CN2757451Y - 精细频率校正的装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种精细频率校正的装置，包括：下变频调解器，信号数据提取器，码字生成器，信道估计和路径搜索模块，路径合并和相关器，频率偏移估计器，信干噪比(SINR)估计模块，卡尔曼(Kalman)增益因子计算器，环路滤波器以及本地振荡器。精细频率校正基于若干连续或者非连续帧逐帧不断进行，直到失同步或者一次新的自动频率校正开始。采用本实用新型的精细频率校正的装置，能够在很低的SINR条件下，快速并准确地实现时分系统中的自动频率校正目的。

Description

精细频率校正的装置

技术领域

本实用新型涉及一种精细频率校正的装置，特别涉及一种在时分(TimeDivision)无线通信系统接收机的自动频率校正中进行精细频率校正的装置。

背景技术

在典型的无线通信系统中，由于发射机与接收机的本地振荡器(LocalOscillator)之间存在频率偏差，可导致接收信号质量的严重下降，甚至通信传输失败。特别是，对于蜂窝移动通信系统中的用户终端(User Equipment，UE)，出于经济因素等的考虑，常采用频率稳定度较低的本地振荡器，其初始频率偏差(Initial Frequency Offset)可达10ppm左右，对采用2GHz载波的系统这相当于20kHz左右的初始频率偏差。如果不采取相应措施校正本地振荡器的频率输出，使其与发射机的输出频率一致或十分接近(例如，偏差在0.1ppm以内)，将可能导致信号传输的失败。另一方面，由于本地振荡器同时用于发射和接收，所以大频率偏差同样会导致发射信号产生严重的带外干扰(out-of-bandinterference)。在接收机中，用于实现频率同步的装置常被称为自动频率校正(Automatic Frequency Correction，简称“AFC”)装置。

一般的，当初始频率偏差较大时，例如达到10ppm时的情况，自动频率校正可分为粗略频率校正(Coarse AFC)和精细频率校正(Fine AFC)两个阶段。这是因为：

(1)接收机在开机时，往往要经过一系列的时间、频率、码和帧结构同步等步骤，来完成同步和系统接入功能。而对于不同的同步阶段，所要求的接收信号质量和所能达到的目标通常也是不一致的。亦即，某些阶段只需要粗略的频率同步即可，而另一些阶段则要求更精确的频率同步；另一方面，某些阶段根据所能利用的信息只能达到粗略的频率同步，而另一些阶段由于可用信息增加可以实现更精确的频率同步；

(2)对于自动频率校正(AFC)中的一个关键模块，即频率偏差估计(Frequency Offset Estimation，简称“FOE”)模块，衡量其性能主要有两个指标：即频率偏差估计精度和最大频率偏差估计范围。如果实际频率偏差超过该范围，那么FOE模块的输出就有可能发生严重偏差。而各种FOE方法往往有一个共同的特点：即估计的精度越高，其所支持的最大频率偏差范围也就越小；反之，若要支持更大的频率偏差范围，则其估计精度就会降低。对于初始频率偏差较大的情况(例如10ppm)且最终频率偏差要求较高时(例如0.1ppm)，一般需要采用两套不同的频率偏移估计算法及其相应的AFC策略，分别完成粗略频率校正和精细频率校正两个过程。

当然，当初始频率偏移较小时，也可以仅采用精细频率校正来实现自动频率校正功能。

一般的，来自发射机的发射信号中，常会连续的或者周期性的带有导频(Pilot)或者同步(SYNC)码字，它们在接收机处是已知或者通过某种方法检测到的。于是，AFC模块可利用这些码字作为训练序列(Training Sequence)，与相应的接收信号经过一系列处理后，完成频率校正的工作。尽管AFC也可以在训练序列未知的模式下进行，即所谓的“盲”(blind)方式，但其性能特别是在信噪比低于0dB情况下一般较差，在现有无线通信系统中一般较少应用。

时分(Time-Division)系统是指将通信频率资源按时间轴分为多个时隙(Timeslot)，并且每个逻辑信道(Logical Channel)占用其中一个或者多个时隙进行传输。时分系统的包括时分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)系统和时分双工(Time Division Duplex)系统等。两套采用时分技术的典型的蜂窝移动系统的例子是GSM和TD-SCDMA。在这些系统中，每个时隙的某个部分常常带有一段同步码字或训练序列，用于帮助接收机完成时间同步、频率同步和信道估计等功能。与之相对的是那些采用频率或码字来分隔不同逻辑信道的系统，例如IS-95和WCDMA，在这些系统中，一般带有连续发射的导频信道(Pilot Channel)，基于该连续导频信道可能采用相对更为灵活的方式来完成一系列同步功能，包括频率同步功能等。

一些针对DS-SS CDMA系统(包括IS-95和WCDMA等)所设计的AFC方法中，假设有连续导频信号的存在，采用了相位差分检测(DifferentialDetection)或者离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform)等方法来进行频率偏移估计，并结合RAKE接收机结构来实现多径合并。例如，在国际专利申请公开号WO9931816，实用新型名称为“一种在DS-CDMA接收机中进行频率捕获和跟踪的方法和装置”(Method and Apparatus for Frequency Acquisitionand Tracing for DS-SS CDMA Receiver)中，公开了一种基于RAKE接收机的AFC结构，并在不同AFC阶段可自适应地采用可变长度相关处理来进行频率偏差估计的方法，可在DS-SS CDMA系统中获得较好的性能。

然而，对于时分系统，例如TD-SCDMA系统，其导频信号一般是不连续的，并且由于其采用多用户检测(Multi-User Detection)方法而可能不宜采用RAKE接收机结构。因此，许多针对DS-SS CDMA系统设计的自动频率校正方法并不适用于时分多址接入系统。另外，与以往窄带时分系统(如GSM)不同的是，在宽带时分系统(例如TD-SCDMA系统)中，每个码片(chip)上的信干噪比(Signal-to-Interference-and-Noise Ratio，简称“SINR”)很低，其典型值低于0dB。因此，以往针对窄带时分系统适用的一些AFC方法在这种低SINR情况下就不再适用。因此，针对宽带时分系统设计满足要求的AFC方法和装置，是这些系统设计中的关键问题之一。

