CN2176633Y - 可实现大功率多负载的电子镇流器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种用在广义荧光灯上的、全 系列的、可实现大功率多负载运行的电子镇流器，主 要由过载保护、电子开关、相位锁定、同步触发、分立 反馈、输出谐振等电路构成。它能在低成本的前提 下，显著提高现行电子镇流器的性能指标及可靠性， 特别是以通用标准的元器件来实现大功率或多负载 的安全运行，从而使应用范围扩展至高压汞灯、高压 钠灯等品种；同时带动40W以下荧光灯的数量由一 只扩展至四只以上。

Description

本实用新型涉及荧光灯控制技术，具体地说是一种可实现大功率多负载的电子镇流器。

目前，以频率变换技术为特征的节能型电子镇流器，大部分是为日光灯（管形荧光灯）、稀土节能灯配套的，功率一般为40W以下，且大多数只能带动单只负载。这是因为受可靠性及制造成本的限制，而难以实现大功率运行。另外，电子镇流器在近几年的应用中，给社会留下“省电不省钱”的结论。与此同时，不以节能为目的而追求低成本却较为可靠的其它非电子镇流器仍在不断地开发应用。

面对现存的问题和挑战，电子镇流器分化为二种：第一种是简易型，主要追求低成本；第二种是复杂型，主要追求可靠性和技术指标。二者具有代表性的方案，同时刊登在《无线电》杂志93年第6期第39页和第8页上，分别称作“日光灯高频电子镇流器”和“长寿命节能型电子镇流器”。由方案可见：第一种将电路一再简化，除功率开关三极管外，其它元件尽量使用廉价品；第二种将电路尽量完善，并注重使用高品质元件。

电子镇流器中的核心器件是功率开关三极管，所占成本比重最大，同时损坏率也最高。即使在第一种方案中，核心器件的技术参数已达：Icm＝7A；V（BR）CEO≥400V；pcm≥60w（壳温25℃）。甚至还有采用参数达5A、1000v以上品种的方案。这在理论上带动40w以下的负载已很富余，为何不能实现大功率运行而易损坏呢？反过来说，高技术参数的核心器件易损坏，说明现行的电子镇流器节能并不显著。

究其原因是：1.电路设计的结构使核心器件工作条件恶化。2.日光灯老化等外部因素。

首先对第一种方案进行以上二个原因的分析，具体表现在：

a.LC串联谐振的电感采用单根磁棒与线圈骨架配合的方式。由于采用的是低导磁率的中波磁棒，所需线圈直径大、圈数多、分布电容大，这些将使电路产生较强的寄生振荡，对核心器件在振荡波形交替时（三极管瞬时处于放大区）十分不利，易引发共态导通现象。此外，单根磁棒的外磁路呈开放状态，对内有杂散磁场耦合，对外有空间幅射干扰。又因为整个线圈的Q值低，热损耗大，不但影响节电率和安全性，也促使核心器件的环境温度上升。其优点是价格低，电感量易调整。

b.振荡后，触发电压不能有效地关闭。为提高工作效率，电路中核心器件的基极采用零偏置，因此电路不会自发地振荡，需要触发电路进行第一次推动才能起振。振荡建立后，如果触发还在进行，将是危险的。因为振荡的周期、相位和触发的周期、相位是随机的，不同步，而误触发的机会将引起核心器件共态导通而烧毁。在方案中，试图采用低频整流二极管1N4007来吸收触发电路的输入电压。实际上对10KHz以上的信号，1N4007的反向阻断能力开始大大下降，最终使触发电路仍在某种程度上工作。这也是现行的电子镇流器惧怕过多地开关灯次数的原因之一。正确的设计应采用快恢复二极管取代1N4007，但其市场价格很高。

c.核心器件的工作相位不能锁定。理想情况下，核心器件应交替工作：一个可靠截止后，另一个才应开始导通。而设计上为了减小开关损耗，总是将基极注入很大的电流，以追求最小的饱和导通压降。这样必然带来三极管基区的存储效应，功率越大越明显，使共态导通现象不同程度地存在着：轻者，造成核心器件耐压下降、发热严重，使可靠性及节电率均下降；重者，引起很大的浪涌电流（直流电源经核心器件直接构成回路），使核心器件立即损坏。即使在40w以下的小功率运行（稳态），由于开灯的初始状态日光灯未启辉，负载等效开路，输出端串联谐振电路Q值相对较高（一般增加3倍），而谐振的总电流又基本与Q值成正比，于是整个电路处于短时间的高功率运行，易引发共态导通现象。

