CZ200979A3 - Radarový senzor s velkou šírkou pásma a vysokým potlacením rušivých signálu - Google Patents

Abstract

Radarový senzor sestává z vysílace, prijímace, obvodu (23) digitálního zpracování, rídící jednotky (25), spolecného zdroje (26) taktovacího signálu pripojeného ke ctyrem generátorum DDS (17, 18, 19, 20), které jsou propojeny s rídící jednotkou (25), ta je propojena též s obvodem (23) digitálního zpracování. Vysílac obsahuje mikrovlnný oscilátor (1), pripojený pres zesilovac (2) a delic (3) výkonu na upkonvertor (4), propojený pres filtr (5) typu pásmová propust na výkonový zesilovac (6), který je pripojen k vysílací anténe (71). Na druhý vstup upkonvertoru (4) je pripojen první generátor DDS (17), který generuje sadu frekvencí, které se skokove mení "frequency hooping". Vyslaný signál radarového senzoru pak obsahuje dolní postranní pásmo LSB, zbytkovou úroven signálu na frekvenci mikrovlnného oscilátoru (1) a horní postranní pásmo USB. Prijímac obsahuje nízkošumový predzesilovac (8), pripojený k prijímací anténe. Za nízkošumový predzesilovac (8) je pripojen vstupní delic (9), který rozdeluje prijímaný signál do dvou tras pro zpracování vf signálu. V každé z obou vetví je vysokofrekvencní smešovac (111, 112), dále následuje odvod první mezifrekvence (121, 122) obsahující filtr typu pásmová propust, následuje mezifrekvencní smešovac (131, 132), pripojený pres tretí delic (16) na druhý generátor DDS (18). Dále je zapojen obvod druhé mezifrekvence (141, 142) s vysoce selektivními obvody, následuje smešovac (151, 152) s konverzí do základního pásma, pripojený na tretí generátor DDS (19), resp. ctvrtý generátor DDS (20), mezi jejichž výstupními signály je fázový posun 90.degree.. Signál základního pásma je filtrován v nízkofrekvencních obvodec

Description

Dosavadní stav techniky

Předkládané řešení se týká širokopásmového radarového senzoru pro detekci a měřeni pancéřových střel, který je špatně zaměřitelný a tedy senzor není možné jednoduše najít a popřípadě zneškodnit.

Vojenská vozidla nejrůznějších typů patří mezi nejvíce ohrožené vojenské cíle, a to i vozidla velmi dobře opancéřovaná. Důvodem je existence velkého počtu specializovaných střel, které jsou schopné prorazit i velmi silné pancíře. Příkladem mohou být tzv. kinetické podkaliberni střely nebo kumulativní střely. Kinetické střely jsou tvořeny relativné tenkým šípem s vysokou hmotností a jsou vystřelovány velmi vysokou rychlostí až 1700 m/s z tankových nebo dělových hlavní. Takové střely jsou schopné prorazit pancíř takové tloušťky, která se přibližně shoduje s délkou střely. Kinetický šíp dlouhý 50 cm je schopný prorazit pancíř silný až 50 cm, kinetický šíp dlouhý 1 m je schopný prorazit pancíř silný až 1 m. Ze strategického hlediska jsou možná ještě nebezpečnější tzv. kumulativní střely. Ty mají hlavici s náloží a měděným kalíškem, hlavice je přitom poháněna malým raketovým motorem. Při dopadu na cil je aktivována nálož, která stlačí kalíšek a vytvoří z něj cca 10 mm silný paprsek stlačené mědi pohybující se rychlostí až 10000m/s. Takový paprsek je schopný prorazit pancíř až 30 cm silný. Hlavní nebezpečí kumulativních střel je vtom, že jsou výrobně velmi levné, byly jich vyrobeny desítky miliónů kusů, mohou být odpáleny z jednoduchého ručního odpalovače a jsou jimi vybaveny oficiální i neoficiální armády a teroristické skupiny i v těch nejchudších zemích třetího světa. Představují obrovské nebezpečí pro jakékoliv vozidlo (nebo třeba i vrtulník) téměř kdekoliv na světě.

Při takových schopnostech a rozšíření protipancéřových střel není možné ani efektivní zvyšovat bezpečnost vojenských vozidel zvyšováním tloušťky pancířů. Vozidla s extrémně silnými pancíři by byla velmi drahá, velmi těžká, měly by špatnou průchodnost a byla by špatně ovladatelná. I tak by byla stále relativně snadno zranitelná. Pozornost je proto spíše zaměřována na tzv. aktivní ochranu. Principem

aktivní ochrany je detekce letící protipancéřové střely a aktivace určité formy protistřely, která je schopná střelu ohrožující bojové vozidlo zneškodnit nebo alespoň snížit její účinky. Obranné prostředky tohoto typu jsou zatím spíše ve stádiu vývoje, nicméně některé z nich dosahují pozoruhodné výsledky a jsou určitě velmi perspektivní.

