CN219371366U - 一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及车载天线技术领域，具体公开了一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，包括接收共面波导馈线、发射共面波导馈线，接收共面波导馈线、发射共面波导馈线均设置在复合板上；所述复合板包括顶面接地金属层、底面接地金属层以及介质基板，所述顶面接地金属层、底面接地金属层分别设置在介质基板两侧；所述接收共面波导馈线、发射共面波导馈线的一端分别与毫米波雷达芯片的接收管脚、发射管脚连接，所述接收共面波导馈线、发射共面波导馈线的另一端是馈源端，所述馈源端分别与微带阵列天线的接收阵列、发射阵列相连；本实用新型解决小间距阵列天线采用共面波导线馈电时的电流不平衡问题，损耗小、易集成、抗互扰强和合成效率高。

Description

一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线

技术领域

本实用新型涉及车载天线技术领域，具体为一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线。

背景技术

随着我国智慧交通的发展，自动驾驶汽车及智能化技术成为了其中的核心技术，毫米波雷达作为自动驾驶技术中必不可少的一类传感器，能够较精确的得到目标的相对距离、速度和角度信息，具有全天候、结构简单、低成本、质量轻和体积小等优点。为了实现毫米波雷达的上述优点，微带阵列天线作为毫米波雷达的电信号与电磁信号转换的核心部件被广泛应用，具有易集成、低剖面、小尺寸、增益较高且波束窄等优势。微带阵列天线通常包含几十个天线辐射单元和连接单元，相对应地，需要采用多个馈源将毫米波雷达芯片输入/输出的射频电信号传输给阵列天线，用来激励阵列天线完成馈电。然而，在天线布局面积和芯片管脚间距受限的情况下，进行包含多个馈源的复杂馈电网络的布局设计，即使将天线阵元及其馈线都进行阻抗匹配到50Ω，但由于馈电结构的不对称特性会导致产生预期之外的馈电网络内部互扰(如互耦和互感等)，从而引发天线电流不平衡问题，最终影响天线的辐射特性(包括方向图、阻抗、相位和极化等)。

目前解决馈电网络内部互扰引起的微带阵列天线电流不平衡问题有几种方式：第一种是将馈电结构改为对称结构(如双绞线和差分线等形式)，但这类馈电结构无法应用于单端口输入/输出的毫米波雷达芯片和微带阵列天线，也无法满足小体积要求，第二种是采用大间距布局来解决馈电网络间干扰，但没有考虑体积因素，不具备实际应用的条件；第三种是在原有设计中额外引入巴伦结构来缓解天线电流不平衡问题，但该设计一般适用于毫米波雷达芯片的射频信号是差分形式的；第四种是通过添加金属屏蔽罩的方式，防止产生的干扰信号影响其他馈源，这种方式会增加成本且增大体积；第五种是额外引入其他结构形式的去耦网络来缓解互耦等互扰问题，但需要增加去耦网络以及匹配网络等附加电路，无法满足小体积要求。

实用新型内容

本实用新型的目的在于提供一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本实用新型提供如下技术方案：一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，包括接收共面波导馈线、发射共面波导馈线，接收共面波导馈线、发射共面波导馈线均设置在复合板上；所述复合板包括顶面接地金属层、底面接地金属层以及介质基板，所述顶面接地金属层、底面接地金属层分别设置在介质基板两侧；所述接收共面波导馈线、发射共面波导馈线的一端分别与毫米波雷达芯片的接收管脚、发射管脚连接，所述接收共面波导馈线、发射共面波导馈线的另一端是馈源端，所述馈源端分别与微带阵列天线的接收阵列、发射阵列相连。

优选的，所述接收共面波导馈线、发射共面波导馈线的特性阻抗为50Ω，工作频率为76～77GHz。

优选的，所述顶面接地金属层厚度为17～18μm，所述底面接地金属层厚度为17～18μm，所述介质基板是介电常数为3.0的PTFE类型高频介质板，且厚度为125～130μm。

优选的，所述复合板上在接收共面波导馈线、发射共面波导馈线两侧设置有金属化接地过孔，所述金属化接地过孔的直径为0.2～0.3mm，且相邻两个金属化接地过孔的距离不大于500～510μm。

优选的，所述馈源端由p个接收端口和q个发射端口组成，其中p为≥4的自然数，q为≥2的自然数，两个相邻的接收端口之间的距离为λ，两个相邻发射端口之间的距离为4λ，相距最近的接收端口与发射端口之间的距离为2λ～2.5λ。

