CS264233B1 - Wiring of frequency converter control circuits with wide-band voltage modulation for powering three-phase loads - Google Patents
Wiring of frequency converter control circuits with wide-band voltage modulation for powering three-phase loads Download PDFInfo
- Publication number
- CS264233B1 CS264233B1 CS868448A CS844886A CS264233B1 CS 264233 B1 CS264233 B1 CS 264233B1 CS 868448 A CS868448 A CS 868448A CS 844886 A CS844886 A CS 844886A CS 264233 B1 CS264233 B1 CS 264233B1
- Authority
- CS
- Czechoslovakia
- Prior art keywords
- input
- output
- phase
- frequency converter
- vector
- Prior art date
Links
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
Řešení se týká silnoproudé elektrotechniky, oboru trojfázových pohonů, a řeší problém konstrukce řídicích obvodů měniče kmitočtu se šířkově puisní modulací napětí pro napájení trojfázové zátěže, zejména trojfázového pohonu. Podstatou je zapojení řídicích obvodů měniče kmitočtu, které je vytvořeno ze dvou transformačních bloků pro převod signálů požadovaných a skutečných magnetických toků ve třech fázích do polárního systému souřadnic, dále ze šesti integrátorů zapojených na vstupech obou transformačních bloků a dále ze dvou komparátorů zapojených na jejich výstupech. Výstupy obou komparátorů jsou přes regulátory amplitudy a fáze typu hystereze a přes širokopásmový regulátor typu hystereze připojeny ke třem vstupům kombinačního logického obvodu, na jehož čtvrtý vstup je přiváděn trojbitový signál z prvního transformačního bloku. Na výstupu kombinačního logického obvodu je trojbitový signál, jímž jsou ovládány silové obvody měniče kmitočtu. Řešení je využitelné v silnoproudé elektrotechnice a to v oborech trojfázové pohony, trojfázové trakce; využití v jiných oborech není vyloučeno.The solution concerns power electrical engineering, the field of three-phase drives, and solves the problem of designing control circuits for a frequency converter with pulse-width modulation of voltage for powering a three-phase load, in particular a three-phase drive. The essence is the connection of the control circuits of the frequency converter, which is created from two transformation blocks for converting signals of the desired and actual magnetic fluxes in three phases into a polar coordinate system, further from six integrators connected to the inputs of both transformation blocks and further from two comparators connected to their outputs. The outputs of both comparators are connected via amplitude and phase regulators of the hysteresis type and via a broadband regulator of the hysteresis type to three inputs of a combinational logic circuit, to the fourth input of which a three-bit signal from the first transformation block is fed. At the output of the combinational logic circuit there is a three-bit signal, which is used to control the power circuits of the frequency converter. The solution can be used in heavy-current electrical engineering, namely in the fields of three-phase drives and three-phase traction; use in other fields is not excluded.
Description
(57) Řešení se týká silnoproudé elektrotechniky, oboru trojfázových pohonů, a řeší problém konstrukce řídicích obvodů měniče kmitočtu se šířkově puisní modulací napětí pro napájení trojfázové zátěže, zejména trojfázového pohonu. Podstatou je zapojení řídicích obvodů měniče kmitočtu, které je vytvořeno ze dvou transformačních bloků pro převod signálů požadovaných a skutečných magnetických toků ve třech fázích do polárního systému souřadnic, dále ze šesti integrátorů zapojených na vstupech obou transformačních bloků a dále ze dvou komparátorů zapojených na jejich výstupech. Výstupy obou komparátorů jsou přes regulátory amplitudy a fáze typu hystereze a přes širokopásmový regulátor typu hystereze připojeny ke třem vstupům kombinačního logického obvodu, na jehož čtvrtý vstup je přiváděn trojbitový signál z prvního transformačního bloku. Na výstupu kombinačního logického obvodu je trojbitový signál, jímž jsou ovládány silové obvody měniče kmitočtu. Řešení je využitelné v silnoproudé elektrotechnice a to v oborech trojfázové pohony, trojfázové trakce; využití v jiných oborech není vyloučeno.
CS 264 233 Bl
Vynález se týká zapojení řídicích .obvodů, měniče kmitočtu se šířkově pulsní modulací napětí pro napájení trojfázové zátěže. Zapojení podle vynálezu je použitelné zejména u měničů kmitočtu, které jsou osazeny výkonovými polovodičovými součástkami, jež umožňují činnost při vyšších spínacích kmitočtech jako je tomu v případě výkonových tranzistorů. Je-li zátěží elektrický trojfázový motor, zapojení je využito pro regulaci otáček pohonu.
Dosud známá zapojení řídicích obvodů měniče kmitočtu s šířkově pulsní modulací napětí pro· napájení trojfázové zátěže jsou nejrůznějších typů a liší se jednak strategií volby šířek jednotlivých napěťových pulsů, jednak algoritmy, jimiž se zajišťuje generování napěťových pulsů vhodných vlastností. Zásadně lze rozlišit šířkově pulsní modulace napětí jednak řídicího typu, jednak zpětnovazebního typu.
Šířkově pulsní modulace napětí řídicího typu vedou na algoritmy generování napěťových pulsů nezávisle na okamžitých hodnotách veličin zátěže, to znamená proudů a magnetických toků. Tento typ šířkově pulsní modulace ize realizovat buď analogovými obvody nebo v současné době použitím programovatelných mikroelektronických součástí. Při programovém generování pulsů lze optimalizovat některé ukazatele jakosti šířkově pulsní modulace; s rostoucím spínacím kmitočtem měniče však rostou nároky na paměť i výpočetní rychlost procesorů.