Základem většiny prostředků aktivní ochrany je senzor nebo skupina senzorů, které jsou schopné detekovat letící ohrožující střelu a vyslat informace nebo i spouštěcí impulsy pro aktivaci protistřely. Pro detekci mohou tyto senzory využívat optické paprsky nebo elektromagnetické vlny v mikrovlnné frekvenční oblasti. Výhodou optických systémů bude určitě možnost přesnější lokalizaci střely, výhodou mikrovlnných senzorů by mohla být větší odolnost detekce například proti prachu nebo vodním kapkám. Pro zabezpečení vysoké spolehlivosti detekce lze doporučit spolupráci obou typů senzorů. Senzory využívající elektromagnetické vlny jsou obvykle založené na radarovém principu.

Nejjednodušší známé radarové senzory používají pro měření střel monofrekvenční CW signál, přičemž další zpracování je úzkopásmové a využívá se zejména Dopplerův frekvenční posuv vznikající odrazem elektromagnetické vlny od rychle se pohybující střely. Zásadní nevýhodou takového řešení je skutečnost, že dosah takového senzoru velmi závisí na pracovní frekvenci a typu střely. Pro určité pracovní frekvence a typy střel se potom může stát, že dosah senzoru je tak krátký, že nepostačuje čas pro aktivaci vhodné protistřely. Důvodem jsou frekvenční závislost parametru RCS (Radar Cross Section), které jsou individuální pro každý typ střely a který se vyskytuje ve vztahu pro dosah radarového senzoru.

Takové chování je v případě senzorů monitorujících ohrožující střely nepřijatelné. Proto jsou používány širokopásmové radarové senzory, které předmětné střely měří na řadě různých frekvencí. Jedním zmožných řešení je použiti techniky zvané „frequency hopping“ (FH), kdy vysílač ve skocích velmi rychle mění výstupní vysílanou frekvenci, a to obvykle v širokém frekvenčním pásmu. Podmínkou funkčnosti je dostatečně rychlé přepínáni měřicích frekvencí a dostatečně široké pásmo přepínaných měřicích frekvencí. Rychlost přepínání musí být tak rychlá, aby na 1 m dráhy i té nejrychlejší střely byl použit dostatečný počet různých měřicích frekvencí. V dané aplikaci může být vhodnou periodou přepínání hodnota 10 ps, kdy

- 3 ,., je i v případě letu té nejrychlejší kinetické střely na 1 m letu použito pro měření 58 různých frekvencí. Frekvenční pásmo, ve kterém jsou přepínány měřicí frekvence, by mělo být relativně velmi široké tak, aby měřicí frekvence pokrývaly vždy kromě minim alespoň jedno nebo více maxim RCS. Pak se nemůže stát, že by střela byla pro radarový prostředek zcela neviditelná. Čím větší je frekvenční pásmo měřicích frekvencí, tím větší je pravděpodobnost úspěšného měřeni libovolného typu střely.

Použití techniky „frequency hopping“ přináší pro danou aplikaci i další důležitou výhodu. Při vysílání 1 měřicí frekvence je možné zdroj vysílání celkem jednoduše zaměřit. Ve vojenských aplikacích to je docela zásadní problém, neboť lze takový senzorem vysílaný signál využít pro zaměření bojového vozidla a případně i pro navedení zneškodňující střely. Při použití metody „frequency hopping“ se vysílané frekvence velmi rychle skokově mění a zaměření zdroje vysílání je podstatně složitější. Metoda „frequency hopping“ patří mezi vojenské techniky utajeného vysíláni a radiové komunikace. Čím širší je pásmo měřicích frekvencí, tím menší je pravděpodobnost zaměření předmětného radarového senzoru nepřítelem.

