CN216775078U - 恒流控制电路及系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种恒流控制电路及系统，包括：采样反馈模块，产生采样反馈电压；基准模块；模拟调光模块，产生浮动上基准及浮动下基准；当模拟调光信号小于模拟调光上限基准时，浮动上基准及浮动下基准分别与模拟调光信号成正比；模拟调光信号大于等于模拟调光上限基准时，浮动上基准设定为最大上基准阈值，浮动下基准设定为最大下基准阈值；比较模块，将浮动上基准或浮动下基准与比较采样反馈电压比较；逻辑驱动模块，当模拟调光信号小于预设值时，产生非连续导通模式的驱动控制信号；当模拟调光信号大于等于预设值时，产生连续导通模式的驱动控制信号。本实用新型可调范围可至最大，极大程度满足了客户所需的更宽模拟调光范围的需求。

Description

恒流控制电路及系统

技术领域

本实用新型涉及集成电路领域，特别是涉及一种恒流控制电路及系统。

背景技术

恒流控制系统的低端采样电路中，功率器件的源端经采样电阻接地，功率器件的源端有电压浮动，会造成输入采样反馈信号的误差较大。而高端采样电路不会影响功率器件的工作状态，输出电流的精度也更高。

传统采用高端采样的恒流控制系统中，需满足连续导通模式来保证输出精度，通过降低模拟调光引脚的电压可调小系统输出电感的电流值。但受限于系统必须工作在连续导通模式，可调的最小电感电流对应其最大电感电流的百分比不够小，可调范围较窄，无法满足高要求客户所需的更宽调光范围需求。

因此，如何满足更宽调光范围的需求已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。

实用新型内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本实用新型的目的在于提供一种恒流控制电路及系统，用于解决现有技术中调光范围窄的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本实用新型提供一种恒流控制电路，所述恒流控制电路至少包括：

采样反馈模块，获取输出电流的采样信号并转换为采样反馈电压；

基准模块，用于提供最大上基准阈值、最大下基准阈值及模拟调光上限基准；

模拟调光模块，连接于所述基准模块的输出端并接收模拟调光信号，用于产生浮动上基准及浮动下基准；当所述模拟调光信号小于所述模拟调光上限基准时，所述浮动上基准及所述浮动下基准分别与所述模拟调光信号成正比；当所述模拟调光信号大于等于所述模拟调光上限基准时，所述浮动上基准设定为最大上基准阈值，所述浮动下基准设定为最大下基准阈值；

比较模块，第一输入端连接所述采样反馈模块，用于接收所述采样反馈电压，第二输入端通过开关切换分别接收所述模拟调光模块输出的所述浮动上基准和所述浮动下基准，所述比较模块将所述采样反馈电压分别与所述浮动上基准和所述浮动下基准进行比较并输出比较结果；

逻辑驱动模块，连接于所述比较模块的输出端，当所述模拟调光信号小于预设值时，基于所述比较结果产生非连续导通模式的驱动控制信号；当所述模拟调光信号大于等于所述预设值时，基于所述比较结果产生连续导通模式的驱动控制信号。

可选地，所述采样反馈模块包括跨导运算放大器及第一电阻；所述跨导运算放大器的输入端连接外部输出电流采样电阻的两端；所述第一电阻的一端连接所述跨导运算放大器的输出端，另一端接地。

可选地，所述模拟调光模块包括运算放大器、晶体管单元、第二电阻、第三电阻、第四电阻、控制单元、第一选择单元及第二选择单元；

所述晶体管单元、所述第二电阻、所述第三电阻及所述第四电阻依次串联于电源与地之间；

所述运算放大器的正相输入端接收所述模拟调光信号，反相输入端连接所述晶体管单元与所述第二电阻的连接节点，输出端连接所述晶体管单元的控制端；

所述控制单元的第一输入端连接所述晶体管单元与所述第二电阻的连接节点，第二输入端接收所述模拟调光上限基准，将所述连接节点的电压与所述模拟调光上限基准进行比较，并基于比较结果输出控制信号；

