CN219124117U - 一种新型小型化程控浪涌电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种新型小型化程控浪涌电源，包括开关与驱动电路、定时脉冲发生电路、电源变换电路、反向保护电路、过压保护电路、电压补偿电路和状态指示电路。通过电源变换电路将高压浪涌脉冲信号与28V电源信号进行叠加，实现浪涌输出，避免了现有技术中采用内部变压器和直流脉冲而导致的电磁干扰问题。通过使用定时脉冲发生电路、电源变换电路、开关与驱动电路、电压补偿电路、反向保护电路、过压保护电路、状态指示电路7个电路输出80V、50ms的浪涌从而实现程控浪涌电源，无需恒流电路、变压器、整流器等大功率器件，避免了现有技术中存在的散热问题。其电路组成简单、体积重量小、携带与布置方便、维护便捷。

Description

一种新型小型化程控浪涌电源

技术领域

本实用新型涉及程控浪涌电源技术领域，具体涉及一种新型小型化程控浪涌电源。

背景技术

现有程控电源浪涌实现方式为：通过较为复杂的程序和控制电路产生脉冲信号；电流输出采用恒流电路实现；脉冲电压则是使用程序和控制电路对电源进行直接调制。其电源变换方式为逆变→升压→整流，包含体积较大的变压器、大功率整流器等等。

现有程控浪涌电源存在以下问题：

1、体积、重量和尺寸较大，在进行外场试验时，由于较大的尺寸和重量，导致携带和布置不便，尤其是运输时因振动、冲击等容易造成程控电源损坏。

2、需要良好的散热条件，现有程控浪涌电源使用了恒流电路、变压器、整流器等大功率器件，在工作时会产生大量的热量，因此需要使用风扇进行散热，在使用环境温度较高时，会导致其出现散热问题，影响试验。

3、需要克服内部变压器和直流脉冲产生的电磁干扰问题，有一定的电磁兼容设计难度。

实用新型内容

针对上述技术背景中提出的现有程控浪涌电源存在的问题，本实用新型提供一种新型小型化程控浪涌电源，使用定时脉冲发生电路、电源变换电路、开关与驱动电路、电压补偿电路、反向保护电路、过压保护电路、状态指示电路7部分实现程控浪涌电源，与现有程控电源相比，同样能够输出80V、50ms的浪涌，额定输出电流达25A及以上，避免了电磁干扰问题；其具有电路组成简单、体积重量小、携带与布置方便、维护便捷的优点，可完全替代现有昂贵的程控浪涌电源。

本实用新型通过下述技术方案实现：

一种新型小型化程控浪涌电源，包括

开关与驱动电路，所述开关与驱动电路包括第一开关驱动电路和第二开关驱动电路；

电源变换电路，所述电源变换电路与所述第二开关驱动电路电连接；

定时脉冲发生电路，所述定时脉冲发生电路与所述第二开关驱动电路电连接；

反向保护电路，所述反向保护电路与所述第一开关驱动电路电连接；

电压补偿电路，所述电压补偿电路与所述第一开关驱动电路的输出端电连接；

过压保护电路，所述过压保护电路与所述第一开关驱动电路的输出端电连接；

状态指示电路，所述状态指示电路分别与所述定时脉冲发生电路的输出端、所述反向保护电路的输出端电连接。

上述技术方案中，通过电源变换电路将5V电源变换到80V进行浪涌输出预备，定时脉冲发生电路产生定时脉冲来驱动开关与驱动电路，使得其将80V电压调制成50ms的浪涌脉冲信号。通过电源变换电路将高压浪涌脉冲信号与28V电源信号进行叠加，实现浪涌输出，避免了现有技术中采用内部变压器和直流脉冲而导致的电磁干扰问题。反向保护电路防止在使用过程电流倒灌，过压保护电路通过控制开关与驱动电路的开关，保护程控浪涌电源在使用过程中不因承受较高电压而损坏。通过电压补偿电路在反向保护电路进行降压保护时对电压进行补偿保证程控浪涌电源运行的准确性。