对于无线通信特别是移动通信系统，其传播信道中普遍存在着多径衰落即频率扩散(Frequency Dispersive)现象，可导致接收信号的SINR值在较短时间内会出现较大的起伏。另一方面，对于CDMA(码分多址)等宽带通信系统，同时又会存在时间扩散(Time Dispersive)现象，即产生严重的符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)问题。一个针对移动通信系统的良好的接收机方案，必须解决以上两方面的问题——这对于接收机中AFC模块的设计也不例外。

现有的针对时分通信系统设计的AFC方法和装置往往存在以下一个或者几个不足之处：

(1)没有区分粗略频率校正和精细频率校正两个过程，而是采用一套统一的AFC方案：由于以上提及的原因，这种方案往往造成了频率偏差估计范围与频率偏差估计精度之间的矛盾，以及/或者未能有效利用接收机处于各阶段时所能利用的信息。例如，路径搜索、跟踪和信道估计模块一般在粗略频率校正完成后就可以获得较好的性能，并可以为精细频率校正时所利用。另一方面，在不同阶段，可能有不同的训练序列可被用于频率偏差校正。例如，在国际专利WO0303040，实用新型名称为“3G无线通信时分双工模式下一种自动频率校正方法”(Automatic Frequency Correction Method and Apparatus for TimeDivision Duplex Modes of 3G Wireless Communications)中，公开了一种在3G系统时分双工(TDD)模式(HCR-TDD)下进行频率校正的方法，但其未对粗略频率校正和精细频率校正进行区分，而是采用一套相同的方法和装置来实现频率校正功能，并且未能在频偏较小时利用信道估计和路径搜索、跟踪模块的信息，从而使其AFC环路的收敛速度因此有所损失。

(2)忽视了无线通信信道中常见的多径衰落(频率扩散)对自动频率校正方法所造成的影响，或者忽视了宽带系统中常见的符号间干扰(时间扩散)对自动频率校正方法所造成的影响。例如，在美国专利2003099206，实用新型名称为“自动频率校正方法与装置”(Method and Arrangement for AutomaticFrequency Correction)中，公开了一种UTRA TDD模式下的频率校正方法，但是只采用了最强传播路径来进行频率偏差估计，同时采用了固定的AFC环路增益因子，因此在快速衰落和多条强传播路径存在的情况下性能会收到一定影响，其校正精度也很有限。

部分自动频率校正方法虽然也将AFC划分为几个阶段，并在每个阶段采用不同的AFC环路增益因子来控制不同阶段下AFC的收敛和跟踪性能，但其AFC阶段切换往往是通过某种收敛性判断来进行的。例如，采用近期频率偏移估计输出值的平均值来作为当前频率偏移值的估计，并通过与几个预先设置的门限(threshold)值进行比较来作为不同阶段的切换判断准则。但是，在这些方案中，由于收敛性判断的不准确性，或者由于需要较长时间才能得到较为准确的收敛性判断，所以在低信噪比条件下往往需要较长的时间来达到AFC环路的收敛。另一方面，由于这些方法中的有关AFC参数一般是预先设好的，并不能根据实际信道条件动态调整，所以在某些通信环境下的性能可能较差。

实用新型内容

本实用新型的目的在于提供一种精细频率校正的装置，从而可在低SINR条件下、及通信信道存在时间扩散和频率扩散情况下，快速、准确地将接收机的本地振荡器频率与发射机中的振荡器频率进行同步。

为实现上述目的，本实用新型的技术方案如下：

一种精细频率校正的装置，包括：

将射频信号转换成数字基带信号的下变频调解器；

提取数据采样的信号数据提取器；

将码字索引转换成训练序列的码字生成器；

接收所述数据采样和训练序列并将两者相关的信道估计和路径搜索模块，其输出端产生路径信息和信道估计值；

接收所述数据采样、训练序列与路径信息和信道估计值的路径合并和相关器；

接收所述路径合并和相关器产生的数据与本地产生的码字的频率偏移估计器，该估计器输出端产生频率偏移估计值；

接收所述路径信息和信道估计值的信干噪比估计模块，该模块输出端产生当前帧的信干噪比估计值；

接收所述信干噪比估计值的卡尔曼(Kalman)增益因子计算器，其输出端产生增益因子；

接收所述频率偏移估计值与增益因子的环路滤波器，其输出端产生累计频率偏移估计值；以及

接收累计频率偏移估计值的本地振荡器，其输出端产生载波频率，并将该载波频率反馈到下变频调解器中。

根据本实用新型实现的一种在时分(Time Division)无线通信系统接收机的自动频率校正中进行精细频率校正的装置，能够在很低的SINR条件下，快速并准确地实现时分系统中的自动频率校正目的。特别的，本实用新型针对宽带移动通信系统中常见的两种恶劣的信道条件，即频率扩散和时间扩散情况下，同样可以保持优良的性能。特别的，精细频率校正AFC环路中的增益因子可以根据当时的SINR条件来自适应地调整环路增益，使其在各种复杂多变的无线通信信道条件下均可保持良好的性能。

附图说明

图1为现有技术中一种基于部分相关和差分相位检测的频率偏移估计器的结构框图；

图2为现有技术中一种基于归一化相关函数计算的L&R频率偏移估计器的结构框图；

图3为一示意图，示出了TD-SCDMA系统中的帧结构；

图4为在TD-SCDMA系统的初始小区搜索过程中，进行自动频率校正的方法的流程图；

图5为本实用新型在TD-SCDMA系统中进行精细频率校正的结构框图；

图6为在如图5所示的精细频率校正过程中进行路径合并和相关的一种装置的结构框图；

图7为在如图5所示的精细频率校正过程中进行另一种进行路径合并和相关的装置的结构框图；

图8为一示意图，示出了在如图5所示的精细频率校正过程中一种利用信道估计和路径搜索结果进行SINR估计的方法的流程图；

图9为在如图5所示的精细频率校正过程中另一种进行SINR估计的方法的结构框图；

图10为在如图5所示的精细频率校正过程中进行卡尔曼(Kalman)增益因子计算的方法的流程图；以及

图11为在如图5所示的精细频率校正结构中的一阶环路滤波器的实现结构框图。

具体实施方式

下面根据图1至图11，给出本实用新型一个较好实施例，并予以详细描述，使能更好地理解本实用新型的功能、特点。

图1示出了现有技术中一种基于部分相关和差分相位检测的频率偏移估计器的结构框图。频率偏移估计器(Frequency Offset Estimator，简称“FOE”)通过对训练序列及其对应的接收信号序列进行一系列数字信号处理后，得到本地振荡器的输出载波频率与接收信号载波频率之问的频率偏移(差值)估计。然后，AFC将进一步利用该频率偏移估计进行有关处理后得到控制本地振荡器的控制信号。因此，频率偏移估计器是AFC中的一个十分重要的模块，其性能直接决定了AFC的性能指标。