所述第一选择单元的第一输入端连接所述第二电阻与所述第三电阻的连接节点，第二输入端接收所述最大上基准阈值，控制端连接所述控制单元的输出端，输出所述浮动上基准；

所述第二选择单元的第一输入端连接所述第三电阻与所述第四电阻的连接节点，第二输入端接收所述最大下基准阈值，控制端连接所述控制单元的输出端；输出所述浮动下基准。

可选地，所述逻辑驱动模块包括关断时间设定单元及驱动单元；所述关断时间设定单元接收所述比较结果，当功率开关管处于关断状态时基于所述模拟调光信号设定所述功率开关管的关断时间；所述驱动单元基于所述比较结果产生驱动控制信号。

更可选地，所述关断时间设定单元包括电流源、充电单元及斯密特触发器；所述电流源受所述模拟调光信号的控制产生充电电流；所述充电单元连接于所述电流源的输出端，基于所述充电电流进行充电；所述斯密特触发器的输入端连接于所述充电单元的输出端，控制端连接所述比较结果，当所述功率开关管处于关断状态且所述充电单元中的电压大于设定值时，结束关断状态。

为实现上述目的及其他相关目的，本实用新型提供一种恒流控制系统，所述恒流控制系统至少包括：

恒流电路及上述恒流控制电路；

所述恒流电路接收功率开关管的控制信号，使得输出负载的电流恒定；

所述恒流控制电路获取所述恒流电路中输出电流的采样反馈信号，基于所述采样反馈信号及模拟调光信号控制所述恒流电路中功率开关管的导通和关断，以实现所述恒流电路的恒流输出。

更可选地，所述恒流电路中采样电阻为高端采样结构。

如上所述，本实用新型的恒流控制电路及系统，具有以下有益效果：

本实用新型的恒流控制电路及系统自动切换连续导通模式和非连续导通模式；当模拟调光信号电压较低时，进入非连续导通模式，可调的最小电感电流对应其最大电感电流的百分比几乎可以到零，可调范围可至最大，极大程度满足了客户所需的更宽模拟调光范围的需求。

附图说明

图1显示为的采用高端采样电阻的开关降压型LED控制系统的结构示意图。

图2显示为一种恒流控制电路的结构示意图。

图3显示为图2的恒流控制电路无模拟调光信号时的时序图。

图4显示为图2的恒流控制电路有模拟调光信号时的时序图。

图5显示为图2的恒流控制电路调光原理示意图。

图6显示为本实用新型的恒流控制电路的结构示意图。

图7显示为本实用新型的模拟调光模块的结构示意图。

图8显示为本实用新型的模拟调光模块的原理示意图。

图9显示为本实用新型的关断时间设定单元的结构示意图。

图10显示为本实用新型的恒流控制电路在非连续导通模式下的工作原理示意图。

图11显示为本实用新型的关断时间与模拟调光信号的关系示意图。

图12显示为本实用新型的恒流控制电路在连续导通模式下的工作原理示意图。

图13显示为本实用新型的恒流控制系统的结构示意图。

元件标号说明

1 恒流控制电路

11 第一跨导运放模块

12 第二跨导运放模块

13 基准模块

14 PWM比较器模块

15 逻辑和驱动模块

2 恒流控制电路

21 采样反馈模块

211 跨导运算放大器

22 基准模块

23 模拟调光模块

231 运算放大器

232 控制单元

232a 比较器

232b 反相器

233 第一选择单元

234 第二选择单元

24 比较模块

25 逻辑驱动模块

251 关断时间设定单元

251a 电流源

251b 充电单元

251c 斯密特触发器

3 恒流电路

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本实用新型的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本实用新型的其他优点与功效。本实用新型还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本实用新型的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图1～图13。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本实用新型的基本构想，遂图式中仅显示与本实用新型中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

如图1所示为采用高端采样电阻Rsense的开关降压型LED控制系统，包含恒流控制电路、开关降压型恒流电路(功率器件Q、采样电阻Rsense、续流二极管D、电感L)及LED发光模块LED。输入中高压的直流电源Vin；输出电压为LED发光模块上的压降VLED；外部功率器件Q周期性开启和关闭；采样电阻Rsense连接在直流电源Vin和LED发光模块的正端之间，属于高端采样；模拟调光引脚DIM作为PWM或是模拟调光端，在固定采样电阻Rsense时，可通过改变DIM引脚的电压来达到改变输出电感电流IL的电流值。