上述技术方案通过使用定时脉冲发生电路、电源变换电路、开关与驱动电路、电压补偿电路、反向保护电路、过压保护电路、状态指示电路7个电路实现程控浪涌电源，无需恒流电路、变压器、整流器等大功率器件，避免了现有技术中存在的散热问题。

其电路组成简单、体积重量小、携带与布置方便、维护便捷。

在一种可选实施例中，所述电源变换电路包括第一同步升压变换电路、第二同步升压变换电路、第三同步升压变换电路、第四同步升压变换电路、第五同步升压变换电路和第六同步升压变换电路；

其中，所述第二同步升压变换电路分别与所述第一同步升压变换电路、所述第三同步升压变换电路、所述第五同步升压变换电路电连接，所述第六同步升压变换电路分别与所述第三同步升压变换电路、所述第四同步升压变换电路电连接。

在一种可选实施例中，所述第一同步升压变换电路包括升压变换器U1、电感L1、快恢复肖特基整流二极管D1、电容C1、电阻R1和电阻R2；

其中，所述电感L1并联于所述升压变换器U1的1引脚和6引脚之间，所述快恢复肖特基整流二极管D1的正极与所述升压变换器U1的1引脚电连接，所述快恢复肖特基整流二极管D1的负极与所述电容C1的一端电连接，所述电容C1的另一端与所述升压变换器U1的2引脚电连接，所述升压变换器U1的3引脚连接于所述电阻R1和所述电阻R2的中间节点。

在一种可选实施例中，所述第一开关驱动电路包括光电耦合器U12、光电耦合器U13、电阻R25、电阻R24和三极管Q3；

其中，所述三极管Q3的集电极分别与所述光电耦合器U12的2引脚、所述光电耦合器U13的2引脚电连接，所述电阻R24与所述三极管Q3的基极电连接，所述电阻R25分别与所述光电耦合器U12的1引脚、所述光电耦合器U13的1引脚电连接。

在一种可选实施例中，所述第二开关驱动电路包括第二开关单元和第二驱动单元。

在一种可选实施例中，所述第二开关单元包括MOSFET管Q1、MOSFET管Q2和电阻R23；

其中，所述电阻R23分别与所述MOSFET管Q1的栅极、所述MOSFET管Q2的栅极电连接。

在一种可选实施例中，所述第二驱动电路包括串联的第七同步升压变换电路和第八同步升压变换电路，所述第八同步升压变换电路与所述电阻R23电连接。

在一种可选实施例中，所述过压保护电路包括电阻R19、电阻R20、电阻R21、电阻R22和放大器A1；

其中，所述电阻R19与所述电阻R20串联，所述电阻R21与所述电阻R22串联，所述放大器A1的负极连接于所述电阻R19与所述电阻R20的中间节点，所述放大器A1的正极连接于所述电阻R21与所述电阻R22的中间节点。

在一种可选实施例中，所述反向保护电路包括反向保护二极管D10。

在一种可选实施例中，所述定时脉冲发生电路包括单片机U11、开关S1、开关S2、电阻R31、电容C10、电容C11和晶振Y1；

其中，所述电容C10和所述电容C11分别连接于所述晶振Y1的两端，所述晶振Y1并联于所述单片机U11的9引脚和10引脚之间，所述电阻R31与所述开关S2电连接，所述单片机U11的17引脚连接于所述电阻R31、所述开关S2的中间节点；所述电阻R30与所述开关S1电连接，所述单片机U11的18引脚连接于所述电阻R30、所述开关S1的中间节点。

本实用新型与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

1、本实用新型采用同步升压变换电路替代现有技术中浪涌电源装置所使用的复杂电源变换电路，本实用新型中通过电源变换电路的同步升压变换电路将高压浪涌脉冲信号与28V电源信号进行叠加，实现浪涌输出，避免了现有技术中采用内部变压器和直流脉冲而导致的电磁干扰问题。