图1中所示的频率偏移估计器是一种常用的频率偏移估计技术，这里对应了N＝64的情况。参考图1，输入序列y_i：{y_i，1，y_i，2，…，y_i，64}是由图2所示的滑动相关器所产生的。首先进行长度为N_p＝16的部分相关(Partial Correlation)，共产生M＝N/N_p＝4段部分相关输出。所述部分相关按如下方式计算：子序列{y_i，k×Np+1，y_i，k×Np+2，…，y_{i，(k+1)×Np}}通过加法器30k求和得到部分相关输出c_i，k其中k＝0，1，…，M-1。下一步进行差分合并(Differential Combining)，这是通过一批共扼器31₀-31_M-2、乘法器32₀-32_M-2和一个加法器33实现的，输出相位偏移估计C_i，diff可表示为：

$c_{i,\mathrm{diff}}=\underset{k=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\Σ}}}{\left(c_{i,k}\right)}^{*}\·c_{i,k+1}={\left(c_{i,1}\right)}^{*}\·c_{i,2}+{\left(c_{i,2}\right)}^{*}\·c_{i,3}+{\left(c_{i,3}\right)}^{*}\·c_{i,4}$

频率频率估计可由该相位偏移估计求得：首先利用取相位器34提取c_i，diff的相位信息，然后通过一个乘法器35与一个常数K_FOE相乘得到频率偏移估计。其中，常数K_FOE是由频率偏移估计算法和系统码片宽度T_c决定的，对于图1所示的频率偏移估计器：K_FOE＝1/(2πT_cN_p)。对于这种频率偏移估计器，其频偏估计范围是由：

$\left|\mathrm{\&Delta;f}\right|<\frac{1}{2T_c{N}_p}$

决定的，超过该频率估计范围的频率偏移将不能被准确估计；当SINR较低时，该频偏估计范围还会进一步缩小。因此，有时需要通过降低部分相关长度N_p的值来增加频率偏移估计范围。但是另一方面，若N_p值越小，则频率估计精度也会随之下降。对应码片速率1/T_c＝1.28Mcps的情况，根据若干不同的初始频偏范围，推荐的N_p取值如下：(1)初始频偏在±5kHz以内：N_p＝64；(2)初始频偏在±10kHz以内：N_p＝32；(3)初始频偏在±20kHz以内：N_p＝16。

图2示出了现有技术中一种基于归一化相关函数计算的L&R频率偏移估计器的结构框图。L&R频率偏移估计器是路易斯(M.Luise)和瑞吉尼尼(R.Reggiannini)于1995年3月在IEEE Transaction on Communication杂志上，名为“Carrier Frequency Recovery in All-Digital Modems for Burst-ModeTransmission”的论文中首先提出的。参考图2。首先，滑动相关器的输出序列y_i：{y_i1，y_i，2，…，y_i，N}依次通过共扼器40和一批共M个延时器41₁-41_M，其中M的取值满足1≤M≤N。在第k时刻，输入元素为y_i，k(k＝1，2，…，N)，并且在初始状态下在各延时器的输出均为0，亦即对于k≤0时刻有y_i，k＝0。在第k时刻，这M个延时器的输出依次分别为{y_i，k-1 ^*，y_i，k-2 ^*，…，y_i，k-M ^*}，它们分别与一个加权因子序列{1/(N-1)，1/(N-2)，…，1/(N-M)}通过M个乘法器42₁-42_M分别相乘，然后通过一个加法器43将相乘结果全部相加。该加法器的输出与当前输入元素y_ik再经过另一个乘法器44相乘，不难得到其输出可用如下公式表示：

$y_{i,k}\&CenterDot;\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{y_{i,k-j}^{*}}{N-m}$

然后，上述结果经过一个累加器45从k＝1至k＝N时刻进行累加，其输出相位偏移估计记为c_i，L&R，它可以表示为：

其中，

$R_{i,\mathrm{norm}}\left(m\right)=\frac{1}{N-m}\underset{k=m+1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_{i,k}{y}_{i,k-m}^{*},$ 对于m＝1，2，…，M

是输入序列y_i：{y_i，l，y_i，2，…，y_i，N}的归一化自相关函数。最后，输出的频率偏移估计值同样是先通过取相位器46提取相位偏移估计c_i，L&R的相位，然后通过一个乘法器47与一个常数K_FOE相乘得到频率偏移估计。其中，常数K_FOE是由频率偏移估计算法和系统码片宽度T_c决定的，对于L&R频率偏移估计器：K_FOE＝1/[πT_c(M+1)]。可以证明，L&R频率偏移估计器中参数M的最优取值是M＝N/2。L&R频率偏移估计器的频偏估计范围为

$\left|\mathrm{\&Delta;f}\right|<\frac{1}{T_c(M+1)}$

其中T_c为系统码片宽度。对应码片速率1/T_c＝1.28Mcps的情况以及N＝64，若初始频偏在±20kHz以内，则M可采用其最优取值M＝N/2＝32。

图1和图2所示的两种现有技术中的频率偏移估计器，都是基于相关方法实现的，它们适用于训练序列非周期出现的情况，如许多时分系统中所采用的那样。这两种频率偏移估计器的一个共同特点是，其相位偏移估计输出(c_i，diff和c_i，L&R)的相位值中包含了频率偏移信息；而其模值对应了信号功率，反映了该估计值的可靠程度。该特性可被利用进行多帧和多径之间进行相位偏移估计的合并。