如图2所示，所述恒流控制电路1包括：第一跨导运放模块11、第二跨导运放模块12、基准模块13、运放输出电阻模块Rcs、PWM比较器模块14以及逻辑和驱动模块15。外部引脚为输入电源引脚VIN、地信号引脚GND、电流采样引脚CSN、模拟调光引脚DIM和驱动引脚DRV。其中：

采样电阻Rsense上的电压差反映了输入电源引脚VIN和电流采样引脚CSN之间的压差，该压差经所述第一跨导运放模块11产生一路输出电流Ics，设定所述第一跨导运放模块11的跨导增益为GM1，则Ics＝GM1*(Vin-V_CSN)，其中，Vin为输入电源引脚上的电压，V_CSN为电流采样引脚上的电压。

模拟调光引脚DIM的电压V_DIM和基准模块13产生的模拟调光上限基准VREF1(固定电平)进行比较，两者的电压差值经所述第二跨导运放模块12产生另一路输出跨导电流Idim，设定所述第二跨导运放模块12的跨导增益为GM2，则Idim＝GM2*(VREF1-V_DIM)。当V_DIM≥VREF1时，Idim＝0，此时输出电感电流IL对应最大输出电流，采样反馈信号Vcs＝Ics*Rcs＝GM1*(Vin-V_CSN)*Rcs，由此可以反推输入电源引脚VIN和电流采样引脚CSN上的电压之间的压差

两路输出电流Ics和Idim均流至运放输出电阻模块Rcs，产生采样反馈信号VCS，采样反馈信号Vcs＝(Ics+Idim)*Rcs。

采样反馈信号VCS与通过选通开关Switch选通的上基准VREF_UP或是下基准VREF_DOWN送至PWM比较器模块14输入进行比较，产生比较结果COMPOUT。如图3所示，采样反馈信号的平均值VCSavg稳定在一固定电平上，满足如下关系式：

VCS_avg＝(VREF_UP+VREF_DOWN)/2，

从而确保VIN-CSN的平均值

经逻辑和驱动模块15，所述PWM比较器模块14的输出信号COMPOUT的周期和占空比D就对应最终的驱动控制信号VG(驱动引脚DRV的输出信号)的周期和功率器件Q的导通占空比(所述PWM比较器模块14的输出信号COMPOUT的占空比D及功率器件Q的导通占空比也反映了输入输出电压比，即D＝V_LED/Vin)，而输出电感电流IL的平均值就维持在：

达到恒流的目的。

当V_DIM<VREF1时，此时模拟调光Idim将产生漏电，叠加到采样反馈信号VCS上，实际采样反馈信号VCS’也就降低，系统输出电感电流IL减小。但所述PWM比较器模块14的输出信号COMPOUT的占空比D保持不变，如图4所示。

当V_DIM由低变高时，第二跨导运放模块12的输出漏电Idim由大变小，输出电感电流IL的电流值也随之由低变高，实现模拟调光功能，如图5所示。由于上基准VREF_UP和下基准VREF_DOWN电平固定，因此，输出电感电流IL的电流纹波△IL也维持不变。但当V_DIM很低接近零电平时，经换算的实际采样反馈信号VCS’就有可能会变成负电压，如图5椭圆形虚线框所示。但系统要求工作在连续导通模式，所以负电压这一段是不允许出现的，务必要保证模拟调光引脚DIM的电压高于调光开启阈值VSHUT，才能保证系统的正常工作和输出电流的精度，由此也就限制了模拟调光百分比的下限范围。

基于上述原因，本实用新型提供一种带模拟调光的高端采样恒流控制电路，可以在模拟调光引脚DIM的电压较低时，进入非连续导通模式，可调的最小电感电流对应其最大电感电流的百分比几乎可以到零；可调范围可至最大，极大程度满足了客户所需的更宽模拟调光范围甚至全百分百调光范围的需求。

实施例一

如图6所示，本实施例提供一种恒流控制电路2，所述恒流控制电路2包括：

采样反馈模块21，基准模块22，模拟调光模块23，比较模块24及逻辑驱动模块25。

如图6所示，所述采样反馈模块21获取输出电流的采样信号并转换为采样反馈电压VCS。

具体地，在本实施例中，所述采样反馈模块21包括跨导运算放大器211及第一电阻R1。所述跨导运算放大器211的输入端连接外部输出电流采样电阻Rsense的两端；作为示例，所述跨导运算放大器211的正相输入端连接所述采样电阻Rsense的高电位节点，反相输入端连接所述采样电阻Rsense的低电位节点。所述第一电阻R1的一端连接所述跨导运算放大器211的输出端，另一端接地。