Při vysokých spínacích kmitočtech lze dosáhnout suboptimálních vlastností šířkově pulsní modulace také využitím zpětnovazebního typu modulace, jejíž praktická realizace je v současné době schůdnější, protože může být zajištěna jednoduššími elektrickými obvody. Dosud známé a používané realizace šířkově pulsní modulace zpětnovazebního typu jsou však zatíženy některými nevýhodami; zejména je to zvyšování spínacího kmitočtu měniče — a tím také zvyšování jeho ztrát — při rostoucím rozdílu potenciálů vstupních a výstupních svorek měniče. Právě tato nevýhoda má být odstraněna zapojením řídicích obvodů měniče kmitočtu se šířkově pulsní modulací napětí podle vynálezu.
Nevýhody a nedostatky dosud známých řešení řídicích obvodů měniče kmitočtu se šířkově pulsní modulací napětí pro napájení trojfázové zátěže jsou v největší míře zmírněny nebo zcela odstraněny řešením podle vynálezu, které je vytvořeno jednak z prvního transformačního bloku pro převod signálů požadovaných velikostí magnetických toků ψκ, ψβ, ψήνε fázích R, S, T do polárního systému souřadnic, jednak ze druhého transformačního bloku pro převod signálů skutečných velikostí magnetických toků Ψκ> Ts> Ψτ ve fázích R, S, T do polárního systému souřadnic, přičemž první vstup prvního transformačního bloku je spojen s výstupem prvního integrátoru, jehož vstup je připojen ke zdroji signálů požadovaných velikostí napětí úR a dále druhý vstup prvního transformačního bloku je spojen s výstupem druhého integrátoru, jehož vstup je připojenm ke zdroji signálů požadovaných velikostí napětí ús a konečně třetí vstup prvního transformačního bloku je spojen s výstupem třetího integrátoru, jehož vstup je připojen ke zdroji signálů požadovaných velikostí napětí uT. První vstup druhého transformačního bloku je spojen s výstupem čtvrtého integrátoru, jehož vstup je připojen ke zdroji signálů skutečných velikostí napětí uR a dále druhý vstup druhého transformačního bloku je spojen s výstupem pátého integrátoru, jehož vsutp je připojen ke zdroji signálů skutečných velikostí napětí us a konečně třetí vstup druhého transformačního boku je spojen s výstupem šestého integrátoru, jehož vstup je připojen ke zdroji signálů skutečných velikostí napětí uT. První výstup prvního transformačního jloku je spojen s minusovým vstupem prvního comparátoru, druhý výstup prvního transformačního bloku je spojen s minusovým vstupem druhého komparátoru. Obdobně je první výstup druhého transformačního bloku spojen s plusovým vstupem prvního komparátoru a druhý výstup druhého transformačního bloku je spojen s plusovým vstupem druhého komparátoru. Výstup prvního komparátoru je spojen se vstupem regulátoru amplitudy typu hystereze, jehož výstup je spojen s prvním vstupem kombinačního logického obvodu. Výstup druhého komparátoru je spojen jednak se vstupem regulátoru fáze typu hystereze, jehož výstup je spojen se druhým vstupem kombinačního logického obvodu, jednak se vstupem širokopásmového regulátoru typu hystereze, jehož výstup je spojen se třetím vstupem kombinačního logického obvodu, jeho čtvrtý vstup je spojen se třetím výstupem tříbitového logického signálu M prvního transformačního bloku a jehož výstup je tříbitovým logickým výstupním signálem L řídicích obvodů měniče kmitočtu.
Hiavní nevýhodou známých šířkově pulsních modulací napětí řídicího typu, které vedou na algoritmy generování napěťových pulsů nezávisle na okamžitých hodnotách veličin zátěže a které lze realizovat nyní použitím programovatelných mikroelektronických součástek, je skutečnost, že s rostoucím spínacím kmitočtem měniče rostou nároky na paměť i výpočetní rychlost procesoru. Dosud známé a používané realizace šířkově pulsní modulace zpětnovazebního typu jsou nevýhodně zvyšováním spínacího kmitočtu měniče, čímž rostou také ztráty, při rostoucím rozdílu potenciálů vstupních a výstupních svorek měniče.
Odstranění této nevýhody je dosaženo právě zapojením řídicích obvodů měniče kmitočtu se šířkově pulsní modulací podle vynálezu. Kromě toho se použitím tohoto zapojení dosahuje vysokých ukazatelů kvality dynamických dějů regulovaného střídavého trojfázového pohonu.
Podstata předmětu vynálezu je dále objasněna pomocí výkresu, na němž je znázorněno: na obr. 1 — příklad blokového schématu zapojení elektrických obvodů měniče kmitočtu a jeho řízení pro napájení trojfázové zátěže, na obr. 2 — blokové schéma zapojení řídicích obvodů měniče kmitočtu se šířkově pulsní modulací napětí pro napájení trojfázové zátěže, na obr.
C'S 264 233 Bl — schematické znázornění připojování svorek m, n, o, trojfázové zátěže na potenciály V min. nebo V max. vstupních svorek měniče kmitočtu, na obr. 4_2~ znázornění pohybu prostorového vektora ψ magnetického toku.