širokopásmový radarový senzor pro detekci a měření protipancéřových střel je řešen také v užitném vzoru CZ18758. Signál se střední frekvenci vysílaného frekvenčního pásma /₍ je generován oscilátorem. Oddělovací zesilovač odděluje oscilátor od navazujících obvodů a spolu s děličem výkonu zajišťuje výkonové úrovně potřebné pro vybuzení vstupu LO upkonvertoru a vysokofrekvenčních směšovačů v obvodu IRM (Image Reject Mixer - sméšovač oddělující dolní a horní postranní frekvenční pásmo). Generátor frekvenčních skoků generuje sadu frekvencí f₂, které se skokově mění v rozsahu /_w až f_2h. V daném zapojení je typický rozsah těchto frekvencí fld = iooawz a f_2h=3W>MHz. Upkonvertor směšuje střední frekvenci f\ s frekvencemi /₂, výsledný signál na výstupu upkonvertoru obsahuje dolní postranní pásmo určitou zbytkovou úroveň střední frekvence / a horní postranní pásmo /+/,. Výstupní spektrum obsahuje dvě frekvenční pásma široká B_v = f_lh~f_2d vzdálená od sebe 2/,,,, pro výše uvedené typické hodnoty je hodnota efektivní šířky pásma B_sv = 2 x 200 = 400 MHz .

Širokopásmový signál je filtrován pásmovou propustí, je zesílen výkonovým zesilovačem a vyslán vysílací anténou. Signál odražený od cíle je frekvenčně posunut vlivem Dopplerova jevu a obsahuje frekvence f -f₂ + f_DfíPP a / + /, + f_DHPP, s dopplerovským frekvenčním posuvem odpovídajícím vysílanému dolnímu a hornímu postrannímu pásmu.

Signál odražený od cíle je přijat přijímací anténou, zesílen nízkošumovým předzesilovačem a je přiveden na vstup obvodu IRM. Úkolem tohoto obvodu je směšovat přijatý signál na frekvence y₂ takovým způsobem, aby došlo k oddělení dolního postranního pásma f₂-f_DDPP a horního postranního pásma f₂+f_DHPP. To zabezpečuje vstupní kvadraturní dělič, který rozdělí vstupní signál do dvou větví s fázovým posuvem -90° a 0°. Tento dělič je v pásmu mikrovlnných frekvencí obvykle realizován příčkovým článkem se 4 úseky mikropáskových vedení s délkou ž/4 stím, že jedna zbraň příčkového článku je zakončena bezodrazovou koncovkou. Fázově posunuté signály jsou ve vysokofrekvenčních směšovačích směšovány se střední frekvencí /,. Produkty směšování jsou v mezifrekvenčních obvodech filtrovány filtry typu pásmová propust s pracovním propustným pásmem o něco širším než f_2d až a jsou zesíleny. Poté jsou přivedeny na dělící-sčítací obvod realizující součet s fázovým posuvem -90° resp. 0°.

Realizace takového dělícího-sčítacího obvodu na relativně nízkých frekvencích je obvodově náročná, vdaném zapojení je použita kombinace širokopásmových dělicích obvodů s fázovým posuvem 0° a sčítacích obvodů s fázovým posuvem 90°. Takto realizovaný dělící-sčítací obvod realizuje potřebné rozdělení a součet signálů, nicméně jeho šířka pásma je vždy omezená, a to obvykle nejvíce použitými sčitacími obvody.

Nevýhodou výše popsaného stávajícího řešení je skutečnost, že šířka pásma pracovních frekvencí je omezená, a to obvykle frekvenčním pásmem děličů výkonu, které se používají v obvodech IRM. Nejvíce kritické jsou, jak již bylo uvedeno, obvykle sčítací obvody s výstupním fázovým posuvem 90° mezi jednotlivými výstupy v obvodech mezifrekvenčního zpracování. Šířka pásma těchto obvodů je obvykle typicky jen 200 MHz, což zásadním způsobem omezuje použitelnou šířku pásma měřicích frekvencí.

Dalším problémem stávajících senzorů je velká šířka pásma obvodů MF zpracování ve vztahu k rušivým signálům. Šířka pásma těchto obvodů odpovídá šířce pásma rozmítání, tedy také typicky 200 MHz. To je obecně velmi široké pásmo, do kterého může padnout silné rušení. To je zejména aktuální ve vojenských aplikacích, kdy lze kromě obvyklých zdrojů rušení očekávat i přítomnost aktivních radarových rušiček (jammerů). Proto je nutné učinit taková opatření, aby byl vliv rušivých zdrojů minimalizován.

