolárního tranzistoru Q2 a jeho source, ale mezi jeho gate a spoj sedmého rezistoru R7 a osmého rezistoru R8. Pátý kapacitor C5 slouží především jako opěrný bod pro usměrňovači činnost diody D1. Ve všech ostatních aspektech činnosti je obvod •T íT z ©br. 7 shodný s obvodem z Qbr. 6.The T circuit of FIG. 7. Against the variant of FIG. 6, there is added a voltage divider consisting of a seventh resistor R7 and an eighth resistor R8, which of the supply voltage Vdd forms a reasonable part necessary to create an induced channel in unipolar transistors 01, 02. The junction of the seventh resistor R7 and the eighth resistor R8 is shorted The parallel combination of diode D1 and fourth resistor R4 is not connected here between the gate of the second unipolar transistor Q2 and its source, but between its gate and the junction of the seventh resistor R7 and the eighth resistor R8. The fifth capacitor C5 serves primarily as a support point for the rectifying operation of the diode D1. In all other aspects of operation, the • THREE circuit is br. 7 identical to the circuit of Qbr. 6.
Stejně jako v případě obvodů s tranzistory typu JFET je i při užití tranzistorů typu MOS výhodné zvětšit napěťové zesílení ve zpětnovazební smyčce užitím impedanční zátěže Z drainu tranzistoru Q1 ve tvaru laděného obvodu LC místo pouhého rezistoru. V obr. 8 je uvedeno zapojení varianty, která je shodná s obvodem podle Obr. 6, až na nahrazení šestého rezistoru R6 paralelním obvodem L1 C4, naladěným na kmitočet elektromechanického rezonátoru X1. Zařazením laděného obvodu se zvětší napěťové zesílení ve zpětnovazební smyčce; jinak je obvod a· r funkčně shodný s obvodem podle Obr. 6. Obvod podle varianty uvedené na Obr. 8 je vhodný pro užití tranzistorů MOS s vodivým kanálem, tedy s kanálem vytvořeným i při nulovém napětí gate-source.As with JFET circuits, it is advantageous to use MOS transistors to increase the voltage gain in the feedback loop by using an impedance load Z of the tin of transistor Q1 in the form of a tuned LC circuit instead of a mere resistor. FIG. 8 shows a circuit of a variant which is identical to the circuit of FIG. 6, except for replacing the sixth resistor R6 with a parallel circuit L1 C4 tuned to the frequency of the electromechanical resonator X1. Including the tuned circuit will increase the voltage gain in the feedback loop; otherwise, circuit a · r is functionally identical to that of FIG. 6. The circuit according to the variant shown in FIG. 8 is suitable for the use of MOS transistors with a conductive channel, i.e. a channel created even at zero gate-source voltage.
• * ·• * ·
V případě použití užít tranzistorů MOS s indukovaným kanálem, je nutné gatům tranzistorů dodat dostatečné nenulové stejnosměrné předpětí v klidovém pracovním r bodě, tj. při rozběhu obvodu. Tuto situaci řeší obvod podle 0br. 9. Obvod je shodný v s obvodem podle Obr. 7, až na nahrazení šestého rezistoru R6 v drainu prvního unipolárního tranzistoru Q1 paralelním rezonančním obvodem L1 C4, naladěným na kmitočet elektromechanického rezonátoru X1. Jinak je tento obvod funkčně shodný s variantou z 0br. 7.In case of using channel-induced MOS transistors, it is necessary to supply sufficient non-zero DC bias at the idle operating point, ie when starting the circuit. This situation is solved by the circuit according to Fig. 9. The circuit is identical to that of FIG. 7, except for replacing the sixth resistor R6 in the tin of the first unipolar transistor Q1 with a parallel resonant circuit L1 C4 tuned to the frequency of the electromechanical resonator X1. Otherwise, this circuit is functionally identical to the variant of 0br. 7.
Uvedené příklady obvodů jsou kresleny pro unipolární tranzistory s kanálem typu N, ale funkčně totožné obvody lze sestavit i s tranzistory s kanálem typu P. Jediný rozdíl v tomto případě je opačná polarita napájecího napětí Vdd, opačná polarita diody D1 u obvodů, kde je zařazená a samozřejmě je opačná i polarita stejnosměrné složky signálu, kterou obvody samočinně vytvářejí na gatech unipolárních tranzistorů Ol a 02.The examples of circuits are drawn for unipolar N-channel transistors, but functionally identical circuits can also be assembled with P-channel transistors. The only difference in this case is the opposite polarity of the supply voltage Vdd, the opposite polarity of diode D1 the opposite is also the polarity of the DC component of the signal, which the circuits automatically generate on the gates of the unipolar transistors Ol and 02.