优选的，所述接收共面波导馈线、发射共面波导馈线包括p根接收共面波导线和q根发射共面波导线，其中p为≥4的自然数，q为≥2的自然数；p根接收共面波导线是等长的，长度在2.5λ～3λ之间。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：本实用新型在不额外增加外部部件的情况下，通过微带阵列天线现有的介质基板形成共面波导馈电结构，同时采用180°或90°平衡式馈电网络，使得多个馈源及多个天线阵元间的互扰信号反相抵消，减小了损耗并提高了隔离度；同时，当需要发射阵列波束合成时，也能完成多个发射馈源端口同时馈电且同相叠加，是一种高增益和高效率的馈电网络。通过上述馈电网络，可以用来实现辐射特性好、小体积、高增益、低成本和易加工的毫米波雷达阵列天线。

附图说明

图1为本实用新型的结构示意图；

图2为本实用新型的复合板结构示意图；

图3为本实用新型的未加入平衡I型和平衡II型馈电网络时单发射天线的方向图；

图4为本实用新型的未加入平衡I型和平衡II型馈电网络时两个发射天线的组阵后方向图；

图5为本实用新型的加入平衡I型馈电网络后单发射天线的方向图；

图6为本实用新型的加入平衡II型90°馈电网络工作原理示意图；

图7为本实用新型的加入平衡II型馈电网络后两个发射天线的组阵后方向图；

图中标号：1、接收共面波导馈线；2、发射共面波导馈线；3、顶面接地金属层；4、底面接地金属层；5、金属化接地过孔；6、介质基板；7、毫米波雷达芯片；8、微带阵列天线；9、馈源端。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

在本实用新型的描述中，需要说明的是，术语“竖直”、“上”、“下”、“水平”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型的限制。

在本实用新型的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

请结合图1～7，描述本实用新型的任意一个实施例以作进一步的说明：

请参阅图1～2，一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，包括接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2，接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2均设置在复合板上；所述复合板包括顶面接地金属层3、底面接地金属层4以及介质基板6，所述顶面接地金属层3、底面接地金属层4分别设置在介质基板6两侧；所述接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2的一端分别与毫米波雷达芯片7的接收管脚、发射管脚连接，所述接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2的另一端是馈源端9，所述馈源端9分别与微带阵列天线8的接收阵列、发射阵列相连。

接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2的特性阻抗为50Ω，工作频率为76～77GHz。顶面接地金属层3厚度为17～18μm，所述底面接地金属层4厚度为17～18μm，所述介质基板6是介电常数为3.0的PTFE类型高频介质板，且厚度为125～130μm。复合板上在接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2两侧设置有金属化接地过孔5，所述金属化接地过孔5的直径为0.2～0.3mm，且相邻两个金属化接地过孔5的距离不大于500～510μm。

接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2分别由接收共面波导线和发射共面波导线组成，单根共面波导线的两侧为等宽的间隙，两侧间隙外部的介质基板6上均为接地金属层，沿着共面波导线两侧间隙的外部接地金属层上均设置有至少2排金属化接地过孔5。

进一步的，所述接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2与毫米波雷达芯片7接收和发射管脚连接，所述接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2的另一端的馈源端9与微带阵列天线8各阵元馈电点连接，各馈电点的输入阻抗已阻抗变换至50Ω，所述馈源端9由p个接收端口和q个发射端口组成，所述接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2包括p根接收共面波导线和q根发射共面波导线；其中p为≥4的自然数，q为≥2的自然数，具体可以根据毫米波雷达辐射参数要求和微带阵列天线阵元形式及馈电方式来共同确定p和q的取值；本实施例以p＝4、q＝2为例，即所述馈源端9由4个接收端口和2个发射端口组成；所述接收共面波导馈线1、发射共面波导馈线2包括4根接收共面波导线和2根发射共面波导线。

进一步的，所述馈源端9的4个接收端口中两个相邻端口间距为λ，2个相邻发射端口间距为4λ，距离最近的接收端口与发射端口间距值为在2λ～2.5λ之间，这样的间距设置是为了满足微带阵列天线8能够应用MIMO算法优化角度分辨率的基本条件，同时，收发之间的距离设置也能提高接收和发射阵元之间的隔离度。