需要说明的是，所述跨导运算放大器211的输入端极性与输入信号的对应关系可根据需要调整，通过反相器即可得到相同的逻辑关系，不以本实施例为限。进一步地，任意能将输出电流的采样信号转换为采样反馈电压的电路结构均适用于本实用新型。

如图6所示，所述基准模块22用于提供最大上基准阈值REFmax、最大下基准阈值REFmin及模拟调光上限基准VREF1，其中，所述最大上基准阈值REFmax大于所述最大下基准阈值REFmin。

具体地，任意能产生基准电压或电流的电路结构均适用于本实用新型，包括但不限于带隙基准电路，在此不一一赘述。

如图6所示，所述模拟调光模块23连接于所述基准模块22的输出端，并接收模拟调光信号V_DIM，用于产生浮动上基准VREF_UP及浮动下基准VREF_DOWN。当所述模拟调光信号V_DIM小于所述模拟调光上限基准VREF1时，所述浮动上基准VREF_UP及所述浮动下基准VREF_DOWN分别与所述模拟调光信号V_DIM成正比。当所述模拟调光信号V_DIM大于等于所述模拟调光上限基准VREF1时，所述浮动上基准VREF_UP为最大上基准阈值REFmax，所述浮动下基准VREF_DOWN为最大下基准阈值REFmin。

具体地，如图7所示，作为示例，所述模拟调光模块23包括运算放大器231、晶体管单元M1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、控制单元232、第一选择单元233及第二选择单元234。在本示例中，所述晶体管单元M1采用NMOS管实现，所述NMOS管的漏极连接内部电源VDD，栅极连接所述运算放大器231的输出端，漏极依次经由所述第二电阻R2、所述第三电阻R3及所述第四电阻R4接地。所述运算放大器231的正相输入端接收所述模拟调光信号V_DIM，反相输入端连接所述NMOS管的漏极(与所述第二电阻的连接节点)。所述控制单元232的第一输入端连接所述NMOS管与所述第二电阻R2的连接节点，第二输入端接收所述模拟调光上限基准VREF1，将所述连接节点的电压与所述模拟调光上限基准VREF1进行比较，并基于比较结果输出控制信号。作为示例，所述控制单元232包括比较器232a及反相器232b，所述比较器232a的反相输入端连接所述NMOS管的漏极，正相输入端连接所述模拟调光上限基准VREF1，输出控制信号EN；所述反相器232b连接于所述比较器232a的输出端，用于获取控制信号的反信号ENINV。在实际使用中，可根据需要调整所述比较器232a的输入端极性与输入信号的对应关系，在此不一一赘述。所述第一选择单元233的第一输入端连接所述第二电阻R2与所述第三电阻R3的连接节点，第二输入端接收所述最大上基准阈值REFmax，控制端连接所述控制单元232的输出端，输出所述浮动上基准VREF_UP；作为示例，所述第一选择单元233包括第一开关及第二开关，所述第一开关的第一端连接所述第二电阻R2与所述第三电阻R3的连接节点，第二端作为输出端，控制端连接所述控制信号EN；第二开关的第一端接收所述最大上基准阈值REFmax，第二端连接第二开关的第二端，控制端连接所述控制信号的反信号ENINV。所述第二选择单元234的第一输入端连接所述第三电阻R3与所述第四电阻R4的连接节点，第二输入端接收所述最大下基准阈值REFmin，控制端连接所述控制单元232的输出端，输出所述浮动下基准VREF_DOWN；结构与所述第一选择单元233相同，在此不一一赘述。