图3是TD-SCDMA系统中的帧结构的示意图。该结构是根据3GPP规范TS 25.221(Release 4)中的LCR-TDD模式(1.28Mcps)，或者CWTS规范TSM 05.02(Release 3)中给出的。参见图1，该系统的码片速率为1.28Mcps，每一个无线帧50₀、50₁(Radio Frame)的长度为5ms，即6400个码片。其中，每个无线帧又可以分为7个时隙TS0～TS6，以及两个同步时隙下行导频同步时隙DwPTS和上行导频时隙UpPTS，以及其它一个保护间隔(Guard)。进一步的，TS0时隙51₀用来承载系统广播信道以及其它可能的下行业务信道；而TS1～TS6时隙51₁-51₆则用来承载上、下行业务信道。上行导频时隙UpPTS时隙53和下行导频时隙DwPTS时隙52分别用来建立初始的上、下行同步。时隙TS0～6长度均为0.675ms或864个码片，其中包含两段长均为352码片的数据段DATA1和DATA2，以及中间的一段长为144码片的次同步码码字——Midamble训练数据序列。该训练数据序列在TD-SCDMA有重要意义，包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等模块都要用到它。下行导频时隙DwPTS包含一个长为64码片的主同步码码字下行同步码54，SYNC-DL，它的作用是小区标识和建立初始同步。上行导频时隙UpPTS包含一个长为128码片的下行同步码55SYNC-UL。

本发明的最优实施方式将结合TD-SCDMA系统中用户终端(UE)处的自动频率控制应用来具体说明。之所以选取用户终端而不是基站(Base Station)，是因为处于经济因素的考虑，用户终端处采用的本地振荡器的频率稳定度一般较差(例如，3～13ppm)，因此在用户终端处的频率同步问题具有更大的挑战。

自动频率控制过程，特别是其初始频率同步过程(收敛过程)是与用户终端的初始下行同步过程密切结合的。用户终端的初始下行同步过程，又被称为初始小区搜索(Initial Cell Search)过程，在该过程中包含了一系列的帧同步、码同步、复帧(Multi-frame)同步、以及频率同步等子过程。因此，在这里TD-SCDMA系统中用户终端的自动频率校正过程将结合其初始小区搜索过程来描述。

按照3GPP规范TS 25.224(Release 4)或者CWTS规范TSM 05.08(Release3)中的有关定义，TD-SCDMA系统中的初始小区搜索过程可分为以下四个步骤：

第一步骤Step 1(DwPTS搜索)：通过将总共32个SYNC-DL码字与接收信号序列进行相关处理或者类似处理后，得到DwPTS时隙的同步信息，同时检测出最有可能的SYNC-DL码字；

第二步骤Step 2(扰码和Midamble码检测)：得到DwPTS位置信息后，根据TD-SCDMA帧结构用户终端可以接收位于TS0上P-CCPCH信道上的Midamble部分接收信号。由于每个SYNC-DL码字对应一个码组(CodeGroup)，包含了4个可能的Midamble码字，因此通过将这4个可能的码字与TS0上Midamble部分的接收信号进行相关处理或者类似处理后，可检测出系统采用了其中哪个Midamble码字；由于扰码(Scrambling Code)和Midamble码存在一一对应关系，所以扰码也可以同时获得；

第三步骤Step 3(控制复帧同步)：TD-SCDMA系统中通过对SYNC-DL码进行QPSK四相相位调制、并根据连续四帧内SYNC-DL上的调制相位图案来确定控制复帧的开始。用户终端通过对SYNC-DL上调制相位图案的检测来确定控制复帧同步；

第四步骤Step 4(读取BCCH信息)：获得控制复帧同步后，就可以知道哪些帧上有BCCH系统广播消息存在；用户终端对这些帧的P-CCPCH上的接收数据进行解调(Demodulation)和解码(Decoding)，然后进行循环冗余校验(CYCLIC REDUNDANCY CHECK，CRC校验)；如果校验通过，则该块BCCH信息被认为有效并被传递给高层，初始小区过程成功结束。

图4表示根据本发明在TD-SCDMA系统的初始小区搜索过程中，进行自动频率校正的方法的流程图。这里假设用户终端本地振荡器与基站振荡器的频率偏差较大，例如高于3ppm(在2GHz载波频段下，这对应了高于±6kHz的初始频偏)。在该情况下，由于初始大频偏可能超过了精细频率校正过程的最大频率估计范围，因此需要先进行粗略频率校正过程首先进行一次频率粗调。

参考图4，首先用户终端进行上述初始小区搜索第一步骤Step 1。由于本地振荡器初始频偏可能较大，所以第一步骤Step 1中可能采用部分相关(PartialCorrelation)等技术来抗大频偏(例如大于3ppm的频偏)的影响。在第一步骤Step 1结束后，用户终端得到DwPTS位置同步信息和以及SYNC-DL码字信息。根据本发明，AFC的第一阶段、即粗略频率校正过程，将在第一步骤Step 1结束后立即开始。该粗略频率校正算法和装置将利用第一步骤Step 1检测到的SYNC-DL码字作为训练数据序列，通过接收连续共N_AFC1帧上的SYNC-DL数据(及其附近数据)后，进行频偏估计和有关频率控制。通过本发明所述的粗略频率校正方法及装置，在各种信道传播条件的工作点附近，采用参数N_AFC1的推荐取值在5到10之间，可使频率偏差被控制在±2kHz(±1ppm)左右以内。该目标值的确定是由第二步骤Step 2的有关操作所决定的：如果在Step 2中进行Midamble码字相关时采用全相关(Full Correlation)的方法，则其要求的最大频偏在1ppm左右；否则，第二步骤Step 2必须采用部分相关或类似方法来抵抗大频偏的影响——有关仿真表明，在相同条件下与小频偏情况下采用全相关方法时相比，采用这些方法的恶化在2dB左右，并将进一步影响整个初始小区搜索的性能。因此，当初始频偏较大时，例如高于1ppm时，在第一步骤Step 1和第二步骤Step 2之间进行粗略频率校正是合理而且是必要的。

完成粗略频率校正过程后，初始小区搜索Step 2开始进行Midamble码的检测。如果第二步骤Step 2检测成功，则当第二步骤Step 2结束后，AFC的第二阶段、即精确频率校正过程立即开始。该精细频率校正过程利用第二步骤Step 2所检测到的Midamble码字作为训练数据序列，通过接收TS0上P-CCPCH信道的Midamble部分数据，逐帧进行频偏估计和有关频率控制过程，使频偏逐渐收敛至规范所要求的范围(例如，±0.1ppm)。虽然此时SYNC-DL码字也用做训练数据序列，但是由于其长度(64码片长度)还不到Midamble码字长度(144码片)的一半，所以基于SYNC-DL得到的频偏估计精度比基于Midamble所得到的频偏估计精度低很多；换言之，即使同时采用了SYNC-DL部分进行频率控制，所得到的额外增益与仅采用Midamble接收部分相比也很小。因此，在这里建议仅采用TS0上的Midamble部分进行精细频率校正。