Na obr. 1 je vstup regulační jednotky 1 připojen ke zdroji 2 řídicího signálu trojfázové zátěže 4. Regulační jednotka 1 má tři výstupy signálů požadovaných velikostí napětí úR, ús, úT, které jsou připojeny ke třem prvním vstupům řídicích obvodů 3 měniče kmitočtu pro napájení trojfázové zátěže 4. Tři druhé vstupy řídicích obvodů 3 jsou připojeny k obvodům převodníků 5 signálů skutečných velikostí napětí uR, Us, uT. Výstup řídicích obvodů 3 je připojen ke vstupu silových obvodů 6 měniče kmitočtu napájecího napětí trojfázové zátěže 4. Výstupní svorky r, s, t, silových obvodů 6 jsou připojeny jednak k trojfázové zátěži 4, jednak ke vstupům převodníků 5 signálů skutečných velikostí napětí uR, us, uT. Silové obvody 6 jsou kromě toho připojeny k napájecím obvodům 7.
Na obr. 2 jsou podrobněji znázorněny řídicí obvody 3 měniče kmitočtu podle obr. 1. Výstupy prvního integrátoru 8, druhého integrátoru 9 a třetího integrátoru 10 jsou připojeny k odpovídajícím třem vstupům prvního transformačního bloku 14. Na vstupy integrátorů 8,9,10 jsou přiváděny signály požadovaných velikostí napětí úR, ús, úT
První informační blok 14 je určen pro převod signálů požadovaných velikostí magnetických toků ψκ, ψ§, ψγ ve fázích R, S, T do polárního systému souřadnic. První výstup prvního transformačního boku 14 je připojen k minusovému pólu prvního komparátoru 16, zatímco druhý výstup je připojen k minusovému pólu druhého komparátoru 17.
Výstupy čtvrtého integrátoru 11, pátého integrátoru 12 a šestého integrátoru 13 jsou-připojeny k odpovídajícím třem vstupům druhého transformačního bloku 15. Na vstupy integrátorů 11, 12, 13, jsou přiváděny signály skutečných velikostí napětí uR, us, uT. Druhý transformační blok 15 je určen pro převod signálů, skutečných velikostí magnetických toků ψβ, ψ8, ψτ ve fázích R, S, T, do polárního systému souřadnic. Konstrukční řešení těchto transformačních bloků 14,15 je běžně známé z odborné literatury týkající se elektrických trojfázových pohonů. Příslušné logické obvody jsou konstruovány na základě klasické tranzistorové technologie. Lze je nahradit použitím mikropočítače a příslušného programu. Jelikož těchto transformačních bloků lze využít analogicky také v jiných oborech kromě oboru trojfázových pohonů, je větší výběr možností jejich konstrukce. — První výstup druhého transformačního bloku 15 je připojen k plusovému pólu prvního komparátoru 16 a druhý výstup druhého transformačního bloku 15 je připojen k plusovému pólu druhého komparátoru 17. — Výstup prvního komparátoru 16 je připojen ke vstupu regulátoru 18 amplitudy typu hystereze, výstup druhého komparátoru 17 je spojen se vstupem regulátoru 19 fáze typu hystereze a zároveň se vstupem širokopásmového regulátoru 20 typu hystereze.
Kombinační logický obvod 21 vytvořený například z hradel typu And/Or, je složen ze tří logických obvodů se vstupy 22, 23, 24. Konstrukční řešení je možné buď klasickou technologií nebo moderní technikou, tedy použitím paměti a uložením logických hodnot do této paměti. Tyto logické hodnoty se z paměti vybírají podle logické tabulky pomocí vstupních signálů na vstupech 22, 23 a 24 kombinačního logického obvodu 21, jehož sestavení je rutinní záležitostí, neboť je nasnadě.
První vstup 22 kombinačního logického obvodu 21 je spojen s výstupem regulátoru 18 amplitudy typu hystereze, druhý vstup 23 kombinačního logického obvodu 21 je spojen s výstupem regulátoru 19 fáze typu hystereze a třetí vstup 24 kombinačního logického obvodu 21 je spojen s výstupem širokopásmového regulátoru 20 typu hystereze, zatímco třetí logický výstup prvního transformačního bloku 14 je spojen se čtvrtým vstupem 25 kombinačního logického obvodu 21 na jehož výstupu 26 se odebírá trojbitový logický signál L
Na obr. 3, v jeho levé části, je naznačena jednak svislá řada vstupních svorek měniče kmitočtu, které mají zdola nahoru rostoucí potenciál od hodnoty V min. do hodnoty V max., jednak svislá řada výstupních svorek r, s, t silových obvodů 6 měniče kmitočtu. Každá ze svorek r, s, t může být připojena a uvedena na potenciál V min. nebo V max. podle logické lodnoty příslušného bitu trojbitového logického výstupního signálu L řídících obvodů 3 měniče kmitočtu. Například první výstupní svorka r je připojena na potenciál V max. při signálu logické hodnoty 1 a na potenciál V min. při signálu logické hodnoty O. Obdobně to platí také pro výstupní svorky s a t Připínání výstupních svorek r, s, t silových obvodů měniče kmitočtu na potenciály V max. a V min. je řízeno vzájemnou polohou požadovaného prostorového vektoru ψ a skutečného prostorového vektoru ψ magnetických toků odpovídajících napětím trojfázové zátěže 4, která je svými svorkami m, n, o spojena s výstupními svorkami r, s, t silových obvodů 6 měniče kmitočtu.
V pravé části obr. 3 je znázorněn vektorový diagram trojfázové soustavy R, S, T a čárkovaně jsou označeny šedesátistupňové výseče charakterizované trojbitovými čísly 100, 110, 010, 011,001,101.