2、本实用新型所采用的电器元件体积较小、重量低，相较于现有技术中体积、重量和尺寸较大的程控浪涌电源，在进行外场试验时，携带、布置方便，且运输时不会因为振动、冲击等容易造成程控电源损坏。

3、由于市面上无专用的28V直流电源用MOSFET的驱动芯片，无法驱动工作于28V的MOSFET，通过该设计方法可以驱动工作于28V的MOSFET，使其完全工作在饱和区，降低功耗和压降。

4、现有程控浪涌电源使用了恒流电路、变压器、整流器等大功率器件，在工作时会产生大量的热量，因此需要使用风扇进行散热，在使用环境温度较高时，会导致其出现散热问题，影响试验，而本实用新型使用电流偏置电路将电源变换电路产生的电压和偏置电源电压进行合路，方法简单，无需设计复杂的整体式电源输出电路，解决了现有程控浪涌电源的散热问题。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本实用新型实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本实用新型实施例的限定。在附图中：

图1为本实用新型实施例1提供的一种新型小型化程控浪涌电源的结构示意图；

图2为本实用新型实施例1提供的电源变换电路的电路示意图；

图3为本实用新型实施例1提供的第一开关驱动电路的电路示意图；

图4为本实用新型实施例1提供的第二开关驱动电路的电路示意图；

图5为本实用新型实施例1提供的过压保护电路的电路示意图；

图6为本实用新型实施例1提供的电压补偿电路的电路示意图；

图7为本实用新型实施例1提供的定时脉冲发生电路的电路示意图；

图8为本实用新型实施例1提供的状态指示电路的电路示意图。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型作在一种可选实施例中详细说明，本实用新型的示意性实施方式及其说明仅用于解释本实用新型，并不作为对本实用新型的限定。

实施例1

图1为本实施例1提供的一种新型小型化程控浪涌电源的结构示意图，如图1所示，该程控浪涌电源包括开关与驱动电路、定时脉冲发生电路、电源变换电路、反向保护电路、过压保护电路、电压补偿电路和状态指示电路。

其中，图2为本实用新型实施例1提供的电源变换电路的电路示意图，如图2所示，电源变换电路包括第一同步升压变换电路、第二同步升压变换电路、第三同步升压变换电路、第四同步升压变换电路、第五同步升压变换电路和第六同步升压变换电路。

第二同步升压变换电路分别与第一同步升压变换电路、第三同步升压变换电路、第五同步升压变换电路电连接，第六同步升压变换电路分别与第三同步升压变换电路、第四同步升压变换电路电连接。

具体的，电源变换电路工作过程如下：第一同步升压变换电路、第二同步升压变换电路和第三同步升压变换电路构成主变换电路，在主变换电路中，由第一同步升压变换电路、第二同步升压变换电路和第三同步升压变换电路依次进行3次升压变换。首先由第一同步升压变换电路将5V电压升压至35V电压，其次由第二同步升压变换电路将35V电压升压至50V电压，最后由第三同步升压变换电路将50V电压升压至80V电压，完成最终的电源变换。

由于上述主变换电路上的三个同步升压变换电路输出电压逐渐升高，需要向其提供更高的“地电位”以保持同步升压变换电路中boost芯片5V的额定输入电压，因此，需要向主变换电路中的第二同步升压变换电路和第三同步升压变换电路分别提供30V和45V的“地电位”以保证boost芯片在额定电压下工作。其中，由第五同步升压变换电路向第二同步升压变换电路提供30V的“地电位”，由第六同步升压变换电路向第三同步升压变换电路提供45V的“地电位”。