Podstata vynálezu

Výše uvedené nedostatky odstraňuje širokopásmový radarový senzor pro detekci a měření protipancéřových střel. Tento radarový senzor sestává z mikrovlnného oscilátoru spojeného přes zesilovač se vstupem prvního děliče, jehož jeden výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru upkonvertoru , který má jeden výstup spojen přes filtr typu pásmová propust na výkonový zesilovač s vysílací anténou. Druhý výstup prvního děliče je spojen se vstupem druhého děliče. První výstup druhého děliče je spojen se vstupem LO místního oscilátoru prvního vf směšovače a jeho druhý výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru druhého vf směšovače. Signálový vstup RF prvního vf směšovače a signálový vstup RF druhého směšovače jsou spojeny s výstupy vstupního děliče. Tento vstupní dělič je svým vstupem připojen na výstup nízkošumového předzesilovače, na jehož vstup je zapojena přijímací anténa. Mezifrekvenční výstup IF prvního vf směšovače je připojen na vstup prvního obvodu první mezifrekvence tvořeného filtrem typu pásmová propust. Mezifrekvenční výstup IF druhého vf směšovače je připojen na vstup druhého obvodu první mezifrekvence tvořeného filtrem typu pásmová propust. Podstatou vynálezu je, že vstupní dělič je dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 0° a druhý dělič je dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 90° IF vstup upkonvertoru je spojen s výstupem prvního generátoru DDS. Výstup prvního obvodu první mezifrekvence je spojen s RF vstupem prvního mezifrekvenčního směšovače a výstup druhého obvodu první mezifrekvence je spojen s RF vstupem druhého směšovače. LO vstupy prvního a druhého mezifrekvenčního směšovače jsou spojeny přes třetí dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 0° s výstupem druhého generátoru DDS. IF výstup prvního mezifrekvenčního směšovače je přes první obvod druhé mezifrekvence, tvořený filtrem typu PP, spojen s RF vstupem prvního směšovače s konverzí do základního pásma. LO vstup tohoto prvního směšovače je spojen s výstupem čtvrtého generátoru DDS a jeho IF výstup je propojen přes první nízkofrekvenční obvod obsahující filtr typu DP s obvodem digitálního zpracování. IF výstup druhého mezífrekvenčního směšovače je přes druhý obvod druhé mezifrekvence, tvořený filtrem typu PP, spojen s RF vstupem druhého směšovače s konverzí do základního pásma. LO vstup tohoto druhého směšovače je spojen s výstupem třetího generátoru DDS a jeho IF výstup je propojen přes druhý nízkofrekvenční obvod obsahující filtr typu DP s obvodem digitálního zpracování. Obvod digitálního zpracováni je spojen s řídící jednotkou, která je současně spojena s řídícími vstupy všech generátorů DDS. Taktovací vstupy těchto generátorů DDS jsou napojeny na společný zdroj taktovacího signálu. Výstup obvodu digitálního zpracování je výstupem širokopásmového radarového senzoru.

V jednom možném provedení mají první a druhý obvod první mezifrekvence, a první a druhý obvod druhé mezifrekvence na výstupu zařazen zesilovač.

Uvedené řešení má následující výhody. Navržený senzor umožňuje použití velmi širokého pásma měřicích frekvencí, přičemž tato šířka pásma je dominantně omezená jen parametry generátorů DDS. V současné době je možné efektivní šířku pásma rozšířit z 400 MHz na 760 MHz, v blízké budoucnosti velmi pravděpodobně až na 1960 MHz. Velká šířka pásma zabezpečuje vysokou imunitu proti vlivům parametru RCS na dosah detekce předmětných střel. To zvyšuje spolehlivost detekce všech aktuálních typů protipancéřových střel. Velká dosažitelná šířka pásma měřicích frekvencí vede současně k menší možnosti zaměření radarového senzoru nepřítelem. Navržený typ radarový senzoru zabezpečuje podstatně vyšší odolnost proti nezáměrnému nebo i záměrnému rušení. To také zvyšuje spolehlivost detekce. Součástí navrženého radarového senzoru jsou převodníky A/D a obvody digitálního zpracování. Tyto obvody je současně možné využít pro velmi efektivní digitální filtraci výstupních signálů senzoru. Je tak možné odstranit rušivé signály a zásadním způsobem zvýšit dosah senzoru. Při digitálním zpracování signálů lze u daného typu senzoru stanovit i aktuální vzdálenost cíle. Pro danou aplikaci však není jisté, zda pro tento typ zpracování bude dostatečné množství času.

· 4

Přehled obrázků na výkresech

Blokové schéma nově navržené verze radarového senzoru je uvedeno na přiloženém výkrese.

Příklady provedení vynálezu

Příklad radarového senzoru s velkou šířkou pásma a vysokým potlačením rušivých signálů podle předkládaného řešeni bude dále popsán pomocí přiloženého blokového schématu.