Na obr. 4 je znázorněn požadovaný prostorový vektor ψ magnetických toků a skutečný prostorový vektor ψ magnetických toků odpovídajících napětím trojfázové zátěže 4, která je připojena k výstupním svorkám r, s, t silových obvodů 6 svými svorkami m, n, o. Dále jsou vyznačeny: hranice Po, kde P nabývá hodnoty nula, hranice P,, kde P nabývá hodnoty 1, hranice So, kde S nabývá hodnoty nula, hranice Sb kde S nabývá hodnoty 1 a dále hranice Ab kde A nabývá hodnoty 1, jehož hranice Ao, kde A nabývá hodnoty nula. Přitom všechny hranice So, Po, Sb Pb Ao, At jsou obecně tvořeny libovolnými samy sebe neprotínajícími křivkami ležícími v odpovídajících polorovinách P—, P—, P+, P+, A—, A + .
CS 264 233 Bl
Dále je popsána činnost obvodů měniče kmitočtu zapojených podle obr. 1: na vstup regulační jednotky i jsou zavedeny řídicí signály trojfázové zátěže 4, například trojfázového pohonu za zdroje 2.
Na třech výstupech regulační jednotky 1 vytvořené signály požadovaných velikostí napětí úRl ús, úT popřípadě po jejich integraci vytvořené signály požadovaných velikostí magnetických toků \j7Ř, ψ5, ψτ jsou zavedeny na tři první vstupy řídicích obvodů 3. Signály vytvořené v obvodech 5 převodníků jsou signály skutečných velikostí napětí uR, uS) uT a tyto signály jsou případně integrovány a jakožto signály skutečných velikostí magnetických toků ψβ, ψ5, ψτ jsou zavedeny na tři druhé vstupy řídicích obvodů 3. Tři vstupy obvodů 5 převodníků jsou propojeny se třemi svorkami m, n, o zátěže 4; toto propojení tvoří zpětnou vazbu skutečných hodnot napětí uR, us, uT. Trojbitový výstup L je z řídicích obvodů 3 zaveden do silových obvodů 6 měniče kmitočtu, na jejichž výstupní svorky r, s, t je připojena trojfázová zátěž 4, například trojfázový pohon, svými svorkami m, n, o.
Činnost řídicích obvodů podle obr. 2 je následující: na vstupy integrátorů 8,9,10 jsou přiváděny signály požadovaných velikostí napětí úR, ús, úT, jež po integrací představují j/elikosti požadovaných magnetických toků ψά, ψ& ψγ ve fázích R, S, T. — Obdobně jsou na vstupy integrátorů 11,12,13 přiváděny signály skutečných velikostí napětí uR, us, uT, jež po integraci rovněž představují velikosti skutečných magnetických toků ψΕ, ψ£, ψγ ve fázích R, S, T. Tyto signály jsou v prvním transformačním bloku 14 a ve druhém transformačním bloku 15 převedeny z trojfázové soustavy do polárního vyjádření komplexního čísla. Požadované a skutečné velikosti amplitud a úhlů prostorových vektorů magnetických toků jsou porovnávány v prvním komparátoru 16 a ve druhém komparátoru 17, načež jsou regulační odchylky zaváděny z výstupů obou komparátorů 16, 17 do regulátorů typu hystereze a to: do regulátoru 18 amplitudy z výstupu prvního komparátoru 16, dále do regulátoru 19 fáze z výstupu druhého komparátoru 17, z něhož je zároveň signál regulační odchylky veden na vstup širokopásmového regulátoru 20. Výstupní jednobitové logické signály A, P, S z komparátorů 18,19 a 20 jsou zavedeny na první vstup 22, na druhý vstup 23 a na třetí vstup 24 kombinačního logického obvodu 21, do jehož čtvrtého vstupu 25 je zaveden trojbitový signál M ze třetího výstupu prvního transformačního bloku 14. Tento trojbitový signál M určuje, ve které ze šesti šedesátistupňových výsečí se nachází prostorový vektor ψ ' požadovaných magnetických toků. Na výstupu 26 kombinačního logického bloku 21 je trojbitový signál L, kterým se ovládají silové obvody 6 měniče kmitočtu podle obr. 1. Tento trojbitový signál L určuje připojení výstupních svorek r, s, t měniče kmitočtu ke vstupním svorkám minimálního potenciálu V min. nebo maximálního potenciálu V max.
Na obr. 4 znázorněné hranice Po, Pt, So, Si jsou v tomto určitém případě přímkami, hranice Ao, Ai dvěma^ soustřednými kružnicemi. Prostorový vektor ψ magnetických toků se pohybuje tak, že je udržován v oblasti vymezené hranicemi Po, Ai, Pb Ao v okolí žádaného prostorového vektoru ψ', přičemž v rozmezí jedné šedesátistupňové výseče podle obr. 3 se střídají vždy jen dva možné způsoby propojení vstupních a výstupních svorek měniče kmitočtu, jak patrno z obr. 3, na levé straně, nebo jsou svorky r, s, t zkratovány. Vlivem toho je podstatně redukován spínací kmitočet měniče ve srovnání se známými způsoby šířkově pulsních modulací zpětnovazebního typu. Je-li zátěží připojenou na výstupní svorky měniče trojfázový elektromotor, jsou hranicemi Ao, A2, podle obr. 4 určeny maximální přípustné odchylky v amplitudě jeho magnetického toku a hranicemi Po, P] popřípadě So, S, při přechodném ději úhlové odchylky mezi vektory ψ a ψ, čímž jsou stanoveny také velikosti pulsačních momentů. Tak lze dosáhnout vysokých ukazatelů kvality dynamických dějů regulovaného střídavého elektrického pohonu.