通过所述运算放大器231的调节使得所述晶体管单元M1的漏极电压与所述模拟调光信号V_DIM的电压保持一致。流过所述晶体管单元M1、所述第二电阻R2、所述第三电阻R3及所述第四电阻R4的源电流IR满足：IR＝V_DIM/Rtotal＝V_DIM/(R2+R3+R4)。由于所述源电流IR随所述模拟调光信号V_DIM的大小而变化，所以相应的所述第四电阻R4上的节点电压VR1和所述第三电阻R3上的节点电压VR2均随所述模拟调光信号V_DIM的电压增大而增大，且所述第三电阻R3的压降反映了节点电压VR1和节点电压VR2之间的压差，该压差也随着所述源电流IR的增大而增大。当V_DIM<VREF1时，控制信号EN为高电平，此时选择节点电压VR1作为浮动上基准VREF_UP，选择节点电压VR2作为浮动下基准VREF_DOWN；如图8所示，可以发现：所述浮动上基准VREF_UP与所述模拟调光信号V_DIM成第一正比例关系，所述浮动下基准VREF_DOWN与所述模拟调光信号V_DIM成第二正比例关系，其中，第一正比例系数大于第二正比例系数，受源电流IR的影响同时保证所述浮动上基准VREF_UP和所述浮动下基准VREF_DOWN相加后的平均值随模拟调光信号变化呈线性变化。当V_DIM≥VREF1时，控制信号EN为低电平，此时选择最大上基准阈值REFmax作为浮动上基准VREF_UP，选择最大下基准阈值REFmin作为浮动下基准VREF_DOWN。

如图6所示，所述比较模块24的第一输入端连接所述采样反馈模块21，用于接收所述采样反馈电压VCS，第二输入端通过开关切换分别接收所述模拟调光模块23输出的浮动上基准VREF_UP和浮动下基准VREF_DOWN，所述比较模块将所述采样反馈电压VCS分别与所述浮动上基准VREF_UP和所述浮动下基准VREF_DOWN进行比较并输出比较结果COMPOUT。

具体地，在本实施例中，所述比较模块24的正相输入端分别通过一开关接收所述浮动上基准VREF_UP和浮动下基准VREF_DOWN，通过开关切换所述比较模块24的正相输入端的输入信号；反相输入端连接所述采样反馈模块21的输入端；在实际使用中，所述比较模块24的输入端极性与输入信号的对应关系可调整，能实现本实用新型的逻辑即可，不以本实施例为限。

如图6所示，所述逻辑驱动模块25连接于所述比较模块24的输出端，当所述模拟调光信号V_DIM小于预设值V_{DIM_}th时，基于所述比较结果COMPOUT产生非连续导通模式的驱动控制信号；当所述模拟调光信号V_DIM大于等于所述预设值V_{DIM_}th时，基于所述比较结果COMPOUT产生连续导通模式的驱动控制信号。

需要说明的是，在模拟调光信号V_DIM较小时，开关频率较高，容易造成噪声，因此，在这个阶段可采用非连续导通模式进行驱动。作为示例，所述预设值V_{DIM_}th设定为0.5V，在实际使用中所述预设值V_{DIM_}th可根据实际器件参数、调光需求等进行设置，能确保不影响最终调光效果即可，不以本实施例为限。

具体地，在本实施例中，所述逻辑驱动模块25包括关断时间设定单元251及驱动单元(图中未显示)。所述关断时间设定单元251接收所述比较结果COMPOUT，当功率开关管处于关断状态(COMPOUT为低电平，电感电流进入OFF态)时基于所述模拟调光信号V_DIM设定所述功率开关管的关断时间。所述驱动单元基于所述比较结果COMPOUT产生驱动控制信号。

更具体地，如图9所示，作为示例，所述关断时间设定单元251包括电流源251a、充电单元251b及斯密特触发器251c。所述电流源251a受所述模拟调光信号V_DIM的控制产生充电电流Ileak；所述充电单元251b连接于所述电流源251a的输出端，基于所述充电电流Ileak进行充电，作为示例，所述充电单元251b包括第五电阻R5及储能电容C构成RC延迟结构；所述斯密特触发器251c的输入端连接于所述充电单元251b的输出端，控制端连接所述比较结果COMPOUT，当所述功率开关管处于关断状态且所述充电单元251b中的电压大于斯密特触发器的阈值时，结束关断状态。所述充电电流Ileak随所述模拟调光信号V_DIM变化；当所述模拟调光信号V_DIM等于零时，所述充电电流Ileak为最小值，充放电时间最长，进而得到对应的最大关断时间Toffmax；当所述模拟调光信号V_DIM大于零且小于所述预设值V_{DIM_}th时，所述充电电流Ileak与所述模拟调光信号V_DIM成正比关系，充放电时间长与所述模拟调光信号V_DIM成反比，进而得到随所述模拟调光信号V_DIM上升而减小的关断时间Toff；当所述模拟调光信号V_DIM大于所述预设值V_{DIM_}th时，所述充电电流Ileak为最大值，充放电时间最短，进而得到对应的最小关断时间Toffmin，对输出电感电流IL的放电时间不再起作用。所述关断时间设定单元251将所述关断时间Toff反馈至所述比较模块24，在关断时间内将所述比较模块24的输出信号置为功率开关管关断所对应的电平(在示例中，所述比较结果COMPOUT为低电平时控制功率开关管关断)。