另外，受成本限制，整流后的直流成分并不理想；日光灯为辉光放电器件，工作阻抗不是常数，是脉动的。这些都对振荡器的稳定工作十分不利。具体表现在振荡电流波形的相位散乱，是由许多形状相似的重影迭加而组成。因此，也会对核心器件准确地交替导通、截止带来不利因素。

d.核心器件共用一个电流互感器（方案称作脉冲变压器，实际上应是电流互感器。因为其初级与负载回路串联，所以次级信号只与负载工作电流有关，成正比关系）。这将会造成核心器件的基极在振荡信号过零时，有不良耦合发生。因核心器件的基极均为零偏置，这就使导通与截止的阀电压值与输出槽路LC的自由振荡过零时不能完全同步，即有牵扯现象。另外，在方波振荡电压的作用下，槽路的L也有个续流的问题。而续流脉冲也将作用于基极回路，它的大小有可能造成共态导通现象。正确的做法应是：核心器件各用一个电流互感器，并分开布置。对于用双孔磁芯或类似方法制做电流互感器，也应尽量不采用。

e.日光灯老化、漏气而不能激活。此时电子镇流器工作在空载振荡状态，视在功率为额定值的3倍左右，不论多么稳定可靠的设计及元器件，均会因工作时间过长而热损坏。

f.输入电源电压过高。此时整个电路的工作电压及运行功率均会显著增大，长时间地超负荷再与以上各点原因形成恶性循环。

其次就第二种方案与上述一一对应进行比对：

a′.采用闭合磁路（例如EI型高导磁率磁芯）。但成本上升，电感量调整麻烦。

b′.未采取有效措施。

c′.未采取有效措施，仅将整流后的滤波电容设计为220μF，这在成本上不可取。

d′.同第一种方案。

e′.采用集成电路执行保护措施。但成本上升，且自身功耗增大。例如，集成电路的供电电阻为100k，供电取自整流后的直流高压。因集成电路均为低压器件，所以电阻的压降为300V，则功耗为：（300v）²／100k＝0.9w，全部转化为热能。

f′.保护电路不一定会动作。因保护电路不是针对整个电路执行保护功能。

综上所述：第一种方案设计低劣，性能差，易损坏；第二种方案有很大改进，但不完善，而且代价很高。

本实用新型的目的是向公众提供一种应用在广义荧光灯上的（日光灯、稀土节能灯、高压汞灯、高压钠灯等）、全系列的、可实现大功率多负载的电子镇流器。它技术指标高、可靠性好、综合成本低、节能显著。

为达到上述目的，本实用新型采取的解决方案是：一个具有过载保护、整流滤波的供电电路，将市电转换为直流脉动电源，向振荡电路供电；两个电子开关电路相串联并接在直流脉动电源两端，以便按输出谐振电路的振荡频率fo进行交替工作；一个同步触发器对零偏置的电子开关电路进行同步触发，电路振荡后触发自行关闭，并能使负载实现预热启辉；两个各自独立的相位锁定电路分别并接在电子开关的输入端，用于监控电子开关电路可能发生的共态导通，以保证其正确地导通或截止，或者使共态导通不能产生；两个分体式正反馈电路，分别连接在电子开关各自的输出端和输入端，用于反馈振荡信号使两电子开关交替工作，并防止寄生耦合激发共态导通而损坏器件；至少一个具有互感作用的LC串联谐振回路串接在电子开关的输出端，用于提高L的Q值、减少分布电容、确定荧光灯的额定功率，并能保证大功率的运行。