Základem navrženého řešení je sestava čtyř generátorů DDS 17,18,19 a 20, což jsou generátory^s přímou syntézou, kde DDS značí Direct Digital Synthesis. V daném zapojení je mikrovlnný oscilátor 1 spojen přes zesilovač 2 se vstupem prvního děliče 3. Jeden výstup prvního děliče 3 je spojen se vstupem LO místního oscilátoru upkonvertoru 4, který má jeden výstup spojen přes filtr 5 typu pásmová propust a přes výkonový zesilovač 6 s vysílací anténou 71.. Druhý výstup prvního děliče 3 je spojen se vstupem druhého děliče 10, Druhý dělič 10 má dva výstupy. První výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru prvního vf směšovače lij. a druhý výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru druhého vf směšovače 112. Signálový vstup RF prvního vf směšovače 111 a signálový vstup RF druhého směšovače 112 jsou spojeny s výstupy vstupního děliče 9, Vstup vstupního děliče 9 je připojen na výstup nízkošumového předzesilovače 8, na jehož vstup je zapojena přijímací anténa 72. Mezifrekvenční výstup IF prvního vf směšovače 111 je připojen na vstup prvního obvodu první mezifrekvence 121, kterou tvoří filtr typu pásmová propust. Analogicky je mezifrekvenční výstup IF druhého vf směšovače 112 připojen na vstup druhého obvodu první mezifrekvence 122 tvořeného opět filtrem typu pásmová propust. Vstupní dělič 9 je dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 0° a druhý dělič 10 je zde dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 90°. IF vstup upkonvertoru 4 je spojen s výstupem prvního generátoru DDS 17. Výstup prvního obvodu první mezifrekvence 121 je spojen s RF vstupem prvního mezifrekvenčního směšovače 131 a analogicky je výstup druhého obvodu první mezifrekvence 122 spojen s RF vstupem druhého směšovače 132. LO vstup prvního mezifrekvenčního směšovače 131 a LO vstup druhého mezifrekvenčního směšovače 132 jsou spojeny přes třetí dělič 1_6, jeho fázový posuv mezi výstupy je 0°, s výstupem druhého generátoru DOS 18. IF výstup prvního mezifrekvenčního směšovače 131 je přes první obvod druhé mezifrekvence 141 tvořený filtrem typu pásmová propust spojen s RF vstupem prvního směšovače 151 s konverzí do základního pásma. LO vstup prvního směšovače 151 je spojen s výstupem čtvrtého generátoru DDS 20 a jeho IF výstup je propojen přes první nízkofrekvenční obvod 211 obsahující filtr typu dolní propust s obvodem 23 digitálního zpracování. IF výstup druhého mezifrekvenčního směšovače 132 je přes druhý obvod druhé mezifrekvence 142 tvořený filtrem typu pásmová propust spojen s RF vstupem druhého směšovače 152 s konverzí do základního pásma. LO vstup druhého směšovač 152 je spojen s výstupem třetího generátoru DDS 19 a jeho IF výstup je propojen přes druhý nízkofrekvenční obvod 212 obsahující filtr typu dolní propust s obvodem 23 digitálního zpracování. Obvod 23 digitálního zpracování je spojen s řídící jednotkou 25, která je současně spojena s řídícími vstupy generátorů DDS 17, 18, 19 a 20, jejichž taktovací vstupy jsou napojeny na společný zdroj 26 taktovacího signálu. Výstup 24 obvodu 23 digitálního zpracování je výstupem širokopásmového radarového senzoru.

Ve výhodném provedení mají první a druhý obvod první mezifrekvence (121 > a 122 a první a druhý obvod druhé mezifrekvence 141 a 142 na výstupu zapojen zesilovač.

Jak již bylo uvedeno, základem navrženého řešení je sestava generátorů DDS, tvořená prvním až čtvrtým generátorem DDS J7,18, 19 a 20, jejichž výstupní frekvence se nastavuje vstupními digitálními daty z řídícího jednotky 25. Protože jsou tyto generátory DDS 17, 18, 19 a 20 ještě navíc synchronizovány společnou taktovací frekvencí ze zdroje 26 taktovacího signálu, tak mohou mít přesně stejné výstupní frekvence s přesně definovanými fázovými rozdíly, nebo rozdílné výstupní frekvence s přesně definovanými frekvenčními rozdíly.

Navržený radarový senzor používá pro generování širokopásmového signálu metodu „frequency hopping“, kdy vysílaný signál v čase skokově mění velmi rychle svoji frekvenci. Pro vygenerování takového signálu se používá mikrovlnný oscilátor 1 s konstantní velmi vysokou frekvencí, první generátor DDS 17, který ve skocích mění svoji výstupní frekvenci, a upkonvertor4.