需要说明的是，所述关断时间Toff可基于与所述模拟调光信号V_DIM成比例的任意信号得到，不限于本实施例的模拟调光信号V_DIM本身，在此不一一赘述。所述关断时间Toff设定的实现方式不局限于本实施例列举的这一种，包括但不限于利用比较器的响应延时来实现，在此不一一赘述。

更具体地，所述驱动单元基于所述比较结果COMPOUT产生所述驱动控制信号VG，所述比较结果COMPOUT的周期和占空比D就对应最终的驱动控制信号VG的周期和功率器件的导通占空比。

实施例二

本实施例提供一种恒流控制方法，在本实施例中，基于实施例一的恒流控制电路2实现，在实际使用中任意能实现本实用新型的硬件或软件均适用。所述恒流控制方法至少包括：

1)采集输出电流并转化为采样反馈信号VCS。

具体地，在本实施例中，通过采样电阻Rsense对输出电流进行采样，并得到相应的采样反馈信号VCS。

2)根据模拟调光信号产生浮动上基准和浮动下基准，其中，当所述模拟调光信号小于所述模拟调光上限基准时，所述浮动上基准及所述浮动下基准分别与所述模拟调光信号成正比；当所述模拟调光信号大于等于所述模拟调光上限基准时，所述浮动上基准为最大上基准阈值，所述浮动下基准为最大下基准阈值。

具体地，在本实施例中，当所述模拟调光信号V_DIM小于所述模拟调光上限基准VREF1时，所述浮动上基准VREF_UP与所述模拟调光信号V_DIM成第一正比例关系，所述浮动下基准VREF_DOWN与所述模拟调光信号V_DIM成第二正比例关系，其中，第一正比例系数大于第二正比例系数。如图8所示，当所述模拟调光信号V_DIM由低变高线性变化时，所述浮动上基准VREF_UP和所述浮动下基准VREF_DOWN逐渐线性增大，同时VREF_UP和VREF_DOWN的差值也逐渐增大，已知：输出电感电流IL的计算公式为：

可以发现输出电感电流IL也在逐渐线性增大，且输出电感电流IL的纹波△IL也随之由小变大，使得模拟调光引脚DIM的电压值可以在更低值时系统仍维持在连续导通模式。当所述模拟调光信号V_DIM等于模拟调光上限基准VREF1以后，输出电感电流IL达到最大值，由此实现模拟调光功能。

需要说明的是，步骤1)和步骤2)的顺序不限，可以先执行步骤1)再执行步骤2)，也可同时进行，不以本实施例为限。

3)将所述采样反馈信号分别与通过开关切换的所述浮动上基准和浮动下基准进行比较，并在所述模拟调光信号小于预设值时，基于比较结果产生非连续导通模式的驱动控制信号；在所述模拟调光信号大于等于所述预设值时，基于所述比较结果产生连续导通模式的驱动控制信号。

具体地，如图8所示，当所述模拟调光信号V_DIM小于预设值V_{DIM_}th时进入非连续导通模式，当所述模拟调光信号V_DIM大于等于所述预设值V_{DIM_}th时进入连续导通模式。