分体式正反馈电路TA1、TA2的初级在电路结构上是顺向串联的；多个负载时串联谐振回路的L在机械结构上为顺向等距排列，在电路结构上各独立LC串联谐振回路在其输入端相并联后，再与TA1、TA2的初级串联。

本实用新型的优点是：1.高技术性能指标、高可靠性及长的使用寿命、成本低。2.对元器件无特殊要求，例如输出谐振电路的电感，虽采用二根磁棒（无线圈骨架），但Q值高，比前述的第一种方案节省 1/3 的铜材，且磁路闭合，易调整L值。3.同步触发器电路取代了价格日益增高的双向触发二极管，不但能使整个电路安全地起振，还能实现预热缓启辉，价格仅是双向触发二极管的 1/3 。4.电源整流后的滤波电容取值较小，不但成本低，而且使功率因数提高，对电源电网的干扰小。5.能充分发挥核心器件（功率开关三极管）的应有能力，以通用的功率开关三极管就能实现最大为160w的大功率运行。6.可拓宽电子镇流器在荧光灯中的应用范围，还能带动多只较小功率的荧光灯同时运行（多组运行）。7.在日光灯的应用中，多组系列的实现，使综合成本在价格的平均分配、电性能、节能等方面，均优于非电子镇流器。

图1是单组的整体结构图。

图2是四组的整体结构图。

图3是工作原理框图。

图4是单组的电路图。

图5是四组的电路图。

图6是各点工作波形图。

下面结合附图对本实用新型作进一步详细描述。

图1示出单组系列的整体结构。壳体1为一梯形绝缘外壳，底部开口，在侧面开有条状散热孔2到顶，在两头的撑脚留有供用户安装用的孔7。壳体1的内部预留二个安装支柱8，供装有元件的印制板11套入后定位在二个安装孔12上。套入前，在印制板11的两头留有六个方孔10，使六个铜质线夹9可自由穿入。在壳体1二头的台面上，开有六个通孔及六个空心圆柱5，供六个机制螺钉3穿入六个压簧4后放入。之后将螺钉3旋入线夹9的螺孔内，调整3即可控制9的升降，目的是将六根外来导线线头经垂直通孔6穿过，再对准已穿过方孔10的线夹9上的另一通孔穿入，再调整3即可将线头卡紧在10附近的铜箔上，完成对外电气连接。绝缘底盖13也依次套入壳体1内，最后由二个自攻螺钉15穿过通孔14、12旋紧在安装支柱8上。在底盖13上留有条状散热孔16及平衡撑脚17。

图2是多组系列中的四组的整体结构（图中示出五线制输出方式，亦可十三线制）。底坐37为一铝质框架，在整个平面上开有条状通风孔35，在垂直的内侧面预先贴有云母片33，在两边的撑脚30留有用户安装用孔32。在底坐37内平面的四角，留有四个方形支柱36，其端头对准印制板27上的四个方孔41穿入并打弯，使27得以固定。在印制板27上：装有市电输入导线25及护套26，它们一起从底坐37的引线孔29穿入，并将26卡在29中；输出导线39共五根（其中一根为工作母线），各穿入护套38，当外壳19盖入后，护套卡在半圆形的引线孔49上；输出谐振电感线圈43共四组，每组由二个线圈并列布置，以便形成闭合磁路，并由绝缘硬导线42固定卡紧，由贴在线圈磁芯上的磁片40调整总的电感量；四组电感线圈43在整体上又是顺向排列的，可看成是二根“长磁棒”被截成四段，这样每组不但自有闭合磁路，而且沿二根“长磁棒”的方向还有公共闭合磁路，即实现四组之间的互感应；正反馈电路用的电流互感器由二个磁环44构成，它们是分开排列的；二个功率开关三极管45由机制螺钉46预先装好散热板47，并可由机制螺钉48穿过绝缘板24而压紧散热板47，最后48旋紧在底坐37上的螺孔34（云母片33使电绝缘得以实现）。外壳19经四个机制螺钉22穿过四个通孔23，与底坐37上的四个螺孔31将二个侧面固定。外壳19经二个机制螺钉20穿过通孔21，与底坐37上的二个螺孔28将上部固定。18为散热用的条状通孔。