同理，第六同步升压变换电路由第四同步升压变换电路提供25V的“地电位”保证其能够正常工作。

进一步的，第一同步升压变换电路、第二同步升压变换电路、第三同步升压变换电路、第四同步升压变换电路、第五同步升压变换电路和第六同步升压变换电路具有相同的结构。

其中，第一同步升压变换电路包括升压变换器U1、电感L1、快恢复肖特基整流二极管D1、电容C1、电阻R1和电阻R2。

其中，电感L1并联于升压变换器U1的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D1的正极与升压变换器U1的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D1的负极与电容C1的一端电连接，电容C1的另一端与升压变换器U1的2引脚电连接，升压变换器U1的3引脚连接于电阻R1和电阻R2的中间节点。

第二同步升压变换电路包括升压变换器U2、电感L2、快恢复肖特基整流二极管D2、电容C2、电阻R3和电阻R4。

其中，电感L2并联于升压变换器U2的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D1的正极与升压变换器U2的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D1的负极与电容C2的一端电连接，电容C2的另一端与升压变换器U2的2引脚电连接，升压变换器U2的3引脚连接于电阻R3和电阻R4的中间节点。

第三同步升压变换电路包括升压变换器U3、电感L3、快恢复肖特基整流二极管D3、电容C3、电阻R5和电阻R6。

其中，电感L3并联于升压变换器U3的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D3的正极与升压变换器U3的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D3的负极与电容C3的一端电连接，电容C3的另一端与升压变换器U3的2引脚电连接，升压变换器U3的3引脚连接于电阻R5和电阻R6的中间节点。

第四同步升压变换电路包括升压变换器U4、电感L4、快恢复肖特基整流二极管D4、电容C4、电阻R7和电阻R8。

其中，电感L4并联于升压变换器U4的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D4的正极与升压变换器U4的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D4的负极与电容C4的一端电连接，电容C4的另一端与升压变换器U4的2引脚电连接，升压变换器U4的3引脚连接于电阻R7和电阻R8的中间节点。

第五同步升压变换电路包括升压变换器U5、电感L5、快恢复肖特基整流二极管D5、电容C5、电阻R9和电阻R10。

其中，电感L5并联于升压变换器U5的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D5的正极与升压变换器U5的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D5的负极与电容C5的一端电连接，电容C5的另一端与升压变换器U5的2引脚电连接，升压变换器U5的3引脚连接于电阻R9和电阻R10的中间节点。

第六同步升压变换电路包括升压变换器U6、电感L6、快恢复肖特基整流二极管D6、电容C6、电阻R11和电阻R12。

其中，电感L6并联于升压变换器U6的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D6的正极与升压变换器U6的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D6的负极与电容C6的一端电连接，电容C6的另一端与升压变换器U6的2引脚电连接，升压变换器U6的3引脚连接于电阻R11和电阻R12的中间节点。

具体的，快恢复肖特基整流二极管能配合升压变换器高达1MHz的开关频率进行升压，且减小期望的输出压降。其原理如下：升压变换器的开关频率与快恢复肖特基整流二极管的恢复时间匹配时，相当于能够获得最理想的占空比，占空比越高，则输出电压就越接近理想的输出电压。电容C1至电容C6用于对经肖特基二极管输出的脉动直流进行滤波整形，使输出电压更加平滑，接近理想直流。

图3为本实用新型实施例1提供的第一开关驱动电路的电路示意图，如图3所示，第一开关单元和第一驱动单元中包括光电耦合器U12、光电耦合器U13、电阻R25、电阻R24和三极管Q3。

其中，三极管Q3的集电极分别与光电耦合器U12的2引脚、光电耦合器U13的2引脚电连接，电阻R24与三极管Q3的基极电连接，电阻R25分别与光电耦合器U12的1引脚、光电耦合器U13的1引脚电连接。

图3中的开关S4是一个外部按钮开关，用于打开或关闭浪涌输出通道。

具体的，第一开关单元和第一驱动单元主要用于控制第三同步升压变换电路输出的80V浪涌电压的开启与关断。第三同步升压变换电路输出的80V浪涌电压施加在光电耦合器U12的5脚和4脚之间；当光电耦合器U12中的三极管导通时，该电压便被施加在被试件的正线和负线之间。