精细频率校正总共需要处理N_AFC2帧完成基本收敛过程。通过本发明所述的精细频率校正装置，在各种信道传播条件的工作点附近，采用参数N_AFc2取值在10到15之间，就可使预计频率偏差按较大的概率被控制在±200Hz(±0.1ppm)以内。该目标值一方面是由TD-SCDMA有关规范确定的，另一方面，Step 3算法本身所要求的最大频偏也在200～300Hz左右，否则从TS0上的Midamble部分到DwPTS上的SYNC-DL部分会由于频偏的影响产生大的相位旋转，而使SYNC-DL上调制相位的检测不可靠。在精细频率校正过程进行N_AFC2帧之后，初始小区搜索第三步骤Step 3开始工作，即完成SYNC-DL码调制相位图案的检测，并实现控制复帧的同步。在第三步骤Step 3工作期间，精细频率校正过程继续进行，确保频偏被控制在目标范围内，并跟踪由于其它环境因素可能导致的频率漂移。

图5是根据本实用新型在TD-SCDMA系统中进行精细频率校正的结构框图。所述的精细频率校正过程是基于卡尔曼(Kalman)滤波器理论通过一个一阶环路来实现的。首先，接收射频信号经过下变频解调器1010并经过ADC、AGC和RRC滤波器后转换成为数字基带信号，接着信号数据提取器1011根据帧同步信息提取TS0上P-CCPCH信道中长为144个码片的Midamble接收部分内的采样数据，对应于2倍过采样情况，共提取了144x2＝288个Midamble数据采样。该段数据采样对于系统同步有重要作用，将被用于信道估计、路径搜索、SINR估计和频率偏移估计模块中。对应的长为144的Midamble训练序列是由Midamble码字生成器1012产生的，其码字索引是由先前的初始小区搜索第二步骤Step 2所检测到的。

接着，该段Midamble数据采样被送入信道估计和路径搜索模块1013。该模块通过将Midamble数据采样与对应的Midamble训练序列进行(循环)相关，得到一组信道估计值。注意由于根据本实用新型实现的粗略频率校正过程已经把频率偏移控制的较小，可保证信道估计中的相关操作按全相关方式(与部分相关方式对应)，这就提高了信道估计模块的估计精度。当前帧内计算得到的信道估计值的功率值，构成了当前帧的时延包络(Delay Profile)，而路径搜索是根据当前帧的时延包络并结合以前若干帧的时延包络，并依据某些预设的阈值，结合当前最大路径功率以及平均噪声功率，来判断哪几条路径为有效路径。注意由于采用了2倍采样，因此路径的分辨精度是1/2个码片宽度。由于信道估计和路径搜索在各中无线通信系统特别是移动通信系统广泛应用，所以本领域内有关技术人员对其相关算法和实现方法很熟悉，所以这里不再赘述。这里信道估计将输出所谓“信道估计窗”内的所有路径的幅度和相位值，例如，信道估计窗宽度可定为16个码片，对应于2倍过采样，该估计窗内共产生16×2＝32条路径的幅度和相位值。其中，所述每条路径代表一个时延抽头(Delay Tap)。同时，信道估计还会输出相关长度内信道估计窗外的所有信道估计值，提供给测量等模块估计SINR等参数时使用。另一方面，路径搜索模块则输出信道估计窗内有效路径的位置信息。这里假设路径搜索模块最多产生L条有效路径位置信息。接收机中其它模块，包括解调(Demodulation)模块、同步(Synchronization)模块和测量(Measurement)模块等，将利用这些有效路径位置信息以及信道估计值进行有关工作。

再参考图5，路径合并和相关器(模块)1014利用所述的路径信息以及相应的信道估计值，按最大比例合并(Maximum Ratio Combining，简称“MRC”)的方式来进行多条路径的合并。图6是根据本实用新型在如图5所示的精细频率校正过程中进行路径合并的一种装置的结构框图，它采用如下方法进行路径合并：

(a)对应训练序列的接收信号的一组采样值首先通过一批延时器，得到一批数据序列，其中所述延时器的延时值是由路径搜索模块产生的路径位置信息决定的；

(b)将由步骤(a)所得的的一批数据序列，经过一批删除器后删除头部的若干数据得到一批新的数据序列，其长度均等于训练序列长度乘以过采样倍数；

(c)将有步骤(b)所得的一批数据序列，经过一批下采样器后得到另一批数据序列，其长度均等于训练序列长度；

(d)将由步骤(c)所得的一批数据序列，通过与对应路径的信道估计值的共扼值进行相乘后，再进行逐元素相加，即按最大比例合并方式得到一个数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(e)将由步骤(d)所得的一个数据序列，与训练序列码字的共扼进行逐元素相乘后，得到一个新的数据序列作为输出，其长度等于训练序列的长度。

根据上述方法，该模块是采用类似与RAKE接收机的结构进行码片级合并的。该模块的输入为288个Midamble数据采样，它们将首先通过一组延时器1101₁-1101_L。其中，延时器1101_k对应了第k条路径，其时延值为T_max-l-T_k(单位为采样间隔，即1/2个码片)是由路径搜索模块产生的第k条路径位置信息T_k，经过一个减法器1102_k后所产生的。其中，第一条路径一般为信道估计窗中的第一条路径，其相对延时T₁＝0，而其它路径的相对延时满足1＝＜T_k＜＝T_max-1(对于2＝＜k＜＝L)；其中T_max则代表了信道估计窗的宽度，它也是以采样间隔(即1/2码片)为单位的，例如可取T_max＝2×16＝32，对应于16个码片宽度。这一批延时器的作用是根据路径位置信息将各路径上的数据重新“对齐”。各延时器的输出为共288+T_max-1个采样，注意由于延时的作用，在每条路径上产生的延时数据的首端和末端可能需要补零。然后，这L批延时器的输出的头T_max-1个数据通过分别通过删除器1103₁-1103_L被删除，剩下L批长度为288个采样的数据。然后，通过一批2倍下采样器1104₁-1104_L，每一批数据的奇数需要采样数据，亦即第1、3、5、…、287个采样共144个数据被保留，其余被丢弃。接着，这L批数据分别通过乘法器1105₁-1105_L与一批加权因子相乘；其中，第k条路径的加权因子h_Tk ^*，是由信道估计产生的相对位置为T_k的那条路径上的信道估计值h_Tk，经过共扼器1106_k后产生的。随后，这所有L批加权后的数据通过加法器1107合并后，得到一组共含有144个数据采样的序列。最后，这个数据采样序列与经过共扼器1109共扼的长度为144的Midamble训练序列，经过一个乘法器1108进行逐元素相乘后，最终得到一批长为144的相关输出。