进一步的，所述接收共面波导馈线1中4根接收馈线长度相同，长度在2.5λ～3λ之间；由图1可以看出，毫米波雷达芯片7的接收管脚与接收天线阵元的馈源端口之间距离较近，这样的布局是为了尽可能减小毫米波雷达7接收前端(包括天线、馈线和雷达芯片中低噪放等前端部件)的损耗、噪声，同时减小受外部干扰的影响，因此接收天线阵元间电流不平衡问题产生的影响较小，不需要额外采用平衡式馈电结构，仅考虑在现有布局条件下使得4根接收馈线长度相等且尽量短即可满足使用要求，此时4根接收馈线的输出端口基本是同相的。

发射共面波导馈线2中发射馈线采用平衡式馈电网络，具体长度根据选择平衡I型还是平衡II型馈电网络形式来确定：当采用平衡I型馈电网络形式时，且由图1可知单个发射阵元采用了m个子阵并联馈电的形式，因此设置2根发射馈线长度相等，为当采用平衡II型馈电网络形式时，馈线的长度分别为/>其中m、n均为≥1的自然数；本实施例中以m＝4为例，即采用平衡I型馈电网络形式时，馈线长度均为2nλ；采用平衡II型馈电网络形式时，所述馈线的长度分别为/>其中n为≥1的自然数。

平衡I型馈电网络是针对发射阵列中多个发射阵元分时工作的情况，此时发射阵列不需要进行发射波束合成，即发射端口不需要同时馈电，由此将单根发射馈线长度设置为的整数倍，这样就形成了平衡I型180°馈电网络；首先二分之一波长线是阻抗不变线，射频信号通过二分之一波长整数倍的发射馈线，实现从毫米波雷达芯片发射管脚(阻抗50Ω)至发射天线阵元馈电点(阻抗50Ω)之间的传输；另外，所述发射馈线2e～2f设置为二分之一波长线，使得馈线输入输出端口之间的波程差为/>这样在发射管脚处产生的干扰信号与发射天线馈电点之间的波程差也为/>因此两个信号反向抵消(相位差为180°左右)；这样在其中一个发射端口馈电时，当有泄漏信号能量通过其他路径耦合到相邻待发端口造成的互扰影响可以得到缓解，相邻待发端口的干扰信号在已发端口处反相抵消，从而达到平衡式馈电的目的，因此，平衡I型馈电网络具有对于发射馈线阻抗误差不敏感、插入损耗小、隔离度高和线性度好等优点，未加入平衡I型和平衡II型馈电网络时单发射天线的方向图仿真结果见图3，图3中单发射天线方向图出现畸变(主瓣向左拐头)(Phi＝90deg为水平方向；Phi＝0deg为俯仰方向)；加入平衡I型馈电网络后单发射天线方向图和S参数仿真结果见图5，图5中单发射天线正常的增益方向图(Phi＝90deg为水平方向；Phi＝0deg为俯仰方向)；由图5可知，水平和俯仰面的主瓣方向未产生偏移且最大增益点偏移角度值较小(小于2°)。

平衡II型馈电网络是针对发射阵列中多个发射阵元需要同时工作的情况，此时发射阵列需要进行发射波束合成，即发射端口根据工作模式要求需要同时馈电，因此设置距离接收端口更远的一根发射馈线的长度仍为的整数倍，单独馈电时同平衡I型一样仍然能起到二分之一波长馈线的作用，而设置另外一根距离接收端口更近的发射馈线的长度，使得发射馈线比发射馈线的长度减减短/>这样就形成了平衡II型90°馈电网络；当两个发射馈线同时馈电时，可能产生两类电流不平衡问题会导致合成后的波束辐射特性(包括方向图、阻抗和相位等)畸变：第一类电流不平衡是两个发射端口的S参数特性不一致造成的，第二类电流不平衡是相邻端口互耦干扰造成的。

第一类电流不平衡的情况，需要进行阻抗匹配和参数优化，保证两个发射端口的S参数特性(包括反射系数、插入损耗、相移等)的一致性，特别是两个发射端口的相位相同才能确保发射阵列能够同相叠加，实现最大合成增益。