其开关信号为定时脉冲发生电路输出的定时脉冲信号，由于其定时脉冲发生电路输出高电平时的驱动能力较弱，因此需要使用三极管Q3进行放大，使得光电耦合器U12和光电耦合器U13充分导通。当光电耦合器U12和光电耦合器U13充分导通时，其导通电阻很小，通过的电流很大，必须加以限制防止烧毁，故采用电阻R25作为光电耦合器U12和光电耦合器U13充分导通的限流电阻。

电阻R24为三极管Q3的基极电阻，其与so端口电连接。当so端口收到定时脉冲信号时，通过三极管Q3进行放大，然后接入光电耦合器U12和光电耦合器U13产生一个被放大的定时脉冲信号，光电耦合器U12的4脚产生80V的浪涌电压，光电耦合器U13的4脚产生50V的浪涌电压。

图4为本实用新型实施例1提供的第二开关驱动电路的电路示意图，如图4所示，第二开关单元包括MOSFET管Q1、MOSFET管Q2和电阻R23。

其中，MOSFET管Q1的D极和MOSFET管Q2的D极与PIN端口电连接，MOSFET管Q1的S极和MOSFET管Q2的S极与PIN端口电连接，MOSFET管Q1的G极和MOSFET管Q2的G极与电阻R23电连接。

第二驱动单元包括串联的第七同步升压变换电路和第八同步升压变换电路，第八同步升压变换电路与电阻R23电连接。

具体的，第七同步升压变换电路包括升压变换器U7、电感L7、快恢复肖特基整流二极管D7、电容C7、电阻R13和电阻R14；第八同步升压变换电路包括升压变换器U8、电感L8、快恢复肖特基整流二极管D8、电容C8、电阻R15和电阻R16。

其中，电感L7并联于升压变换器U7的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D7的正极与升压变换器U7的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D7的负极与电容C7的一端电连接，电容C7的另一端与升压变换器U7的2引脚电连接，升压变换器U7的3引脚连接于电阻R13和电阻R14的中间节点。电感L8并联于升压变换器U8的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D8的正极与升压变换器U8的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D8的负极与电容C8的一端电连接，电容C8的另一端与升压变换器U8的2引脚电连接，升压变换器U8的3引脚连接于电阻R15和电阻R16的中间节点。

第二开关单元和第二驱动单元主要用于控制外部直流电源DC28V的输出。GJB 181要求，在试验中被试产品应处于正常工作(带负载)状态，因此要求程控电源应同时具备电流输出能力，需使用两个MOSFET管(MOSFET管Q1和MOSFET管Q2)作为开关管进行并联。作为高边驱动电路，要求较高的驱动电压，由于市面没有驱动电压超过36V的boost芯片，因此需使用多级同步升压变换电路串联形成电源变换电路向MOSFET管的栅极提供较高的驱动电压。

电源变换电路在输出DC80V的电压时，会与电流偏置电路的输出端产生52V的电压差，该电压极易导致MOSFET损坏，同时为防止电流倒灌，在电流偏置电路的输出端串联一个大功率反向保护二极管D10，保护MSOFET和输入电源。

图5为本实用新型实施例1提供的过压保护电路的电路示意图，如图5所示，过压保护电路包括电阻R19、电阻R20、电阻R21、电阻R22和放大器A1。

其中，电阻R19与电阻R20串联，电阻R21与电阻R22串联，放大器A1的负极连接于电阻R19与电阻R20的中间节点，放大器A1的正极连接于电阻R21与电阻R22的中间节点，电阻R19的另一只引脚与MOSFET管的源极电连接。电阻R19和电阻R20的并联节点电压通过与OP的同相输入端电压进行比较，当高于同相输入端电压时，EN1由高电平变为低电平，控制升压变换器U7停机，则驱动电压降低至5V，MOSFET关断，实现过压保护。