图3是工作原理框图。由过载保护、整流滤波电路将市电转换为脉动直流高压，向整个电路进行供电。供电后，电子开关B经R1获得工作电压，输出谐振电路也可获得电场能量。稍后，同步触发电路给电子开关B一个微小的触发信号，使其开始导通，形成IB。IB经反馈电路分别给电子开关A、B提供截止和导通信号，其中的导通信号也传送至同步触发电路，使其能连续输出更大的触发电流，使IB迅速增长。当输出谐振电路的电场能被转化为磁场能后，IB为零，开始另一个半周的自由振荡，IA开始形成。IA则经反馈电路使电子开关A导通、B截止，其中的截止信号也传送至同步触发电路，使其停止触发。如此循环，电路完成增幅振荡的过程，进入稳定的振荡状态。之后，同步触发电路即使受反馈信号的控制，也无触发脉冲输出，停止工作。

在起始阶段，电路振荡的信号增幅是很高的，因为在荧光灯未起辉前，输出谐振电路的等效Q值为自有Q值，其视在电流很高，即串联谐振电路LC上的总阻抗很低。但LC各自的谐振电压却很高，与Q值成正比，仅相位相反。于是在准正弦的高频高压下（荧光灯丝亦经预热），荧光灯被激发工作。工作后的灯阻抗使谐振电路的等效Q值下降，视在电流也随之下降，使整个电路稳定地工作在额定值上。根据这一特点，过载保护电路也具有一定的延时性。

由于电子开关A、B串联后直接并在直流高压上，当一个饱和导通时，另一个就应充分截止（假设耐压是足够的），否则Io必定会产生。轻者，不节能，可靠性下降，重者使电子镇流器立即损坏。这就是共态导通现象的危害性。而相位锁定电路A、B可随时检测Io的大小：当Io产生时，二个相位锁定电路立即封闭电子开关A、B的任何触发信号，即切断反馈信号并迫使其截止。同时，相位锁定电路A、B还可监控电子开关A、B正常的交替工作状态：当IA产生时（IB＝0），IA使相位锁定B切断了电子开关B的输入信号，防止干扰脉冲出现，同时，因IB＝0，相位锁定A则开放了电子开关A的输入信号；当IB产生时（IA＝0），则有与上述相反的监控过程。以上的综合作用，使电路的振荡能够正确地进行。

由图3可知：振荡后，IA由整流滤波电路起止，形成一个外环回路，完成正半周；IB形成一个内环回路，完成负半周。但这仅是总体走势。实际上，电子开关电路输出的是方波振荡电压，而输出谐振电路有电感存在，因此输出谐振电路就有个续流的问题。续电流的方向和回路是：正半周是反方向的IB；负半周是反方向的IA。它们的幅度和持续时间均小而短。

图4是单组系列的电路图。

过载保护及整流滤波电路由：RT、F、C1、C2、L1、VD1～VD4、C3组成。其中：F是保险丝；RT是正温度系数的开关型热敏电阻（PTC），担任过载保护功能；C1、C2、L1组成抗噪声滤波器，用以滤除谐波干扰；VD1～VD4是整流二极管，组成全波整流电路，将市电转换成直流电；C3是直流电源的滤波电容。电路中，RT在常温下具有很小的电阻值，当总电流或运行功率明显高于额定值时，RT内部温升达居里点，其电阻值在10秒钟左右迅速地转为高阻状态，切断整个电路的电源供应（而整个电路对电源电压过高、日光灯老化等所引起的过负荷能力≥10分钟）。保护动作后，因220V几乎全加在RT两端，保持RT的内部温升，所以整个电路不可能再次供电，这就是过载保护的记忆功能。当然，故障排除后，需关电1分钟，RT温升下降，方可再次使用。由于C3小，再配合抗噪声滤波器，即可获得较高的功率因素。其原理是：当C3趋于0时，整个电路的电流供应（即输入电流的复变量）将直接由电源电压的函数所决定；当C3趋于∞时，整个电路的电流输入，仅在220v过峰值时才有很小的导通角，因为C3上的电压几乎恒定为常数，且接近峰值，使整流电路在其它相位角是截止关断的。在实际值上，C3不能取得过小，否则在220v过零时，整个电路将停振，过零后须经再次触发才能振荡，使日光灯看上去有频闪效应。另外，100Hz的脉动直流供电，使平均直流电压明显低于310v（