如图10所示，所述模拟调光信号V_DIM小于预设值V_{DIM_}th时，由于设定的输出电感电流IL已很小，输出电感电流IL上升时，所述采样反馈信号VCS很快就会触碰到所述浮动上基准VREF_UP，随后进入OFF态(关断状态)，输出电感电流IL又很快放电至零，所述采样反馈信号VCS比所述浮动下基准VREF_DOWN还低，此时逻辑驱动模块通过RC单元设定关断时间Toff，该Toff时间会随DIM电压降低而增大。在输出电感电流IL降为零以后，关断时间Toff未结束前，输出电感电流IL一直保持为零，此时进入非连续导通模式。其中，导通时间由所述采样反馈信号VCS与所述浮动上基准VREF_UP的比较结果决定；所述关断时间Toff由所述模拟调光信号V_DIM的电压大小设定；作为示例，本实施例中，通过设定关断时间Toff来将所述比较模块24的输出信号置为低电平来实现非连续导通模式的控制。如图11所示，当所述模拟调光信号V_DIM为零时，所述关断时间Toff设定为最大关断时间Toffmax；当所述模拟调光信号大于零且小于预设值V_{DIM_}th时，所述关断时间Toff与所述模拟调光信号V_DIM成反比逐渐变小；当所述模拟调光信号V_DIM大于所述预设值V_{DIM_}th时，所述关断时间Toff设定为最小关断时间Toffmin。

需要说明的是，所述关断时间Toff可基于与所述模拟调光信号V_DIM成比例的任意信号得到，不限于本实施例的模拟调光信号V_DIM本身，在此不一一赘述。

如图12所示，所述模拟调光信号V_DIM大于等于所述预设值V_{DIM_}th时，所述采样反馈信号VCS在所述浮动上基准VREF_UP和所述浮动下基准VREF_DOWN之间三角波切换，此时进入连续导通模式。

如图10及图12所示，通过开关切换信号switch将所述浮动上基准VREF_UP或所述浮动下基准VREF_DOWN连接至所述比较模块24的正相输入端，与所述采样反馈信号VCS进行比较；作为示例，当功率开关管导通(所述比较结果COMPOUT为高电平)时，所述采样反馈信号VCS与所述浮动上基准VREF_UP比较；当所述功率开关管关断(所述比较结果COMPOUT为低电平)时，所述采样反馈信号VCS与所述浮动下基准VREF_DOWN比较。

本实用新型中，在非连续导通模式下，由于周期随所述模拟调光信号V_DIM的电压增大而减小，所以输出电感电流IL的平均值也随之逐渐增大。非连续导通模式和连续导通模式的并存使得模拟调整最大范围实现从0％到100％。

实施例三

如图13所示，本实施例提供一种恒流控制系统，所述恒流控制系统包括：

恒流电路3及实施例一的恒流控制电路2。

如图13所示，所述恒流电路3接收功率开关管的驱动控制信号，使得输出负载的电流恒定。

具体地，作为示例，所述恒流电路3中采样电阻为高端采样结构。所述恒流电路3可以是图1的结构，也可以是任意结构的恒流电路，在此不一一赘述。

如图13所示，所述恒流控制电路2获取所述恒流电路3中输出电流的采样反馈信号，基于所述采样反馈信号及模拟调光信号控制所述恒流电路3中功率开关管的导通和关断，以实现所述恒流电路3的恒流输出。

具体地，所述恒流控制电路2的结构及原理参见上文，在此不一一赘述。

综上所述，本实用新型提供一种恒流控制电路及系统，包括：采样反馈模块，获取输出电流的采样信号并转换为采样反馈电压；基准模块，用于提供最大上基准阈值、最大下基准阈值及模拟调光上限基准；模拟调光模块，连接于所述基准模块的输出端并接收模拟调光信号，用于产生浮动上基准及浮动下基准；当所述模拟调光信号小于所述模拟调光上限基准时，所述浮动上基准及所述浮动下基准分别与所述模拟调光信号成正比；当所述模拟调光信号大于等于所述模拟调光上限基准时，所述浮动上基准设定为最大上基准阈值，所述浮动下基准设定为最大下基准阈值；比较模块，第一输入端连接所述采样反馈模块，第二输入端通过开关切换分别接收所述模拟调光模块输出的浮动上基准和浮动下基准，并输出比较结果；逻辑驱动模块，连接于所述比较模块的输出端，当所述模拟调光信号小于预设值时，基于所述比较结果产生非连续导通模式的驱动控制信号；当所述模拟调光信号大于等于所述预设值时，基于所述比较结果产生连续导通模式的驱动控制信号。本实用新型的恒流控制电路及系统自动切换连续导通模式和非连续导通模式；当DIM电压较低时，进入非连续导通模式，可调的最小电感电流对应其最大电感电流的百分比几乎可以到零，可调范围可至最大，极大程度满足了客户所需的更宽模拟调光范围的需求。所以，本实用新型有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本实用新型的原理及其功效，而非用于限制本实用新型。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本实用新型的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本实用新型所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本实用新型的权利要求所涵盖。