Průmyslová využitelnostIndustrial applicability
Oscilátor s omezeným zatížením elektromechanického rezonátoru podle předkládaného řešení má široké využití, a to v měřicí technice, v automatizačních soustavách nebo v senzorových aplikacích.The electromagnetic resonator limited load oscillator of the present invention is widely used in measurement technology, automation systems, or sensor applications.
Claims (6)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ2013-349A CZ2013349A3 (en) | 2013-05-13 | 2013-05-13 | Butler type oscillator with restricted load of electromechanical resonator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CZ2013-349A CZ2013349A3 (en) | 2013-05-13 | 2013-05-13 | Butler type oscillator with restricted load of electromechanical resonator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CZ304463B6 CZ304463B6 (en) | 2014-05-14 |
| CZ2013349A3 true CZ2013349A3 (en) | 2014-05-14 |
Family
ID=50685362
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CZ2013-349A CZ2013349A3 (en) | 2013-05-13 | 2013-05-13 | Butler type oscillator with restricted load of electromechanical resonator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CZ (1) | CZ2013349A3 (en) |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3054973A (en) * | 1958-05-26 | 1962-09-18 | Itt | Crystal controlled oscillator circuit with frequency control means |
| DE1516863A1 (en) * | 1966-04-28 | 1969-08-28 | Telefunken Patent | Transistorized butler oscillator |
| DE1591740B2 (en) * | 1967-10-27 | 1977-04-14 | Telefunken Patentverwertungsgesellschaft Mbh, 7900 Ulm | HARMONIC CRYSTAL OSCILLATOR CIRCUIT WITH PULL-IN CAPACITOR FOR FREQUENCY ADJUSTMENT |
| US3836873A (en) * | 1973-07-02 | 1974-09-17 | Westinghouse Electric Corp | Low noise vhf crystal harmonic oscillator |
| US3996530A (en) * | 1975-06-30 | 1976-12-07 | International Business Machines Corporation | Butler oscillator |
| GB9027738D0 (en) * | 1990-12-20 | 1991-02-13 | Stc Plc | Crystal oscillator |
-
2013
- 2013-05-13 CZ CZ2013-349A patent/CZ2013349A3/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CZ304463B6 (en) | 2014-05-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20170170730A1 (en) | Amplifier circuit and voltage regulator | |
| EP1699132A1 (en) | Voltage controlled oscillator | |
| JP2008113435A (en) | Quartz oscillator allowing amplitude to be controlled in broad voltage and temperature range | |
| KR20100123381A (en) | Differential colpitts voltage controlled oscillstor for improving negative resistance | |
| EP1284046B1 (en) | Oscillator circuit | |
| KR102465623B1 (en) | Low-pass filter circuit and power supply device | |
| US20080315964A1 (en) | Voltage controlled oscillator using tunable active inductor | |
| JPWO2009113657A1 (en) | Oscillator | |
| US20090128245A1 (en) | Oscillator Circuit | |
| KR20190004332A (en) | oscillator | |
| US7391279B2 (en) | Inverting amplifier and crystal oscillator having same | |
| CZ2013349A3 (en) | Butler type oscillator with restricted load of electromechanical resonator | |
| JP5883477B2 (en) | Voltage controlled oscillator | |
| CN107070405A (en) | A kind of oscillator arrangement | |
| US7768358B2 (en) | Oscillatory signal output circuit for capacitive coupling an oscillating signal with bias voltage applied | |
| CZ25778U1 (en) | Butler-type oscillator with limited load of electromechanical resonator | |
| RU2517429C1 (en) | Voltage-controlled generator | |
| EP0853837B1 (en) | Oscillator comprising a starting circuit | |
| KR101058641B1 (en) | Tunable active inductor | |
| Foit et al. | Special purpose oscillators | |
| US20220393581A1 (en) | Gate controller for a charge pump converter | |
| CZ2010190A3 (en) | Tunable LC oscillator with constant amplitude | |
| WO2022018930A1 (en) | Oscillator circuit, and electronic device | |
| KR101563408B1 (en) | Complementary colpitts voltage controlled oscillator with low power and low phase noise | |
| KR101527291B1 (en) | Wideband LC voltage controlled oscillator |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Patent lapsed due to non-payment of fee |
Effective date: 20200513 |