Signál s konstantní střední frekvencí vysílaného frekvenčního pásma je generován mikrovlnným oscilátorem L Zesilovač 2 odděluje mikrovlnný oscilátor χ od navazujících obvodů a spolu s prvním děličem 3 zajišťuje výkonové úrovně potřebné pro vybuzení vstupu LO upkonvertoru 4 a prvního a druhého vysokofrekvenčního směšovače 111 a 112 v obvodu IRM. První generátor DDS 17 generuje sadu frekvencí /₂, které se skokově mění v rozsahu f_2d až /_2A. Při použití navrženého řešení je frekvenční rozsah /₂ omezen dominantně jen možnostmi vlastních generátorů DDS. V současné době jsou k dispozicí generátory DSS s horní frekvencí f_2h do 400 MHz, je však avizován generátor DDS použitelný až do 1000 MHz. Dolní frekvence /_2rfje omezena použitou mezifrekvenční frekvencí f_2k, popřípadě spodní frekvencí třetího děliče 16. Při použití by vhodná hodnota f_u mohla být 20 MHz a /_2A400 MHz. To je oproti stávajícímu dosažitelnému stavu f_2d = \N>MHz a f_2h =300 MHz zásadní rozšíření možné šířky pásma měřicích frekvencí. Přitom s nově vyvíjenými obvody DDS může f_u být až 1000 MHz. Stávající řešení je omezeno typicky do 300 MHz bez možnosti rozšíření v budoucnosti.

Upkonvertor 4 směšuje střední frekvenci f s frekvencemi f₂ a výsledný signál na výstupu upkonvertoru 4 obsahuje dolní postranní pásmo Λ -/₂, určitou zbytkovou úroveň střední frekvence /^a horní postranní pásmo /+/,- Výstupní spektrum obsahuje dvě frekvenční pásma vzdálená od sebe if_2d, přičemž efektivní hodnota pásma měřicích frekvencí je B_cv = l(f_2h-f_2d). Čím vyšší hodnoty B_ev je možné dosáhnout, tím je vyšší pravděpodobnost toho, že měřicí signál pokryje vedle minim RCS i více maxim a bude zajištěna velmi dobrá „viditelnost jakéhokoliv typu střely. Hodnota B_cv pro stávající řešení je 400 MHz, nově navržená verze poskytuje se stávajícími generátory DDS 17, 18, 19 a 20 hodnotu B_ev = 760 MHz, s novými pak bude velmi pravděpodobně možné realizovat radarové senzory s hodnotou B_m až 1960 MHz.

Širokopásmový signál je filtrován filtrem 5 typu pásmová propust, zesílen výkonovým zesilovačem 6 a vyslán vysílací anténou 71.

Signál odražený od cíle je přijat přijímací anténou 72, zesílen nízkošumovým předzesilovačem 8 a je přiveden na vstup obvodu typu IRM (Image Reject Mixer). Úkolem tohoto obvodu je směšovat přijatý signál až na úroveň základního pásma takovým způsobem, aby došlo k oddělení dolního postranního pásma f_DDPP a horního postranního pásma f_DHPP. Obvod IRM obsahuje vstupní dělič 9, který rozdělí vstupní signál do dvou větví s fázovým posuvem 0° mezi výstupy. Rozdělené signály jsou ve dvou shodných vysokofrekvenčních směšovačích a to v prvním vysokofrekvenčním směšovači 111 a ve druhém vysokofrekvenčním směšovači 112 směšovány se střední frekvencí f_x. Signály pro buzení LO vstupů, což jsou vstupy místního oscilátoru těchto vysokofrekvenčních směšovačů 111 a 112, jsou získány z jednoho z výstupů prvního děliče 3, a to rozdělením druhým děličem 10, přičemž tento druhý dělič 10 má fázový rozdíl 90° mezi svými výstupy. Produkty směšování jsou přivedeny na vstup dvojice shodných obvodů 1. mezifrekvence, a to prvního obvodu první mezifrekvence 121 a druhého obvodu první mezifrekvence 122, přičemž tyto obvody obsahují filtry typu pásmová propust a většinou i mezifrekvenční zesilovače s pracovním propustným pásmem f_2i až f_u.