Claims (7)

1.一种恒流控制电路，其特征在于，所述恒流控制电路至少包括：

采样反馈模块，获取输出电流的采样信号并转换为采样反馈电压；

基准模块，用于提供最大上基准阈值、最大下基准阈值及模拟调光上限基准；

模拟调光模块，连接于所述基准模块的输出端并接收模拟调光信号，用于产生浮动上基准及浮动下基准；当所述模拟调光信号小于所述模拟调光上限基准时，所述浮动上基准及所述浮动下基准分别与所述模拟调光信号成正比；当所述模拟调光信号大于等于所述模拟调光上限基准时，所述浮动上基准设定为最大上基准阈值，所述浮动下基准设定为最大下基准阈值；

比较模块，第一输入端连接所述采样反馈模块，用于接收所述采样反馈电压，第二输入端通过开关切换分别接收所述模拟调光模块输出的所述浮动上基准和所述浮动下基准，所述比较模块将所述采样反馈电压分别与所述浮动上基准和所述浮动下基准进行比较并输出比较结果；

逻辑驱动模块，连接于所述比较模块的输出端，当所述模拟调光信号小于预设值时，基于所述比较结果产生非连续导通模式的驱动控制信号；当所述模拟调光信号大于等于所述预设值时，基于所述比较结果产生连续导通模式的驱动控制信号。

2.根据权利要求1所述的恒流控制电路，其特征在于：所述采样反馈模块包括跨导运算放大器及第一电阻；所述跨导运算放大器的输入端连接外部输出电流采样电阻的两端；所述第一电阻的一端连接所述跨导运算放大器的输出端，另一端接地。

3.根据权利要求1所述的恒流控制电路，其特征在于：所述模拟调光模块包括运算放大器、晶体管单元、第二电阻、第三电阻、第四电阻、控制单元、第一选择单元及第二选择单元；所述晶体管单元、所述第二电阻、所述第三电阻及所述第四电阻依次串联于电源与地之间；

所述运算放大器的正相输入端接收所述模拟调光信号，反相输入端连接所述晶体管单元与所述第二电阻的连接节点，输出端连接所述晶体管单元的控制端；

所述控制单元的第一输入端连接所述晶体管单元与所述第二电阻的连接节点，第二输入端接收所述模拟调光上限基准，将所述连接节点的电压与所述模拟调光上限基准进行比较，并基于比较结果输出控制信号；

所述第一选择单元的第一输入端连接所述第二电阻与所述第三电阻的连接节点，第二输入端接收所述最大上基准阈值，控制端连接所述控制单元的输出端，输出所述浮动上基准；

所述第二选择单元的第一输入端连接所述第三电阻与所述第四电阻的连接节点，第二输入端接收所述最大下基准阈值，控制端连接所述控制单元的输出端；输出所述浮动下基准。

4.根据权利要求1所述的恒流控制电路，其特征在于：所述逻辑驱动模块包括关断时间设定单元及驱动单元；所述关断时间设定单元接收所述比较结果，当功率开关管处于关断状态时基于所述模拟调光信号设定所述功率开关管的关断时间；所述驱动单元基于所述比较结果产生驱动控制信号。

5.根据权利要求4所述的恒流控制电路，其特征在于：所述关断时间设定单元包括电流源、充电单元及斯密特触发器；所述电流源受所述模拟调光信号的控制产生充电电流；所述充电单元连接于所述电流源的输出端，基于所述充电电流进行充电；所述斯密特触发器的输入端连接于所述充电单元的输出端，控制端连接所述比较结果，当所述功率开关管处于关断状态且所述充电单元中的电压大于设定值时，结束关断状态。

6.一种恒流控制系统，其特征在于，所述恒流控制系统至少包括：

恒流电路及如权利要求1-5任意一项所述的恒流控制电路；

所述恒流电路接收功率开关管的驱动控制信号，使得输出负载的电流恒定；

所述恒流控制电路获取所述恒流电路中输出电流的采样反馈信号，基于所述采样反馈信号及模拟调光信号控制所述恒流电路中功率开关管的导通和关断，以实现所述恒流电路的恒流输出。

7.根据权利要求6所述的恒流控制系统，其特征在于：所述恒流电路中采样电阻为高端采样结构。

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