Výstupní logické signály A, P, S z regulátorů 18,19,20 typu hystereze určují spolu s trojbitovým signálem M, který na základě hodnoty fázového úhlu ψ určuje, ve které šedesátistupňové výseči se právě prostorový vektor ψ' nachází, způsob připojení výstupních svorek r, s, t podle obr. 3 na vstupní svorky maximálního potenciálu V max., když příslušný bit trojbitového logického signálu L má hodnotu 1, a minimálního potenciálu V min., když příslušný bit trojbitového logického signálu L má hodnotu 0, podle dále uvedené logické tabulky č. 1. Tabulka č. 3: pro hodnotu S - 1
Tabulka č. 1 definuje hodnoty tří bitů příslušejících svorkám r, s, t trojbitového logického signálu L, v závislosti na hodnotách signálu M, A, P pro hodnotu S = 1.
Hodnota M vyjadřuje polohu koncového bodu vektoru ψ v jedné ze šesti výsečí vektorového diagramu dle obr. 3, to znamená v jedné z výsečí označených 100,110,010,001,101. Téže tabulky č. 1 lze použít pro hodnotu S = 0 po invertování vstupních signálů A, P a po invertování také výstupního trojbitového logického signálu L podle logického vztahu L (S = 0, M, A, P) = L (S = 1, M, A, P).
Požadované průběhy napětí úR, ús, úT jsou zadávány nadřízenou regulační jednotku 1 dle obr. 1:
CS 264 233 Bl
Nejsložitější operací v celém obvodovém zapojení představuje převod průběhu signálů magnetických toků z trojfázového systému do polární soustavy souřadnic.
Pro dokonalé objasnění činnosti zapojení řídicích obvodů podle obr. 2 je účelné uvést ještě následující:
každá z výstupních trojfázových svorek r, s, t měniče kmitočtu, jak patrno z obr. 3, je připínána buď ke vstupní svorce maximálního potenciálu V max, a toto propojení je označeno logickou jedničkou, nebo ke vstupní svorce minimálního potenciálu V min., a toto propojení je označeno logickou nulou. Propojení je řízeno vzájemnou polohou požadovaného prostorového vektoru magnetických toků TjT a skutečného prostorového vektoru ψ magnetických toků odpovídajících napětím trojfázové zátěže při.pojené na svorky r, s, t takovým způsobem, že při překročení koncového bodu vektoru ψ hranice Po, kde P nabývá hodnoty 0, nebo hranice Pi, kde P nabývá hodnoty 1, směrem od koncového bodu vektoru TjT je v závislosti na hodnotě logické proměnné S podle tabulky č. 2 dále uvedené určeno, zda svorky r, s, t dle obr. 3 budou vzájemně zkratovány nebo v určité kombinaci připojeny ke vstupním svorkám potenciálů V max., V min. Přitom tato kombinace, charakterizovaná trojbitovým číslem L, připojení svorek r, s, t ke svorce V max. nebo V min. je závislá na tom, ve které šedesátistupňové výseči 100, 110, 010, 011, 001, 101 dle obr. 3 se právě nachází prostorový vektor ψ' a na hodnotách logických proměnných S, A.
Tabulka č. 2:
s P S = 0 S = 1 P = 0 Svorky r, s, t(57) The solution concerns heavy-current electrical engineering, the field of three-phase drives, and addresses the problem of the design of the frequency converter's control circuits with width-wide voltage modulation for supplying a three-phase load, in particular a three-phase drive. The essence is the connection of the control circuits of the frequency converter, which consists of two transformer blocks for converting the signals of the required and real magnetic flux in three phases into a polar coordinate system, six integrators connected at the inputs of both transformer blocks and two comparators connected at their outputs . The outputs of both comparators are connected via the hysteresis type amplitude and phase controllers and the hysteresis type broadband controller to the three inputs of the combinational logic circuit, the fourth input of which receives a three-bit signal from the first transform block. At the output of the combinational logic circuit is a three-bit signal that controls the power circuits of the frequency converter. The solution can be used in heavy-current electrical engineering in the fields of three-phase drives, three-phase traction; use in other fields is not excluded.
CS 264 233 Bl
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The invention relates to the wiring of control circuits to a frequency converter with pulse width modulation of voltage for supplying a three-phase load. The circuit according to the invention is particularly applicable to frequency converters which are equipped with power semiconductor components which allow operation at higher switching frequencies as in the case of power transistors. If the load is an electric three-phase motor, the wiring is used to control the drive speed.
The known circuits of the frequency converter with pulse width modulation of voltage for three-phase power supply are of various types and differ both in the strategy of choice of widths of individual voltage pulses and in algorithms ensuring generation of voltage pulses of suitable properties. In principle, the pulse width modulation of the voltage can be distinguished from both the control type and the feedback type.
Width pulse modulations of the control type voltage lead to voltage pulse generation algorithms independently of the instantaneous values of the load quantities, i.e. currents and magnetic fluxes. This type of pulse width modulation can be realized either by analog circuits or at present using programmable microelectronic components. Some pulse width modulation quality indicators can be optimized for programmed pulse generation; however, as the drive's switching frequency increases, the memory requirements and the processing speed of the processors increase.
At high switching frequencies, suboptimal properties of pulse width modulation can also be achieved by using a feedback type of modulation, whose practical implementation is currently more feasible as it can be provided by simpler electrical circuits. However, the previously known and used implementations of the feedback pulse width pulse modulation have some disadvantages; in particular, increasing the inverter's switching frequency - and thus increasing its losses - with a growing potential difference between the input and output terminals of the drive. This disadvantage is to be overcome by connecting the control circuits of the frequency converter with the pulse width modulation of the voltage according to the invention.