另一种用于实现路径合并和相关的装置如图7所示。它采用如下方法：

(a)将从路径搜索模块产生的路径位置信息按奇偶性进行分离；同时，将这些路径位置上信道估计值也按照路径位置的奇偶性进行分离；

(b)将训练序列码字经过一批延时器，得到一批数据序列；其中延时器的延时值分别由奇数位置路径决定；

(c)将由步骤(b)所得的一批数据序列，分别与对应路径的信道估计值进行相乘，得到一批新的数据序列；

(d)将由步骤(c)所得的一批数据序列，经过逐元素相加后，得到一个新的数据序列；

(e)将由步骤(d)所得的一个数据序列，经过删除器删除尾部若干数据，并经过共扼后，得到一个新的数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(f)将训练序列码字经过一批延时器，得到一批数据序列；其中延时器的延时值分别由偶数位置路径决定；

(g)将由步骤(f)所得的一批数据序列，重复步骤(c)～(e)后，得到另一个新的数据序列，其长度等于训练序列的长度；

(h)将接收对应训练序列的信号采样值按奇偶序号经过分路器后得到两个数据序列，其长度均等于训练序列长度；

(i)将由步骤(h)所得的对应奇偶序号的两个数据序列，分别与由步骤(e)和步骤(g)的两个数据序列分别进行逐元素相乘，得到两个新的数据序列；

(j)将由步骤(i)所得的两个序列进行逐元素相加后，得到一个新的数据序列作为输出，其长度等于训练序列的长度。

根据上述方法，参照图7，首先，输入长为288的Midamble部分接收数据采样，经过分路器1200按奇数序号和偶数序号分为两个长均为144的序列。同时，从信道估计和路径搜索模块来的共L条路径位置信息{T₁，T₂，…，T_L}(0＝＜T_k＜＝T_max-1)，经过分离器1201按奇偶性分为两路，分别记为{T_odd，1，T_odd，2，…，T_odd，L1}和{T_even，1，T_even，2…，T_even，L2}，其中L1和L2分别为位置取值分别为奇数和偶数的路径的数目。相应的，输入的信道估计结果(h_T1，h_T2，…，h_TL}亦按照相应路径位置的奇偶性被分为两路：{h_Todd，1，h_Todd，2…，h_Todd，L1}和{h_Teven，1，h_Teven，2，…，h_Teven，L2)。然后，将长度为144个的Midamble输入数据通过一批延时器1202₁-1202_L1、以及一批乘法器1203₁-1203_L1，并通过累加器1206₁全部相加后，实现与奇数位置路径信道估计序列的卷积(Convolution)过程。注意，这里延时器对于输入延时控制参数T_k，将把输入数据延时

个数据单位(其中符号“ ”表示取整操作)，并在必要时在首端和末端补零，使输出数据段长度为

以使各路数据对齐。这样，累加器1206₁输出为长度为 的数据序列，经过删除器1207₁删除其最后

个数据后，剩下长为144的数据序列；然后，该序列经过共扼器1208₁进行共扼后，通过乘法器1209₁与分路器1200输出的奇数序号数据采样进行逐元素相乘，得到一组由奇数位置路径信道估计得到的长度为144的相关数据输出。类似的，通过一批延时器1204₁-1204_L1、一批乘法器1205₁-1205_L1、一个累加器1206₂、删除器1207₂、共扼器1208₂、并通过乘法器1209₂与分路器1200输出的偶数序号数据采样进行逐元素相乘，可得到另一组对应偶数位置路径信道估计得到的长度为144的相关数据输出。最后，将所述两路分别对应奇数和偶数位置路径信道估计得到的相关数据通过相加器1210相加，就得到了长度为144的相关输出结果。

接着，参考图5，这批经过多径合并后的Midamble接收数据并与本地产生的Midamble码字被送入频率偏移估计器1015，并输出频率偏移估计

这里可根据具体实现约束和设计要求，选择如图1或者图2的频率偏移估计器(N＝144)，或者其它类型的频率偏移估计器。其中，提取相位器34或者46可按如下方式进行简化。对于输入相位偏移估计值c＝c_real+j*c_imag，传统的方法是按如下公式：

$\mathrm{\&theta;}=\arctan \left(\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\right)$

并按照查表等方法得到相位值。但是，当c_rea1/c_imag值较小时，可只取上式Taylor级数展开式中的第一项作为近似，即：

$\mathrm{\&theta;}\&ap;\left(\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\right),$ 如果 $\frac{c_{\mathrm{real}}}{c_{\mathrm{imag}}}\&le;\mathrm{\&lambda;}$

其中，c_real为相位估计值的实部；c_imag为相位估计值的虚部。

对于图1和图2所示两种频率偏移估计器结构，所推荐的λ取值分别为1.0和0.5(分别对应了频偏值5.66kHz和5.58kHz)。另一方面，如果计算所得的c_real/c_imag值大于λ时，则直接将输出相位估计θ的值置为λ。有关仿真表明，该简化对AFC性能的影响很小。采用该方法，只需要采用一个除法运算和一次比较运算，就可以近似得到相位估计值，其复杂度和存储量都比直接计算反正切函数arctan要简单很多。