220v），降低了对元器件的耐压要求。要实现这些原理，其前提是：整个电路应能在直流脉动高压下正常工作；C3应采用高品质的元件。事实上，对小功率的品种，C3可采用聚酯电容，因其Q值高，则更为节能。

电子开关A、B电路由：R1、V1、V3组成。其中：R1是偏置电阻，取值很大，它提供了V3集电极和输出谐振电容C7在起振前的偏置电压；V1是电子开关A；V3是电子开关B。V1＝V3，均是功率开关三极管。

反馈电路由：各自独立的电流互感器TA1、TA2组成。它们的初级串联后再串在输出谐振回路中，只与输出的谐振电流的复变量有关。而次级分别提供了V1、V3基极所需的振荡脉冲信号，两者相位相反。电流互感器原理的应用，使功率开关三极管的负载能力具有自适应性。

相位锁定A、B电路分别由：V2、R4、R6和V4、R5、R7组成。其中：R6＝R7，既是V1、V3基极的限流电阻，又是V2、V4饱和导通时锁定振荡脉冲用的降压电阻，取值极小；R4＝R5，而R5是正半周（V1导通）的检流电阻，R4是负半周（V3导通）的检流电阻，二者取值极小；V2＝V4，是低压小型大电流三极管，V4是正半周相位锁定电子开关，V2是负半周相位锁定电子开关。相位锁定的原理是（在V1、V3耐压足够高的前提下）：正半周IA在R5上产生的压降使V4饱和导通，将V3的发射结短路，而同时因IB＝0，R4上无压降，V2处于截止状态，使V1能够获得正确的导通脉冲信号。即V1导通时，能够通过V4将V3锁定截止。在这里，如果有干扰脉冲出现在V3的基极回路，试图使V3也导通时（此时V4的集电极与发射极是反偏置电压极性），因V4一直从R5获得很强的基极电流，使V4工作在反向放大区。尽管三极管在反向放大区的hfe值已大大下降，但V4因基流足够大而一直处于饱和导通状态，使干扰脉冲不能对V3产生影响。同理，只有IA基本消失后，V4才能截止，从而开放V3的基极回路。反之，负半周IB工作时的道理也是一样的，即V3导通时，能够通过V2将V1锁定截止。总之，不论何种原因，共态导通电流Io在R4、R5企图同时建立的压降，总是使V2、V4同时将V1、V3锁定截止。

同步触发电路由：R2、C4、R3、V5、R8组成。其中：R2是供电电阻，取值极大；C4是触发振荡用的储能电容；R3是触发限流电阻，取值大小可决定日光灯的启动时间（即任意设定是否预热启动）；V5是同步触发控制三极管，为低压小电流器件；R8是触发V5用的正反馈电阻，取值很大。同步触发的原理是：加电后，电路未起振，R2由R1向C4充电，当C4的电压上升到一定值时，V5的集、射耐压较低而产生齐纳击穿（利用三极管基流＝0时，输出特性曲线因集电结反向击穿的原理。又因击穿电流IC＜Icm，属非破坏性击穿），并具有一定的负阻性。这一点与采用双向触发二极管的作用相当，但因负阻区很小，提供的触发脉冲时间很短，电路是不可能起振的。可V3毕竟已产生弱导通，C7开始放电，形成IB。这一弱小的IB经电流互感器TA2时，一方面反馈给V3基极一个正脉冲电流，另一方面在R7上产生电压降而使V5经R8获得触发电流。这一电流经V5放大后，使V5同步导通，因而C4的继续放电不会终止，最终使V3更好地导通。假如是预热启动，C4上的电压不会放完，谐振电路将自由翻转：电感L3、L2上的磁场能释放；形成IA。IA一方面经TA1给V1提供导通信号，另一方面经TA2给V3、V5提供截止信号（同时C4的放电变成由R2经导通的V1再度充电），最终使C7获得更强的电场能……如此反复，形成增幅振荡。振荡建立后，V5基极同步地受控于TA2提供的导通、截止脉冲。看起来C4应反复地充放电，实际上因R2C4的时间常数＞＞R3C4，使C4上的电压在增幅振荡过程中是逐步衰减的，不可能再度升至V5集、射的最高耐压值，反而最终降为零（事实上在谐振电路的续流作用下，还略显负值）。因R8取值很大，且C4电压为零后V5永远截止，使二者不会对V3的基极信号有分流作用。这就是同步触发原理的全部含义。