The disadvantages and drawbacks of the known solutions of the frequency converter with pulse width modulation voltage for the supply of three-phase load are largely mitigated or eliminated by the solution according to the invention, which is formed from the first transform block for converting signals of required magnetic flux sizes ψκ, ψβ ψήνε of phases R, S, T to the polar coordinate system, from the second transformation block to convert signals of actual magnitude of magnetic fluxes Ψκ>Ts> Ψτ in phases R, S, T to the polar coordinate system, the first input of the first transformation block connected to the output of the first integrator whose input is connected to the signal source of the required voltage magnitude ú R and the second input of the first transformer block is connected to the output of the second integrator whose input is connected to the signal source of the required magnitude voltage U s and a third input of the first transform block is connected to the output of the third integrator whose input is connected to a source of signals required for T of voltages. The first input of the second transformation block is connected to the output of the fourth integrator whose input is connected to the source signals, the actual size of the voltage at R, and the second input of second transform block is connected to the output of the fifth integrator whose vsutp is connected to a source of signals of the actual size of the voltage at the and finally, the third input of the second transform flank is coupled to the output of the sixth integrator, the input of which is connected to a signal source of actual voltage magnitudes at T. The first output of the first transformer block is connected to the minus input of the first comparator, the second output of the first transformer block is connected to the minus input of the second comparator. Similarly, the first output of the second transformation block is coupled to the plus input of the first comparator and the second output of the second transformation block is coupled to the plus input of the second comparator. The output of the first comparator is coupled to the input of the hysteresis type amplitude controller whose output is coupled to the first input of the combinational logic circuit. The output of the second comparator is connected both to the input of the hysteresis phase controller whose output is connected to the second input of the combinational logic circuit, and to the broadband input of the hysteresis type whose output is connected to the third input of the combinational logic circuit. the output of the three-bit logic signal M of the first transformer block and whose output is the three-bit logic output signal L of the frequency converter control circuits.
A major drawback of the known pulse width pulse modulations of control type voltages that lead to voltage pulse generation algorithms independent of instantaneous load values and which can now be realized using programmable microelectronic devices is that with increasing drive switching frequency . Previously known and used implementations of the feedback pulse width pulse modulation are disadvantageous by increasing the switching frequency of the drive, thereby increasing losses as well as increasing the potential difference between the input and output terminals of the drive.
The elimination of this disadvantage is achieved by connecting the control circuits of the frequency converter with the pulse width modulation according to the invention. In addition, the use of this circuit provides high quality indicators of the dynamic processes of the regulated AC three-phase drive.
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is an example of a block diagram of the frequency converter's electrical circuits and its control for powering a three-phase load; FIG. 2 is a block diagram of the pulse width pulse control circuits; by modulating the voltage for supplying the three-phase load, in FIG.
C'S 264 233 B1 - schematic representation of the connection of terminals m, n, o, three-phase loads to potentials V min. or V max. input terminals of the frequency converter, in Fig. 42 ~ the movement of the spatial vector ψ magnetic flux.
In Fig. 1, the input of the control unit 1 is connected to the control signal source 2 of the three-phase load 4. The control unit 1 has three signal outputs of desired voltage magnitudes Ú R , ús, ú T , which are connected to the three first inputs of the frequency converter 3 control circuits. The three second inputs of the control circuits 3 are connected to the converter circuits 5 of the signals of actual voltage magnitudes at R , Us, at T. The output control circuit 3 is connected to the input of the power circuit 6 of the frequency converter power supply three-phase load 4. The output terminals r, s, t, power circuits 6 are connected both to a three-phase load 4, secondly to the inputs of the transducers 5 signals the actual size of the voltage at R, u s , u T. The power circuits 6 are additionally connected to the power circuits 7.
FIG. 2 shows in greater detail the control circuits 3 of the frequency converter of FIG. 1. The outputs of the first integrator 8, the second integrator 9 and the third integrator 10 are connected to the corresponding three inputs of the first transformer block 14. The inputs of the integrators 8,9,10 are supplied. signals of required voltage magnitudes ú R , ú s , ú T
The first information block 14 is designed to convert signals of the required magnitude of the magnetic fluxes ψκ, ψ§, ψγ in phases R, S, T into a polar coordinate system. The first output of the first transform flank 14 is connected to the minus pole of the first comparator 16, while the second output is connected to the minus pole of the second comparator 17.
The outputs of the fourth integrator 11, the fifth integrator 12 and the sixth integrator 13 are connected to the corresponding three inputs of the second transformer block 15. The inputs of the integrators 11, 12, 13 are supplied with signals of the actual voltage magnitudes u R , u s , u T. The second transform block 15 is designed to convert signals, the actual magnitude of the magnetic fluxes ψ β , ψ 8 , ψ τ in the phases R, S, T, into a polar coordinate system. The design of these transformer blocks 14, 15 is commonly known in the literature for electrical three-phase drives. The relevant logic circuits are constructed on the basis of classical transistor technology. They can be replaced by using a microcomputer and the appropriate program. Since these transformer blocks can be used by analogy also in other fields besides the field of three-phase drives, there is a greater choice of possibilities of their construction. The first output of the second transformer block 15 is connected to the plus pole of the first comparator 16 and the second output of the second transformer block 15 is connected to the plus pole of the second comparator 17. The output of the first comparator 16 is connected to the input of the hysteresis-type amplitude controller 18 it is connected to the input of the hysteresis-type phase controller 19 and at the same time to the input of the broadband hysteresis-type controller 20.
The combinational logic circuit 21 formed, for example, of And / Or type gates, is composed of three logic circuits with inputs 22, 23, 24. The design solution is possible either by classical technology or by modern technology, ie by using memory and storing logical values in this memory. These logical values are selected from the memory according to the logic table by means of the input signals at the inputs 22, 23 and 24 of the combinational logic circuit 21, the construction of which is routine as it is obvious.