Signály z výstupů prvního a druhého obvodu první mezifrekvence 121 a 122 jsou přivedeny na vstupy dvojice shodných mezifrekvenčních směšovačů, a to prvního mezifrekvenčniho směšovače 131 a druhého mezifrekvenčního směšovače 132. Jejich úkolem je konvertovat frekvenčně skákající signály z pásma až na pevnou frekvenci f_lk, kde je zapojena dvojice vysoce selektivních obvodů druhé mezifrekvence, a to první obvod druhé mezifrekvence 141 a druhý obvod druhé mezifrekvence 142. Aby bylo možné takovou konverzi uskutečnit, musí být vstupy místního oscilátoru prvního mezifrekvenčního směšovače 131 a druhého mezifrekvenčního směšovače 132 buzeny silným signálem se skokově proměnnými frekvencemi /₂₁, pňčemž platí:

“ /2 ~ ílk

Signál s frekvencí f_ls je generován druhým generátorem DDS 18, přičemž tento druhý generátor DDS 18 sdílí s ostatními generátory DDS 17, 19, 20 stejný zdroj 26 taktovacího signálu a společnou řídící jednotku 25, kterou zde je řídící počítač. Proto je možné přesně splnit výše uvedenou podmínku pro f_2s. Výstupní signál druhého generátoru DDS 18 je rozbočen pro dva vstupy shodných mezifrekvenčních směšovačů, a to prvního mezifrekvenčního sméšovače 131 a druhého mezifrekvenčního směšovače 132 pomocí třetího děliče 16, přičemž tento třetí dělič 16 dělí vstupní signál s fázovým posuvem 0° mezi výstupy. Dosažitelná šířka pásma takového děliče je 10 MHz až 3000 MHz, takže neomezuje dosažitelnou šířku pásma senzoru. Shodný první a druhý obvod druhé mezifrekvence 141 a 142 pracují na frekvenci a mají takovou šířku pásma b_mf1 a selektivitu, aby propustily dopplerovsky posunuté signály a co nejvíce potlačily všechny ostatní signály.

d > 4(/|+ ./jyiXrmax

C

Součástí prvního obvodu druhé mezifrekvence 141 a druhého obvodu druhé mezifrekvence 142 mohou být i mezifrekvenční zesilovače. Výstupní filtrované signály z obvodů prvního a druhého obvodu druhé mezifrekvence 141 a 142 jsou dvojicí shodných směšovačů, a to prvním směšovačem 151 s konverzí do základního pásma a druhým směšovačem 152 s konverzí do základního pásma konvertovány do základního pásma. Aby bylo možné takovou konverzi uskutečnit, musí být vstupy LO místního oscilátoru těchto směšovačů 151 a 152 s konverzí do základního pásma buzeny silným signálem s frekvencí . Pro funkci radarového senzoru je důležité, aby byl fázový posuv mezi signály místních oscilátorů prvního směšovače 151 s konverzí do základního pásma a druhého směšovače 152 s konverzí do základního pásma co nejpřesněji 90°. V daném širokopásmovém řešení je použita dvojice třetího generátoru DDS 19 a čtvrtého generátoru DDS 20 s tím, že přesné frekvence f_n a fázového posuvu 90° je dosaženo jejich napojením na společný zdroj 26 taktovacího signálu a společnou řídící jednotku 25.

Výstupní signály prvního směšovače 151 s konverzí do základního pásma a druhého směšovače 152 s konverzí do základního pásma jsou přivedeny na vstupy prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a druhého nízkofrekvenčního obvodu 212, které obvody obsahují filtry typu dolní propust s mezní frekvencí f_DPm, filtry typu horní propust s mezní frekvencí f_HPn! a nízkofrekvenční zesilovače, kde:

f _> X/l T flh Ár iiláx

J DPm C

C

Výstupní signály z prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a druhého nízkofrekvenčního obvodu 212 jsou přivedeny na vstupy obvodu 23 digitálního zpracování propojeného s řídící jednotkou 25. Obvod 23 digitálního zpracování bývá typicky realizován signálovým procesorem (DSP - Digital Signál Procesor) nebo hradlovým polem. V obou případech jsou na vstupech převodníky analog-digitál (A/D), které signály z výstupů prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a druhého nízkofrekvenčního obvodu 212 navzorkují se vzorkovací frekvencí vyšší než 2f_DPm a převedou do digitálního vyjádření. Pro funkci radarového senzoru je velmi důležité i další digitální zpracování. Pro získání signálů, odpovídajících dopplerovskému posuvu horního postranního pásma je v digitálních odvodech radarového senzoru nutné realizovat jednoduché matematické operace:

^UDHPP ^{= íí}2ll + «212 ^UDDPP ~ ^H2! I “«212

Napětí odpovídající dopplerovsky posunutým signálům horního postranního pásma je v digitální formě získáno součtem napětí m_2II na výstupu prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a napětí w_2l2na výstupu druhého nízkofrekvenčního obvodu 212. Napětí odpovídající dopplerovsky posunutým signálům dolního postranního pásma je v digitální formě získáno rozdílem napětí w_2II na výstupu prvního nízkofrekvenčního obvodu 211 a napětí »_2]2na výstupu druhého nízkofrekvenčního obvodu 212.