第二类电流不平衡的情况，如图6所示的平衡II型90°馈电网络工作原理图，假设射频信号从毫米波雷达芯片发射管脚开始传输，经过90°馈电网络后，到达相邻发射端口的干扰信号相位值相比传输到发射端口的正常信号的相位值大90°，传输到发射天线阵元馈电点后产生一定程度的反射，反射后的干扰信号相位值相比反射后的正常回波信号相位值在雷达芯片发射管脚2e处正好相差180°，这两个信号对应的波程差为在雷达芯片发射管脚2e处形成反相抵消；同一时刻，射频信号从毫米波雷达芯片发射管脚开始传输，最终反射后的干扰信号与正常回波信号也能在雷达芯片发射管脚处反相抵消，从而在两个发射馈线同时馈电工作时，能够实现互扰信号与回波信号的反相抵消，缓解电流不平衡问题，达到平衡式馈电的目的，因此平衡II型的馈电网络形式具有抗互扰强、隔离度高、反射小，失真少、噪声小和合成效率高等优点，未加入平衡I型和平衡II型馈电网络时两个发射天线阵元组阵后的方向图仿真结果见图4，图4中两个发射天线组阵后的合成增益方向图产生恶化(Phi＝90deg为水平方向；Phi＝0deg为俯仰方向)；由图4可看出两个发射天线组阵后的方向图产生了较大的畸变(俯仰方向主瓣发生偏移且水平方向恶化为两个波瓣)；加入平衡II型馈电网络后的两个发射天线阵元组阵后合成方向图见图7，图7中两个发射天线阵元组阵后正常的合成增益方向图(Phi＝90deg为水平方向；Phi＝0deg为俯仰方向)；图7与上图4比较后可知，加入平衡II型馈电网络后，水平和俯仰面的主瓣方向未产生偏移且最大增益点偏移角度值较小(小于1.5°)。

本实用新型在不额外增加外部部件的情况下，通过微带阵列天线现有的介质基板形成共面波导馈电结构，同时采用180°或90°平衡式馈电网络，使得多个馈源及多个天线阵元间的互扰信号反相抵消，减小了损耗并提高了隔离度；同时，当需要发射阵波束合成时，也能实现多个发射馈源端口同时馈电且同相叠加，实现了高增益和高效率的馈电网络。通过上述馈电网络，可以用来实现辐射特性好、小体积、高增益、低成本和易加工的毫米波雷达阵列天线。

尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本实用新型的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (6)

1.一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，其特征在于：包括接收共面波导馈线(1)、发射共面波导馈线(2)，接收共面波导馈线(1)、发射共面波导馈线(2)均设置在复合板上；所述复合板包括顶面接地金属层(3)、底面接地金属层(4)以及介质基板(6)，所述顶面接地金属层(3)、底面接地金属层(4)分别设置在介质基板(6)两侧；所述接收共面波导馈线(1)、发射共面波导馈线(2)的一端分别与毫米波雷达芯片(7)的接收管脚、发射管脚连接，所述接收共面波导馈线(1)、发射共面波导馈线(2)的另一端是馈源端(9)，所述馈源端(9)分别与微带阵列天线(8)的接收阵列、发射阵列相连。

2.根据权利要求1所述的一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，其特征在于：所述接收共面波导馈线(1)、发射共面波导馈线(2)的特性阻抗为50Ω，工作频率为76～77GHz。

3.根据权利要求1所述的一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，其特征在于：所述顶面接地金属层(3)厚度为17～18μm，所述底面接地金属层(4)厚度为17～18μm，所述介质基板(6)是介电常数为3.0的PTFE类型高频介质板，且厚度为125～130μm。

4.根据权利要求1所述的一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，其特征在于：所述复合板上在接收共面波导馈线(1)、发射共面波导馈线(2)两侧设置有金属化接地过孔(5)，所述金属化接地过孔(5)的直径为0.2～0.3mm，且相邻两个金属化接地过孔(5)的距离不大于500～510μm。

5.根据权利要求1所述的一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，其特征在于：所述馈源端(9)由p个接收端口和q个发射端口组成，其中p为≥4的自然数，q为≥2的自然数，两个相邻的接收端口之间的距离为λ，两个相邻发射端口之间的距离为4λ，相距最近的接收端口与发射端口之间的距离为2λ～2.5λ。

6.根据权利要求1所述的一种用于微带阵列天线馈电的共面波导传输线，其特征在于：所述接收共面波导馈线(1)、发射共面波导馈线(2)包括p根接收共面波导线和q根发射共面波导线，其中p为≥4的自然数，q为≥2的自然数；p根接收共面波导线是等长的，长度在2.5λ～3λ之间。