具体的，MOSFET的开启和关断受过压保护电路控制，当输入端电压超过36V或反向保护电路失效时，MOSFET的两端会因承受较高电压而损坏，因此需要对其进行保护。当过压保护电路检测到MOSFET的源级电压超过36V时，过压保护电路会向第二驱动单元的使能端EN1输出低电平，控制MOSFET关断，从而保护电路。

图6为本实用新型实施例1提供的电压补偿电路的电路示意图，如图6所示，电压补偿电路包括第九同步升压变换电路和可变电阻RX2。

第九同步升压变换电路包括升压变换器U9、电感L9、快恢复肖特基整流二极管D9、电容C9、电阻R17和电阻R18。

其中，电感L9并联于升压变换器U9的1引脚和6引脚之间，快恢复肖特基整流二极管D9的正极与升压变换器U9的1引脚电连接，快恢复肖特基整流二极管D9的负极与电容C9的一端电连接，电容C9的另一端与升压变换器U9的2引脚电连接，升压变换器U9的3引脚连接于电阻R17和电阻R18的中间节点。

可变电阻RX2并联于电阻R17的两端。

由于反向保护电路中反向保护二极管D10的存在，其导通时会产生压降，导致其输出电压低于DC28V，为使测试条件准确无误，因此需对电流偏置电路的输出端进行电压补偿。

通过一个同步升压变换电路使其产生一个稳定的DC28V电压，并联于电流偏置电路的输出端，补偿反向保护二极管D10造成的压降。

图7为本实用新型实施例1提供的定时脉冲发生电路的电路示意图，如图7所示，定时脉冲发生电路包括单片机U11、开关S1、开关S2、开关S5、电阻R31、电阻R32、电阻R33、电容C10、电容C11、电容C12和晶振Y1。

其中，电容C10和电容C11分别连接于晶振Y1的两端，晶振Y1并联于单片机U11的9引脚和10引脚之间。单片机U11的4引脚与so端口电连接，6引脚与DSS端口电连接，7引脚与beep端口电连接，11引脚与RST端口电连接，12引脚与VCC端口电连接，17引脚与stop端口电连接，18引脚与st端口电连接。电阻R31与开关S2电连接，单片机U11的17引脚连接于电阻R31、开关S2的中间节点；电阻R30与开关S1电连接，单片机U11的18引脚连接于电阻R30、开关S1的中间节点。

开关S5与电阻R32串联后与电容C12并联，电阻R33与电阻R32串联。

具体的，定时脉冲的触发条件为外部中断请求，由开关s1按下时产生。按下开关s1后，浪涌指示灯亮起(DSS输出低电平，驱动浪涌指示灯电路)并延时1s，定时脉冲so与蜂鸣器驱动信号beep(低电平)同时产生。

若试验中进行急停，则按下开关S2中止产生定时脉冲。

12MHz外部晶振(时钟周期为1/12us)作为单片机时钟源时，单个指令周期为1us，因此在理想情况下，定时方波的上升沿和下降沿为1us。

图8为本实用新型实施例1提供的状态指示电路的电路示意图，如图8所示，状态指示电路包括电阻R26、电阻R27、电阻R28、电阻R29、电阻R34、三极管Q4，三极管Q5、浪涌指示灯LED0、状态指示灯LED1和蜂鸣器B1。

其中，串联的电阻R26、浪涌指示灯LED0与串联的电阻R28、蜂鸣器B1并联。电阻R27与三极管Q4的基极电连接，浪涌指示灯LED0与三极管Q4的发射极电连接。电阻R29与三极管Q5的基极电连接，蜂鸣器B1与三极管Q5的发射极电连接。

电阻R34与状态指示灯LED1电连接。

状态指示电路中，浪涌指示灯LED0、蜂鸣器B1受MCU控制，当按下浪涌输出开关S1时，浪涌指示灯LED0亮起，1s后熄灭；蜂鸣器B1则会在浪涌波形输出前发出两次“滴滴”声，每次持续50ms，间隔50ms。