' ..

Průmyslová využitelnost

Širokopásmový radarový senzor lze použit v systémech aktivní ochrany bojových vozidel a objektů, a to pro detekci a měření ohrožujících protipancéřových střel. Signály z výstupů senzoru jsou po zpracování nízkofrekvenčními nebo digitálními obvody schopné aktivovat odpáleni protistřely

Claims (2)

1. PATENTOVÉ NÁROKY

   1. Širokopásmový radarový senzor pro detekci a měření proti pancéřových střel sestávající z mikrovlnného oscilátoru (1) spojeného přes zesilovač (2) se vstupem prvního děliče (3), jehož jeden výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru upkonvertoru (4), který má jeden výstup spojen přes filtr (5) typu pásmová propust (5) a výkonový zesilovač (6) s vysílací anténou (71) a druhý výstup prvního děliče (3) je spojen se vstupem druhého děliče (10), kde první výstup druhého děliče (10) je spojen se vstupem LO místního oscilátoru prvního vf směšovače (111) a jeho druhý výstup je spojen se vstupem LO místního oscilátoru druhého vf směšovače (112), signálový vstup RF prvního vf směšovače (111) a signálový vstup RF druhého směšovače (112) jsou spojeny s výstupy vstupního děliče (9), který je svým vstupem připojen na výstup nízkošumového předzesilovače (8), na jehož vstup je zapojena přijímací anténa (72) a kde mezifrekvenční výstup IF prvního vf směšovače (111) je připojen na vstup prvního obvodu první mezifrekvence (121) tvořeného filtrem typu pásmová propust a mezifrekvenční výstup IF druhého vf směšovače (112) je připojen na vstup druhého obvodu první mezifrekvence (122) tvořeného filtrem typu pásmová propust, vyznačující se tím, že vstupní

   I dělič (9) je dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 0°, druhý dělič (10) je dělič s fázovým posuvem mezi výstupy 90° IF vstup upkonvertoru (4) je spojen s výstupem prvního generátoru DDS (17) a dále výstup prvního obvodu první mezifrekvence (121) je spojen s RF vstupem prvního mezifrekvenčního směšovače (131) a výstup druhého obvodu první mezifrekvence (122) je spojen s RF vstupem druhého směšovače (132), kde LO vstup prvního mezifrekvenčního směšovače (131) a LO vstup druhého mezifrekvenčního směšovače (132) jsou spojeny přes třetí dělič (16) s fázovým posuvem mezi výstupy 0° s výstupem druhého generátoru DDS (18) a IF výstup prvního mezifrekvenčního směšovače (131) je přes první obvod druhé mezifrekvence (141) tvořený filtrem typu pásmová propust spojen s RF vstupem prvního směšovače (151) s konverzí do základního pásma, jehož LO vstup je spojen s výstupem čtvrtého generátoru DDS (20) a jehož IF výstup je propojen přes první nízkofrekvenční obvod (211) obsahující filtr typu dolní propust s obvodem (23) digitálního zpracování a kde IF výstup druhého mezifrekvenčního směšovače (132) je přes druhý obvod druhé mezifrekvence (142) tvořený filtrem typu pásmová propust spojen s RF vstupem druhého směšovače (152) s konverzí do základního pásma, jehož LO vstup je spojen s výstupem třetího generátoru DDS (19) a jehož IF výstup je propojen přes druhý nízkofrekvenční obvod (212) obsahující filtr typu dolní propust s obvodem (23) digitálního zpracování, který je spojen s řídící jednotkou (25), která je současně spojena s řídícími vstupy generátorů DDS (17), (18), (19) a (20), přičemž taktovací vstupy generátorů DDS (17), (18), (19) a (20) jsou napojeny na společný zdroj (26) taktovacího signálu a výstup (24) obvodu (23) digitálního zpracování je výstupem širokopásmového radarového senzoru.
2. 2. Širokopásmový radarový senzor podle nároku ^vyznačující se tím, že první obvod první mezifrekvence (121), druhý obvod první mezifrekvence (122), první obvod druhé mezifrekvence (141) a druhý obvod druhé mezifrekvence (142) mají na výstupu zapojen zesilovač.