The first input 22 of the combinational logic circuit 21 is connected to the output of the hysteresis amplitude controller 18, the second input 23 of the combinational logic circuit 21 is connected to the output of the hysteresis phase controller 19 and the third input 24 of the combinational logic circuit 21 is connected to the broadband hysteresis controller output. while the third logic output of the first transform block 14 is coupled to the fourth input 25 of the combinational logic circuit 21 at whose output 26 the three-bit logic signal L is taken
In the left-hand side of FIG. 3, a vertical row of frequency converter input terminals having a bottom-up potential from V min. up to V max., on the one hand, a vertical row of output terminals r, s, t of the power circuits 6 of the frequency converter. Each of the terminals r, s, t can be connected and put to the potential V min. or V according to the logic value of the corresponding bit of the three-bit logic output signal L of the frequency converter control circuits 3. For example, the first output terminal r is connected to a potential V max at a logic value of 1 and a potential V min. The same applies to the output terminals sat Connecting the output terminals r, s, t of the frequency converter's power circuits to the potentials V max and V min. it is controlled by the relative position of the required spatial vector ψ and the actual spatial vector ψ of the magnetic fluxes corresponding to the voltages of the three-phase load 4, which is connected by its terminals m, n, o to the output terminals r, s, t.
In the right part of FIG. 3, a vector diagram of the three-phase system R, S, T is shown and dashed lines denote sixty-degree slices characterized by the three-bit numbers 100, 110, 010, 011,001,101.
Fig. 4 shows the required spatial vector ψ of the magnetic fluxes and the actual spatial vector ψ of the magnetic fluxes corresponding to the voltages of the three-phase load 4 which is connected to the output terminals r, s, t of the power circuits 6 by its terminals m, n, o. : boundary Po, where P is zero, boundary P, where P is 1, boundary So, where S is zero, boundary S b where S is 1, and boundary A b, where A is 1, whose boundary Ao, where A is zero. Here all boundaries Sa, Mo, S b b P Ao, and T are generally composed of any non-intersecting curves themselves lying in corresponding polorovinách P- P- P +, P +, A-, A +.
CS 264 233 Bl
The operation of the frequency converter circuits connected according to FIG. 1 is described below: three-phase control signals 4, for example three-phase drives downstream of power sources 2, are applied to the input of the control unit i.
On three outputs the control signal generating unit 1, the required magnitude of tensions in the RL, in T or after integration of the signal producing magnetic flux in the desired sizes \ J7R, ψ5, ψτ are introduced into three first inputs of the control circuits of the third signal generated in the transmitter circuit 5 are the actual voltage signals u R , u S) u T and these signals are optionally integrated and as the actual magnitude flux signals ,β, ψ 5 , ψ τ are applied to the three second inputs of control circuits 3. The three inputs of the converter circuits 5 are connected with three terminals m, n, with load 4; this connection forms the feedback of the actual voltage values at R , u s , u T. The three-bit output L is fed from the control circuits 3 to the power circuits 6 of the frequency converter, to whose output terminals r, s, t a three-phase load 4, for example a three-phase drive, is connected with its terminals m, n, o.
The operation of the control circuits according to FIG. 2 is as follows: to the inputs of the integrators 8, 8, 10 are supplied the required voltage magnitude ú R , ú s , ú T , which after integration represent j / elicities of required magnetic fluxes ψά, ψ & ψγ in R phases , S, T. - Similarly, the signals of actual voltage magnitudes at R , u s , u T are applied to the inputs of the integrators 11,12,13, which also represent the magnitude of the actual magnetic flux ψ Ε , ψ £ , ψ γ in the R phases. These signals are converted from the three-phase system into a polar expression of a complex number in the first transform block 14 and the second transform block 15. Desired and actual magnitudes of the magnitudes and angles of the spatial vectors of the magnetic fluxes are compared in the first comparator 16 and the second comparator 17, whereupon the control deviations are fed from the outputs of the two comparators 16, 17 to the hysteresis type controllers. 16, further to the phase controller 19 from the output of the second comparator 17, from which the control deviation signal is also applied to the input of the broadband controller 20. The output single-bit logic signals A, P, S from comparators 18, 19 and 20 are applied to the first input 22, to the second input 23 and to the third input 24 of the combinational logic circuit 21, into which the fourth input 25 receives the three-bit signal M from the third output of the first transform block 14. This three-bit signal M determines which of the sixty-degree slices required magnetic fluxes. At the output 26 of the combination logic block 21 there is a three-bit signal L which controls the power circuits 6 of the frequency converter of FIG. 1. This three-bit signal L determines the connection of the output terminals r, s, t of the frequency converter to the minimum potential input terminals V min. or maximum potential V max.
The boundaries Po, Pt, So, Si shown in FIG. 4 are straight lines in this case, the boundaries A0, Ai are two concentric circles. The spatial vector ψ of the magnetic fluxes moves such that it is maintained in the area defined by the boundaries Po, Ai, P b Ao in the vicinity of the desired spatial vector ψ ', with only two possible ways of interconnecting the input and the output terminals of the frequency converter, as shown in FIG. 3, on the left, or the terminals r, s, t are short-circuited. As a result, the switching frequency of the drive is substantially reduced compared to the known feedback pulse width pulse modulation methods. When the load connected to output terminals a three-phase electric motor, the boundaries Ao, A 2, Fig. 4 determined by the maximum permissible variation in the amplitude of the magnetic flux and the frontier by, P] or So, S, the transient plot angular deviation between the vectors ψ and ψ, which also determine the magnitude of the pulsating moments. In this way, high quality indicators of the dynamic processes of the regulated AC drive can be achieved.