状态指示灯LED1作为电流偏置电路的状态指示，当电流偏置电路有输出时，该指示灯会常亮，表示该电路工作正常。

以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，包括：

开关与驱动电路，所述开关与驱动电路包括第一开关驱动电路和第二开关驱动电路；

电源变换电路，所述电源变换电路与所述第二开关驱动电路电连接；

定时脉冲发生电路，所述定时脉冲发生电路与所述第二开关驱动电路电连接；

反向保护电路，所述反向保护电路与所述第一开关驱动电路电连接；

电压补偿电路，所述电压补偿电路与所述第一开关驱动电路的输出端电连接；

过压保护电路，所述过压保护电路与所述第一开关驱动电路的输出端电连接；

状态指示电路，所述状态指示电路分别与所述定时脉冲发生电路的输出端、所述反向保护电路的输出端电连接。

2.根据权利要求1所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述电源变换电路包括第一同步升压变换电路、第二同步升压变换电路、第三同步升压变换电路、第四同步升压变换电路、第五同步升压变换电路和第六同步升压变换电路；

其中，所述第二同步升压变换电路分别与所述第一同步升压变换电路、所述第三同步升压变换电路、所述第五同步升压变换电路电连接，所述第六同步升压变换电路分别与所述第三同步升压变换电路、所述第四同步升压变换电路电连接。

3.根据权利要求2所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述第一同步升压变换电路包括升压变换器U1、电感L1、快恢复肖特基整流二极管D1、电容C1、电阻R1和电阻R2；

其中，所述电感L1并联于所述升压变换器U1的1引脚和6引脚之间，所述快恢复肖特基整流二极管D1的正极与所述升压变换器U1的1引脚电连接，所述快恢复肖特基整流二极管D1的负极与所述电容C1的一端电连接，所述电容C1的另一端与所述升压变换器U1的2引脚电连接，所述升压变换器U1的3引脚连接于所述电阻R1和所述电阻R2的中间节点。

4.根据权利要求1所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述第一开关驱动电路包括光电耦合器U12、光电耦合器U13、电阻R25、电阻R24和三极管Q3；

其中，所述三极管Q3的集电极分别与所述光电耦合器U12的2引脚、所述光电耦合器U13的2引脚电连接，所述电阻R24与所述三极管Q3的基极电连接，所述电阻R25分别与所述光电耦合器U12的1引脚、所述光电耦合器U13的1引脚电连接。

5.根据权利要求1所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述第二开关驱动电路包括第二开关单元和第二驱动单元。

6.根据权利要求5所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述第二开关单元包括MOSFET管Q1、MOSFET管Q2和电阻R23；

其中，所述电阻R23分别与所述MOSFET管Q1的栅极、所述MOSFET管Q2的栅极电连接。

7.根据权利要求6所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述第二驱动单元包括串联的第七同步升压变换电路和第八同步升压变换电路，所述第八同步升压变换电路与所述电阻R23电连接。

8.根据权利要求1所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述过压保护电路包括电阻R19、电阻R20、电阻R21、电阻R22和放大器A1；

其中，所述电阻R19与所述电阻R20串联，所述电阻R21与所述电阻R22串联，所述放大器A1的负极连接于所述电阻R19与所述电阻R20的中间节点，所述放大器A1的正极连接于所述电阻R21与所述电阻R22的中间节点。

9.根据权利要求1所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述反向保护电路包括反向保护二极管D10。

10.根据权利要求1所述的一种新型小型化程控浪涌电源，其特征在于，所述定时脉冲发生电路包括单片机U11、开关S1、开关S2、电阻R31、电容C10、电容C11和晶振Y1；

其中，所述电容C10和所述电容C11分别连接于所述晶振Y1的两端，所述晶振Y1并联于所述单片机U11的9引脚和10引脚之间，所述电阻R31与所述开关S2电连接，所述单片机U11的17引脚连接于所述电阻R31、所述开关S2的中间节点；所述电阻R30与所述开关S1电连接，所述单片机U11的18引脚连接于所述电阻R30、所述开关S1的中间节点。

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