输出谐振电路由：C5、C7、C6、L2、L3组成。其中：C5是高频滤波电容，并有一定的续流作用；C6是隔直流电容，数值上≥10C7；C7是串联谐振电容，供应日光灯EL的电能；L2＝L3是串联谐振电感。整个电路的谐振频率fo主要由C7、L2、L3决定，并能确定日光灯EL的额定功率。由图可见L2、L3是二个独立的电感器串联后，再形成一个总的电感。它们是并列安装的，使各自的电感量是顺向增强的，即存在互感M。通过调整贴在二个磁棒端面的磁片，即能调整互感M，进而调整总的电感量，使EL的运行功率为额定值。这样做的目的是：虽采用了廉价磁棒，但Q值高、磁路闭合、节省铜材、分布电容小、制做容易、调整方便、发热小且散热好。

图5是多组系列的电路图（仅示出带动四只负载）。其主体电路与单组系列完全相同，不同之处在输出电路的形式上：串联谐振电容C7～C10（取值相同）移至日光灯EL1～EL4的外电路上，目的是节省连接导线；C6取值≥40C7，它的对外输出连线（X6）为工作母线；四组串联谐振电感L2、L3～L8、L9的一端并联，另一端连至各自的负载EL1～EL4上。

在形式上，每组的安装结构同单组系列，并具有各自的互感M，但同时四组亦串行排列，留有不大的间隙，以产生一个大的闭合磁路，即同时具有互感M′。这样做的目的是：针对四个输出谐振电路元件值的误差，由互感M′使之统一到一个fo上来；当一灯老化时（灯丝完好），其它回路的负载阻抗由M′折算到该回路，无空载现象发生；即使是一灯存在，电路也不会产生严重的空载运行，只是该灯功率显著升高而已；当一灯开路（灯丝断），则该路停振，其它回路照常运行。

图5是输出5线制方案。当C7～C10移至机内时，为输出13线制。

下面按图6的各点工作波形，对照图4描述整个电路的工作过程（在图6中：IF、UC3、IC6是按50Hz的周期标定时间轴；UR5、Ube3、UC5、IC6′是按fo的周期标定时间轴，并且它们的幅度和相位是同时在一定范围内波动的，只取有代表性者示之）：加电后，C3上的电压跃升为约300V。经过R1，V3、C7获得预偏置，C4再经R2缓充电至V5的最高耐压值。V5开始非破坏性击穿，C4上的电压利用V5很小的负阻区给V3启动脉冲，C7开始放电，经电流互感器反馈给V1截止脉冲，V3、V5获导通脉冲，C4利用V5此时的放大区继续向V3不间断地提供启动脉冲。输出谐振电路翻转后，V1导通，V3、V5截止，C4转而经R2缓充电，C7、L2、L3则直接经V1由C3提供能量。很快，电路再度翻转，V1截止，V3、V5导通，C4上的电压来不及上升又转为放电……增幅振荡过程结束，C4上的电压为零。