The output logic signals A, P, S of the hysteresis type controllers 18, 19, 20, together with the three-bit signal M determine, based on the phase angle value,, in which sixty-degree sector the spatial vector ψ 'is located. 3, to the input terminals of the maximum potential V max when the respective bit of the three-bit logic signal L is 1, and the minimum potential V min when the respective bit of the three-bit logic signal L is 0, according to the logic below Table 1: Table 3: for S - 1
Table 1 defines the values of the three bits corresponding to the terminals r, s, t of the three-bit logic signal L, depending on the values of the signal M, A, P for the value S = 1.
The value M expresses the position of the end point of the vector jedné in one of the six sectors of the vector diagram according to Fig. 3, i.e. in one of the sectors designated 100,110,010,001,101. The same table 1 can be used for the value S = 0 after inverting the input signals A, P and after inverting also the output three-bit logical signal L according to the logical relation L (S = 0, M, A, P) = L (S = 1, M, A, P).
The required voltage curves ú R , ú s , ú T are entered by the master control unit 1 according to Fig. 1:
CS 264 233 Bl
The most complicated operation in the entire circuit is the conversion of the waveforms from the three-phase system to the polar coordinate system.
For a perfect explanation of the operation of the control circuits according to FIG.
each of the three-phase output terminals r, s, t of the frequency converter, as shown in Fig. 3, is connected to either the maximum potential input terminal V max, and this connection is labeled logic 1, or the minimum potential input terminal V min, and this link is marked with a logical zero. The interconnection is controlled by the relative position of the required spatial vector of magnetic fluxes TjT and the actual spatial vector ψ of the magnetic fluxes corresponding to the three-phase load voltages connected to terminals r, s, t in such a way that , or the boundary Pi, where P is 1, away from the end point of vector TjT, depending on the value of the logical variable S according to Table 2 below, determines whether the terminals r, s, t of FIG. certain combinations connected to the input potential terminals V max, V min. This combination, characterized by a three-bit number L, connects terminals r, s, t to terminal V max or V min. it is dependent on which sixty-degree sector 100, 110, 010, 011, 001, 101 of FIG. 3 the spatial vector ψ 'is presently and on the values of the logical variables S, A.
Table 2:
s P S = 0 S = 1 P = 0 Terminals r, s, tClaims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CS868448A CS264233B1 (en) | 1986-11-21 | 1986-11-21 | Wiring of frequency converter control circuits with wide-band voltage modulation for powering three-phase loads |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CS868448A CS264233B1 (en) | 1986-11-21 | 1986-11-21 | Wiring of frequency converter control circuits with wide-band voltage modulation for powering three-phase loads |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CS844886A1 CS844886A1 (en) | 1988-10-14 |
| CS264233B1 true CS264233B1 (en) | 1989-06-13 |
Family
ID=5434995
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CS868448A CS264233B1 (en) | 1986-11-21 | 1986-11-21 | Wiring of frequency converter control circuits with wide-band voltage modulation for powering three-phase loads |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CS (1) | CS264233B1 (en) |
-
1986
- 1986-11-21 CS CS868448A patent/CS264233B1/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CS844886A1 (en) | 1988-10-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Verdelho et al. | DC voltage control and stability analysis of PWM-voltage-type reversible rectifiers | |
| Rahman et al. | Analysis of current controllers for voltage-source inverter | |
| EP2722978B1 (en) | System and method for common-mode elimination in a multi-level converter | |
| Grabowski et al. | A simple direct-torque neuro-fuzzy control of PWM-inverter-fed induction motor drive | |
| US4904919A (en) | Dual mode control of a PWM motor drive for current limiting | |
| US4562393A (en) | Modulation scheme for PWM-type amplifiers or motors | |
| KR890012440A (en) | Integrated Current Sensing Torque Control for AC Motor Drives | |
| ATE38598T1 (en) | LOAD STATE CONTROL OF AN INVERTER-POWERED ASYNCHRONOUS MACHINE. | |
| WO1996018234A1 (en) | Pulse width modulating waveforms for inverter/converter circuits | |
| CA2377112C (en) | Control circuit of power converter | |
| GB2076233A (en) | Power converter apparatus | |
| Rojas et al. | Neutral-point-clamped inverter with improved voltage waveform and control range | |
| Singh et al. | Speed control of multilevel inverter-based induction motor using V/F method | |
| KR900000679B1 (en) | Control devices of alternating elevator | |
| CS264233B1 (en) | Wiring of frequency converter control circuits with wide-band voltage modulation for powering three-phase loads | |
| CZ105392A3 (en) | Method of controlling electric valves of a rectifier | |
| Knapczyk et al. | Analysis of pulse width modulation techniques for AC/DC line-side converters | |
| JPH06245588A (en) | PWM inverter control method | |
| Rashidi | Improved and less load dependent three-phase current-controlled inverter with hysteretic current controllers | |
| De Doncker et al. | Modulation for Power Electronic Converters | |
| JP4277360B2 (en) | 3-level inverter controller | |
| Nikolaienko et al. | Asynchronous electric drive based on cascade multi-level frequency converter | |
| CN112910301B (en) | A dual-three-phase load nine-switch inverter control system and method | |
| Qadir et al. | Design and Simulation of Programmable AC-DC Converter Using Pulse Width Modulation (PWM) Techniques in MATLAB | |
| JPH0433574A (en) | inverter device |