需要特别指出的是，这里多径合并是在频率偏移估计之前进行的。而在其它许多AFC方法和装置中，上述两者的次序往往是相反的。例如欧洲专利EP1300962，实用新型名称为“自动频率校正装置和自动频率校正方法”(Automatic Frequency Control Device and Automatic Frequency ControlMethod)中，频率偏移估计首先在每条路径上分别进行，然后再按最大比例合并方式进行合并。在本实用新型中，由于多径合并是在频率偏移估计之前进行的，所以本实用新型只需要进行一次频率偏移估计即可；而根据上述所引用的实用新型则需要进行多次频率偏移估计，其次数与路径数相等，因此其复杂度比本实用新型中的对应结构的复杂度要高出很多。另一方面，有关仿真表明，这两种结构所达到的性能是十分接近的。

参考图5，信道估计和路径搜索模块1013输出的路径信息及信道估计结果被送入SINR估计器模块1016中，产生当前帧SINR估计值。该SINR估计器也是基于TS0上P-CCPCH信道中的Midamble码来得到当前帧的SINR估计值的。图8表示根据本实用新型在如图5所示的精细频率校正过程中，一种利用信道估计和路径搜索结果进行SINR估计的方法的流程图。其中，在步骤130中，根据路径搜索模块提供的有效路径位置信息，SINR估计器将这些路径上当前帧的信道估计值的功率相加，就可以得到信号功率估计值S。另一方面，在步骤131中，根据路径搜索模块提供的噪声路径位置信息(即相关窗内的所有非有效路径)，SINR估计器将这些路径上当前帧的信道估计值的功率相加，就可以得到干扰和噪声功率估计值N。最后在步骤132中，当前帧的SINR估计值按如下公式计算：

                    SINR_k＝S/N/D

其中，D表示“信道估计相关长度”，代表进行信道估计时，所采用训练序列的长度；对于这里所述的优选实施例，即TD-SCDMA系统中的情况，该值可取为等于128——这是因为信道估计采用了144码片Midamble数据的后128个码片内的数据采样，并且所要估计的SINR值是指每个码片内的接收功率与带内干扰噪声功率谱密度的比值。变量SINR_k的下标k代表这是在第k帧中得到的SINR估计值。

图9示出根据本实用新型在如图5所示的精细频率校正过程中，另一种进行SINR估计的方法的流程图。其中，参考图9，所属SINR估计方法的输入来自于如图7所示的路径合并和相关装置结构框图中的中间输出点A～F。其中，来自点A和点B的数据分别为奇数和偶数位置有效路径上的信道结果，它们分别经过信号功率计算器142₁和142₂后，得到对应奇数和偶数位置有效路径上的信号功率值S1和信号功率值S2。所述信号功率计算器142_1-2可通过将其所有输入信道估计值的功率值求和后获得相应的信号功率。另一方面，来自图7点C～F每个点上的输入为在每帧中得到长为144的一个数据序列，其中点C和点E上分别为由训练序列分别与奇数和偶数位置路径估计卷积后得到的输出序列；而点D和点F上分别为经过分离器1201后得到的两路对应接收序列。参考图9，来自点C的数据序列与来自点D的数据序列经过减法器141₁后，其差值序列在经过噪声功率计算器143₁后，计算得到噪声功率值N1；类似的，来自点E的数据序列与来自点F的数据序列经过减法器141₂后，其差值序列在经过噪声功率计算器143₂后，计算得到噪声功率值N2。所述的噪声功率计算器143_1-2可通过计算其输入数据序列的平均功率值来获得相应的噪声功率。最后，信号功率值S1、S2，以及噪声功率值N1、N2，通过合并器144合并后得到当前帧的SINR估计输出。其中，合并器144可采用如下几种合并方法中的一种：

(1)合并方法1：

(2)合并方法2：

(3)合并方法3：

(其中符号MAX表示求最大值运算)

接着，参考图5，卡尔曼增益因子计算器1017利用当前帧的SINR估计，进行所述一阶环路增益因子的更新。所更新的参数包括：测量噪声方差R_k、估计方差P_k和卡尔曼增益因子K_k，其中下标k代表当前帧的序号。

图10所示为根据本发明在如图3所示的精细频率校正过程中进行卡尔曼增益因子计算的方法的流程图。初始状态下(即进入精细频率校正过程之前)，在步骤1501中，P₀被赋予一个初始值，一般的，P₀应根据进入精细频率校正之前的频偏的方差来设置。根据本发明，P₀应根据粗略频率校正的输出频偏的方差来确定，推荐值为P₀＝(2000)²；此外，P₀也可以根据当时所测的SINR值来确定。

接下来，精细频率校正装置开始工作，在步骤1502中，帧计数器k的初始值设为1。然后在步骤1503中，当前帧的频偏估计方差R_k将基于当前帧的SINR估计值SINR_k来计算，具体计算公式为：

$R_k=K_R\&times;\frac{1}{\mathrm{SIN}{R}_k}$

该公式是按照改进的克莱默-拉奥(Cramer-Rao)界来针对TD-SCDMA系统得到的。其中，根据克莱默-拉奥界，常数K_R的取值应根据有关系统参数来确定：

$K_R=\frac{3}{2{\mathrm{\&pi;}}^2{T}_c^2}\&CenterDot;\frac{1}{N(N^2-1)}$

其中，T_c代表了系统码片宽度，而N代表了所用训练数据序列的长度。对于TD-SCDMA系统，1/T_c＝1.28Mcps，并且所用Midamble码字的长度N＝144，据此可得K_R＝(288.8)²。有关改进的克莱默-拉奥界的具体信息，可参考安杰(A.N.D’Andrea)等人在1994年IEEE Transaction on Communication杂志上发表的，名称为“The Modified Cramer-Rao Bound and Its Applications toSynchronization Parameters”的论文，对本领域的一般技术人员是很容易掌握的。

接着在步骤1504中，卡尔曼增益因子K_k由当前帧计算的R_k和前一帧计算的P_k-1求得，根据卡尔曼滤波理论，计算K_k的公式为：

                        K_k＝P_k-1(P_k-1+R_k)^-1

接着在步骤1505中，判断所计算的K_k值是否小于一个预设值K_LOW，如果K_k＜K_LOW，则进入步骤1507，改变K_k使其等于K_LOW，同时令P_k＝P_k-1；反之，如果K_k＞＝K_LOW，则进入步骤1506，根据卡尔曼滤波理论，由当前帧计算