增幅振荡过程中，C7上的电压幅度很高，EL灯丝电流较大。因为EL未启辉时，谐振电路的电流IC6′就是C7的电流。EL启辉后，IC6′就包含了EL的工作电流和维持串联谐振的电流，同时因等效Q值下降，增幅振荡达最大值后也随之下降，电流互感器反馈给V1、V3的脉冲幅值也下降，最终使整个电路运行在额定状态。

在上述的所有过程中，相位锁定用的V2、V4根据R4、R5提供的检流脉冲信号交替工作，使V1、V3只能准确地交替工作，共态导通电流不可能出现。

在正半周（IA产生）：UC5（即输出谐振电路的输入电压）因V1饱和、V3截止而迅速上升，其峰值是UC3的函数；V3的基极回路电压Ube3有一个幅度较高的反向窄脉冲51，有利于退出饱和状态，51过后的其它成分被V4吸收；由于IA的产生具有一定的升率，UR5提供给V4的锁定脉冲也就具有一定的升率，使51产生，调整R5的大小，即可控制51的幅度；UR5的平顶部分是V4发射结限幅的结果。

在负半周（IB产生）：UC5因V1截止、V3饱和导通而迅速下降，其幅度一直为V3的饱和压降；Ube3为正脉冲，并被V3的发射结所限幅；UR5近似为零（略为负值，显示无共态导通电流Io产生），V4截止。

正、负半周则综合为IC6′。

由UR5、Ube3的波形可见：各有一个反向窄脉冲50和52存在，这就是续流脉冲。在正半周结束时，V1关断，续流路径是TA2次级→R7→V3集电结（等效正向导通的二极管）→R4形成闭合回路，产生续流脉冲52。在负半周结束时，V3关断，续流路径是R6→V1集电结→C3→R5形成闭合回路，产生续流脉冲50。如果V1、V3共用一个电流互感器，将基极耦合在一起，续流脉冲就较易引起共态导通现象。

由于整个电路已适应在脉动直流供电下工作，C3取值较小，UC3是含有100Hz成分的脉动直流，其平均值 C3明显低于300V，这也使总输入电流IF与电源电压UC1的相位更接近。由图可见：C3取值大时，IF为窄的尖脉冲（O3越大，幅值越高，导通角越窄），且导通相位更加滞后UC1的相位角；反之，IF幅度小而宽，并较圆滑，且导通相位提前了一个△t。显示出功率因数和对电源干扰改善的本质。

尽管UC3是一组钟脉冲，但在IC6的宏观波形的包络上，受100Hz调制的现象并不严重，这是因为串联谐振电路配合了EL的非线性，使之具有恒流性。

图6中未画出UR4、Ube1的波形，但只需将UR5、Ube3的波形水平移动180°即可得到。

Claims (3)

1、一种可实现大功率多负载的电子镇流器，包括整流滤波、过载保护、电子开关和负载，其特征在于，它还包括：

一个同步触发器，连接在两个相串联电子开关其中一个的输入端，用于准确可靠地向电子开关提供启动脉冲，并使负载预热启辉；

两个各自独立的相位锁定电路，分别并接在所述电子开关的输入端，用于监控电子开关电路可能发生的共态导通，以保证其正确地导通或截止；

两个分体式正反馈电路，分别连接在所述电子开关各自的输出端和输入端，用于反馈振荡信号使两电子开关交替工作，并防止寄生耦合激发共态导通而损坏器件；

至少一个具有互感作用的LC串联谐振回路串接在所述电子开关的输出端，用于提高L的Q值、减小分布电容、确定荧光灯的额定功率，并能保证大功率的运行。

2、根据权利要求1所述的可实现大功率多负载的电子镇流器，其特征在于：分体式正反馈电路TA1、TA2的初级在电路结构上是顺向串联的。

3、按照权利要求1或2所述的可实现大功率多负载的电子镇流器，其特征在于：多个负载时串联谐振回路的L在机械结构上为顺向等距排列，在电路结构上各独立LC串联谐振回路在其输入端相并联后，再与TA1、TA2的初级串联。

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