所得的K_k值、以及前一帧计算得到P_k-1值，来计算P_k值：

                    P_k＝(1-K_k)P_k-1

这里，对K_k进行下限幅的目的是：当环路增益过小时，难以跟踪较快频率漂移；因此，需要对环路增益K_k进行下限幅以保证能够跟踪上频率偏移。推荐的下限幅值K_LOW为1/64或者1/128——K_LOW的优选取值应由具体实现和工作环境来确定。

然后，在步骤1508中，输出当前帧所计算的卡尔曼增益因子K_k到环路滤波器。接着在步骤1509中，帧计数器k进行加1，准备进行下一帧中有关参数的更新。

接着，参考图5，一阶环路滤波器1018将根据输入

(当前帧计算的频率偏移估计)以及K_k(当前帧计算的卡尔曼增益因子)，进行一阶滤波，并输出当前帧的累加频率偏移估计值

参考图11，所示为根据本发明在如图5所示的精细频率校正结构中的一阶环路滤波器的实现结构框图。其中，输入 首先与卡尔曼增益因子K_k通过一个乘法器161相乘，然后与前一帧中的输出

通过一个加法器162相加，得到输出可用下式表示：

${\hat{f}}_k={\hat{f}}_{k-1}+K_k\mathrm{\&Delta;}{\hat{f}}_k$

延时器163的作用是保存当前帧的输出

并反馈在下一帧中使用。

另外，作为一种简化，也可以把环路增益固定为几个特定值之中，例如{1.0，0.5，0.1，0.05，0.01}，然后取该集合中最接近上述卡尔曼增益因子计算器的输出K_k的那个值，作为当前帧控制环路增益值。这样可以简化有关操作，同时性能不会有大的损失。

另外，根据估计方差P_k的取值，可判断当前AFC调整过程是否收敛。或者，也可以通过对近几帧内频率偏移估计进行平均后，再依据该平均值来判断是否达到收敛。由于本实用新型中采用了卡尔曼滤波理论来自适应地调整环路滤波器的增益，而不像有些AFC方法采用收敛性判断结果来调整环路滤波器的增益，所以该收敛性判断步骤在本实用新型中并不是必须的。但是，作为一个可用备选项，可利用所述的收敛性判断方法，来进行辅助判断AFC环路是否收敛——如果在一定时间内发现AFC环路仍未达到收敛，则可以将所述精细频率校正方法重新执行，或者将之前的有关同步步骤重新执行(因为AFC环路不收敛也有可能是因为接收机中其它模块输入的同步信息或者训练序列有错误)。

最后，参考图5，一阶环路滤波器1018的输出按照本地振荡器1019的压控特性，被转换成控制电压，并经过DAC来控制本地压控振荡器1019，从而完成了当前帧内的精细频率校正过程。在下一帧中，上述精细频率校正过程将重复进行。这样，随着处理帧数的增加，环路滤波器的输出控制不断得到更新，并使本地振荡器的1019的输出载波频率

不断逼近输入信号的实际载波频率f_k，并使它们之间的差值，即残留的频率偏移值，达到保证接收机中其它模块正常工作的目标值(例如，规范所规定的0.1ppm或者更低)。

至此，已经结合附图详细地描述了本实用新型的一种最佳实施方式。本领域的普通技术人员应该可以认识到，这里用于描述本实用新型的各种逻辑单元、模块、电路以及算法步骤等，可以采用电子硬件(electronic hardware)、计算机软件(computer software)或者它们的组合来付诸实现。这里对各种元件、单元、模块、电路和步骤通常都是按照他们的功能来描述的，实现时究竟采用硬件还是软件，是由整个系统的具体应用和设计约束来决定的。本领域的普通技术人员应该可以认识到在特定情况下硬件和软件的可互换性，并能针对具体应用采用最佳方式来实现本实用新型所描述的一类精细频率校正装置。

例如，这里用于描述本实用新型的各种逻辑单元、模块、电路以及算法步骤等，可采用以下方式或者它们的组合来实现，包括：数字信号处理器(DSP)、特殊用途集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程逻辑器件、分离的(discrete)逻辑门(gate)或者晶体管(transistor)逻辑、分离的硬件元器件(例如寄存器和FIFO)、执行一系列固件(firmware)指令的处理器、传统的编程软件(programmable software)和有关处理器(processor)等。其中，处理器可以是微处理器(microprocessor)，也可以是传统的处理器、控制器(controller)、微控制器(microcontroller)或者状态机(state machine)等；软件模块可存在于RAM存储器、闪存(flash memory)、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或者任何现有已知的存储介质中。

本领域的普通技术人员显然清楚并且理解，本实用新型所举的最佳实施例仅用以说明本实用新型，而并不用于限制本实用新型，本实用新型所举各实施例中的技术特征，可以任意组合，而并不脱离本实用新型的思想。根据本实用新型公开的一种应用于时分无线通信系统中的精细频率校正装置，可以有许多方式修改所公开的实用新型，并且除了上述的具体给出的优选方式外，本实用新型还可以有其它许多实施例。因此，凡属依据本实用新型构思所能得到的方法或改进，均应包含在本实用新型的权利范围之内。本实用新型的权利范围由所附权利要求限定。

Claims (3)

1、一种精细频率校正的装置，包括：

将射频信号转换成数字基带信号的下变频调解器；

提取数据采样的信号数据提取器；

将码字索引转换成训练序列的码字生成器；

接收所述数据采样和训练序列并将两者相关的信道估计和路径搜索模块，其输出端产生路径信息和信道估计值；

接收所述数据采样、训练序列与路径信息和信道估计值的路径合并和相关器；

接收所述路径合并和相关器产生的数据与本地产生的码字的频率偏移估计器，该估计器输出端产生频率偏移估计值；

接收所述路径信息和信道估计值的信干噪比估计模块，该模块输出端产生当前帧的信干噪比估计值；

接收所述信干噪比估计值的卡尔曼增益因子计算器，其输出端产生增益因子；

接收所述频率偏移估计值与增益因子的环路滤波器，其输出端产生累计频率偏移估计值；以及

接收累计频率偏移估计值的本地振荡器，其输出端产生载波频率，并将该载波频率反馈到下变频调解器中。

2、如权利要求1所述的精细频率校正的装置，其特征在于，所述环路滤波器为一阶环路滤波器。

3、如权利要求1或2所述的精细频率校正的装置，其特征在于，所述本地振荡器为压控振荡器。

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